DE60016334T2

DE60016334T2 - Bandgeschalteten Oberflächenwellen-Antenneduplexer und Mobilfunkendgerät

Info

Publication number: DE60016334T2
Application number: DE60016334T
Authority: DE
Inventors: Mitsutaka Kokubunji-shi Hikita; Nobuhiko Kokubunji-shi Shibagaki; Kazuyuki Mizusawa-shi Sakiyama; Masato Mizusawa-shi Kijima; Osamu Mizusawa-shi Hikino
Original assignee: Hitachi Media Electronics Co Ltd
Current assignee: Hitachi Media Electronics Co Ltd
Priority date: 1999-08-26
Filing date: 2000-08-28
Publication date: 2005-05-04
Anticipated expiration: 2020-08-29
Also published as: DE60016334D1; EP1079534A3; JP2001069031A; JP3704442B2; EP1079534B1; EP1079534A2; US6525624B1

Description

Die Erfindung betrifft einen Oberflächenwellen-Antennenduplexer mit einem Sender-Leitungs-Filter, einem Empfänger-Leitungs-Filter und einem Antennenanschluss, wobei das Sender-Leitungs-Filter und das Empfänger-Leitungs-Filter parallel zu dem Antennenanschluss als ein gemeinsamer Anschluss verbunden sind; mindestens das Sender-Leitungs-Filter oder das Empfänger-Leitungs-Filter enthält ein Oberfilter, welches das gesamte Sendeband oder Empfangsband als sein Durchlassband verwendet, ein Oberflächenwellen-Resonatorfilter, und einen Senderanschluss oder einen Empfängeranschluss, wobei das Oberfilter, das Oberflächenwellen-Resonatorfilter und der Sender- oder Empfänger-Anschluss in dieser Reihenfolge gesehen von dem Antennenanschluss aus angeordnet sind.
Ein derartiger Oberflächenwellen-Antennenduplexer ist aus EP-A-0 818 883 bekannt.
Ein Antennenduplexer ist so konfiguriert, dass ein Sender-Leitungs-Filter 2 und ein Empfänger-Leitungs-Filter 3 durch einen Antennenanschluss 1, der ein gemeinsamer Anschluss ist, parallel zueinander geschaltet sind, wie in 1 gezeigt ist.
Die mobile Kommunikation, durch das Mobiltelephon repräsentiert, nahm ihre Dienste in einem analogen System zur ausschließlichen Sprachübermittlung auf. Danach startete ein digitales System, das auch Daten übertragen konnte, und wurde an einigen Standorten bis heute fortgeführt. Zusätzlich zu diesen Systemen ist schon ein CDMA- (Codemultiplex-Vielfachzugriff-) System so gut wie diese Systeme eingeführt worden. Das CDMA-System weist überlegene Leistungsmerkmale auf, wie etwa eine Selektierung abgehörter Nachrichten, ein sanftes Weiterreichen usw., wobei gesagt wird, dass in der Mitte des 21. Jahrhunderts das CDMA-System ungefähr die Hälfte aller Mobilkommunikationen ausmachen wird.
2 ist ein Blockschaltplan eines Mobilfunkgeräts. Ein Antennenduplexer 4 ist so konfiguriert, dass ein Sender-Leitungs-Filter 2 und ein Empfänger-Leitungs-Filter 3 durch einen Antennenanschluss 1 als gemeinsamer Anschluss parallel zueinander geschaltet sind, wie in 1 gezeigt ist. Bei dieser Konfiguration trennt der Antennenduplexer die sehr hohe Sendeleistung (gewöhnlich 0,2 W bis 1 W) in einem Sendeband von einem Sender (womit hier ein Abbschnitt von einem Modulator (Mod.) bis zu einem Zusatz-Endverstärker 7 bezeichnet ist) von der sehr schwachen Empfangsleistung (gewöhnlich ungefähr –100 dB bis –150 dB der Sendeleistung) in einem Empfangsband, die durch eine Antenne hereinkommt, und sendet die Erstere an die Antenne und nimmt die Letztere für den Empfänger (womit hier ein Abschnitt von einem rauscharmen Verstärker 8 bis zu einem Demodulator (Demod.) bezeichnet ist) entgegen.
Einer der großen Unterschiede zwischen dem digitalen System und vor allem dem CDMA-System ist, dass bei dem digitalen System Senden und Empfangen nicht gleichzeitig ausgeführt werden, da ein bündelartiges Sendesignal und ein bündelartiges Empfangssignal zeitlich betrachtet gegeneinander verschoben sind, während bei dem CDMA-System Senden und Empfangen immer gleichzeitig ausgeführt werden. Deshalb gibt es bei dem digitalen System, selbst wenn ein Teil der Sendeleistung in eine Empfängerseite wandert, nur eine geringfügige Beeinflussung der Kennwerte des Empfängers, solange kein rauscharmer Verstärker des Empfängers ausgefallen ist.
Andererseits werden bei dem CDMA-System Senden und Empfangen gleichzeitig ausgeführt. Es ist deshalb erforderlich, dass ein Empfänger-Leitungs-Filter eines Antennenduplexers die Sendeleistung zufrieden stellend unterdrückt, so dass die Sendeleistung hinlänglich am Eindringen in eine Empfängerseite gehindert wird. Das heißt das Empfänger-Leitungs-Filter sollte im Sendeband eine starke Dämpfung aufweisen. Außerdem gelangt Rauschen, das von einem Zusatz-Endverstärker im Empfangsband erzeugt wird und sich der empfangenen schwachen Leistung von einer Antenne überlagert, in den Empfänger. Die Empfindlichkeitskennwerte des Empfängers verschlechtern sich folglich. Es ist deshalb erforderlich, dass ein Sender-Leitungs-Filter des Antennenduplexers das Empfangsbandrauschen von dem Zusatz-Endverstärker zufrieden stellend unterdrückt. Das heißt das Sender-Leitungs-Filter sollte im Empfangsband eine starke Dämpfung aufweisen.
Im Allgemeinen ist es bei dem Sender-Leitungs-Filter und dem Empfänger-Leitungs-Filter eines Antennenduplexers schwieriger, die für das Filter erforderlichen Frequenzkennlinien zu erhalten, da die Bandbreite sowohl des Sende- als auch des Empfangsbands größer ist und der Abstand (Schutzband) zwischen dem Sendeband und dem Empfangsband schmaler ist. Bei den neuesten Mobiltelephonen gibt es eine Tendenz, die Bandbreite sowohl des Sende- als auch des Empfangsbands so groß wie möglich zu machen, um eine große Anzahl von Gesprächskanälen sicherzustellen, und das Schutzband zwischen dem Sendeband und dem Empfangsband so schmal wie möglich zu machen, um die Frequenz effektiv zu nutzen. Eine solche Tendenz ist allgemein auffallend, vor allem bei den neuesten Systemen, wie etwa Mobiltelephonen mit CDMA.
3A und 3B zeigen beispielhaft die Frequenzzuweisung (3A) des J-CDMA-Verfahrens (J-CDMA: japanisches CDMA-Verfahren), das CDMA-Mobiltelephonen in Japan vorbehalten ist, und die Frequenzzuweisung (3B) des PCS-Verfahrens (PCS: Personal Communication System), das CDMA-Mobiltelephonen in den USA vorbehalten ist. Bei dem J-CDMA-Verfahren umfasst das Schutzband 17 MHz, und sowohl die Sende- als auch die Empfangsbandbreite umfasst 38 MHz einschließlich einer Nullfrequenzbandbreite von 14 MHz. Wie breit die Sendebandbreite und die Empfangsbandbreite sind und wie schmal das Schutzband bei dieser Frequenzzuweisung ist, wird aus dem folgenden Vergleichsbeispiel leicht verstanden. Beispielsweise umfasst bei der Frequenzbelegung des wohl bekannten 800 MHz-Band-AMPS-Mobiltelephons (AMPS: Advanced Mobile Phone Service) in den USA die Sendebandbreite 25 MHz, nämlich von 824 MHz bis 849 MHz, und die Empfangsbandbreite ebenfalls 25 MHz, nämlich von 869 MHz bis 894 MHz, wobei das Schutzband 20 MHz umfasst. Im Vergleich dazu erhöht sich bei dem J-CDMA-Verfahren jede Bandbreite um 52 %, während sich das Schutzband um 18 % vermindert.
Bei dem PCS-Verfahren, das ein 1,9 GHz-Band verwendet, umfasst sowohl das Sende- als auch das Empfangsband 60 MHz, wobei das Schutzband 20 MHz umfasst. Wenn die PCS-Mittenfrequenz auf die AMPS-Mittenfrequenz abgebildet wird, nimmt jede Bandbreite um 7 % zu, während sich das Schutzband um 55 % vermindert.
Wie beschrieben worden ist, werden vor allem bei einem neuen Antennenduplexer für eine Funkendeinrichtung für CDMA oder dergleichen harte Anforderungen an die Frequenzkennlinien des Sender-Leitungs-Filters und des Empfänger-Leitungs-Filters gestellt, da Senden und Empfangen gleichzeitig ausgeführt werden. Außerdem wird gefordert, sowohl die Sende- als auch die Empfangsbandbreite zu vergrößern und das Schutzband zu verengen. Es ist folglich eine Tatsache, dass es sehr schwierig ist, einen Antennenduplexer zu verwirklichen, der Eigenschaften aufweist, die alle diese Anforderungen erfüllen.
Bei dem in EP-A-0 818 883 beschriebenen Duplexer ist mindestens das Sender-Leitungs-Filter oder das Empfänger-Leitungs-Filter eines Antennenduplexers aus zwei Teilfiltern gebildet, die hintereinander geschaltet sind. Von den Teilfiltern wird das antennenanschlussseitige Filter als Oberfilter bezeichnet. Als Teilfilter auf Seiten des Sender-Leitungs- oder des Empfangs-Leitungs-Anschlusses wird ein Oberflächenwellen-Resonatorfilter verwendet. Das Oberfilter muss eine Frequenzkennlinie aufweisen, die jener eines Antennenduplexers ähnlich ist, der in einer Funkendeinrichtung eines digitalen Systems verwendet wird. Das heißt die Dämpfung sowohl in der Sender- als auch in der Empfänger-Leitung kann in dem jeweils anderen Band hinlänglich klein sein.
Es ist bekannt, dass ein Oberflächenwellen-Resonatorfilter einen sehr geringen Verlust im Durchlassbereich, d. h. eine verlustarme Charakteristik, verwirklichen kann, wenn aus dem Oberflächenwellen-Resonatorfilter ein Schmalbandfilter gebildet ist. Außerdem weist das Oberflächenwellen-Resonatorfilter eine weitere vorteilhafte Eigenschaft auf: Bei einer bestimmten Frequenz kann eine sehr starke Dämpfung erreicht werden kann.
Die Erfindung hat zur Aufgabe, die Eigenschaften der aus EP-A-0 818 883 bekannten Oberflächenwellen-Antennenduplexer und insbesondere die Dämpfung im Empfangsband zu verbessern.
Dazu schafft die Erfindung einen Oberflächenwellen-Antennenduplexer des oben erwähnten Typs, dadurch gekennzeichnet, dass eine Phasenschieberschaltung zwischen dem Oberfilter und dem Oberflächenwellen-Resonatorfilter vorgesehen ist, welches mindestens einen Oberflächenwellen-Resonator enthält, und dass zumindest eine zusätzliche Kapazität oder eine zusätzliche Induktivität und ein Schaltelement (13) vorgesehen ist zum Verändern eines Werts der Kapazität oder der Induktivität, um eine Funktion zum Verändern einer Bandpassfrequenz oder einer Dämpfungsbandfrequenz des Oberflächenwellen-Resonatorfilters zur Verfügung zu stellen.
Es ist festgestellt worden, dass dann, wenn ein Oberflächenwellen-Resonatorfilter aus einer Kombination aus mindestens einem Oberflächenwellen-Resonator und mindestens einer zusätzlichen Kapazität oder Induktivität gebildet ist und wenn der Wert der Kapazität oder der Induktivität durch ein Schaltelement verändert wird, die Frequenz des Durchlassbereichs oder die Frequenz des Sperrbereichs verändert werden kann. Dies bedeutet, dass durch das Oberflächenwellen-Resonatorfilter eine Bereichsumschaltung erzielt werden kann. Durch Einfügen einer Phasenschieberschaltung zwischen dem Oberfilter und dem Oberflächenwellenfilter wird die Dämpfung in dem Empfangsband um ungefähr 5 dB erhöht.
Die Erfindung betrifft außerdem ein Mobilfunkgerät, in das ein Oberflächenwellen-Antennenduplexer gemäß der Erfindung eingebaut ist.
Im Allgemeinen können Oberflächenwellenfilter oder Oberflächenwellen-Resonatoren in Form von Chips auf die gleiche Art und Weise wie integrierte Halbleiterschaltungen ausgeführt sein, so dass sie sowohl ein sehr kleines Volumen als auch ein sehr geringes Gewicht aufweisen. Deshalb kann selbst dann, wenn eine solche zusätzliche Kapazität oder Induktivität enthalten ist und wenn des Weiteren ein solches Schaltelement usw. enthalten ist, das oben erwähnte bereichsumschaltende Oberflächenwellen-Resonatorfilter ausreichend miniaturisiert sein.
Wie beschrieben ist gemäß der vorliegenden Erfindung ein Sender-Leitungs-Filter oder ein Empfänger-Leitungs-Filter eines Antennenduplexers aus einem Oberfilter, einer Phasenschieberschaltung und einem bereichsumschaltenden Oberflächenwellen-Resonatorfilter gebildet, die hintereinander geschaltet sind, um die gesamte Sende- oder Empfangsbandbreite durch Wechseln des Bands durch Umschalten entsprechend abzudecken und um gleichzeitig eine erforderliche Stärke der Dämpfung durch die Zusammenstellung des Oberfilters und des Oberflächenwellen-Resonatorfilters sicherzustellen. Hier könnte das Oberfilter ein Filter des Standes der Technik sein, bei dem eine große Anzahl von koaxialen dielektrischen Resonatoren hintereinander geschaltet ist, oder es könnte ein Oberflächenwellenfilter sein, dessen Leistungsfähigkeit jener des dielektrischen Resonatorfilters gleich ist und das beispielsweise in "SAW antenna duplexer module using SAW-resonator-coupled filter for PCN systems"; 1998 IEEE Ultrasonics Symposium Proceedings, S. 13–16, offenbart ist. Durch eine lineare Berechnung wurde festgestellt, dass das Volumen wenigstens auf die Hälfte desjenigen des Standes der Technik verringert werden könnte, wenn sowohl das Sender-Leitungs-Filter als auch das Empfänger-Leitungs-Filter durch Hintereinanderschalten eines dielektrischen Resonatorfilters als Oberfilter und eines bereichsumschaltenden Oberflächenwellen-Resonatorfilters gemäß der Erfindung gebildet wäre. Außerdem wurde festgestellt, dass das Volumen ein Teil jenes des Standes der Technik sein könnte, wenn sowohl das Sender-Leitungs-Filter als auch das Empfänger-Leitungs-Filter durch Hintereinanderschalten eines Oberflächenwellenfilters als Oberfilter, das ähnliche Leistungsparameter wie das dielektrische Resonatorfilter hätte, und eines bereichsumschaltenden Oberflächenwellen-Resonatorfilters gemäß der vorliegenden Erfindung gebildet wäre.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
1 ist eine Blockdarstellung eines Antennenduplexers;
2 ist ein Blockschaltplan eines Mobilfunkgeräts;
3A und 3B sind Darstellungen, die die Sender/Empfänger-Frequenzbelegungen für das japanische J-CDMA-System bzw. für das amerikanische PCS-System zeigen;
4 ist ein Blockschaltplan eines Antennenduplexers für ein Mobilfunkgerät gemäß der vorliegenden Erfindung;
5 ist eine Darstellung der Frequenzkennlinien, die für einen J-CDMA-Mobilfunkgerät-Antennenduplexer erforderlich sind;
6 ist eine Darstellung der Frequenzkennlinien eines Sender-Oberfilters und eines Empfänger-Oberfilters des J-CDMA-Mobilfunkgerät-Antennenduplexers;
7A und 7B sind Ansichten, die den Aufbau eines Oberflächenwellen-Resonators zeigen;
7C ist eine Darstellung der Ersatzschaltung des Oberflächenwellen-Resonators;
7D ist eine Darstellung der Impedanzkennlinien des Oberflächenwellen-Resonators;
8A ist ein Blockschaltplan eines Oberflächenwellen-Resonator-Filterabschnitts, der als externes zusätzliches Element eine Induktivität verwendet;
8B ist eine Darstellung der Frequenzkennlinien;
9A ist ein Blockschaltplan eines Oberflächenwellen-Resonator-Filterabschnitts, der als externes zusätzliches Element eine Induktivität verwendet;
9B ist eine Darstellung der Frequenzkennlinien;
10A ist eine Darstellung der Frequenzkennlinien eines Sender-Leitungs-Oberflächenwellen-Resonatorfilters eines J-CDMA-Mobilfunkgerät-Antennenduplexers;
10B ist eine Darstellung der Frequenzkennlinien eines Empfänger-Leitungs-Oberflächenwellen-Resonatorfilterabschnitts des J-CDMA-Mobilfunkgerät-Antennenduplexers;
11A ist eine Darstellung der Frequenzkennlinien auf Seiten eines Unterbands eines J-CDMA-Mobilfunkgerät-Antennenduplexers gemäß der vorliegenden Erfindung;
11B ist eine Darstellung der Frequenzkennlinien auf Seiten eines Oberbands des J-CDMA-Mobilfunkgerät-Antennenduplexers gemäß der vorliegenden Erfindung;
12A ist ein Smith-Diagramm der Impedanz eines Oberfilters eines Sender-Leitungs-Filters, von einem Hintereinanderschaltungspunkt aus betrachtet;
12B ist ein Smith-Diagramm der Impedanz eines Oberflächenwellen-Resonatorfilterabschnitts des Sender-Leitungs-Filters, vom Hintereinanderschaltungspunkt aus betrachtet;
12C und 12D sind Blockschaltpläne von Phasenschiebern;
13A ist ein Blockschaltplan eines Oberflächenwellen-Resonator-Filterabschnitts, der als externes zusätzliches Element eine Kapazität verwendet;
13B ist eine Darstellung der Frequenzkennlinie;
14A ist ein Blockschaltplan eines Oberflächenwellen-Resonatorfilterabschnitts, der als externes zusätzliches Element eine Kapazität verwendet;
14B ist eine Darstellung der Frequenzkennlinie;
15 ist ein Beispiel für eine Darstellung einer besonderen Konfiguration des Antennenduplexers gemäß der vorliegenden Erfindung;
16A ist eine Draufsicht, bei der Oberflächenwellen-Chips in ein einzelnes Gehäuse eingebaut sind;
16B ist eine Schnittansicht von 16A;
17A ist eine Schnittansicht eines Beispiels eines Antennenduplexermoduls mit einem Oberflächenwellenfilter, das gemäß der Erfindung in ein einzelnes Gehäuse eingebaut ist; und
17B ist eine Schnittansicht eines Beispiels eines Antennenduplexermoduls, bei dem Oberflächenwellen-Chips durch Kontaktieren mittels Höcker gemäß der vorliegenden Erfindung befestigt sind.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
[AUSFÜHRUNGSFORM 1]
4 zeigt eine der grundlegenden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung. 4A zeigt einen Antennenduplexer gemäß der Erfindung in dem Fall, in dem beispielsweise die in 3 gezeigte Frequenzbelegung des J-CDMA-Verfahrens verwendet wird. Dem Empfangsband (fR) ist ein Unterband (fR(L): 832 MHz bis 846 MHz) von 14 MHz und ein Oberband (fR(H): 860 MHz bis 870 MHz) von 10 MHz zugeordnet, wobei sich dazwischen ein ungenutztes Frequenzband von 14 MHz befindet, wie weiter oben ausführlich zum Stand der Technik beschrieben ist. In gleicher Weise ist dem Sendeband (fT) ein Unterband (fT(L): 887 MHz bis 901 MHz) von 14 MHz und ein Oberband (fT(H): 915 MHz bis 925 MHz) von 10 MHz zugeordnet, wobei sich dazwischen ein ungenutztes Frequenzband von 14 MHz befindet. Der Abstand zwischen dem Empfangsband fr und dem Senderband fT, d. h. das Schutzband, umfasst 17 MHz von 870 MHz bis 887 MHz.
5 zeigt die Frequenzkennlinien, die für einen Antennenduplexer mit der in 1 gezeigten Konfiguration des Standes der Technik erforderlich sind. Die Kennlinie eines Sender-Leitungs-Filters, d. h. die Frequenzkennlinie zwischen einem Senderanschluss 6 und einem Antennenanschluss 1 (in 5 durch T_x→Ant angegeben), muss so beschaffen sein, dass sie (1) Verlustkennwerte von ungefähr 1 bis 2,5 dB aufweist, um nicht die hohe Sendeleistung von 0,2 bis 1 W zu dämpfen, und (2) eine starke Dämpfung von ungefähr 30 bis 45 dB in dem Empfangsband aufweist, um in demselben Band Rauschen, das in einem Zusatz-Endverstärker erzeugt wird, zu vermindern. Andererseits muss die Kennlinie eines Empfänger-Leitungs-Filters, d. h. die Frequenzkennlinie zwischen dem Antennenanschluss 1 und einem Empfängeranschluss 5 (in 5 durch Ant.→R_x angegeben) so beschaffen sein, dass sie (1) niedrige Verlustkennwerte von ungefähr 2,5 bis 4 dB aufweist, um nicht so stark die empfangene schwache Leistung zu dämpfen, die um –100 bis –150 dB niedriger als die Sendeleistung ist, und (2) eine starke Dämpfung von ungefähr 45 bis 60 dB in dem Sendeband aufweist, um zu verhindern, das Sendeleistung zu dem Empfänger gelangt.
4 zeigt eine Ausführungsform des Antennenduplexers gemäß der vorliegen- den Erfindung, bei der sowohl das Sender-Leitungs-Filter als auch das Empfänger-Leitungs-Filter aus einem Oberfilter und einem bereichsumschaltenden Oberflächenwellen-Resonatorfilter gebildet ist. Das Sender-Leitungs-Oberfilter und das Empfänger-Leitungs-Oberfilter (in 4 ein R_x-Oberfilter 11 und ein T_x-Oberfilter 12) sind unter Verwendung des Antennenanschlusses 1 als gemeinsamer Anschluss in Parallelschaltung. Diese Filter können dielektrische Resonatorfilter des Standes der Technik oder Oberflächenwellenfilter mit Leistungsparametern sein, die jenen der dielektrischen Resonatorfilter ähnlich sind, wie weiter oben im Abschnitt "Stand der Technik" erwähnt worden ist. Eine der grundlegenden Eigenschaften, die diese Filter aufweisen müssen, ist, dass vom gemeinsamen Anschluss aus betrachtet die Impedanz jedes Filters in dem jeweils anderen Band groß genug sein muss, d. h. dass das Sender-Oberfilter 12 eine ausreichend hohe Impedanz im Empfangsband haben muss, während das Empfänger-Oberfilter 11 eine ausreichend hohe Impedanz im Sendeband haben muss. Dies ermöglicht die Parallelschaltung des Sender-Leitungs-Oberfilters und des Empfänger-Leitungs-Oberfilters unter Verwendung des Antennenanschlusses 1 als gemeinsamer Anschluss, wie in 4 gezeigt ist.
6 zeigt ein Beispiel für die Frequenzkennlinien, die von den Oberfiltern gefordert werden. Es ist wesentlich, dass das Sender-Oberfilter 12 die Gesamtheit des Sendebands abdeckt und das Empfänger-Oberfilter 11 die Gesamtheit des Empfangsbands abdeckt. Außerdem sollte das Erstere eine bestimmte Stärke der Dämpfung in dem Empfangsband sicherstellen, und das Letztere sollte eine bestimmte Stärke der Dämpfung in dem Sendeband sicherstellen. Diese Dämpfungsstärken sind auf der Grundlage einer Spezifikation einer Störempfindlichkeit oder dergleichen definiert, für die durch die Sendeleistung und das System gesorgt wird. Die Beschreibung der erforderlichen Werte für die Stärke der Dämpfung erfolgt weiter unten.
Wie in 4 gezeigt ist, enthält das Oberflächenwellen-Resonatorfilter ein Schaltelement 13, wie etwa eine PIN-Diode, einen GaAs-Schalter oder dergleichen, um das Band umzuschalten. Das Schaltelement 13 ist selbst ein nichtlineares Element, so dass in Abhängigkeit von der Sendeleistung eine Verzerrung erzeugt wird. Einer der stärksten Einflüsse der Verzerrung ist eine Verschlechterung der Empfindlichkeit des Empfängers. Die Stärke der Dämpfung in dem Sendeband durch das Empfänger-Oberfilter 11 von 4 ist deshalb beispielsweise folgendermaßen definiert. Hier ist die Differenz zwischen der Sendefrequenz (fT) und der Empfangsfrequenz (fR) als Δf = fT – fR ausgedrückt. Außerdem wird angenommen, dass ein Störsignal (interferierende Welle) mit f_SP = fT + Δf durch die Antenne hereinkommt. Die Sendeleistung vom Sender und das Störsignal von der Antenne, die in einem gewissen Grad durch das Empfänger-Oberfilter 11 gedämpft sind, gelangen in das Oberflächenwellen-Resonatorfilter. Dann wird ein Signal bei der Frequenz, die durch Subtrahieren der Frequenz des Störsignals vom Doppelten der Sendefrequenz erhalten wird, d. h. ein Signal bei der Frequenz 2fT – f_SP, durch die nichtlineare Verzerrung dritter Ordnung des Schaltelements 13 erzeugt. Nach der Relation 2fT – f_SP = 2fT – (fT + Δf) = fT – Δf = fR wird dieses Signal ein Pseudoempfangssignal, das mit einem Empfangssignal auf dessen Frequenzen zusammenfällt, und bewirkt eine Verschlechterung der Empfindlichkeit des Empfängers (Verschlechterung der Störempfindlichkeit). Im Ergebnis verschiedener Untersuchungen durch grundlegende Experimente und Simulationen ist festgestellt worden, dass die Spezifikation der Störempfindlichkeit der Mobilkommunikation, die das derzeitige CDMA-System nutzt, beispielsweise hinlänglich erfüllt war, wenn das Empfänger-Oberfilter ungefähr 20 bis 25 dB Dämpfung in dem Sendeband verwirklichen konnte, wie in 6 gezeigt ist.
Die Stärke der Dämpfung im Empfangsband des Empfänger-Oberfilters 12 ist mit der folgenden Idee ähnlich definiert. Die Elemente fT, fR, f_SP und Δf sind wie oben beschrieben definiert. Die Sendeleistung vom Sender gelangt in das Sender-Leitungs-Oberflächenwellen-Resonatorfilter. Außerdem wird angenommen, dass ein Störsignal (interferierende Welle) mit f_SP = fT + Δf durch die Antenne hereinkommt. Auf Grund der nichtlinearen Verzerrung dritter Ordnung des Schaltelements wird auf die gleiche Weise, wie weiter oben beschrieben worden ist, ein Pseudoempfangssignal bei einer Frequenz 2fT – f_SP = fR, d. h. in dem Empfangsband, erzeugt. Dieses Pseudoempfangssignal durchläuft wieder das Sender-Oberfilter und tritt in die Empfänger-Leitung ein, wodurch es ebenso eine Verschlechterung der Empfindlichkeit des Empfängers hervorruft. Das Sender-Oberfilter muss folglich das Pseudoempfangssignal unterdrücken. Dies legt die Stärke der Dämpfung im Empfangsband des Sender-Oberfilters fest. Im Ergebnis verschiedener Untersuchungen durch grundlegende Experimente und Simulationen ist festgestellt worden, dass die Spezifikation hinlänglich erfüllt war, wenn das Sender-Oberfilter einen Wert von 10 bis 15 dB verwirklichen konnte, wie in 6 gezeigt ist.
6 zeigt Frequenzkennlinien, die jenen eines Antennenduplexers für ein Mobiltelephon eines derzeitigen digitalen Systems gleich sind oder die entspannter als diese sind. Da die Frequenzkennlinien von 6 im Vergleich zu jenen von 5 drastisch entspannt sind, kann ein Antennenduplexer, der mit dielektrischen Resonatorfiltern des Standes der Technik als Oberfilter verwirklicht ist, so ausgeführt sein, dass sein Volumen um ungefähr 1/3 desjenigen, bei dem die Frequenzkennlinien von 5 verwirklicht sind, verringert ist. Wenn Oberflächenwellenfilter des Standes der Technik als Oberfilter verwendet werden, kann der Antennenduplexer stärker verkleinert werden, wie weiter oben im Abschnitt "Zusammenfassung der Erfindung" erwähnt worden ist.
Im Folgenden wird, als Hinweis dienend, die Beschreibung anhand des Falls vorgenommen, bei dem die Frequenzkennlinie von 5 nur mit Oberflächenwellenfiltern des Standes der Technik verwirklicht ist. Es gibt verschiedene piezoelektrische Substrate, die in Oberflächenwellenfiltern eingesetzt werden, bei Verwendung in Oberflächenwellenfiltern in Antennenduplexern oder dergleichen sind sie jedoch auf nur wenige Substratarten wie etwa LiTaO₃, LiNbO₃ eingeschränkt. Im Allgemeinen haben solche piezoelektrischen Substrate einen Temperaturkennwert von –30 bis –80 ppm/°C, wobei dieser Wert ein Vielfaches jenes des dielektrischen Materials wie etwa Keramik oder dergleichen, das für das oben erwähnte dielektrische Resonatorfilter verwendet werden soll, ist. Deshalb waren bisher entwickelte Antennenduplexer mit solchen piezoelektrischen Substraten nur bei AMPS-Mobiltelephonen des 800 MHz-Bands mit mäßigen Anforderungen an die Frequenzkennlinien in den USA oder bei Mobiltelephonen in dem oben erwähnten digitalen System mit ebenfalls mäßigen Anforderungen, wie weiter oben im Abschnitt "Stand der Technik" beschrieben worden ist, anwendbar. Die Frequenzkennlinien von 5, die sowohl in der Sende- als auch in der Empfangsbandbreite breit und in dem Schutzband schmal sind, können nicht mit den Oberflächenwellenfiltertechnologien des Standes der Technik umgesetzt werden, solange kein piezo elektrisches Substrat mit besseren Temperaturkennwerten entdeckt wird. Andererseits ist bei dieser Ausführungsform sowohl das Sender-Leitungs-Filter als auch das Empfänger-Leitungs-Filter durch ein Oberfilter und ein bereichsumschaltendes Oberflächenwellen-Resonatorfilter gebildet, die hintereinander geschaltet sind. Das Oberflächenwellen-Resonatorfilter ist durch Kombinieren eines Oberflächenwellen-Resonators und einer zusätzlichen Kapazität oder Induktivität gebildet. Der Wert der Kapazität oder der Induktivität wird durch ein Schaltelement so verändert, dass der Durchlassbereich oder der Sperrbereich ausgewählt ist. Dadurch ist es selbst bei Verwendung eines herkömmlichen piezoelektrischen Substrats möglich, die in 5 geforderten Frequenzkennlinien in entsprechender Weise zu verwirklichen, was sonst nur sehr schwer zu schaffen ist.
Als Nächstes wird das Oberflächenwellen-Resonatorfilter beschrieben. 7A und 7B zeigen Beispiele für den grundsätzlichen Aufbau eines Oberflächenwellen-Resonators. 7A zeigt einen Resonator vom Interdigitalwandlertyp, der einen Interdigitalwandler 15 umfasst, der aus einer sehr großen Anzahl Elektrodenfingerpaare gebildet ist. 7B zeigt einen Resonator vom Reflektortyp, bei dem Reflektoren 16, die aus einer großen Anzahl Elektrodenfingerpaare gebildet sind, genauso auf gegenüberliegenden Seiten eines Interdigitalwandlers 15 angeordnet sind. 7C zeigt den symbolisch dargestellten Oberflächenwellen-Resonator 17 sowie seine vereinfachte Ersatzschaltung. Das Symbol C₀18 repräsentiert die elektrostatische Kapazität zwischen den Elektrodenfingern und L₁19, C₁20 und r21 repräsentieren die Ersatzinduktivität, die Ersatzkapazität und den Ersatzwiderstand, die durch Resonanz erzeugt werden. Unter der Voraussetzung, dass die Impedanz des Resonators von 7C Z ist, hat ihr Imaginärteil eine Frequenzkennlinie, wie sie in 7D gezeigt ist. Das heißt für den Imaginärteil gilt die Relation Im(Z) = 0 bei der Resonanzfrequenz (fr) und Im(Z) = ∞ bei der Antiresonanzfrequenz (fa). Der Frequenzunterschied zwischen den Frequenzen fr und fa hängt vom piezoelektrischen Effekt (der elektromechanischen Kopplungskonstanten k²) des zu verwendenden Substrats ab. Der Frequenzunterschied beträgt gewöhnlich für den Relativwert (fa – fr)/fa einige Prozent. Dies bedeutet, dass sich die Impedanz des Resonators in einem Frequenzintervall von etwa einigen Prozent im Wesentlichen von 0 bis ∞ ändert. Wird eine solche Kennlinie des Oberflächenwellen-Resonators genutzt, erzielt das Oberflächenwellen-Resonatorfilter eine extrem scharfe Frequenzkennlinie.
8A und 9A zeigen den Sender-Leitungs- bzw. den Empfänger-Leitungs-Oberflächenwellen-Resonatorfilterabschnitt von 4. 8B und 9B zeigen Beispiele für ihre Frequenzkennlinien. Als Erstes wird das Sender-Leitungs-Oberflächenwellen-Resonatorfilter anhand der 8A und 8B erläutert. Bei Vcont = 0 in 8A ist ein Schaltelement 13 (eine PIN-Diode in 8A) AUS. Als Folge davon ist die Schaltung von 8A einer Schaltung äquivalent, bei der ein Element, das aus einem Oberflächenwellen-Resonator 17 und aus einer externen Induktivität Lse 22 gebildet ist, die in Reihe zu dem Ersteren hinzugefügt worden ist, in einen Parallelzweig zwischen einer Signalleitung und Masse durch einen Ableitkondensator C∞ 23 eingefügt ist. Eine weitere externe Induktivität Lsh 24 wirkt sich nicht auf die Kennlinie des Filters aus, da das Schaltelement 13 AUS ist. Die externe Induktivität L∞ 25 ist für eine Rückkopplung eines Steuerstroms vorgesehen; ihre Impedanz ist im Idealfall ∞.
Die Impedanz des Parallelzweigs wird durch die Reihenschaltung der Impedanz von Z und Lse, d. h. Z+jωLse, geschaffen. Dies hat zur Folge, wobei sich auf 7D bezogen wird, dass sich die Relation Im(Z+jωLse) = 0 bei der Frequenz fr – δr ergibt, die etwas niedriger als fr ist. Diese Frequenz ist unter der Bedingung Vcont = 0 ein Dämpfungspol des Filters, wie in 8 durch die durchgehende Linie gezeigt ist.
In 7D wird die Relation Im(Z+jωLse) = ∞ durch die Frequenz fa unabhängig von Les geliefert. Folglich ist die Umgebung dieser Frequenz ein Durchlassbereich des Filters, wie in 7B durch die durchgehende Linie gezeigt ist.
Bei Vcont > 0 in 8A ist das Schaltelement 13 EIN. In diesem Fall wird die Impedanz des Parallelzweigs zwischen der Signalleitung und Masse durch die Impedanz der Parallelschaltung von Z und Lsh, d. h. Z||Lsh(= jωLshZ/(Z+jωLsh)), geliefert. Folglich wird in 7D die Relation Im(Z||Lsh) = 0 durch die Frequenz fr unabhängig von Lsh geliefert. Diese Frequenz weist unter der Bedingung Vcont > 0 einen Extremwert der Dämpfung in dem Filter auf, wie in 8 durch die punktierte Linie gezeigt ist. Andererseits ergibt sich in 7D die Relation Im(Z||Lsh) = ∞ bei einer Frequenz fa+δa, die etwas höher als die Frequenz fa ist. Die Umgebung dieser Frequenz ist unter der Bedingung Vcont > 0 ein Durchlassbereich des Filters, wie in 8B durch die punktierte Linie gezeigt ist.
8B zeigt, dass der Durchlassbereich und der Sperrbereich durch das Steuern von Vcont paarweise gruppiert und umgeschaltet werden können. Im Allgemeinen zeichnet sich ein Oberflächenwellen-Resonatorfilter dadurch aus, dass es eine scharfe Frequenzkennlinie mit einem Dämpfungspol in seinem Sperrbereich und eine breite und entspannte Frequenzkennlinie in seinem Durchlassband zeigt, wie in 8B gezeigt ist. 10A zeigt ein Beispiel für die Frequenzkennlinie eines Oberflächenwellen-Resonatorfilter, das derart verwirklicht ist, dass der Oberflächenwellen-Resonator 17, Lse 22, Lsh 24 usw. in 8A auf der Grundlage der Frequenzkennlinie von 8B so optimiert sind, dass die Frequenzverhältnisse hinsichtlich einer Sicherstellung einer erforderlichen Stärke der Dämpfung angepasst sind. Aus 10A wird deutlich, dass eine Frequenzkennlinie in Übereinstimmung mit den Bedingungen Vcont = 0 und Vcont > 0 verwirklicht worden ist, bei der die Unterbänder (fT(L) und fR (L)) und die Oberbänder (fT(H) und fR(H)) des Sende- und Empfangsbands (fT und fR) paarweise gruppiert sind und in dem Unterband bzw. in dem Oberband ein Durchlassbereich und ein Sperrbereich geschaffen worden sind.
Als Nächstes wird anhand 9A und 9B das Empfänger-Leitungs-Oberflächenwellen-Resonatorfilter erläutert. Bei Vcont = 0 in 9A ist das Schaltelement 13 AUS. Folglich ist die Schaltung von 9A einer Schaltung äquivalent, bei der ein Element, das aus einem Oberflächenwellen-Resonator 17 und aus einer externen Induktivität Lse 22 gebildet ist, die in Reihe zu dem Ersteren hinzugefügt worden ist, in einen seriellen Zweig einer Signalleitung durch einen Ableitkondensator C∞ 23 eingefügt ist. Die Impedanz des seriellen Zweigs wird durch die Reihenschaltung der Impedanz von Z und Lse geschaffen, d. h. Z+jωLse. Dadurch ist die Umgebung der Frequenz fr–δr, wo der Imaginärteil der Impedanz null ist, d. h. sich die Relation Im(Z+jωLse) = 0 ergibt, unter der Bedingung Vcont = 0 ein Durchlassbereich des Filters, wie in 8B durch die durchgehende Linie gezeigt ist. Im Gegensatz dazu weist die Dämpfung des Filters bei der Frequenz, wo sich die Relation Im(Z+jωLse) = ∞ ergibt, d. h. bei der Frequenz fa, einen Extremwert auf.
Bei Vcont > 0 ist das Schaltelement 13 EIN. In diesem Fall wird die Impedanz des seriellen Zweigs durch die Reihenschaltung der Impedanz von Z und Lsh geschaffen, d. h. Z||Lsh. Dadurch ist die Umgebung der Frequenz fr, wo der Imaginärteil der Impedanz null ist, d. h. sich die Relation Im(Z||Lsh) = 0 ergibt, unter der Bedingung Vcont > 0 ein Durchlassbereich des Filters, wie in 9B durch die punktierte Linie gezeigt ist. Im Gegensatz dazu weist die Dämpfung des Filters bei der Frequenz, wo sich die Relation Im(Z||Lsh) = ∞ ergibt, d. h. bei der Frequenz fa+δa, einen Extremwert auf.
Die oben erwähnte Beziehung steht im Gegensatz zu der Beziehung von 8B. Das heißt die Umgebung des Dämpfungspols in 8B entspricht dem Durchlassbereich in 9B, und umgekehrt entspricht die Umgebung des Dämpfungspols in 9B dem Durchlassbereich in 8B. Diese Tatsachen können leicht auch aus dem Sachverhalt heraus verstanden werden, dass die Schaltungsanordnung von 8A im Wesentlichen eine Gegensatzrelation zu jener von 9A darstellt.
10B zeigt ein Beispiel für die Frequenzkennlinie eines Oberflächenwellen-Resonatorfilters, bei dem der Oberflächenwellen-Resonator 17, Lse 22, Lsh 24 usw. in 9A auf der Grundlage der Frequenzkennlinien von 9B so optimiert sind, dass die Frequenzverhältnisse hinsichtlich einer Sicherstellung einer erforderlichen Stärke der Dämpfung angepasst sind. Aus 10B ist klar, dass eine Frequenzkennlinie verwirklicht worden ist, bei der entsprechend den Bedingungen Vcont = 0 und Vcont > 0 die Unterbänder (fT(L) und fR (L)) und die Oberbänder (fT(H) und fR(H)) des Sendebands und des Empfangsbands (fT und fR) paarweise gruppiert sind und in dem Unterband bzw. in dem Oberband ein Durchlassbereich und ein Sperrbereich geschaffen worden sind.
Obwohl in den 8A und 9A die zusätzliche Induktivität selbst durch das Schaltelement umgeschaltet wird, könnte die eine Induktivität beispielsweise in eine Vielzahl unterteilt sein und ein Teil der Vielzahl durch das Schalten gewechselt werden, so dass der Induktivitätswert insgesamt gesteuert wird. In diesem Fall kann eine feinere Steuerung hinsichtlich der Frequenzkennlinien erreicht werden.
Die Oberfilter und die Oberflächenwellen-Resonatorfilter der Sender-Leitung bzw. der Empfänger-Leitung in 4 sind beschrieben worden. Die Beschreibung der Gesamtkennlinien des Sender-Leitungs-Filters und des Empfänger-Leitungs-Filters wird nachfolgend gegeben. 11A und 11B zeigen Frequenzkennlinien zwischen jeweils dem Anschluss für den Sender und den Empfänger und dem Anschluss für die Antenne, wenn die Oberfilter und die Oberflächenwellen-Resonatorfilter wie in 4 gezeigt miteinander verbunden sind. 11A zeigt den Fall, in dem sich die Relation Vcont(1) = Vcont(2) = 0 ergibt, wobei jedes Unterband des Sende- und des Empfangsbands einem Durchlassbereich oder einem Sperrbereich entspricht. 11B zeigt den Fall, in dem sich die Relationen Vcont(1) > 0 und Vcont(2) > 0 ergeben, wobei jedes Oberband des Sende- und des Empfangsbands einem Durchlassbereich oder einem Sperrbereich entspricht. Die Frequenzkennlinie der 11A und 11B ist hinsichtlich des Verlusts im Durchlassbereich, einer Stärke der Dämpfung im Sperrbereich usw. der Frequenzkennlinie, die für den Antennenduplexer von 5 erforderlich ist, usw. gleich. Das heißt eine Funkendeinrichtung, die den Antennenduplexer gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet, kann vom Standpunkt des Systems aus betrachtet die Leistungsfähigkeit sicherstellen, die jener einer Endeinrichtung gleich ist, die den Antennenduplexer mit der Kennlinie von 5 verwendet.
Nachstehend wird das Umschalten zwischen dem Unterband und dem Oberband beschrieben. Im Allgemeinen wird in der Funkendeinrichtung wie etwa einem Mobiltelephon oder dergleichen, wie in 2 gezeigt ist, sobald die Leistung eingeschaltet ist, ein Steuerkanal, der auf einer besonderen Frequenz von einer Basisstation gesendet wird, demoduliert, um das Vorhandensein die Endeinrichtung betreffender Informationen, etwa eines Anruf oder dergleichen, anzuzeigen. Wenn zwischen der Endeinrichtung und der Basisstation durch einen ankommenden Anruf oder einen abgehenden Anruf ein Gesprächskanal geschaltet ist, kann die Basisstation der Endeinrichtung erwünschte Frequenzen in dem Sendeband und dem Empfangsband entsprechend dem Schaltungszustand zuweisen. Diese Frequenzzuweisungsinformationen werden von einer Grundband/Logik-Schaltung 10 der Endeinrichtung, die in 2 gezeigt ist, in ein Steuersignal für einen Frequenzaufbereiter 9 umgesetzt, so dass ein lokales Signal auf eine vorgegebene Frequenz gesetzt wird. Da die Grundband/Logik-Schaltung alle Frequenzinformationen erfasst, ist es sehr einfach, eine Steuerspannung für das Umschalten so zu erzeugen, dass Vcont = 0 ist, wenn der Gesprächskanal im Unterband ist, und dass Vcont > 0 ist, wenn er im Oberband ist. Es ist folglich offensichtlich, dass der bereichsumschaltende Antennenduplexer mit den Kennlinien, die in 11A und 11B gezeigt sind, eine Leistungsfähigkeit bieten kann, die im Wesentlichen jener des in 5 gezeigten Antennenduplexers gleich ist.
Als Nächstes wird der Zusammenhang zwischen den Frequenzkennlinien der Oberfilter und der Oberflächenwellen-Resonatorfilter der in 6 sowie in 10A und 10B gezeigten Sender- und Empfänger-Leitungen und den Gesamtkennlinien des Sender-Leitungs-Filters und des Empfänger-Leitungs-Filters in 11A beschrieben. Im Allgemeinen wird davon ausgegangen, dass dann, wenn zwei Arten von Filtern hintereinander geschaltet sind, der Verlust und die Stärke der Dämpfung im Durchlassbereich auf der Grundlage der Summe der Verluste bzw. der Summe der Dämpfungen in den jeweiligen Filter geliefert werden. Jedoch wurde im Ergebnis der genauen Untersuchung des Zusammenhangs zwischen den Impedanzkennlinien und den Gesamtfrequenzkennlinien jedes Filters festgestellt, dass die Impedanz jedes Filters, vom Punkt der Hintereinanderschaltung aus betrachtet, einen großen Einfluss auf die Gesamtfrequenzkennlinien nach dem Zusammenschalten hatte, insbesondere was die Stärke der Dämpfung anbelangt.
12A und 12B sind Smith-Diagramme, die beispielhaft jeweils Impedanzen der Sender-Oberfilter und des Oberflächenwellen-Resonatorfilters in dem Sender-Leitungs-Filter von 4, vom Hintereinanderschaltungspunkt aus betrachtet, zeigen. Aus 12A ist klar, dass die Impedanz des Oberfilters im Empfangsband (fR) niedrig ist, während sie im Sendeband (fT) ungefähr 50 Ω ist. Andererseits ist auch die Impedanz des Oberflächenwellen-Resonatorfilters ungefähr 50 Ω in fT, jedoch ist die Dämpfung in fR dadurch, dass der Imaginärteil der Parallelzweigimpedanz im Wesentlichen null ist, derart ausgebildet, dass das Oberflächenwellen-Resonatorfilter einen niedrigen Blindwiderstand in fR aufweist, wie in 12B durch die durchgehende Linie gezeigt ist. Hierbei wurde festgestellt, als das Oberfilter und das Oberflächenwellen-Resonatorfilter tatsächlich direkt hintereinander geschaltet waren, dass der Verlust im Durchlassbereich im Wesentlichen gleich der Summe der Verluste in den entsprechenden Filtern war, die Stärke der Dämpfung in fR im Vergleich zu der Summe der Dämpfungen in den entsprechenden Filtern jedoch um ungefähr 5 dB vermindert war. Als Grund wird angenommen, dass sowohl das Oberfilter als auch das Oberflächenwellen-Resonatorfilter eine niedrige Impedanz nahe dem Widerstand in fR aufwiesen und sich die Bedingung für die Impedanzanpassung im Verbindungspunkt so ergab, dass umgekehrt die Stärke der Dämpfung verringert wurde.
Als Nächstes wurde, wie in 4 gezeigt ist, eine Phasenschieberschaltung, d h. ein Phasenschieber 14,zwischen dem Oberfilter und dem Oberflächenwellen-Resonatorfilter eingefügt. Das heißt im Smith-Diagramm wurde die Phase so gedreht, dass die Impedanz des Oberflächenwellen-Resonatorfilters, betrachtet durch den Phasenschieber 14, in die Impedanz, die in 12B durch die Strichpunktlinie gezeigt ist, überführt wurde. Wie aus 12B klar ist, wurde eine hohe Impedanz in fR erzielt, während die Impedanz in fT auf ungefähr 50 Ω gehalten wurde. Als das Oberfilter und das Oberflächenwellen-Resonatorfilter durch den Phasenschieber 14 unter dieser Bedingung hintereinander geschaltet waren, wurde festgestellt, dass die Stärke der Dämpfung in fR im Vergleich zu der Summe der Dämpfungen in den entsprechenden Filtern um ungefähr 5 dB erhöht war, während der Verlust im Durchlassbereich im Wesentlichen gleich der Summe der Verluste in den entsprechenden Filtern war. Als Grund wird angenommen, dass eine sehr große Impedanzfehlanpassung in fR zwischen dem Oberfilter und dem Oberflächenwellen-Resonatorfilter erzeugt wurde, so dass die Stärke der Dämpfung zunahm.
Die 11A und 11B zeigen Frequenzkennlinien mit einem Phasenschieber. Es bestätigte sich, dass eine π- oder T-Schaltung der Kapazität 26 und der Induktivität 27, wie sie in den 12C und 12D gezeigt ist, als Schaltungskonfiguration des Phasenschiebers zufrieden stellend war. Außerdem, wenn konstante konzentrierte Elemente wie etwa eine Chip-Kapazität oder eine Chip-Induktivität usw. für die Kapazität und die Induktivität verwendet werden, kann ein derartiger Phasenschieber mit einer extrem geringen Größe verwirklicht werden. Es sollte jedoch beachtet werden, dass die Wirkung des Phasenschiebers vom Impedanzverhältnis zwischen dem Oberfilter und dem Oberflächenwellen-Resonatorfilter abhängt und die Wirkungen in einigen Fällten groß und in anderen Fällen gering sind. Selbstverständlich ist der Phasenschieber in den letzteren Fällen entbehrlich.
Diese Ausführungsform wurde in Verbindung mit einem erfinderischen Beispiel, beschrieben, bei dem die in 3 dargestellte Frequenzzuweisung des japanischen J-CDMA-Systems als Beispiel benutzt wurde und der Antennenduplexer mit den sehr scharfen Frequenzkennlinien, die in 5 dargestellt sind, in Form eines Antennenduplexers geringer Größe verwirklicht wurde, der eine äquivalente Frequenzkennlinie aufweist, die in 11A und 11B gezeigt ist. Ein dielektrisches Resonatorfilter des Standes der Technik weist ein so großes Volumen auf, dass es die Miniaturisierung der Endeinrichtung selbst behindert. Außerdem können gegenwärtig derartige Frequenzkennlinien in der Oberflächenwellenfiltertechnologie des Standes der Technik wegen dem Temperaturkennwert eines piezoelektrischen Substrats selbst nicht verwirklicht werden. Es ist bei dieser Ausführungsform beabsichtigt, dass auf der Grundlage der Anordnung von 4 durch die Einführung eines kleinen bereichsumschaltenden Oberflächenwellen-Resonatorfilters die Miniaturisierung eines Antennenduplexers und solche Frequenzkennlinien kompatibel gemacht werden. Außerdem ist offensichtlich, dass, obwohl diese Ausführungsform in Verbindung mit einem Beispiel beschrieben worden ist, bei dem sowohl in das Empfänger-Leiter-Filter als auch in das Sender-Leiter-Filter ein Oberflächenwellen-Resonatorfilter eingefügt worden ist, eine ähnliche Wirkung erzielt werden kann, wenn es nur in das Sender-Leitungs-Filter oder nur in das Empfänger-Leitungs-Filter eingefügt wird.
[AUSFÜHRUNGSFORM 2]
Die Beschreibung wird in Verbindung mit dem Fall des PCS-Systems in den USA von 3B gegeben. Das System unterscheidet sich von dem japanischen J-CDMA-System insofern, als die Sender- und Empfängerfrequenzen (fT und fR) umgekehrt angeordnet sind und fT niedriger als fR ist. Außerdem ist weder fT noch fR aus einem Unterband und einem Oberband gebildet, sondern es wird sowohl für fT als auch für fR jeweils das gesamte Band von 60 MHz genutzt.
Um einen Antennenduplexer zur Verwendung in der vorliegenden Erfindung zu verwirklichen, werden zuerst die jeweils 60 MHz von fT und fR virtuell in zweimal 30 MHz geteilt. Der untere der beiden Teile wird als ein Unterband angesehen (fT(L) = 1,850 bis 1,880 MHz, f_R(L) = 1,930 bis 1,960 MHz), und der obere Teil wird als ein Oberband angesehen (fT(H) = 1,880 bis 1,910 MHz, f_R(H) = 1,960 bis 1,990 MHz). Wenn die Anordnung von 4 gemäß der vorliegenden Erfindung die Bedingung erfüllt, dass der Sender-Anschluss und der Empfänger-Anschluss gegeneinander ausgetauscht sind, während die Antenne als solche unverändert bleibt, kann auf die gleiche Weise wie im Fall des J-CDMA-Systems ein Antennenduplexer geringer Größe verwirklicht werden. Da jedoch das Unterband lückenlos zu dem Oberband ist, ist es im Allgemeinen erforderlich, den Sperrbereich jedes Oberflächenwellen-Resonatorfilters etwas weiter als jenen für J-CDMA vorzusehen, so dass das Unterband das Oberband teilweise überlappt. Dennoch beträgt die relative Bandbreite selbst im Unterband des Sendebands mit der größten Bandbreite in Bezug auf seine Mittenfrequenz 30 MHz/1865 MHz = 1,6086% und ist. schmaler als die relative Bandbreite des Unterbands des Empfangsbands bei J-CDMA, die 14 MHz/839 MHz = 1,6687% beträgt. Folglich gibt es kein besonders großes Problem beim Design von Oberflächenwellen-Resonatoren für Oberflächenwellen-Resonatorfilter, und es kann ein Antennenduplexer geringer Größe gemäß der vorliegenden Erfindung auf die gleiche Weise wie in der Ausführungsform 1 verwirklicht werden.
[AUSFÜHRUNGSFORM 3]
Anhand der Impedanzkennlinien des Oberflächenwellen-Resonators in 7D wird ein Konfigurationsbeispiel des Oberflächenwellen-Resonatorfilters beschrieben. Wenn eine serielle Kapazität (Cse) oder eine serielle Induktivität (Lse) außerhalb des Oberflächenwellen-Resonators hinzugefügt wird, verändert sich die Antiresonanzfrequenz (fa) nicht, aber die Resonanzfrequenz (fr) verschiebt sich zu einer höheren Frequenz (fr+δr), wenn die Kapazität hinzugefügt wird, oder zu einer niedrigeren Frequenz (fr–δr), wenn die Induktivität hinzugefügt wird. Wenn eine parallele Kapazität (Csh) oder eine parallele Induktivität (Lsh) außerhalb des Oberflächenwellen-Resonators hinzugefügt wird, verändert sich die Resonanzfrequenz (fr) nicht, aber die Antiresonanzfrequenz (fa) verschiebt sich zu einer niedrigeren Frequenz (fa–δa), wenn die Kapazität hinzugefügt wird, oder zu einer höheren Frequenz (fa+δa), wenn die Induktivität hinzugefügt wird.
8A und 8B sowie 9A und 9B zeigen Beispiele für die Schaltungsanordnung von Oberflächenwellen-Resonatorfiltern, die auf der Grundlage des oben erwähnten Prinzips eine Induktivität als zusätzliches Element verwenden. Diese Beispiele wurden im Abschnitt "Ausführungsform 1" ausführlich beschrieben. 13A und 13B sowie 14A und 14B zeigen Beispiele für die Schaltungsan ordnung von Oberflächenwellen-Resonatorfiltern, die in gleicher Weise eine Kapazität als zusätzliches Element verwenden. 13A und 14A zeigen Schaltungen, und 13B und 14B zeigen die Frequenzkennlinien der Filter.
In 13A ist unter der Bedingung Vcont = 0 das Schaltelement 13 AUS. Folglich ist das Filter so konfiguriert, dass eine Reihenschaltung von Z und Cse 28, d. h. Z+1/jωse in einen Parallelzweig zwischen einer Signalleitung und Masse eingeführt wird. Folglich wird ein Extremwert der Dämpfung des Filters bei einer Frequenz fr+δr erzeugt, die etwas höher als fr ist, wie durch die durchgehende Linie in 13B gezeigt ist. Da sich die Antiresonanzfrequenz nicht verändert, wird der Durchlassbereich des Filters nahe fa beibehalten, wie in gleicher Weise durch die durchgehende Linie gezeigt ist. Andererseits ist in 13 unter der Bedingung Vcont > 0 das Schaltelement 13 EIN. Folglich ist das Filter so konfiguriert, dass eine Parallelschaltung von Z und Csh 29, d. h. Z||Csh = Z/(1+jωCshZ) in den Parallelzweig eingeführt wird. Da sich die Resonanzfrequenz nicht verändert, wird folglich ein Extremwert der Dämpfung des Filters bei der Frequenz fr erzeugt, wie durch die punktierte Linie in 13B gezeigt ist, und der Durchlassbereich kommt einer Frequenz fa–δa nahe, die etwas niedriger als fa ist.
In 14A ist unter der Bedingung Vcont = 0 das Schaltelement 13 AUS. Folglich ist das Filter so konfiguriert, dass Z+1/jωCse in einen seriellen Zweig der Signalleitung eingeführt wird. Da sich die Antiresonanzfrequenz nicht verändert, wird folglich durch fa ein Dämpfungspol geliefert, wie durch die durchgehende Linie in 14B gezeigt ist, und der Durchlassbereich des Filters kommt einer Frequenz fr+δr nahe, die etwas höher als fr ist. Unter der Bedingung Vcont > 0 ist das Schaltelement EIN. Folglich ist das Filter so konfiguriert, dass Z||Csh in den seriellen Zweig eingeführt wird. Folglich wird ein Dämpfungspol des Filters bei einer Frequenz fa–δa geschaffen, die etwas niedriger als fa ist, wie durch die punktierte Linie in 14B gezeigt ist. Der Durchlassbereich kommt fr nahe, da sich die Resonanzfrequenz nicht verändert.
Selbstverständlich kann ein bereichsumschaltendes Oberflächenwellen-Resonatorfilter verwirklicht werden, wenn ein Oberflächenwellen-Resonator als Grundschaltungselement verwendet wird, während entweder eine Kapazität (13A, 13B und 14A, 14B) oder eine Induktivität (8A, 8B und 9A, 9B) als externes zusätzliches Element verwendet wird, wie weiter oben beschrieben ist. Selbstverständlich liegt auf der Hand, dass die Kapazität und die Induktivität kombiniert werden können und es nicht erforderlich ist, die Anzahl der Oberflächenwellen-Resonatoren auf einen zu beschränken, sondern dass Fälle, in denen mehrere Oberflächenwellen-Resonatoren verwendet werden und ferner Fälle, in denen mehrere Schaltelemente verwendet werden, ebenfalls zum Geltungsbereich der vorliegenden Erfindung gehören. Außerdem kann die Kapazität genauso wie im Fall der Induktivität in eine Vielzahl unterteilt werden, und ein Teil der Vielzahl durch das Schalten umgestellt werden, so dass eine feinere Steuerung hinsichtlich der Frequenz erzielt werden kann.
[AUSFÜHRUNGSFORM 4]
Es wird die Beschreibung eines speziellen Verfahrens für die Herstellung eines Antennenduplexers geringer Größe gegeben. 15 zeigt ein Beispiel für eine besondere Konfiguration des Antennenduplexers von 5. Die Sender-Leitungs-Filter, d. h. sowohl das Sender-Oberfilter als auch das Oberflächenwellen-Resonatorfilter, sind aus Oberflächenwellenfiltern gebildet. Diese zwei Filter könnten in Form einzelner Oberflächenwellen-Chips oder in Form eines einzigen Oberflächenwellen-Chips ausgebildet sein. Ferner könnten diese Chips den Umständen entsprechend in ein einzelnes Gehäuse montiert sein.
16A und 16B zeigen ein Beispiel für ein spezielles Verfahren, um die Filter auf einen einzigen Chip 31 oder in ein einzelnes Gehäuse zu montieren. 16A ist eine Draufsicht, bei der eine Abdeckung des Gehäuses entfernt ist, und 16B ist eine Schnittansicht. Wie 16A zeigt, ist die linke Hälfte des Oberflächenwellen-Chips ein Oberfilterabschnitt 32, und die rechte Hälfte ist ein Oberflächenwellen-Resonator 33 für das Oberflächenwellen-Resonatorfilter. Das gleiche Ergebnis wird erzielt, wenn das Oberfilter und der Oberflächenwellen-Resonator auf verschiedenen Chips ausgebildet sind und die Chips in das einzelne Gehäuse 30 montiert werden. 16B zeigt ein Beispiel, bei dem der Oberflächenwellen-Chip mit einem Kontaktierungsdraht an eine Signal-Anschlussfläche oder an eine Masse-Anschlussfläche des Gehäuses angeschlossen ist. Hier ist es nicht immer erforderlich, ein Drahtkontaktieren zum Anschließen anzuwenden, sondern es können andere Anschlussverfahren wie etwa ein Höckerkontaktieren usw. übernommen werden, durch die das Gehäuse schmaler und dünner gemacht werden kann. Das Gleiche lässt sich von den Empfänger-Leitungs-Filtern, d. h. dem Empfänger-Oberfilter und dem Oberflächenwellen-Resonatorfilter, sagen: Sie können auf einem einzigen Chip oder in einem einzelnen Gehäuse ausgebildet sein.
17A und 17B zeigen die spezielleren Beispiele des Blockschaltplans von 15 in Form von Schnittansichten. In 17A ist ein taschenartiger Zwischenraum an einer Rückfläche eines Basissubstrats 36 eines Moduls aus Glas/Epoxid, Keramik oder dergleichen ausgebildet, und ein Oberflächenwellenfilter 38, das in das Gehäuse von 16A und 16B montiert ist, ist von der Unterseite des Basissubstrats 36 aus durch Löten oder dergleichen an dem Zwischenraumabschnitt befestigt. Des Weiteren sind Teile 37 wie etwa ein Schaltelement, eine Kapazität, eine Induktivität usw. auf einer Oberseite des Basissubstrats 36 angebracht, und ferner ist, falls notwendig, ein oberer Teil des Moduls mit einer Ummantelung 40 oder dergleichen bedeckt. Der Filterabschnitt wird durch Nutzen von akustischen Oberflächenwellen miniaturisiert, wobei eine so genannte zweiseitige Montagetechnik übernommen wird, bei der das Oberflächenwellenfilter und der Oberflächenwellen-Resonator in dem einzelnen Gehäuse an der Unterseite des Basissubstrats angebracht sind, während die Teile 37 wie etwa das Schaltelement, das externe zusätzliche Element usw. auf der Oberseite angebracht sind. Auf diese Weise ist es möglich, ein mikro-miniaturisiertes Antennenduplexermodul zu verwirklichen. Andererseits ist in 17B nicht ein Oberflächenwellenfilter in ein Gehäuse montiert, sondern ein Oberflächenwellen-Chip 31 ist direkt an einem Zwischenraumabschnitt eines Basismoduls 36 des Moduls von der Unterseite aus durch Kontaktieren mittels Höcker 39 befestigt. 17B zeigt einen Zustand, in dem die unterste Oberfläche des Moduls mit einem Überzug 35 versehen ist, um es luftdicht zu halten. Teile 37 wie etwa ein Schaltelement, ein externes zusätzliches Element usw. sind ähnlich wie bei der Konfiguration von 17A an einem oberen Abschnitt des Moduls angebracht. 17B zeigt einen Fall, bei dem der obere Abschnitt des Moduls des Weiteren mit einem Gehäuse bedeckt ist. Durch das Vorsehen des Kontaktierens mittels Höcker 39 des Oberflächenwellen-Chips 31 kann das Modul im Vergleich zu 17A weiter miniaturisiert werden. Selbstverständlich können verschiedene Kombinationen, bei denen der Oberflächenwellen-Chip und das Grundsubstrat miteinander verbunden sind, beispielsweise durch Drahtkontaktieren wie in 17B, als Montageverfahren zwischen 17A und 17B verwirklicht werden.
Obwohl die oben angegebenen Ausführungsformen die Oberflächenwellenfilterkonfiguration veranschaulichen, bei der nur ein Oberflächenwellen-Resonator verwendet wird, wie in 8A und 9A und in 13A und 14A gezeigt ist, kann ein Oberflächenwellen-Resonatorfilter unter Verwendung mehrerer Oberflächenwellen-Resonatoren in der gleichen Weise gebildet sein. Beispielsweise kann, wenn mehrere der Konfigurationen der 8A, 9A, 13A oder 14A hintereinander geschaltet sind, eine stärkere Dämpfung erzielt werden. Alternativ kann, wenn die Anordnungen der 8A und 13A oder der 9A und 14A mit einander kombiniert werden, der Entwurf mit einem hohen Freiheitsgrad hinsichtlich des Durchlassbereichs und des Sperrbereichs erfolgen. Ferner können Frequenzkennlinien mit Dämpfungspolen sowohl auf der Seite der niedrigen Frequenz als auch auf der Seite der hohen Frequenz, die von den Frequenzkennlinien mit nur einem Dämpfungspol auf der Seite der niedrigen Frequenz oder auf der Seite der hohen Frequenz verschieden sind, durch die Kombination der Konfigurationen der 8A und 9A oder 11A, die Kombination der Konfigurationen der 9A und 13A, die Kombination der 13A und 14A usw. verwirklicht werden. Es liegt auf der Hand, dass diese Konfigurationen ebenfalls im Schutzumfang der vorliegenden Erfindung enthalten sind.
Wie in 2 gezeigt ist, besteht die Tendenz, bei einem üblichen Mobilfunkgerät für das CDMA-System oder dergleichen von einem Antennenduplexer, einem Zusatz-Endverstärker, einem spannungsgesteuerter Oszillator usw. verschiedene Vorrichtungen mit einem hohen Integrationsgrad herzustellen. Insbesondere trifft es zu, dass ein Antennenduplexer mit dielektrischen Resonatoren des Standes der Technik sowohl ein großes Volumen als auch ein hohes Gewicht aufweist. Da gemäß der vorliegenden Erfindung so ein Antennenduplexer extrem verkleinert werden kann, trägt die Erfindung in starkem Maße zur Miniaturisierung einer Funkendeinrichtung insgesamt bei. Es liegt auf der Hand, dass mobile Endeinrichtungen oder zukünftige Funkendeinrichtungen vom Kartentyp oder vom Armbanduhrtyp, die durch Übernehmen der Antennenduplexer gemäß der vorliegenden Erfindung miniaturisiert sind, ebenfalls im Schutzumfang der vorliegenden Erfindung enthalten sind.
Wie zu den Ausführungsformen beschrieben worden ist, betrifft die vorliegende Erfindung einen Antennenduplexer zur Verwendung in einem System, wie etwa einem neuesten Mobiltelephon oder dergleichen, bei dem sowohl das Sendeband als auch das Empfangsband breit ist und das Schutzband zwischen dem Sende- und dem Empfangsband schmal ist. Bei einem im Stand der Technik benutzten dielektrischen Resonatorfilter wurde für ein solches System die Anzahl der Stufen des Resonators erhöht. Dadurch wurde das Volumen des Antennenduplexers so groß, dass die Miniaturisierung einer Endeinrichtung selbst behindert wurde. Gemäß der vorliegenden Erfindung kann sogar so ein Antennenduplexer, dessen geforderte Spezifikation hart ist, mikro-miniaturisiert und im Gewicht verringert werden, und folglich leistet die Erfindung einen großen Beitrag zur Miniaturisierung einer Funkendeinrichtung.

Claims

Oberflächenwellen-Antennenduplexer (4) mit einem Sender-Leitungs Filter (2), einem Empfänger-Leitungs Filter (3) und einem Antennenanschluss (1), wobei der Sender-Leitungs Filter (2) und der Empfänger-Leitungs Filter (3) parallel zu dem Antennenanschluss (1) als ein gemeinsamer Anschluss verbunden sind; mindestens der Sender-Leitungs Filter (2) oder der Empfänger-Leitungs Filter (3) enthält einen Oberfilter (11, 12), welcher das gesamte Sendeband oder Empfangsband als sein Durchlassband verwendet, einen Oberflächenwellen-Resonatorfilter, und einen Senderanschluss (6) oder einen Empfängeranschluss (5), wobei der Oberfilter (11, 12), der Oberflächenwellen-Resonatorfilter und der Sender- oder Empfänger-Anschluss (6, 5) in dieser Reihenfolge gesehen von dem Antennenanschluss (1) aus angeordnet sind; dadurch gekennzeichnet, dass eine Phasenschieberschaltung (14) zwischen dem Oberfilter (11, 12) und dem Oberflächenwellen-Resonatorfilter vorgesehen ist, welcher mindestens einen Oberflächenwellen-Resonator (17) enthält und dass mindestens eine zusätzliche Kapazität (23) oder zusätzliche Induktivität (22), und ein Schaltelement (13) vorgesehen ist zum Verändern eines Werts der Kapazität oder der Induktivität, um eine Funktion zum Verändern einer Bandpassfrequenz oder einer Dämpfungsbandfrequenz des Oberflächenwellen-Resonatorfilter zur Verfügung zu stellen.
Oberflächenwellen-Antennenduplexer nach Anspruch 1, wobei die Phasenschieberschaltung (14) gebildet wird durch mindestens eine konstante konzentrierte Chip-Kapazität (26) oder Spulen-Induktivität (27).
Oberflächenwellen-Antennenduplexer nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Ober-Oberflächenwellenfilter (32) und der Oberflächenwellen-Resonator (33) für den Oberflächenwellen-Resonatorfilter in jedem, dem Sender-Leitungs Filter (2) und dem Empfänger-Leitungs Filter (3) auf einem einzelnen Gehäuse (30) befestigt sind.
Oberflächenwellen-Antennenduplexer nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Ober-Oberflächenwellenfilter (32) und der Oberflächenwellen-Resonator (33) für den Oberflächenwellen-Resonatorfilter in jedem, dem Sender-Leitungs Filter (2) und dem Empfänger-Leitungs Filter (3), auf einem einzelnen Chip (31) ausgebildet sind.
Oberflächenwellen-Antennenduplexer nach Anspruch 3 oder 4, wobei der Antennenduplexer als ein doppelseitiges Aufbau-Modul vorgesehen ist, in welchem der Ober-Oberflächenwellenfilter (32) und der Oberflächenwellen-Resonator (33) auf einer Oberfläche einer Basisplatte (36) für den Antennenduplexer angebracht sind, während die zusätzliche Kapazität oder Induktivität (37) auf der anderen Oberfläche der Basisplatte (36) angebracht ist.
Mobilfunkgerät, wobei ein Oberflächenwellen-Antennenduplexer (4) nach einem der Ansprüche 1 bis 5 angebracht ist.
Mobilfunkgerät nach Anspruch 6, wobei ein Schaltelement (13) des Oberflächenwellen-Antennenduplexers (4) an/abgeschaltet wird durch ein Steuersignal von einer Basisbandschaltung (10), so dass eine Senderfrequenz oder eine Empfängerfrequenz des Mobilfunkgerätes in einem Durchlassband eines Sender-Leitungs Filters (2) oder eines Empfänger-Leitungs Filters (3) des Oberflächenwellen-Antennenduplexer (4) angeordnet ist.