DE586259C - Anordnung zum simultanen Erzeugen von zwei oder mehreren hochfrequenten Wellen oder Wellenbaendern - Google Patents

Anordnung zum simultanen Erzeugen von zwei oder mehreren hochfrequenten Wellen oder Wellenbaendern

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DE586259C
DE586259C DET35778D DET0035778D DE586259C DE 586259 C DE586259 C DE 586259C DE T35778 D DET35778 D DE T35778D DE T0035778 D DET0035778 D DE T0035778D DE 586259 C DE586259 C DE 586259C
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DE
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DET35778D
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Inventor
Dr Otto Boehm
Mendel Osnos
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Telefunken AG
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Telefunken AG
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    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/68Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for wholly or partially suppressing the carrier or one side band

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
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Description

DEUTSCHES REICH
AUSGEGEBEN AM
24. OKTOBER 1933
REICHSPATENTAMT
PATENTSCHRIFT
M 586259 KLASSE 21a4 GRUPPE
oder Wellenbändern
Patentiert im Deutschen Reiche vom 2. Oktober 1928 ab
Die Erfindung bezieht sich auf eine sehr einfache Methode, die es erlaubt, in einer Sendeanlage eine bestimmte Ausgangshochfrequenzschwingung in zwei oder mehrere andere Schwingungen (bzw. Schwingungsbänder) verschiedener Frequenz und im wesentlichen gleicher Amplitude zu spalten, wobei die ursprüngliche Trägerfrequenz herausfällt.
Man kann die so erhaltenen Endfrequenzen, wenn sie sich nur verhältnismäßig wenig voneinander unterscheiden, u. a. auch mit Vorteil zu simultaner Übermittlung einer und derselben Nachricht verwenden, was besonders bei kurzen Wellen zur Vermeidung von Fadingstörungen ratsam ist.
Es ist bereits vorgeschlagen worden, zur Spaltung der vom Sender erzeugten Hochfrequenz in zwei Seitenfrequenzen parallel zu dem Übertragungszweig vom Generator zur
20' An.tenne ein aus einer Kombination von einem Kondensator und einer Spule bestehendes Modulationsorgan einzuschalten und die Impedanz dieses Parallelzweiges durch Modulierströme zu beeinflussen. Im allgemeinen kann als Modulierungsorgan auch eine beliebig anders geartete Kopplungseinrichtung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Hochfrequenzkreisen des Senders dienen, derart, daß bei einer durch einen Modulierstrom nach Größe und Sinn veränderlichen Kopplung zwischen den erwähnten Kreisen während einer Periode des Modulierstromes der Kopplungsfaktor wenigstens zweimal ganz oder nahezu durch Null durchgeht und seinen Sinn ändert. -
Es war jedoch bis jetzt nicht gelungen, mit dieser Emrichtung zufriedenstellende Resultate zu erzielen, insbesondere am Ausgang der ganzen Senderanlage nur Nebenfrequenzen, aber keine Trägerfrequenz des Senders zu erhalten.
Die vorliegende Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß die Ursache des Mißerfolges darin zu suchen ist, daß der Zustand der zur Kopplungssteuerung dienenden Modulierungseinrichtung die Amplitude des Hochfrequenzstromes des vorangehenden Hochfrequenzkreises beeinflußt.1
Um eine saubere Spaltung der ursprünglichen Trägerwelle in zwei Nebenfrequenzen ohne jede wesentliche Beimischung der Trägerfrequenz zu erzielen, wird nach der Erfindung die Anordnung so getroffen, daß der Hochfrequenzstrom in dem dem Organ für die Modulierung der Kopplung vorangehenden Teil. des Senders durch künstliche Mittel ganz oder nahezu konstant gehalten wird.
Eine weitere Verbesserung der Wirkungsweise kann noch durch eine sorgfältige Eliminierung des Einflusses des Verlustwiderstandes der Kopplungseinrichtung erreicht werden. Die hierfür in Frage kommenden, besonders geeig-
*) Von dem Patentsweher sind als die Erfinder angegeben worden:
Or. Otto Böhm und Mendel Osnos in Berlin.
V,
neten Schaltungen der Kopplungseinrichtung werden unten in der Beschreibung ausführlicher angegeben.
Zum besseren Verständnis des Erfmdungsgedankens möge zuerst die Wirkungsweise der in der Abb. χ schematisch dargestellten Schaltung auseinandergesetzt werden. Es wird hier angenommen, daß den Klemmen ft ft von irgendeinem passenden Hochfrequenzgenerator ein ίο hochfrequenter Strom ix = J1 sincoxt zugeführt wird, dessen Amplitude durch geeignete, später angegebene Maßnahmen konstant, d. h. unabhängig von den an die Punkte α α angeschlossenen Impedanzen bzw. von den diesen Punkten entnommenen Strömen ist. Man kann nun, wie im nachstehenden nachgewiesen wird, im Zweige ζ zwei hochfrequente Schwingungen von gleichen Amplituden, aber verschiedenen Frequenzen erzeugen, wenn man den Parallelzweig LC (im nachstehenden als Kopplungszweig bezeichnet) in bestimmter Weise moduliert.
Es sei angenommen, daß die im Kopplungszweig liegende Induktanz von einer Eisendrossel herrührt, deren in bezug auf die (verhältnismäßig kleine) Hochfrequenzströme wirksame Reaktanz CO1L sowohl von einem einer Gleichstromquelle b entnommenen Gleichstrom ig wie auch von einem durch einen Wechselstromgenerator d erzeugten Modulierstrom im = Jm sin com t beeinflußt wird. Durch die Wicklung e der Eisendrossel fließt somit ein resultierender pulsierender Strom ir = ig + im. Die resultierende Reaktanz xjc des Kopplungszweiges für die Hochfrequenz Co1 ändert sich mit ir bzw. im. Man wählt nun die Teile dieses Zweiges so, daß seine für die Hochfrequenz CO1 wirksame resultierende Reaktanz xj- gleichzeitig mit dem Modulationsstrom im verschwindet; dafür ist erforderlich, daß in dem Moment, wenn die Wicklung e der Eisendrossel ausschließlich vom Gleichstrom ig- durchflossen wird, die entsprechende induktive Reaktanz Ct)1-L
gleich der kapazitiven Reaktanz—-^ wird. Der
Verlauf der Kopplungsreaktanz X\t in Abhängigkeit von dem Modulierstrom im ist aus der Abb. 2 ersichtlich. In dieser stellt die Kurve A die Abhängigkeit der veränderlichen —■ für die
Hochfrequenz wirksamen, also dem Differentialquotient —5— der Induktanz proportionalen —
"1
Reaktanz Oi1L der Eisendrossel vom^resultierenden Strom ir dar. Für den Punkt P der Abszisse, der dem Gleichstrom ig entspricht, ist die zugehörige Ordinate Co1 L der ^4-Kurve
dem Betrage nach gleich —^ ; hierbei verschwindet also die resultierende Reaktanz #/c. Für positive Werte von im> die auf der Abszissenachse von dem Punkt P nach rechts aufgetragen sind, wird sie negativ und für negative positiv, wie dies die durch den Punkt P durchgehende zur ^sKurve äquidistante Linie A zeigt. Sind die Verhältnisse so gewählt, daß Ct)1 L zwischen den Grenzen ig Jm und ig + J711 angenähert linear verläuft, so ist die resultierende Reaktanz Xk im wesentlichen proportional dem Momentanwert im des Modulierstromes, und es gilt
Xh = hn ig β — Jm Sin CO1n t · tg β . (i)
Für den Spannungsvektor Ea an den Klemmen α α gilt ganz allgemein die Gleichung
(2)
Ist im Nenner der Impedanzvektor Z bedeutend größer als x\t, so kann man diese letztere Größe dort vernachlässigen und. den Bruch
——=- gleich ι setzen; dann erhält man mit /j ~[~ Χ]ζ
genügend großer Annäherung
(3)
(Die Annäherung ist besonders genau, wenn Z, wie es sich empfiehlt, im wesentlichen ein Wirkwiderstand ist.)
Man sieht, daß die Amplitude dieser Spannung, wenn auch J1 durch geeignete Mittel konstant gehalten wird, nicht konstant bleibt, sondern in Abhängigkeit von x;c im Takte der Frequenz com moduliert wird. Hat der Kopplungszweig keine wesentlichen Ohmschen Verluste, so ist seine Impedanz x\: eine reine Reaktanz, und die Spannung Ea eilt dem Strome J1 um 90 ° vor. Der Momentanwert ea der Spannung ist dann
ea = /1 sin I ωχί + —j Xk = J1 cos ωχί · xk (4) oder unter Berücksichtigung der Gleichung (1)
«α = h Jm tgß ' COS CO1* · SUl (Omt. (5)
Sorgt man durch besondere Mittel dafür, daß J1 unabhängig von den Änderungen der Kopplungsreaktanz Xu konstant bleibt, so bilden in der zuletzt erhaltenen Gleichung die Eaktqren J1 Jm tgß ein konstantes Produkt 2 k, so daß es gilt
ea = 2 k sin oim t · cos G)1 1 (6)
oder
ea = k sin (CO1 -f com) tk · sin (W1 com) t. (7)
Der von der Spannung Ea im Zweig Z erzeugte Strom J2 ist
Also ist auch die Amplitude J2 bei konstantem J1 und Z nicht konstant, sondern ändert sich zusammen mit dem Faktor X]C im Takte der Modulierfrequenz a>m, d. h. er spaltet sich wiederum in zwei Ströme mit Frequenzen ((O1 + oim) und (O)1.— ct)m) und gleichen Amplituden.
Man sieht, daß es tatsächlich nur dann möglich ist, mit Hilfe der beschriebenen Modulierung -eines hochfrequenten Stromes % zwei verschiedene Hochfrequenzschwingungen mit gleichen Amplituden ohne jeden Rest der ursprünglichen Trägerfrequenz zu erhalten, wenn die Amplitude J1 des die Kupplungseinrichtung speisenden. Hochfrequenzkreises von dem Modulierungszustand dieser Kopplungseinrichtung vollkommen unabhängig ist. In ähnlicher Weise wäre es auch möglich, durch Überlagerung von mehreren Modulierströmen mehrere Hochfrequenzpaare im Zweige ζ zu erhalten, wie dies ohne weiteres ζμ ersehen ist, wenn man in der Gleichung (1) für im einen Ausdruck ^/J» sin com t
mit verschiedenen Werten von m. einsetzt.
Wenn also z. B. die Modulation gleichzeitig etwa mit 100, 200, 300, 400 Perioden erfolgt, so erhält man mehrere Hochfrequenzen, die sich voneinander um gleiche Differenzen unterscheiden.
Man sieht, daß auf die oben beschriebene Weise die Spaltung einer gegebenen Hochfrequenz in zwei .oder mehrere hochfrequente Schwingungen verschiedener Frequenz dadurch hervorgebracht werden kann, daß zwischen den Klemmen fifi und Belastungszweig2 eine durch Modulierstrom nach Größe und Sinn veränderliche Kopplung eingeschaltet wird, die während einer Periode des Modulierstromes entsprechend den Schwankungen des in der Gleichung (8)
vorkommenden Kopplungsfaktors —- zweimal
durch Null durchgeht und dabei ihren Sinn wechselt.
Bei der oben gegebenen Ableitung wurde vorausgesetzt, daß man imstande ist, den Amplitudenwert von ix unabhängig von der Änderung der Kopplung X]1 konstant zu erhalten. Eine einfache Anordnung", die dies zu erreichen gestattet, zeigt die Abb. 3. Hier wird der Strom^1, dessen Amplitude J1 konstant gehalten werden soll, einem auf Resonanz in bezug auf die Hochfrequenz Cu1 abgestimmten Schwingungskreis L"C" entnommen, der seinerseits die Energie von einer mit ihm über eine Kopplungsspule L' lose gekoppelten Quelle qq erhält. Infolge der losen Kopplung erleidet die Spule U so gut wie keine Rückwirkung von dem an sie gekoppelten Kreis, so daß ihr Strom konstant bleibt und in der Spule L" eine konstante Wechselspannung induziert. Da der Schwingungskreis L" C" auf die Frequenz dieser konstanten induzierten Spannung abgestimmt ist, so wird der Strom J1, wie bekannt, automatisch unabhängig von allen Impedanzänderungen der weiter angeschlossenen Kreise konstant aufrechterhalten. Die Be- 6g lastungsimpedanz ζ ist in der Abb. 3 durch die Impedanz des Kreises I einschließlich den übertragenen Widerstand des mit diesem über den Kreis II gekoppelten Verstärkers V gebildet.
Ferner ist, wie bereits erwähnt, wichtig, daß der Ohmsche Widerstand des Kopplungszweiges vernachlässigbar klein ausfällt. Dann stellt dieser Kopplungskreis jedesmal beim Verschwinden der Reaktanz Xj1 einen vollkommenen Kurzschluß für die Impedanz ζ dar, so daß die -modulierte Amplitude von iz hierbei jedesmal durch Nullwert durchgeht und daher keine unmodulierte Komponente der Trägerfrequenz Cu1 enthält. Da die Verluste bei hohen Frequenzen hauptsächlich durch die Eisendrossel L verursacht werdens muß man besonders die Verminderung der Eisenverluste anstreben. Es empfiehlt sich, statt gewöhnlicher Eisendrosseln bekannte, in der Hochfrequenztechnik auch sonst gebräuchliche gestreckte Leiter, die mit einer dünnen Eisenschicht umkleidet sind, zu verwenden (s. z. B. Patent 447150).
Eine geeignete Schaltung für diesen Fall zeigt die Abb. 4.
Hier gabelt sich der Kopplungszweig in zwei gleiche, parallele Zweige L C, wobei die Induktanzeni aus gestreckten, eisenumkleideten (z.B. mit einem Eisenhaardraht umsponnenen oder galvanisch mit einer dünnen Eisenschicht überdeckten) Leitern bestehen. Der Gleichstrom ig und der Modulierstrom im werden den Ecken ee zugeführt, während als Anschlüsse für den hochfrequenten Strom I1 und den modulierten hochfrequenten Stromia die Punkte«« dienen. Eine kleine variable Induktanz L0 dient zur genaueren Einstellung.
Aber auch bei dieser Anordnung gelingt es schwer, den Einfluß der Ohmschen Verluste ganz zu eHminieren.
Im nachstehenden ist eine Reihe von Schaltungen angegeben, bei denen der schädliche Einfluß der Verlustwiderstände praktisch beseitigt ist oder diese sogar ausgenutzt sind.
Bei der an sich bekannten Brückenanordnung nach der Abb. 5 wird der Stromkreis des hochfrequenten konstanten Stromes I1 mit dem Stromkreis des modulierten hochfrequenten Stromes iz mittels einer Wheatstoneschen Brücke gekoppelt. Ci1O1 sind die Anschlußpunkte für den hochfrequenten Strom ix und gegebenenfalls für den Modulierstrom im; a2a2 sind die Anschlußpunkte für den Gleichstrom ig und den modulierten Hochfrequenzstrom iz. Als veränderliche Induktanzen L1, £a können' auch hier entweder gewöhnliche Eisendrosseln oder noch besser die bereits erwähnten eisenumkleideten, gestreckten Leiter verwendet werden. Es
empfiehlt sich, die Kondensatoren C genügend groß zu nehmen, damit sie keinen übermäßigen Widerstand für die Modulierströme im bilden, und die Induktanzen L0 mit den Kondensatoren C ihrer Zweige auf die Modulierfrequenz cwm abzustimmen. Es ist jedoch das letztere nicht unbedingt erforderlich.
Ferner ist es auch nicht unbedingt erforderlich, die Ströme im und it durch eine und dieselbe
ίο Wicklung der Eisendrossel L fließen zu lassen; es kann sich vielmehr u. U. empfehlen, um vollkommene Phasengleichheit der Ströme im in beiden Schenkeln zu sichern, für diese besondere Wicklungen vorzusehen, die in Reihe miteinander, aber differentiell in bezug auf die Gleichstromerregung geschaltet sind.
Die Wirkungsweise der Schaltung nach Abb. 5 ist folgende:
In den Momenten, wo der Modulierstrom im gleich Null ist, sind die beiden Induktanzen L1 und L2 vollkommen gleich, und die Eckpunkte (Z2Ci2 sind in bezug auf die Hochfrequenz W1 äquipotentiell, so daß i2 hierbei gleichfalls verschwindet. Während einer Halbperiode der Modulierfrequenz wm ist der Modulierstrom im in einer von den veränderlichen Induktanzen, z. B. in L1, mit dem Gleichstrom gleichgerichtet und im Schenkel L2 dem Gleichstrom entgegengerichtet, so daß die Induktanz des ersten Schenkels kleiner ist als die des zweiten; während der nächsten Halbperiode kehrt sich dieses Verhältnis der Induktanzen um. Wenn also bei einem bestimmten Momentanwert und Richtung von ix und im der modulierte Hochfrequenzstrom i2 einen entsprechenden Momentanwert und entsprechende Richtung hat, so erhält man nach einer halben Periode der Modulierfrequenz (wenn der Strom ix denselben Wert und Richtung hat wie vorher und der Strom im denselben Momentanwert, aber entgegengesetzte Richtung) für den Strom iz denselben Momentanwert wie vorher, aber entgegengesetzte Richtung. Die Ströme i2 und ix sind durch die Beziehung iä = I1 · f (im) verbunden, worin die Funktion f (im) als Kopplungsfaktor bezeichnet werden kann. Dieser Kopplungsfaktor geht gleichzeitig mit im durch Null und ändert zugleich mit im sein Zeichen, ist also eine periodische, im wesentlichen mit im proportionale Größe mit Änderungsfrequenz (com); daraus folgt, daß der Strom i2 ein rein modulierter Hochfrequenzstrom ist ohne unmodulierte Reste der Trägerfrequenz.
Berechnet man für eine Wheastonesche Brücke mit Schenkelimpedanzen Hx, H2, H3, H1 (Abb. 6) den Kopplungsfaktor, d. h. das Verhältnis der Diagonalströme J2 : J1, so erhält man die Beziehung
h-.Ji-
α-,α.
a2) (a3
(9)
Nun mögen die Impedanzen as und at den Schenkeln Z0C0 der Abb. 5 und die Impedanzen H1 bzw. H2 den Schenkeln L1 bzw. L2 der Abb. 5 entsprechen. Dann sind H3 und «4 dauernd einander gleich; H1 und 2 erhalten, wenn im verschwindet, beide den Wert H, sonst aber die Werte
bzw.
«ι = a + Aa = α -f- k · im «g = Έ ΔΈ = ä k im
(Hier kann der Änderungsvektor Aa sowohl die Reaktanzänderung wie auch die Änderung des Verlustwiderstandes erhalten.) Dann^ist auch die Summe
unabhängig vom Modulierstrom, also bleibt der Nenner im Ausdruck (9) dauernd konstant. Der Zähler wird aber gleich
«3 («1 — Έζ) — 2äsAa == 2äki,„,
so daß die Beziehung (9) die Form erhält
Jt = Ji-K ■*». (ir)
wo K eine Konstante bedeutet. Daraus geht wiederum hervor, daß J2 im Takte des Stromes im vollkommen ohne jeden Rest der ursprünglichen Trägerfrequenz moduliert wird.
Bei der Anordnung nach der Abb. 5 haben zwei Schenkel konstante Reaktanzen. Natürlich kann man auch alle vier Schenkel als veränderliche, durch den Modulierstrom Steuerbare Reaktanzen ausführen. In diesem Fall müssen sich die gegenüberliegenden Reaktanzen immer im gleichen Sinne ändern, d. h. die Reaktanzen a2 und <z4 (s. Abb. 6) müssen bei einer bestimmten Richtung des Modulierstromes beide zunehmen und die Reaktanzen O1 und as beide abnehmen, und umgekehrt.
Bei allen vorher gegebenen Ausführungsbeispielen ist aus Überlagerung eines Gleichstromes mit Modulierstrom Gebrauch gemacht. Dies ist jedoch nicht unbedingt erforderlich. Die nachstehend beschriebenen Anordnungen nach den Abb. 7 bis 10 erfordern keinen Gleichstrom.
Es ist bekannt, mittels einer Wheatstoneschen Brücke Änderungen dadurch hervorzurufen, daß man nur einen veränderlichen Brückenzweig einfügt und diesen entsprechend den hervorzurufenden Änderungen beeinflußt. Bei der Anordnung nach der Abb. 7 ist die Induktanz des Schenkels L2 in Abhängigkeit vom Modulierstrom im stark veränderlich. Die Induktanz des
' Schenkels L1 ist aber nur wenig veränderlich, am besten aber ganz konstant (wenn L1 z. B. eine Luftdrossel ist). Zur Abgleichung der Verlustwiderstände ist der Drossel L1 ein kleiner variabler Ohmscher Widerstand vorgeschaltet. Die beiden Drosseln L2 und L1 sind so gewählt, daß bei einem .bestimmten mittleren absoluten Betrage des Modulierstromes im die Induktanz der Drossel L2 in bezug auf die Hochfrequenz O)1 ίο gleich der Induktanz L1 ist. Wächst der absolute Betrag von im über diesen mittleren Wert, so wird die Induktanz von L2 kleiner als L1. Sinkt aber der betreffende absolute Betrag unter den Mittelwert, so wird L2 kleiner als L1. Auch bei dieser Anordnung ist somit der Kopplungsfaktor, ähnlich wie beim vorigen Ausführungsbeispiel, eine periodische Funktion. Sie geht aber hier während einer Periode des Modulierstromes viermal durch Null und ändert hierbei viermal ihren Sinn, so daß hier der Strom iz mit Frequenz von Μ moduliert wird.
Bei der Anordnung nach der Abb. 8 sind die beiden Induktanzen L1L2, wie an sich bekannt, als sekundär gegeneinander geschaltete Transformatoren gebildet. Hier ist die gegenseitige Induktion des Eisentransformators L2 bei einem bestimmten Mittelwert des absoluten Betrages von im gleich der gegenseitigen Induktion des Transformators L1. Die letztere ist hier wiederum nur wenig oder am besten gar nicht veränderlich.
Ist der Transformator L1 ganz ohne Eisen
ausgeführt, so empfiehlt es sich, parallel zu ihm einen regelbaren Widerstand r zur Abgleichung der Eisenverluste des anderen Transformators anzuschalten.
Auch hier heben sich die Wirkungen der beiden Transformatoren auf den sekundären Kreis in dem Moment, wo der Modulierstromi,n durch den erwähnten Mittelwert hindurchgeht, gegenseitig auf. Bei den größeren absoluten Werten des Modulierstromes überwiegt die Wirkung von L1, und bei kleineren Werten des Modulierstromes überwiegt die Wirkung von L2, so daß hier der Modulationseffekt ein gleicher wie bei der vorigen Anordnung ist.
Eine andere Modulierungsmöglichkeit gewähren bekannte Kondensatoren mit einer oder beiden Zitterelektroden.
Eine derartige vorteilhafte Anordnung zeigt die Abb. 9. Hier ist die Kopplung zwischen den Kreisen von I1 und i2 durch eine Wheatstonesche Brücke, deren einer Zweig, wie bekannt, veränderlich ist und die gegebenenfalls aus vier Kondensatoren C1, C2, C3, C4 besteht, vermittelt. Einer von diesen Kondensatoren, z. B. C1, besitzt eine Zitterelektrode, bei deren Mittellage die Brücke ausbalanciert ist, und der Strom i2 verschwindet. Die größeren Elektrodenabstände bedingen einen bestimmten Kopplungssinn und die Heineren Abstände den entgegengesetzten.
Die Wirkungsweise ist nach den vorstehenden Erklärungen ohne weiteres verständlich.
Natürlich könnte man bei der Brückenan-, Ordnung in zwei benachbarten Schenkeln statt der Kondensatoren auch Drosseln verwenden. Ferner könnte man auch Zitterelektrodenkondensatoren in zwei Schenkeln verwenden. Wären das z. B. die Schenkel C1 und C2, so müßten die Zitterelektroden gegenphasig schwingen; dagegen müßten die Zitterelektroden, wenn z. B. in den Schenkeln C1 und C3 befindlich, gleichphasig schwingen. '
Es sei hier noch bemerkt, daß es für die Wirkungsweise der beschriebenen Brückenanordnungen nur darauf ankommt, daß wenigstens in einem Schenkel ein Widerstand moduliert wird und die anderen Schenkel so abgeglichen werden, daß beim Mittelwert des erwähnten modulierten Widerstandes die Brücke ausbalanciert ist.
Man kann daher auch das gewünschte Resultat erhalten, wenn man statt der Zitterelektrodenkondensatoren bekannte," durch Modulation beeinflußbare Röhrenwiderstände nimmt und die Widerstände^ der anderen Schenkel entsprechend wählt.
Zum Schluß sei noch bemerkt, daß bei der Erklärung der Wirkungsweise verschiedener Brückenanordnungen (Abb. 5, 5a, 7 und 9) der Einfachheit halber angenommen wurde, daß die veränderliche Reaktanz bei ihrem Mittelwert einer anderen Reaktanz gleich wird. Dies ist aber nicht unbedingt erforderlich; es genügt vielmehr, daß die Brückenanordnung derart bemessen wird, daß bei Mittelwerten der in ihr enthaltenen veränderlichen Widerstände das zur Ausbalancierung der Brücke notwendige proportionale Verhältnis zwischen ihren vier Schenkeln besteht. Die Empfindlichkeit der Schaltung ist jedoch dann am größten, wenn das Verhältnis der Schenkelwiderstände gleich ist.
Es kann unter Umständen vorteilhaft sein, das Kopplungsorgan in an sich bekannter Weise mittels einer als veränderlicher Widerstand wirksamen Röhre zu modulieren.

Claims (8)

  1. Patentansprüche:
    i. Anordnung zum simultanen Erzeugen von zwei oder mehreren hochfrequenten Wellen oder Wellenbändern, insbesondere zur Übermittlung einer und derselben Nachricht mittels dieser Wellen, wobei zwischen zwei Kreisen des Senders eine durch einen Modulierstrom nach Größe und Sinn veränderliche Kopplung eingeschaltet ist, derart, daß während einer Periode des Modulierstromes der Kopplungsfaktor wenigstens zweimal ganz oder nahezu durch Null durchgeht und seinen Sinn ändert, dadurch gekennzeichnet, daß der Hochfrequenzstrom
    in dem dem Organ für die Modulierung der Kopplung vorangehenden Teil des Senders durch künstliche · Mittel, z. B. durch die Speisung dieses Teiles von einer auf die Trägerfrequenz des Senders abgestimmten Schleife und die lose Kopplung dieser Schleife mit vorangehendem Senderteil, ganz oder nahezu konstant gehalten wird.
  2. 2. Anordnung nach Anspruch i, dadurch ίο gekennzeichnet, daß der resultierende Widerstand (z) des Zweiges des modulierten Stromes im wesentlichen ein Wirkwiderstand ist.
  3. 3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung des Kopplungsorgans durch Induktanzänderung einer durch Gleichstrom vormagnetisierten Eisendrossel erfolgt.
  4. 4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Wheatstonesche Brücke als Kopplungsorgan zwischen dem an zwei ihr gegenüberliegende Ecken angeschlossenen unmodulierten Hochfrequenzstrom und dem an zwei andere Ecken angeschlossenen modulierten Hochfrequenzstrom dient, wobei wenigstens in einem ihrer Schenkel ein derart veränderlicher Widerstand liegt, daß beim Mittelwert derselben die Wheatstonesche Brücke ausbalanciert ist.
  5. 5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwei gegenüberliegende Eckpunkte der Brückenschaltung zum Anschluß des unmodulierten Hochfrequenzstromes und deren andere Eckpunkte zum Anschluß des modulierten Hochfrequenzstromes sowie der Gleichstromerregung zur Vormagnetisierung der in den Schenkeln der Wheatstoneschen Brücke eingeschalteten Induktanzen dienen, während der Modulierstrom in bezug auf die Gleichstromerregung differentiell geschaltet ist, z. B. über denselben Weg wie der unmodulierte Strom verläuft, oder in besonderen Wicklungen, die am besten in Reihe miteinander, aber differentiell in bezug auf die Gleich-Stromerregung geschaltet sind.
  6. 6. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein Schenkel eine veränderliche Reaktanz enthält und diese ohne Gleichstromvormagnetisierung durch Änderung der Eisensättigung mittels eines Modulierstromes gesteuert wird.
  7. 7. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung zwischen dem unmodulierten und dem modulierten Hochfrequenzstrom durch zwei gegeneinander wirkende Transformatoren vermittelt wird, von denen der eine Transformator mit einer stark veränderlichen, durch einen Modulierstrom gesteuerten Eisensättigung ausgeführt ist, derart, daß bei einem Mittelwert der Eisensättigung die beiden Transformatoren sich in ihrer Wirkung aufheben.
  8. 8. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die veränderliche Reaktanz wenigstens in einem Schenkel der Wheatstoneschen Brücke durch einen Zitterelektrodenkondensator gebildet ist.
    Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
DET35778D 1928-10-01 1928-10-02 Anordnung zum simultanen Erzeugen von zwei oder mehreren hochfrequenten Wellen oder Wellenbaendern Expired DE586259C (de)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE749981C (de) * 1935-10-07 1944-12-12 Verfahren zur drahtlosen UEbertragung von telegraphischen Nachrichten

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