KR100983130B1 - 파일럿 신호 수신용 속도 응답 필터링 - Google Patents

파일럿 신호 수신용 속도 응답 필터링 Download PDF

Info

Publication number
KR100983130B1
KR100983130B1 KR1020047005871A KR20047005871A KR100983130B1 KR 100983130 B1 KR100983130 B1 KR 100983130B1 KR 1020047005871 A KR1020047005871 A KR 1020047005871A KR 20047005871 A KR20047005871 A KR 20047005871A KR 100983130 B1 KR100983130 B1 KR 100983130B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
filter
speed
pilot
bandwidth
Prior art date
Application number
KR1020047005871A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20040045886A (ko
Inventor
길버트 크리스토퍼 시
앤드류 칸
스테인 에이. 런드비
심만 파텔
Original Assignee
콸콤 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 콸콤 인코포레이티드 filed Critical 콸콤 인코포레이티드
Publication of KR20040045886A publication Critical patent/KR20040045886A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100983130B1 publication Critical patent/KR100983130B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W24/00—Supervisory, monitoring or testing arrangements
    • H04W24/10—Scheduling measurement reports ; Arrangements for measurement reports
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W28/00—Network traffic management; Network resource management
    • H04W28/16—Central resource management; Negotiation of resources or communication parameters, e.g. negotiating bandwidth or QoS [Quality of Service]
    • H04W28/18—Negotiating wireless communication parameters
    • H04W28/20—Negotiating bandwidth
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70701—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation featuring pilot assisted reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0063—Elements of loops
    • H04L2027/0069—Loop filters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0071—Control of loops
    • H04L2027/0079—Switching between loops
    • H04L2027/0081—Switching between loops between loops of different bandwidths

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명에 따르면 무선 통신 디바이스(106)의 속도가 추정된다. 이러한 추정에 응답하여, 파일럿 필터(310) 대역폭과 같은 필터 대역폭이 조정되어 디바이스에 의해 수신된 신호로의 잡음 및 왜곡을 완화시킨다. 필터 대역폭은 추정된 속도가 증가됨에 따라 증가되고; 추정된 속도가 감소됨에 따라 감소됨으로써 조정된다. 이러한 조정은 각각이 특정 속도 범위에 대응하는 다수의 미리 결정된 대역폭을 제공함으로써 그리고 추정된 속도에 대응하는 미리 결정된 대역폭으로 필터 대역폭을 설정함으로써 달성된다.

Description

파일럿 신호 수신용 속도 응답 필터링 {VELOCITY RESPONSIVE FILTERING FOR PILOT SIGNAL RECEPTION}
본 발명은 전반적으로 무선 통신 디바이스에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 이동 통신 환경에서 사용하기 위한 적응형 필터링 기술에 관한 것이다.
무선전화와 같은 이동 통신 디바이스들은 종종 비교적 고속으로 이동하는 자동차 또는 다른 이동 플랫폼내에서 사용된다. 예를 들어, 이동 통신 디바이스들은 시간당 수 백킬로미터의 빠른 속도로 이동하는 자동차, 기차 및 항공기에서 사용된다.
무선 통신 환경에서, 송신기와 수신기가 서로에 대한 상대속도를 가질 때 송신기와 수신기 사이에 전송되는 신호에서 도플러 주파수 시프트가 발생된다. 이러한 상대속도는 수신기의 관점에서 신호들이 송신기에 의해 전송된 주파수로부터 시프팅된 주파수들을 가지도록 한다. 상대속도가 접근하는 속도일 때, 이들 주파수 시프트들은 상승된다. 하지만, 상대속도가 멀어지는 속도일 때, 이들 주파수 시프트들은 하강된다.
필터들과 같은 무선 통신 디바이스내 많은 컴포넌트들은 특정 주파수 범위내 신호들을 수신하도록 구성된다. 불행히도, 도플러 주파수 시프트들은 이들 신호를 이들 구성된 주파수 범위들밖에 위치시킨다. 이러한 상황은 성능 저하를 야기할 수 있다.
예를 들어, IS-95A 및 IS-95B(여기서 IS-95 시스템이라 함)와 같은 코드분할 다중접속(CDMA)에 따라 작동하는 무선 통신 시스템에서, 파일럿 신호들로서 알려진 신호들이 기지국들로부터 이동 디바이스들로 전송된다. 이들 파일럿 신호들은 이들 이동 디바이스들이 기지국으로부터 전송된 데이터 및 음성과 같은 정보를 반송하는 트래픽 신호들을 수신 및 복조하도록 할 수 있는 타이밍 및 위상 기준들을 제공한다.
이들 파일럿 신호들이 타이밍 및 위상 기준들로서 사용되기 때문에, 이들의 신호-대-잡음비(SNR)는 트래픽 신호들을 수신하고 복조하는 디바이스의 능력에 직접적인 영향을 준다.
무선 통신 디바이스들은 전형적으로 고정 대역폭을 가진 파일럿 필터로 파일럿 신호들을 필터링한다. 이동 통신 환경들이 종종 도플러 주파수 시프트들과 관련되기 때문에, 수신된 파일럿 신호의 스펙트럼의 일부가 파일럿 필터의 고정 대역폭을 벗어날 수 있다. 이는 파일럿 신호의 SNR을 감소시키는 왜곡을 야기한다.
한편, 만일 파일럿 필터의 고정 대역폭이 이러한 도플러 주파수 시프트들을 수용하기에 충분히 크다면, 대역외 잡음(out of band noise)이 파일럿 신호 수신 프로세서에 유도될 수 있다. 불행히도, 이러한 잡음 유도는 파일럿 신호의 SNR을 감소시킨다.
따라서, 파일럿 필터링이 도플러 주파수 시프트들을 수용하는 방식으로 수행될 수 있도록 하면서도 파일럿 신호내 SNR의 감소를 야기하지 않는 기술이 필요하다.
본 발명은 무선 통신 디바이스내 신호의 수신을 개선하기 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다. 이러한 방법 및 시스템은 디바이스의 속도를 추정하며, 추정속도에 응답하여 디바이스내에서 파일럿 필터 대역폭과 같은 필터 대역폭을 조정하여, 신호에 대한 잡음 및 왜곡이 유도되는 것을 완화시킨다.
필터 대역폭은 추정속도가 증가할 때는 증가되고, 추정속도가 감소할 때는 감소되도록 조정된다. 이러한 조정들은 각각 특정 속도 범위에 대응하는 다수의 미리 결정된 대역폭을 제공하며, 추정속도에 해당하는 미리 결정된 대역폭으로 필터 대역폭을 설정함으로써 달성된다.
디바이스의 속도는 다중경로 신호의 레벨 교차 레이트(level crossing rate)를 측정함으로써 추정된다. 선택적으로, 이러한 속도는 위성위치측정시스템(GPS)과 같은 서비스들을 통한 디바이스의 위치의 주기적 모니터링을 통해 추정된다.
본 발명은 도플러 주파수 시프트들로 인해 가변 대역폭들을 갖는 신호들에 대해 효율적인 필터링을 제공하기 위해 대역폭을 바람직하게 조정한다.
본 발명은 첨부된 도면을 참조하여 설명될 것이다. 도면에서, 유사 참조부호들은 일반적으로 동일한, 기능적으로 유사한 및/또는 구조적으로 유사한 엘리먼트를 지시한다. 엘리먼트가 가장 먼저 나타나는 도면은 참조부호의 맨 앞자리 숫자에 의해 지시된다.
도 1은 예시적인 이동 통신 환경의 블록도이다.
도 2는 무선 통신 디바이스의 수신기 부분의 도시한다.
도 3은 복조 핑거의 구현을 도시하는 블록도이다.
도 4는 파일럿 필터내 필터 경로의 구현을 도시하는 블록도이다.
도 5는 룩업 테이블을 사용하는 속도 응답 모듈을 도시한다.
도 6은 파일럿 필터내 파일럿 경로의 추가 구현을 도시하는 블록도이다.
도 7은 개선된 파일럿 신호 수신과 관련된 동작 시퀀스를 도시하는 흐름도이다.
도 8은 대역폭 조정과 관련된 동작 시퀀스를 도시하는 흐름도이다.
도 9A-9C는 다중경로 페이딩 특성들을 도시하는 그래프이다.
도 10은 자동 이득 제어 모듈의 구현을 도시하는 블록도이다.
도 11은 잡음 환경에서 신호의 추정을 도시하는 그래프이다.
도 12 및 13은 속도 추정기의 구현을 도시하는 블록도이다.
Ⅰ. 통신 환경
본 발명에 대해 상세히 설명하기 전에, 본 발명이 구현되는 예시적인 환경에 대해 설명하는 것이 도움이 될 것이다. 본 발명은 특히 무선 통신 환경에서 유용하다. 도 1은 이러한 환경을 도시한다.
도 1은 예시적인 이동 통신 환경(100)의 블록도이다. 통신 환경(100)은 기 지국(102), 시스템 제어기(108), 무선 통신 디바이스(WCD)(106) 및 이동 플랫폼(110)을 포함한다.
기지국(102)은 시스템 제어기(108)에 연결된다. 이와 함께, 기지국(102) 및 시스템 제어기(108)는 WCD(106)와 정보를 교환하는 무선 통신 시스템(WCS)(120)의 일부이다. 이러한 정보 교환은 셀룰러 전화와 같은 서비스들 및 개인 통신 시스템(PCS) 애플리케이션들을 제공한다.
WCS(120)와 WCD(106) 사이의 이러한 정보 교환은 여러 통신 채널을 통해 발생한다. 이들 여러 통신 채널중에서, 파일럿 채널(114) 및 트래픽 채널(116)이 도 1에 도시된다. 이들 채널들은 기지국(102)으로부터 WCD(106)로 정보의 전달이 가능하게 한다.
트래픽 채널(116)은 디지털로 인코딩된 음성 및 데이터와 같은 정보를 전달하는 트래픽 신호들을 반송한다. 파일럿 채널(114)은 기지국(102)으로부터 WCD(106)로 파일럿 신호들을 반송한다. 파일럿 신호들은 WCD(106)가 트래픽 채널(116)을 통해 전송되는 트래픽 신호들의 타이밍을 결정할 수 있도록 한다. 이러한 타이밍 결정은 WCD(106)가 트래픽 신호들에 포함된 정보를 수신 및 처리하도록 한다.
이들 트래픽 신호들 및 파일럿 신호들은 CDMA 신호들이다. CDMA 신호들은 프로세스들을 채널화하고 확산함으로써 심볼 시퀀스들로부터 생성된다. 확산은 의사잡음(PN) 시퀀스와 같은 확산 시퀀스를 심볼 시퀀스에 곱하는 것과 관련된다. 채널화는 왈시 코드들과 같은 직교 채널화 코드의 사용과 관련한다. 이러한 코드들은 다중 전송들이 간섭없이 일부 무선주파수(RF) 확산을 동시에 공유할 수 있도록 한다.
예시적인 CDMA 신호 생성 프로세서는 이진 비트의 스트림과 같은 심볼 시퀀스를 왈시 코드로 채널화하며, 다음으로 PN 시퀀스들의 직교쌍으로 "채널화된" 시퀀스를 확산하는 것과 관련된다. 이러한 확산 기능은 동상(I) CDMA 시퀀스 및 직교(Q) CDMA 시퀀스를 생성한다. 이들 동상 및 직교 시퀀스들(미도시)은 직교위상 편이변조(QPSK)를 통해 변조되어 WCD(106)에 RF 신호로서 전송된다.
상술된 바와 같이, 파일럿 채널(114)을 통해 전송된 파일럿 신호들은 트래픽 채널(116)을 통해 전송된 트래픽 신호들에 대한 타이밍 기준들을 제공한다. 이들 타이밍 기준들은 WCD(106)가 기지국(102)에 의해 수행된 확산 및 채널화 기능들과 동기화되도록 하는 위상 기준을 포함한다. 추가로, 이러한 위상 기준은 WCD(106)가 기지국(102)에 의해 전송된 트래픽 신호들을 코히어런트하게 복조하도록 한다.
WCD(106)는 휴대전화와 같은 통신 디바이스이다. 도 1에 도시된 바와 같이, WCD(106)는 이동 플랫폼(110)에 부착된다. 이동 플랫폼(110)은 속도 벡터(112)에 의해 정의되는 운동(motion)을 가진다. 이러한 운동은 도플러 주파수가 기지국(102)으로부터 WCD(106)가 수신한 RF 신호들 내 도플러 주파수 시프트들을 야기한다. 이동 플랫폼(110)은 중요 도플러 시프트를 RF 신호들에 첨부시키기에 충분한 비교적 고속으로 WCD(106)를 전송할 수 있는 자동차, 기차, 항공기 또는 다른 플랫폼일 수 있다.
Ⅱ. 통신 디바이스
도 2는 WCD(106)의 수신기 부분(200)의 도면이다. 수신기 부분(200)은 안테나 세그먼트(202), RF 프론트 엔드(204), 자동 이득 제어(AGC) 모듈(206), 다수의 복조 핑거(208a-208n) 및 결합기(210)를 포함한다.
안테나 세그먼트(202)는 기지국(102)과 같은 하나 이상의 기지국으로부터 무선주파수(RF) 전송을 수신한다. 안테나 세그먼트(202)는 이들 전송을 전기 신호들로서 RF 프론트 엔드(204)에 전달(forward)한다.
안테나 세그먼트(220)에 의해 수신된 RF 전송은 각각 파일럿 채널(114) 및 트래픽 채널(116)을 통해 전송된 파일럿 신호들 및 트래픽 신호들을 포함한다. 이들 수신된 신호들 각각은 다수의 다중경로 성분을 포함하는 복합 신호일 수 있다. 다중경로 성분들은 동일한 RF 송신기에 의해 방출된 개별 RF 파면(wave front)들이지만, 다른 경로를 따라 수신 안테나에 도달한다. 이들 다른 경로들은 WCD(106)를 둘러싼 물리적 지형 및 구조에 의한 파면 반사 및 RF 전송 환경에서의 다른 물리적 발생들의 결과이다. 특정 RF 신호의 다중경로 성분들은 별개의 타임 시프트 및 전력 레벨을 제외하고는 실질적으로 동일하다.
도 1에 도시된 통신 환경에 대해, 파일럿 채널(114) 및 트래픽 채널(116)을 통해 전송된 파일럿 신호들 및 트래픽 신호들은 각각 다수의 다중경로 성분들을 가진다. 이들 다중경로 성분들은 파일럿 신호 다중경로 성분 및 트래픽 신호 다중경로 성분을 포함하는 신호 쌍들로 그룹지어진다. 이들 쌍을 이룬 다중경로 성분들은 실질적으로 동일한 전파 지연들 및 전력 속성들을 가질 것이다. 이하에서 설명될 바와 같이, WCD(106)는 여기서 복조 핑거들로서 불리는 기능적 컴포넌트들내의 이들 신호 쌍들을 식별하고 처리할 것이다. 이들 컴포넌트들은 도 3-6을 참조하여 이하에서 상세히 설명된다.
하나 이상의 기지국으로부터 RF 신호들을 수신하는 것에 부가하여, 안테나 세그먼트(202)는 WCD(106)내 전송 전력 증폭기(미도시)로부터 무선 전송을 위한 전기 신호들을 수신한다. 추가적으로, 안테나 세그먼트(202)내 단일 안테나를 통한 RF 신호들의 동시 전송 및 수신을 가능케 하기 위해, 안테나 세그먼트(202)는 디플렉서(미도시)를 포함한다.
RF 프론트 엔드(204)는 RF 주파수 대역내에서 안테나 세그먼트(202)로부터 전기 신호들을 수신한다. RF 주파수 대역의 예들은 800㎒에 중심한 셀룰러 주파수 대역 및 1.9㎓에 중심한 개인 통신 서비스(PCS) 통신 대역을 포함한다. 수신시, RF 프론트 엔드(204)는 RF 주파수 대역으로부터의 이들 전기 신호들을 기저대역으로 다운 컨버팅한다. 추가로, RF 프론트 엔드(204)는 미리 결정된 대역폭에 따라 안테나 세그먼트(202)로부터 수신된 전기 신호들을 필터링한다.
RF 프론트 엔드(204)는 또한 안테나 세그먼트(202)에 의해 수신된 파일럿 및 트래픽 신호들과 같은 RF 신호들의 전력을 증가시키는 증폭 컴포넌트들(미도시)를 포함한다. 예시적인 증폭 컴포넌트들은 안테나 세그먼트(202)에 의한 수신시 신호들을 초기에 증폭하기 위한 저잡음 증폭기(LNA) 및 상술된 다운 컨버팅 프로세스동안 중간 주파수(IF)로 믹싱 다운(mix down)된 이후 이들 신호들을 증폭하기 위한 가변 이득 증폭기(VGA)를 포함한다. 하나 이상의 이들 증폭 컴포넌트들은 AGC 모듈(206)에 의해 제어되는 가변 이득을 가진다.
상술된 기능의 결과로서, RF 프론트 엔드(204)는 기저대역 신호 세트(220)를 생성한다. 기저대역 신호 세트(220)는 동상(I) 신호 성분(222) 및 직교(Q) 신호 성분(224)을 포함한다. 이들 성분들은 디지털 심볼 시퀀스들이다.
AGC 모듈(206)은 RF 프론트 엔드(204)내 증폭 컴포넌트의 이득을 조정한다. 이들 조정들은 실질적으로 일정한 전력 레벨로 신호 세트(220)를 유지한다. AGC 모듈(206)은 신호 세트(220)로부터 수신된 피드백에 응답하여 이들 조정들을 수행한다. 이러한 피드백은 신호 세트(220)의 에너지를 측정하는데 사용된다.
이들 조정들은 이득 제어 신호(240)를 RF 프론트 엔드(204)로 전송하는 것과 관련된다. 이득 제어 신호(240)는 다수의 성분 신호들을 포함할 수 있고, 이들 성분 신호들 각각은 RF 프론트 엔드(204) 내 특정 증폭 성분에 대응한다. 이들 제어 신호들은 아날로그 또는 디지털이고, 대응하는 증폭 성분에 대한 이득 세팅을 전달한다.
속도 추정기(212)는 AGC 모듈(206)로부터 전압 추정치(244) 및 복조 핑거들(208) 중 하나내에서부터 기저대역 파일럿 시퀀스 세트(246)를 수신한다. 전압 추정치(244)는 복조 핑거들(208a-n)의 각각에 전송되는 속도 추정 신호(242)를 제공하기 위해 속도 추정치(212)에 의해 처리된다. 속도 추정 신호(242)는 속도 벡터(112)의 크기를 지시하고 각각의 복조 핑거(208)내 파일럿 필터의 대역폭을 제어한다. 이들 파일럿 필터들은 도 3-6을 참조하여 이하에서 설명된다. 속도 추정기(212)에 대한 여러 구현들이 도 12 및 도 13을 참조하여 이하에서 설명된다.
이제 다시 기저대역 신호 세트(220)에 대해 설명한다. 안테나 세그먼트(202)에 의해 수신된 입력 RF 신호들과 같이, 기저대역 신호 세트(220)는 다수의 성분 신호들을 포함한다. 이들 성분 신호들은 하나 이상의 파일럿 채널들(114) 및 트래픽 채널들(116)에 대한 다수의 다중경로 전송 성분들을 포함한다.
RF 프론트 엔드(204)는 각각의 복조 핑거들(208a-n)로 기저대역 신호 세트(220)를 통과시킨다. 다시, 각각의 복조 핑거(208)는 기저대역 신호 세트(220)로부터의 별개의 신호쌍을 식별하고 트래킹(track)한다. 상술된 바와 같이, 이들 신호쌍은 각각 파일럿 신호 성분 및 시간-정렬 트래픽 신호 성분을 포함한다. 따라서, 복조 핑거들(208a-n)은 각각 동일한 다중경로 지연을 공유하는 파일럿 신호 성분 및 트래픽 신호 성분을 개별적으로 트래킹하고 수신한다.
복조 핑거들(208)은 전체 수신된 전력으로부터 하나의 다중경로 성분으로 전력을 분리하기 위해 시간 주기 동안 수신된 파일럿 신호들을 통합함으로써 다중경로 성분들을 트래킹한다. 이러한 시간 주기는 RF 페이딩 특성에 기반한다.
각각의 복조 핑거들(208)은 자신의 개별 신호쌍을 처리하여 대응하는 심볼 시퀀스를 출력한다. 이들 심볼 시퀀스들은 결합기(210)에 전송된다. 심볼 시퀀스(230)는 기지국(102)에 의해 트래픽 채널(116)을 통해 확산, 인코딩, 변조, 및 전송된 대응하는 심볼 시퀀스들을 매칭(match)한다.
기저대역 신호 세트(220)의 수신에 부가하여, 각각의 복조 핑거(208)는 속도 추정기(212)로부터 속도 추정 신호(242)를 수신한다. 속도 추정 신호(242)는 복조 핑거들(208)이 자신들의 성능을 조정할 수 있도록 하여 속도 벡터(112)와 관련된 도플러 주파수 시프트들에 적응할 수 있도록 한다.
각각의 핑거들(208)로부터의 출력시, 심볼 시퀀스들(230)은 결합기(210)에 의해 합산되어, 단일 심볼 시퀀스(250)를 생성한다. 결합기(210)에 의한 합산 이전에, 각각의 개별 시퀀스(230)는 결합된 심볼 시퀀스(250)의 품질을 최적화하는 방식으로 가중 및/또는 처리되고, 이는 당업자에게는 명확한 것이다.
도 3은 핑거(208)의 구현을 도시하는 블록도이다. 이러한 구현은 속도-보조 필터링 기술을 사용한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 핑거(208)는 PN 시퀀스 생성기(302), PN 역확산기(304), 트래픽 채널 디코더(306), 속도 응답 파일럿 채널 디코더(308), 파일럿 필터(310) 및 데이터 복조기(312)를 포함한다.
PN 시퀀스 생성기(302)는 PN 역확산기(304)로 전송되는 PN 시퀀스 세트(320)를 생성한다. PN 시퀀스 세트(320)는 I 신호 성분(222)과 정렬하는 동상(I) PN 시퀀스(322) 및 Q 신호 성분(224)과 정렬하는 직교(Q) PN 시퀀스(324)를 포함한다.
PN 역확산기(304)는 기저대역 세트(220)를 수신하고 이를 PN 시퀀스 세트(320)로 처리하여 역확산 신호 세트(326)를 생성한다. 역확산 신호 세트(326)는 동상(I) 역확산 신호(328) 및 직교(Q) 역확산 신호(330)를 포함한다. PN 역확산기(304)는 역확산 신호 세트(326)를 디코더(306 및 308)로 전송한다.
디코더(306)는 역확산 신호 세트(326)내에 포함된 트래픽 신호를 디코딩한다. 이러한 디코딩 프로세스는 디커버링으로서 공지되어 있다. 트래픽 신호를 디커버링하는 것은 트래픽 신호를 인코딩하기 위해 기지국(102)에 의해 사용되었던 왈시 코드와 같은 직교 채널화 코드의 사용과 관련된다. 디코더(306)는 누산(accumulation) 프로세스를 통해 적정 채널화 코드를 결정한다. 누산은 하나 이상의 채널화 코드로 역확산 신호 세트(326)를 상관시키는 것과 관련된다. 디코더(306)는 기저대역 트래픽 시퀀스 세트(332)를 생성한다. 트래픽 시퀀스 세트(322)는 동상 트래픽 시퀀스(334) 및 직교 파일럿 시퀀스(336)를 포함한다.
디코더(308)는 디코더(306)와 관련하여 상술된 디커버링 및 누산 기술을 통해 역확산 신호 세트(326)내에 포함된 파일럿 신호를 디코딩한다. 이러한 디코딩은 기저대역 파일럿 시퀀스 세트(338)를 생성한다. 파일럿 시퀀스 세트(338)는 동상 파일럿 시퀀스(340) 및 직교 파일럿 시퀀스(342)를 포함한다.
디코더들(306 및 308)은 왈시 코드들과 같은 직교 채널화 코드들의 사용과 관련된 디코딩 동작을 수행한다. 디코더들(306 및 308)에 의해 사용된 채널화 코드는 기지국(102)내에 기능을 인코딩함으로써 사용된 채널화 코드들에 대응한다.
파일럿 신호는 트래픽 신호들의 복조를 위한 위상 기준으로서 사용된다. 트래픽 신호들을 복조하는 WCD(106)의 능력은 수신된 파일럿 신호들의 신호-대-잡음비(SNR)에 의해 직접 영향을 받는다. 파일럿 필터(310)는 파일럿 시퀀스 세트(338)로부터의 잡음을 추정하기 위해 기저대역 시퀀스 세트(338)를 필터링하고, 이에 따라 자신의 SNR을 증가시킨다.
필터링 프로세스는 필터링된 파일럿 시퀀스 세트(344)를 생성하고, 이는 데이터 복조기(312)로 전송된다. 필터링된 파일럿 시퀀스 세트(344)는 동상(I) 파일럿 시퀀스(346) 및 직교(Q) 필터링된 파일럿 시퀀스(348)를 포함한다. 파일럿 필터(310)는 속도 벡터(112)에 따라 변화되는 대역폭을 가진 저대역통과 필터이다. 파일럿 필터(310)의 구현은 도 4를 참조하여 상세히 설명된다.
데이터 복조기(312)는 시퀀스 세트들(332 및 344)을 수신한다. 데이터 복조기(312)는 파일럿 시퀀스 세트(344)로부터 위상 기준을 검색한다. 이러한 위상 기준은 데이터 복조기(312)가 기저대역 트래픽 시퀀스 세트(332)를 심볼 시퀀스(230)로 코히어런트하게 복조하도록 한다. 출력 신호(230)는 결합기(210)에 전송된다.
Ⅲ. 속도 응답 필터링
파일럿 필터(310)를 상세히 설명하기 전에, 도플러 주파수 시프트에 대해 간략히 설명한다. 속도 벡터(112) 및 기지국(102)과 WCD(106)의 위치들은 WCD(106)와 기지국(102) 사이의 상대속도를 정의한다. 이러한 상대속도는 WCD(106)와 기지국(102) 사이의 거리의 시간에 대한 변화율이다. 전통적으로, 상대속도는 WCD(106)와 기지국(102)이 접근할 때(즉, 거리가 감소함)는 양이고, WCD(106)와 기지국(102)이 멀어질 때(즉, 거리가 증가함)는 음이다. 이러한 상대속도는 WCD(106)에 의해 수신된 기지국(102)으로부터 발생된 RF 신호들내 도플러 주파수 시프트를 결정한다.
WCD(106)에 의해 수신된 기지국(102) 전송에 대해, 식(1)은 상대속도의 함수로서 도플러 주파수 시프트 크기를 제공한다.
Figure 112004016319693-pct00001
(1)
식(1)에서, fd는 수신된 신호들에 대한 도플러 주파수 시프트 크기이며, v는 초당 미터단위의 상대속도이며, f는 헤르츠단위의 주파수, c는 초당 미터단위의 광속이다.
표 1은 속도들의 예시적인 세트에 대한 도플러 주파수 시프트들의 리스트를 제공한다. 각각의 리스트된 속도들에서, 800㎒에서의 셀룰러 대역 전송 및 1.9㎓에서의 PCS 대역 전송에 대한 대응하는 시프트들이 제공된다.
Figure 112004016319693-pct00002
표 1
기지국(102)과 WCD(106)가 접근하는 상대속도를 가질 때, fd는 양이다. 이러한 양의 크기는 WCD(106)에 의해 수신된 RF 신호들에 대해 상승된 주파수 시프트를 초래한다. 하지만, 기지국(102)과 WCD(106)이 멀어지는 상대속도를 가지며, fd는 음이다. 이는 WCD(106)에 의해 수신된 RF 신호들에 대해 하강 주파수 시프트를 야기한다.
통상적인 파일럿 필터들은 고정 대역폭을 가진다. 이러한 고정 대역폭 필터들은 두 상황하에서 저하된 WCD(106) 성능을 야기할 수 있다. 제 1 상황은 WCD(106)와 기지국(102)이 고정 파일럿 필터 대역폭에 기초하여 상한 속도 임계치 Vu보다 큰 상대속도를 가지는 경우에 발생한다. 이러한 접근하는 상대속도는 기지국(102)으로부터 WCD(106)에 의해 수신된 RF 신호들내 상승 주파수 시프트들을 야기한다.
RF 신호들의 상승 주파수 시프트들은 대응하는 다운컨버팅된 신호들의 대역폭을 증가시킨다. 도 3을 참조하여 설명된 핑거(208)의 구현과 관련하여, 안테나 세그먼트(202)를 통해 수신된 RF 신호들의 상승 도플러 주파수 시프트가 기저대역 파일럿 시퀀스 세트(338)(즉, 시퀀스들(340 및 342))내 시퀀스들의 대역폭을 증가시킬 것이다. 만일 이러한 대역폭이 통상적인 파일럿 필터의 고정 대역폭을 초과하여 증가한다면, 고정 파일럿 시퀀스 세트(344)내 시퀀스들(즉, 시퀀스(346 및 348))은 왜곡될 것이다. 이러한 왜곡은 WCD(106)가 파일럿 신호들을 완전히 트래킹하는 자신의 능력을 잃게 하고, 이는 궁극적으로 저하된 트래픽 신호 수신을 야기한다.
저하된 WCD(106) 성능을 야기할 수 있는 제 2 상황은 WCD(106)와 기지국(102)이 고정 파일럿 필터 대역폭에 기초하여 하한 속도 임계치 VL보다 작은 상대속도를 가지는 경우에 발생한다. 상대속도가 이러한 임계치보다 작을 때, 기저대역 파일럿 시퀀스 세트(338) 내 시퀀스들(즉, 시퀀스(340 및 342))의 대역폭은 통상적인 파일럿 필터의 고정 대역폭 내이다. 파일럿 시퀀스들을 왜곡하는 것과는 반대로, 이러한 상황은 외부 잡음(대역외 잡음이라고도 함)이 필터링된 파일럿 시퀀스 세트(344)내 시퀀스들(즉, 시퀀스들(346 및 348))내에 포함되도록 한다. 이러한 외부 잡음은 허용할 수 없는 SNR을 야기한다.
이러한 상황들하에서 왜곡 및 대역외 잡음을 방지하기 위해, 파일럿 필터(310)는 조정가능한 대역폭을 가진다. 이러한 대역폭은 속도 벡터(112) SNR의 크기에 기초하여 동적으로 조정된다. 식 (1)에 표현된 바와 같이, 이러한 크기는 WCD(106)가 기지국(102)로부터 RF 신호들을 수신하는데 마주친(encounter) 최대 가능 도플러 주파수 시프트를 지시한다.
WCD(106)의 속도가 증가됨에 따라, 파일럿 필터(310)의 대역폭 또한 증가된다. 이는 복조 핑거(208)가 자신의 대응하는 파일럿 신호 성분을 트래킹할 수 있도록 한다. 유사하게, WCD(106)가 느려짐에 따라, 파일럿 필터(310)의 대역폭이 효율적인 파일럿 신호 트래킹에 필요한 최소 대역폭으로 자동적으로 감소된다.
여기서 설명된 바와 같이, 파일럿 필터(310)는 파일럿 시퀀스 세트(338)로부터의 잡음을 최소화하기 위해 기저대역 시퀀스 세트(338)를 필터링한다. 이러한 필터를 수행하기 위해, 파일럿 필터(310)는 기저대역 시퀀스 세트(338)내 각각의 세트에 대해 필터 경로(미도시)를 포함한다. 필터 경로 구현의 두 예가 도 4-6을 참조하여 이하에서 설명된다.
도 4는 파일럿 필터(310)내 필터 경로의 구현을 도시하는 블록도이다. 이러한 구현은 곱셈 노드(402), 합산 노드(404), 곱셈 노드(406), 지연 노드(408) 및 속도 응답 모듈(410)을 포함한다. 합산 노드(404), 지연 노드(408) 및 곱셈 노드(406)는 피드백 루프(412)의 일부이다. 이와 함께, 구현(400)의 이러한 엘리먼트들은 단일 이득 상수를 가진 저대역통과 1차 유한 임펄스 응답(IIR) 필터로서 동작한다.
곱셈 노드(402)는 입력 시퀀스(420)를 수신한다. 입력 시퀀스(420)는 파일 럿 시퀀스 세트(338)의 시퀀스이다. 따라서, 도 3에 도시된 구현에서, 입력 시퀀스(420)는 동상 시퀀스(340) 또는 직교 시퀀스(342)이다. 입력 시퀀스(420)는 곱셈 노드(402)로 전송되고, 여기서 1차 제어 신호(430)와 곱해진다. 이러한 곱셈은 중간 시퀀스(422)의 생성을 야기한다. 중간 시퀀스(422)는 피드백 루프(412)내 합산 노드(404)로 전송된다. 합산 노드(404)에서, 중간 시퀀스(402)는 피드백 시퀀스(428)와 합해진다. 피드백 시퀀스(428)의 생성이 이하에서 설명된다.
합산 노드(404)는 출력 시퀀스(424)를 생성한다. 출력 시퀀스(424)는 필터 파일럿 시퀀스 세트(344)의 시퀀스들 중 하나이다. 따라서, 도 3을 참조하여 위에서 설명된 구현에서, 출력 시퀀스(424)는 동상 필터링된 파일럿 시퀀스(346) 또는 직교 필터링된 파일럿 시퀀스(348)이다. 도 3을 참조하여 위에서 설명된 바와 같이, 출력 시퀀스(424)는 데이터 복조기(312)에 전송된다.
데이터 복조기(312)로 전송되는 것에 부가하여, 출력 시퀀스(424)는 지연 노드(408)로 전송된다. 지연 노드(408)는 하나의 이산 시간 단계의 지연을 발생시킨다. 이러한 지연을 발생시킴으로써, 지연 노드(408)는 지연된 시퀀스(426)를 생성한다. 지연된 시퀀스(426)는 곱셈 노드(406)에 전송되고, 여기서 2차 제어 신호(432)와 곱해진다. 이러한 곱셈은 피드백 시퀀스(428)를 산출한다. 상술된 바와 같이, 피드백 시퀀스(428)는 합산 노드(404)에서 중간 시퀀스(422)에 합산된다.
제어 신호(430 및 432)는 속도 추정기(212)로부터 수신된 속도 표시값들에 응답하여 속도 응답 모듈(410)에 의해 조정된다. 도 3에 도시된 바와 같이, 속도 응답 모듈(410)은 속도 추정 신호(242)로서 이러한 속도 표시값들을 수신한다. 제어 신호들(430 및 432)의 값을 변화시킴으로써, 속도 응답 모듈(410)은 파일럿 필터(310)의 대역폭을 조정한다.
미리 결정된 관계가 제어 신호들(430 및 432)의 값들 사이에 존재한다. 예를 들어, 속도 추정 신호(242) 크기(v로 표시)의 함수로서 제어 신호(430)의 값을 나타내기 위해 α(v)를 사용함으로써, 제어 신호(432)의 값은 1-α(v)로 나타내질 수 있다.
출력 시퀀스(424)는 이하에서 식 (2)으로 표현된다. 식 (2)에서, α(v)는 제어 신호(430)를 나타내고, 1-α(v)는 제어 신호(432)를 나타내며, y(n-1)는 지연된 시퀀스(426)를 나타내고, n(x)은 입력 시퀀스(420)를 나타낸다.
Figure 112004016319693-pct00003
(2)
파일럿 필터(310)의 대역폭은 제어 신호들(430 및 432)의 함수로서 이하의 식 (3)에서 표현된다. 식 (3)에서, PSR은 입력 시퀀스(420)의 심볼 레이트를 나타낸다.
Figure 112004016319693-pct00004
(3)
식 (3)은 파일럿 필터(310)의 대역폭이 이득 파라미터 α(v)에 의존하는 것을 지시한다. 특히, α(v)가 증가됨에 따라, 파일럿 필터(310)의 대역폭 또한 증가된다. 따라서, 속도 응답 모듈(410)은 속도 지시자 v로 변환되고, 파일럿 필터 에 대한 이득 α(v)로 속도 추정 신호(242)에 의해 통신된다.
속도 응답 모듈(410)은 메모리내에 저장된 룩업 테이블을 사용하여 이러한 변환을 수행한다. 선택적으로, 속도 응답 모듈(410)은 속도 추정 신호(242) v의 크기와 α(v) 사이의 관계식을 한정하는 식을 사용한다.
도 5는 룩업 테이블을 사용하는 속도 응답 모듈(410)이 도면이다. 속도 응답 모듈(410)은 양자화 모듈(502) 및 룩업 테이블(504)을 포함한다.
양자화 모듈(502)은 속도 추정 신호(242)를 수신하여 이를 속도 범위 코드(510)로 컨버팅한다. 범위 코드(510)는 다수의 이산 값중 하나이며, 여기서 각각의 값은 특정 연속 속도 범위를 표시한다. 룩업 테이블(504)은 범위 코드(510)를 수신하여 제어 신호들(430 및 432)과 같은 파일럿 필터(310)의 대역폭을 설정하는 대응하는 파라미터 세트를 출력한다.
식 (2) 및 (3)이 제어 신호들(430 및 432) 사이의 소정 양적 관계를 제공하지만, 다른 양들이 이들 제어 신호들의 값으로 사용될 수 있다.
당업자라면 알 수 있듯이 파일럿 필터(310)(미도시)의 다른 구현들이 사용될 수 있다. 예를 들면, 파일럿 필터(310)는 여러 다수의 이득 상수들을 사용하는 다양한 적정 IIR 저대역통과 필터들로 구현될 수 있다. 추가로, 파일럿 필터(310)의 특정 구현은 다수의 필터들을 포함한다. 이러한 구현이 도 6에 도시된다.
도 6은 파일럿 필터(310)내 필터 경로의 구현을 도시하는 블록도이다. 제어 모듈(602)은 다수의 필터 성분들(604a 내지 604n)에 연결된다. 각각의 필터 성분들(604)은 대응하는 속도 범위와 매칭하는 별개의 대역폭을 가진다.
제어 모듈(602)은 입력 시퀀스(620)를 수신한다. 입력 시퀀스(620)는 파일럿 시퀀스 세트(338)의 시퀀스이다. 따라서, 도 3에 도시된 복조 핑거(208) 구현에서, 입력 시퀀스(620)는 동상 시퀀스(340) 또는 직교 시퀀스(342)이다. 제어 모듈(602)은 필터 성분들(604) 중 하나를 선택하여 선택된 필터에 입력 시퀀스(602)를 전달한다.
제어 모듈(602)은 이러한 필터 선택을 WCD(106)의 속도에 기반한다. 특히, 제어 모듈(602)은 속도 추정기(212)로부터 속도 추정 신호(242)를 수신한다. 이러한 속도 추정 신호는 WCD(106)의 속도를 나타낸다. 속도 추정 신호(242)의 크기로부터, 제어 모듈(602)은 나타난 속도를 포함하는 속도 범위를 가진 필터 성분들(604) 중 하나를 선택한다.
도 7은 개선된 파일럿 신호 수신을 포함하는 동작 시퀀스를 도시하는 흐름도이다. 이러한 동작 시퀀스는 단계(702)에서 시작한다. 단계(702)에서, WCD(106)는 그 속도를 추정한다. 이러한 단계는 속도 추정기(212)에 의해 수행된다. 다음으로, 단계(704)에서, WCD(106)는 단계(702)에서 추정된 속도에 응답하여 파일럿 필터(310)의 대역폭을 조정한다. 이러한 조정은 WCD(106)에 의해 수신된 파일럿 신호들에 대한 잡음 및 왜곡의 유입을 완화시킨다.
단계(702)는 추정된 속도가 증가됨에 따라 파일럿 필터(310)의 대역폭을 증가시키는 단계 및 추정된 속도가 감소됨에 따라 파일럿 필터(310)의 대역폭을 감소시키는 단계를 포함한다.
단계(702 및 704)는 주기적으로 발생하는 시간 증분(increment)들로 수행된다. 따라서, 단계(706)에서, WCD(106)는 단계(702)로 돌아가는 동작 이전에 대역폭 조정 간격 동안 대기한다.
도 8은 단계(704)의 수행에 대한 좀 더 상세한 흐름도이다. 이러한 수행은 단계(802)에서 시작하고, 여기서 WCD(106)는 다수의 대역폭을 제공한다. 이들 다수의 대역폭 각각은 특정 속도 범위에 대응한다. 예를 들어, 도 5를 참조하면, 룩업 테이블(504)은 대응하는 다수의 파일럿 필터(310) 대역폭을 제공하는 다수의 파라미터 세트(즉, 제어 신호들(430 및 432)에 대한 값들)를 포함하고, 이들 대역폭 각각은 다수의 속도 범위에 대응한다.
단계(804)에서, WCD(106)는 파일럿 필터(310)의 대역폭을 다수의 대역폭들 중 하나로 설정한다. 도 5를 참조하면, WCD(106)의 속도 범위를 인코딩하는 범위 코드(510)는 룩업 테이블(504)내에 저장된 다수의 파라미터 중 하나가 파일럿 필터(310)에 의해 사용될 수 있도록 한다. 도 5를 참조하여 상술된 바와 같이, 사용된 특정 파라미터 세트는 파일럿 필터(310)의 대역폭을 결정한다.
도 6은 단계(802 및 804)의 추가의 예를 제공한다. 각각의 필터 컴포넌트들(604)은 대응하는 속도 범위와 매칭하는 대역폭을 제공한다. 추가로, 제어 모듈(602)은 WCD(106)의 속도에 기반하여 필터 컴포넌트들(605) 중 하나를 선택함으로써 그리고 선택된 필터에 파일럿 시퀀스를 전송함으로써 파일럿 필터(310)의 대역폭을 설정한다.
Ⅳ. 속도 추정기
도 2 및 3을 참조하여 상술된 바와 같이, 속도 추정기(212)는 AGC 모듈(206)로부터 제어 신호(240)를 수신하고 복조 핑거들(208) 중 하나로부터 기저대역 파일럿 시퀀스 세트(338)를 수신한다. 이러한 입력들로부터, 속도 추정기(212)는 속도 추정 신호(242)를 생성하고, 이는 대응하는 파일럿 필터(310)의 대역폭을 제어하기 위해 각각의 복조 핑거들(208)로 전송된다. 속도 추정 신호(242)는 이들 핑거들 각각에 의해 사용된다.
속도 추정기(212)는 WCD(106)의 속도 추정을 위해 다중경로 전송의 페이딩 특성을 사용한다. 상술된 바와 같이, WCD(106)를 둘러싼 물리적 지형(terrain) 및 구조가 기지국(102)으로부터 WCD(106)로의 다중 신호 경로들을 형성한다. 각각의 다중경로 성분은 느린 페이딩 성분 및 빠른 페이딩 성분을 가진 복합 신호로서 모델링될 수 있다.
도 9A는 WCD(106)에 의해 수신된 이러한 복합 신호의 예를 제공한다. 이러한 신호는 느린 페이딩 및 빠른 페이딩 성분들로 인해 수신된 신호 전력이 시간에 따라 변화되며, 이는 도 9A에 도시된다. 수신된 복합 신호의 대응하는 느린 페이딩 성분이 도 9B에 도시된다. 수신된 복합 신호의 대응하는 빠른 페이딩 또는 레일리(Rayleigh) 페이딩 성분이 도 9C에 도시된다. AGC 모듈(206)은 이러한 느린 페이딩의 거의 모든 영향들을 보상할 수 있다. 추가로, AGC 모듈(206)은 이러한 레일리 페이딩의 영향들의 일부를 보상할 수 있다.
속도 추정기(212)는 WCD(106)의 속도를 추정하기 위해 시간동안 단일 다중경로 성분 내 전력의 측정을 수행한다. 이는 이러한 다중경로 성분의 전력이 주어진 시간 주기 내 자신의 RMS 전력 레벨의 1/2를 교차한 횟수에 기반한다. 이러한 양은 여기서는 레벨 교차 레이트라 한다.
특히, 속도 추정기(212)는 속도 추정 신호(242)의 값을 다중경로 신호 성분의 빠른 페이딩 부분이 주어진 시간 주기동안 RMS 전력 레벨 임계치의 1/2를 교차한 횟수에 기초한다. 이러한 임계치는 속도 추정에 사용될 수 있는 임계치만은 아니다. RMS 전력 레벨의 임의의 분수 또는 배수가 임계치 레벨로서 선택될 수 있다. 하지만, 임계치로서 RMS 전력 레벨의 1/2를 사용하는 것은 주어진 속도에 대해 최대 레벨의 교차 레이트를 가져온다.
속도 추정기(212)가 단일 다중경로 성분의 전력을 추정하기 때문에, 복조 핑거들(208) 중 하나로부터 기저대역 파일럿 시퀀스 세트(338)를 처리하고, 이는 격리된 다중경로 파일럿 신호를 나타낸다.
AGC 모듈(206)이 실질적으로 일정한 전력 레벨로 신호 세트(220)를 유지하기 때문에, 안테나 세그먼트(202)를 통해 수신된 바와 같이, 다중경로 성분의 전력을 추정하기 위해 속도 추정기(212)에 대해 필요했던 정보를 실질적으로 제거한다. 그러므로, 격리된 다중경로 성분의 전력을 측정하기 위해, AGC 모듈(206)에 의해 수행된 이득 조정은 제거되어야 한다.
AGC 모듈(206)의 이득 조정 효과들은 AGC 모듈(206)에 의해 제어된 이득의 반전에 의해 증폭된 신호를 조정하는 스케일링 특성에 의해 제거된다. 도 10은 이러한 스케일링 특성을 제공하는 AGC 모듈(206)의 구현을 도시하는 블록도이다.
도 10은 전력 추정기(1002), 합산 노드(1004), 저대역통과 필터(1006), 디지 털-아날로그 컨버터(DAC)(1008), 인버팅 노드(1010), 및 선형 컨버터(1012)로의 로그를 도시한다. 이와 함께, 인버팅 노드(1010) 및 선형 컨버터(1012)로의 로그는 스케일링 모듈(1014)내에 포함된다.
전력 추정기(1002)는 기저대역 신호 세트(220)(즉, 신호 성분들(222 및 224))를 수신하여 자신의 순간 전력을 추정한다. 전력 추정기(1002)는 합산 노드(1004)로 전송된 전력 추정 신호(1020)를 출력한다. 합산 노드(1004)에서, 전력 추정 신호(1020)는 미리 결정된 세트 포인트(1022)로부터 감산된다. 미리 결정된 세트 포인트(1022)는 기저대역 신호 세트(220)를 생성하기 위해 사용된 RF 프론트 엔드(204)내 아날로그-디지털 컨버터(들)(ADC)의 상한값에 가까운 전력 값을 나타내도록 선택된다. 전력 추정 신호(1020)가 세트 포인트(1022)를 초과할 때, 합산 노드(1004)는 RF 프론트 엔드(204)내 증폭 성분(들)의 이득을 감소시키는 조정 신호(1024)를 생성한다. 하지만, 전력 추정 신호(1020)가 세트 포인트(1022)를 초과하면, 조정 신호(1024)는 이러한 증폭 성분(들)의 이득을 증가시킨다.
조정 신호(1024)는 저대역통과 필터(1006)로 전송되고, 이는 디지털 제어 신호(1026)를 생성한다. 디지털 제어 신호(1026)는 이득 제어 신호(240)를 생성하기 위해 DAC(1008)로 전송되고, 이는 RF 프론트 엔드(204)로 전송된다. DAC(1008)는 디지털 이득 제어 신호들(240)을 수신하는 RF 프론트 엔드(204)의 구현을 위해 제거된다. 상술된 바와 같이, RF 프론트 엔드(204)내 증폭 성분(들)은 이득 제어 신호(240)의 값에 따라 자신들의 이득을 변화시킨다.
디지털 제어 신호(1026)는 스케일링 성분(1014)으로 전송되며, 이는 인버팅 노드(1010)로 입력된다. 인버팅 노드(1010)는 -1의 증폭 인자를 가진 곱셈기로서 도시된다. 하지만, 다른 적정 구현이 사용될 수 있다. 인버팅 노드(1010)는 인버팅된 제어 신호(1028)를 생성하고, 이는 선형 컨버터(1012)의 로그로 전송된다. 선형 컨버터(1024)로의 로그는 전달함수에 따라 동작한다. 이러한 전달함수는 이득 제어 신호(240)와 RF 프론트 엔드(204)의 증폭 이득 사이의 관계를 정의하는 함수의 역함수이다. 이러한 전달함수의 결과, 선형 컨버터(1024)로의 로그는 전압 추정치(244)를 제공하고, 이는 안테나 세그먼트(202)를 통해 수신된 바와 같이, 성분 신호=s 전압의 추정치이다.
스케일링 모듈(1014)은 수신된 신호의 SNR이 높을 때 레벨 교차 레이트의 정확한 결정이 가능한 충분한 신호 처리를 제공한다. 이는 수신된 신호 내 잡음 성분들이 수신된 신호 전력에 대해 중요하지 않기 때문이고, 이에 따라 레벨 교차 레이트의 결정에 역효과를 주지 않는다. 하지만, 잡음 성분들은 수신된 신호의 전체 전력에 대해 중요한 특성을 나타내고, 잡음 성분들은 단일 임계치가 사용될 때 레벨 교차 레이트의 결정에 역효과를 준다.
복합 신호의 빠른 페이딩 성분의 주파수가 수신기가 경험할 수 있는 예상 속도를 사용하여 추정될 수 있다. 파일럿 통합 시간은 반드시 레벨 교차를 신뢰성있게 검출하기 위해 바른 페이딩의 주기보다 충분히 작아야 한다. 채널이 페이딩을 나타낼 때 이러한 양의 시간이 유한하기 때문에, 측정된 파일럿 전력은 이와 관련된 소정량의 잡음을 가진다. 이러한 양의 잡음은 SNR 측정치로서 표현된다.
통합된 파일럿 신호=s 전력의 SNR은 이하의 식 (4)에서 표현된 양에 정비례 한다.
Figure 112004016319693-pct00005
(4)
식 (4)에서,
Figure 112009072884888-pct00006
는 경로 1에서 WCD(106)에서 수신된 신호 전력의 양을 나타내고,
Figure 112009072884888-pct00007
은 기지국(102)에서 전송된 전체 에너지에 대한 파일럿 신호 에너지의 비율을 나타내며,
Figure 112009072884888-pct00008
는 인접 기지국들로 인한 전제 간섭과 열적 잡음을 나타낸다.
그러므로, 식(4)에 지시된 바와 같이, 파일럿 신호의 전체 수신 전력이 낮을 때 또는 간섭 및 잡음의 자신의 관련 레벨이 높을 때, 파일럿 신호=s 전력의 측정치는 잡음을 가진다. 이러한 잡음은 파일럿 신호=s 전력의 추정치가 레벨 교차 임계값을 여러 번 교차하도록 한다. 대조적으로, 파일럿 신호가 무잡음 시스템에서 수신될 때, 그 전력은 레벨 교차 임계값을 한번만 교차한다.
그 자신의 레벨 교차 레이트에 대한 파일럿 신호의 SNR의 효과를 감소시키기 위해, 속도 추정기(212)는 레벨 교차 히스테리시스를 사용한다. 이러한 히스테리시스 특성은 상한 임계치 및 하한 임계치를 사용한다. 이러한 특성에 따르면, 신호의 크기는 (사용된 임계치 레벨보다 N dB 낮게 설정된) 하한 히스테리시스 임계치 이하에서 시작하지 않으면, (사용된 임계치 레벨보다 M dB 높게 설정된) 상한 히스테리시스 임계치를 교차하는, 사용된 임계 레벨을 교차할 것으로 판단되지 않고, 그 역 또한 마찬가지이다.
특정 신호에 대해, 최대 수의 레벨 교차를 야기하는 임계치 레벨은 신호=s RMS 신호 전력의 1/2이다. 하지만, RMS 전력 레벨에 대한 임의의 레벨이 사용된다. 예시적인 구현에서, M 및 N은 각각 3dB로 설정된다. 하지만, 이들 값들은 다르다.
그러므로, 속도 추정기(212)에 의해 수신된 히스테리시스 특성은 (N+M) dB인 신호의 크기의 측정치에서의 작은 변화들이 레벨 교차 레이트 계산에서 고려되지 못하도록 한다. 속도 추정기(212)에 의해 사용된 레벨 히스테리시스 알고리즘은 이하의 의사코드에 의해 표현될 수 있다. 의사코드에서, s(n)는 시간 n에서의 심볼의 크기를 나타내고, TH는 높은 히스테리시스 임계 레벨을 나타내며, TL은 낮은 히스테리시스 임계 레벨을 나타낸다.
Figure 112004016319693-pct00009
도 11은 잡음 환경에서 시간 경과 동안 다중경로(1110)로 레벨 히스테리시스 알고리즘의 애플리케이션을 도시하는 그래프이다. 일반적으로, 빠른 페이딩은 도 9C에 도시된 것과 같은 신호들을 생성한다. 하지만, 잡음 성분으로부터의 특성은 다중경로 신호의 잡음 추정을 야기한다. 이러한 상한 히스테리시스 임계치는 TH로 표시되며, 하한 히스테리시스 임계치는 TL로 표시된다. 레벨 교차(미도시)를 결정하기 위한 미리 결정된 임계 레벨은 히스테리시스 임계치들과 TH와 TL 사이의 전력 레벨이다. 히스테리시스 알고리즘은 이러한 잡음 신호 추정에 적용되고, 레벨 교차는 도 11에 "X"로 표시된 포인트에서만 발생하는 것으로 간주된다.
도 12는 속도 추정치(212)의 제 1 구현을 도시하는 블록도이고, 이는 상술된 히스테리시스 알고리즘을 사용한다. 이러한 구현은 곱셈 노드(1202a 및 1202b), 저대역통과 필터(1204), 전력 계산 모듈(1206), 심볼 큐(1208), RMS 전력 계산 모듈(1210), 임계치 계산 모듈(1212), 카운터(1214) 및 룩업 테이블(1216)을 포함한다.
전압 추정(244)은 곱셈 노드들(1202a 및 1202b)에서 AGC 모듈(206)로부터 수신된다. 이러한 노드들에서, 전압 추정(244)은 기저대역 파일럿 시퀀스 세트(338)내 대응하는 시퀀스와 곱해진다.
곱셈 노드들(1202a 및 1202b)은 제거된 AGC 모듈(206)의 전력 안정 효과들로 기저대역 시퀀스 세트(338)를 표현하는 시퀀스 세트(1230)를 생성한다. 시퀀스 세트(1230)는 동상 시퀀스(1232) 및 직교 시퀀스(1234)를 포함한다.
시퀀스 세트(1230)는 저대역통과 필터(1204)로 전송되고, 이는 동상 시퀀스(1235) 및 직교 시퀀스(1236)를 포함하는 필터링된 시퀀스 세트(1234)를 생성한다. 전력 계산 모듈(1206)은 필터링된 시퀀스 세트(1234)를 수신하고 자신의 순간 전력을 계산한다.
순간 전력을 계산하기 위해, 전력 계산 모듈(1206)은 필터링된 시퀀스 세트(1234)내 각각의 시퀀스의 제곱의 합을 계산하고, 이러한 합의 제곱근을 계산한다. 전력 계산 모듈(1206)은 에너지 시퀀스(1237)로서 이러한 순간 전력을 출력한다. 전력 신호(1237)는 큐(1208) 및 RMS 전력 계산 모듈로 전송된다.
RMS 전력 계산 모듈(1210)은 에너지 시퀀스(1237)의 미리 결정된 수의 연속 값들을 사용하여 RMS 전력 시퀀스(1238)를 계산한다. RMS 전력 시퀀스 값은 임계치 계산 모듈(1212)로 전송된다. 임계치 계산 모듈(1212)은 상한 및 하한 교차 임계치들(1240 및 1242)을 계산하기 위해 상술된 바와 같은 미리 결정된 히스테리시스 값들 사용한다. 이들 임계치들은 레벨 교차 카운터(1214)로 연결된다.
큐(1208)는 선입선출(FIFO) 버퍼이다. 큐(1208)는 RMS 전력 계산 모듈(1210)에 의해 수행된 진행중인 계산을 사용된 심볼들의 수에 대응하는 깊이를 가진다. 따라서, 심볼 큐(1208)는 에너지 시퀀스(1237)를 지연시키고 지연된 에너지 시퀀스(1244)를 카운터(1214)로 전송한다.
카운터(1214)는 카운팅시 히스테리시스를 제공하기 위해 임계치들(1240 및 1242)을 사용하여 에너지 시퀀스(1244)의 레벨 교차의 수를 카운트한다. 이러한 카운팅 수행시, 카운터(1214)는 카운터(1246)로 전송되고, 이는 룩업 테이블(1216)로 전송된다.
룩업 테이블(1216)은 추정된 속도에 대해 주어진 주기에서 발생하는 레벨 교차의 수(카운터(1246)에 의해 지시된 바와 같은)를 맵핑한다. 속도 추정은 속도 추정치(246)로서 출력된다. 선택적으로, 속도 추정기(212)는 룩업 테이블(1216)없이 구현될 수 있다. 이러한 구현에서, 카운트(1246)는 속도 추정치로서 직접 사용된다.
속도 추정기(212)의 제 2 구현이 도 13에 도시된다. 이러한 구현은 도 12에 도시된 구현과 유사하다. 실제로, 두 구현은 전압 추정치(244)의 수신으로부터 에너지 시퀀스(1237)의 생성까지 동일하다. 하지만, 제 2 구현은 다른 방식으로 레벨 교차를 계산한다.
제 2 구현에서, 에너지 시퀀스(1237)는 제 1 구현에서와 같이, 큐(1208) 및 RMS 전력 계산 모듈(1210)로 전송된다. 하지만, 제 2 구현에서, RMS 전력 계산 모듈(1210)은 RMS 전력 시퀀스(1238)를 정규화 인자 모듈(1302)으로 전송한다. 정규화 인자 모듈(1302)은 2/x를 계산하여 출력하고, 여기서 x는 RMS 전력 시퀀스(1238)를 나타내고 2/x는 정규화 인자(1320)이다.
정규화 인자(1320)는 곱셈 노드(1304)로 전송되고, 이는 큐(1208)로부터 지연된 에너지 시퀀스(1244)를 수신한다. 곱셈 노드(1304)는 이들 입력을 곱셈하여 정규화된 시퀀스(1322)를 생성한다. 정규화된 시퀀스(1322)는 RMS 전력 시퀀스(1238)의 1/2에 의해 정규화된 지연된 에너지 시퀀스(1244)를 나타낸다.
정규화된 시퀀스(1322)는 카운터(1214)로 전송되고, 이는 시퀀스(1322)의 레벨 교차의 수를 카운트한다. 하지만, 카운터(1214)가 가변하는 히스테리시스 임계치들을 수신하는 도 12의 구현과는 달리, 도 13의 구현에서는 카운터(1214)는 일정하게 남아있는 히스테리시스 임계치들을 수신한다. 이들 일정한 임계치들은 도 13 에 고임계치(1324) 및 저임계치(1326)로 도시된다. 이러한 구현은 시퀀스(1322)가 RMS 전력 시퀀스(1238)에 비례하는 값에 의해 정규화되기 때문에 일정한 히스테리시스 값들을 사용한다.
카운터(1214)는 카운트(1328)를 출력하고, 이는 속도 추정치(246)를 결정하기 위해 룩업 테이블(1216)로 전송된다. 제 2 구현에서, 제 1 구현과 같이 룩업 테이블(1216)은 선택적이다. 따라서, 카운트(1328)가 직접 사용될 수 있거나 또는 속도 추정치(246)가 그것으로부터 계산될 수 있다.
V. 결론
본 발명의 여러 실시예가 상술되었지만, 이들은 예시를 위한 것이지 한정을 위한 것이 아님을 숙지한다. 따라서, 본 발명의 정신 및 범위는 상술된 예시적인 실시예에 의해서 한정되는 것이 아니라, 첨부된 청구항 및 이들의 등가물에 따라서만 한정되어야 한다.
예를 들어, 상기 설명은 동상 및 직교 성분들을 가진 신호 및 심볼 세트들을 포함한다. 이들 세트들은 QPSK 변조와 관련된다. 하지만, 본 발명은 다른 변조 기술과 관련된 다른 형태의 신호 세트들을 사용할 수 있다. 이들 세트들은 임의 수의 성분을 사용할 수 있다. 예를 들어, 이러한 세트들은 이진 위상 편이 변조(BPSK)와 관련될 수 있으며 오로지 하나의 성분만을 포함할 수 있다.
추가로, 비록 상술된 속도 추정기(212)의 구현이 레벨 교차 측정치를 사용하여 속도 추정을 수행하지만, 속도 추정기(212)는 위성위치측정 시스템(GPS)과 같은 서비스를 통한 디바이스의 위치를 주기적으로 모니터링함으로써 이러한 추정을 수 행할 수 있다.
추가로, 본 발명의 기술들은 IS-95 또는 CDMA와 관련되지 않는 다른 통신 환경에서 사용될 수도 있다.

Claims (13)

  1. 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 방법으로서,
    (a) 신호의 레벨 교차 레이트를 측정하고, 상기 측정된 레벨 교차 레이트에 기반하여 상기 WCD의 속도를 추정하는 단계 ― 상기 레벨 교차 레이트는 상기 레벨 교차 레이트에 대한 상기 신호의 신호-대-잡음 비의 효과를 감소시키기 위해, 상한 임계치 및 하한 임계치에 의해 경계 지어진 히스테리시스 범위의 완전한 횡단(traversal)에 기반하여 결정됨 ―; 및
    (b) 상기 신호로의 잡음 및 왜곡의 유입을 완화하기 위해, 상기 추정된 속도에 응답하여 상기 WCD내 필터 대역폭을 조정하는 단계를 포함하는, 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 단계 (b)는:
    (1) 상기 추정된 속도가 증가함에 따라 상기 필터 대역폭을 증가시키는 단계; 및
    (2) 상기 추정된 속도가 감소함에 따라 상기 필터 대역폭을 감소시키는 단계를 포함하는, 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 단계 (a) 및 (b)는 주기적으로 발생하는 시간 증분들마다 수행되는, 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 방법.
  4. 삭제
  5. 제1항에 있어서, 상기 신호는 파일럿 신호인, 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 단계 (b)는:
    (1) 다수의 미리 결정된 대역폭들을 제공하는 단계 ― 상기 미리 결정된 대역폭 각각은 특정 속도 범위에 대응함 ―; 및
    (2) 상기 추정된 속도에 대응하는 상기 다수의 미리 결정된 대역폭들 중 하나로 상기 필터 대역폭을 설정하는 단계를 포함하는, 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 단계 (1)은 다수의 필터 컴포넌트들을 제공하는 단계 ― 상기 필터 컴포넌트 각각은 대응하는 대역폭을 가짐 ―를 포함하는, 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 방법.
  8. 제6항에 있어서, 상기 단계 (1)은 속도 추정치를 하나 이상의 필터 파라미터들로 변환(translate)하는 룩업 테이블을 제공하는 단계 ― 상기 하나 이상의 필터 파라미터들은 상기 필터 대역폭을 결정함 ―를 포함하는, 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 방법.
  9. 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 시스템으로서,
    신호의 측정된 레벨 교차 레이트에 기반하여 속도 추정치를 생성하는 속도 추정기 ― 상기 레벨 교차 레이트는 상기 레벨 교차 레이트에 대한 상기 신호의 신호-대-잡음 비의 효과를 감소시키기 위해, 상한 임계치 및 하한 임계치에 의해 경계 지어진 히스테리시스 범위의 완전한 횡단에 기반하여 결정됨 ―; 및
    상기 신호로의 잡음 및 왜곡의 유입을 완화하기 위해, 상기 속도 추정치에 응답하여 조정되는 대역폭을 가지는 필터를 포함하는, 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 시스템.
  10. 제9항에 있어서, 상기 필터는 상기 추정된 속도가 증가함에 따라 상기 필터 대역폭을 증가시키며, 상기 추정된 속도가 감소함에 따라 상기 필터 대역폭을 감소시키도록 조정되는, 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 시스템.
  11. 삭제
  12. 제9항에 있어서, 상기 신호는 파일럿 신호인, 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 시스템.
  13. 제9항에 있어서, 상기 필터는:
    다수의 미리 결정된 대역폭들 ― 상기 미리 결정된 대역폭 각각은 특정 속도 범위에 대응함 ― ; 및
    상기 추정된 속도에 대응하는 상기 다수의 미리 결정된 대역폭들 중 하나로 상기 필터 대역폭을 설정하기 위한 수단을 포함하는, 무선 통신 디바이스(WCD) 내 신호의 수신을 개선하는 시스템.
KR1020047005871A 2001-10-22 2002-10-22 파일럿 신호 수신용 속도 응답 필터링 KR100983130B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/986,222 2001-10-22
US09/986,222 US7116957B2 (en) 2001-10-22 2001-10-22 Velocity responsive filtering for pilot signal reception
PCT/US2002/033868 WO2003036813A1 (en) 2001-10-22 2002-10-22 Velocity responsive filtering for pilot signal reception

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20040045886A KR20040045886A (ko) 2004-06-02
KR100983130B1 true KR100983130B1 (ko) 2010-09-20

Family

ID=25532204

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020047005871A KR100983130B1 (ko) 2001-10-22 2002-10-22 파일럿 신호 수신용 속도 응답 필터링

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7116957B2 (ko)
EP (1) EP1438791A1 (ko)
KR (1) KR100983130B1 (ko)
IL (1) IL161458A0 (ko)
TW (1) TWI223929B (ko)
WO (1) WO2003036813A1 (ko)

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SG107112A1 (en) * 2002-09-06 2004-11-29 Oki Techno Ct Singapore Pte A method of estimating fading in a pilot channel
KR100929081B1 (ko) * 2002-09-10 2009-11-30 삼성전자주식회사 이동단말에서 파일롯 신호의 의사잡음 시퀀스 위상을 추적하기 위한 장치 및 방법
US7272176B2 (en) * 2003-02-18 2007-09-18 Qualcomm Incorporated Communication receiver with an adaptive equalizer
US7257377B2 (en) * 2003-02-18 2007-08-14 Qualcomm, Incorporated Systems and methods for improving channel estimation
US7016644B2 (en) * 2003-02-21 2006-03-21 Hughes Network Systems Llc Compensating for non-linearity in an overlaid communication system
KR100957395B1 (ko) * 2003-05-23 2010-05-11 삼성전자주식회사 레벨 교차율을 이용한 속도추정 장치 및 방법
US7450549B2 (en) * 2003-08-05 2008-11-11 Via Telecom Co., Ltd. Pilot signal enhancements for a wireless communication system
US7428262B2 (en) * 2003-08-13 2008-09-23 Motorola, Inc. Channel estimation in a rake receiver of a CDMA communication system
JP4627407B2 (ja) * 2004-04-19 2011-02-09 パイオニア株式会社 情報配信システム
KR20050113468A (ko) * 2004-05-29 2005-12-02 삼성전자주식회사 속도 추정 장치 및 방법
US9154339B2 (en) * 2004-12-22 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for decoder selection in communication systems
US8306152B2 (en) * 2005-03-03 2012-11-06 Nec Corporation Mobile radio communication device and channel estimate calculation method
KR100943615B1 (ko) * 2006-02-16 2010-02-24 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 서브 채널 할당 장치 및 방법
US7647049B2 (en) * 2006-07-12 2010-01-12 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Detection of high velocity movement in a telecommunication system
US9247473B2 (en) * 2006-10-31 2016-01-26 Qualcomm Incorporated Motion based handoff control
KR20100085094A (ko) * 2007-11-02 2010-07-28 가부시키가이샤 엔티티 도코모 유저장치 및 신호전력 측정방법
GB0724063D0 (en) * 2007-12-10 2008-01-23 Vodafone Group Services Ltd Femtocell location
US8135436B2 (en) * 2009-03-13 2012-03-13 Intel Mobile Communications GmbH Mobile radio communication devices and methods for controlling a mobile radio communication device
US9148375B2 (en) * 2010-03-15 2015-09-29 Fujitsu Limited Method and system for implementing link adaptation based on mobility
WO2014204482A1 (en) * 2013-06-21 2014-12-24 Empire Technology Development Llc Bandwith control in wireless communication

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5329547A (en) * 1993-03-11 1994-07-12 Motorola, Inc. Method and apparatus for coherent communication in a spread-spectrum communication system
US6373882B1 (en) * 1998-11-06 2002-04-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Motion estimator for a CDMA mobile station
US6658045B1 (en) * 1999-02-22 2003-12-02 Nortel Networks Limited CDMA communications system adaptive to mobile unit speed

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Hyuk Jun Oh, John M. Cioffi, "An Adaptive Channel Estimation Scheme for DS-CDMA Systems," VTC, 28 Sep. 2000

Also Published As

Publication number Publication date
KR20040045886A (ko) 2004-06-02
EP1438791A1 (en) 2004-07-21
WO2003036813A1 (en) 2003-05-01
IL161458A0 (en) 2004-09-27
US7116957B2 (en) 2006-10-03
US20050020219A1 (en) 2005-01-27
TWI223929B (en) 2004-11-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100983130B1 (ko) 파일럿 신호 수신용 속도 응답 필터링
KR100807134B1 (ko) 통신시스템 성능을 향상시키기 위해 신호 대 간섭 및 잡음비율을 정확히 예측하기 위한 시스템 및 방법
KR100725429B1 (ko) 무선 패킷 데이터 통신시스템에서 폐루프 전력 제어 설정값을 결정하는 방법 및 장치
RU2168277C2 (ru) Устройство связи и способ подавления помех с помощью адаптивной коррекции в системе связи с расширенным спектром
US7505864B2 (en) Speed detection method in communication system, receiver, network element and processor
EP0963071A1 (en) Channel estimation device, and cdma receiver and cdma transmitter/receiver having the device
EP0976206A1 (en) Forward link power control in a cellular system using n t/i 0 values
EP1064732A1 (en) Method and system for providing an estimate of the signal strength of a received signal
WO1999046869A1 (en) Correction of signal-interference ratio measurements
KR101009304B1 (ko) 속도 응답 시간 추적
US7493131B2 (en) Velocity responsive power control
EP1908195A1 (en) Speed detection method in communication system, receiver, network element and processor
KR100321225B1 (ko) 이동통신시스템을 위한 적응형 코히어런트 복조 시스템.
JP2003110385A (ja) 通信装置
KR100997866B1 (ko) Ｓｉｎｒ 추정기 및 이를 포함하는 이동 단말기, ｓｉｎｒ추정 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E90F Notification of reason for final refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
LAPS Lapse due to unpaid annual fee