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Überlagerungsempfänger für frequenzmodulierte elektromagnetische Schwingungen
Die Erfindung bezieht sich auf Überlagerungsempfänger für frequenzmodulierte Hochfrequenzschwingungen.
Es ist für diesen Zweck im allgemeinen üblich, die Schwankungen der durch Überlagerung
gewonnenen Zwischenfrequenz in Amplitudenschwankungen umzuwandeln und dann gleichzurichten.
Zwecks Vereinfachung dieser Anordnung ist bekannt (USA.-Patentschrift 2 075 5o3),
die Überlagerungsfrequenz durch eine besondere Nachsteuereinrichtung so zu regeln,
daß eine nahezu konstante Zwischenfrequenz erhalten wird, so daß unmittelbar an
den Ausgang der Nachsteuereinrichtung der Lautsprecher angeschlossen werden kann.
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Die Erfindung hat einen verbesserten Überlagerungsempfänger der letzgenannten
Art zum Gegenstand und besteht in erster Linie darin, daß die Phasenverhältnisse
an einer Widerstandskombination, bestehend aus einem Ohmschen Widerstand in Reihe
mit einem Schwingungskreis, dessen Resonanzwiderstand klein ist im Vergleich zum
Ohmschen Widerstand, zur Nachsteuerung ausgenutzt werden.
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Der Aufbau von Diskriminatoren aus einer Reihenschaltung eines Schwingungskreises
und eines Ohmschen Widerstandes ist an sich bekannt (deutsche Patentschrift 64$
x96 und schweizerische Patentschrift 194 295)- Durch die besondere Bemessung des
Widerstandsverhältnisses gemäß der Erfindung erreicht man jedoch, wie weiter unten
ausführlich dargestellt wird, demgegenüber eine besonders gute Phasenkonstanz der
Gesamtspannung der Reihenschaltung,
während sich die Phase der Teilspannung
am Schwingungskreis stark ändert.
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In Abb. r bis q. sind zunächst Aufbau und Wirkungsweise der bekannten
Überlagerungsanordnungen veranschaulicht.
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In der Abb. z ist das Prinzipschaltbild der bisher bekannten Anordnungen
zum Empfang frequenzmodulierter Schwingungen dargestellt. Die ankommenden Schwingungen
werden von der Antenne A empfangen und in der darauffolgenden Mischstufe M mit der
Oszillatorschwingung 0 überlagert. Die hieraus gebildete Zwischenfrequenz wird in
dem darauffolgenden Verstärker ZF verstärkt. Auf diesen Verstärker folgt ein Amplitudenbegrenzer
B, der die Amplitude der Zwischenfrequenz auf einem konstanten Wert hält und dadurch
Störungen, die durch Modulation der Amplitude mit einer Störspannung oder durch
Amplitudenmodulation selbst auftreten, beseitigt. Da die Frequenzschwankungen nicht
direkt zur Anzeige in einem Telefon oder Lautsprecher benutzt werden können, müssen
die Frequenzschwankungen der Zwischenfrequenz in einem Umsetzerglied Uin Amplitudenschwankungen
umgewandelt werden. Diese Umsetzung läßt sich z. B. mit Hilfe eines Resonanzkreises
oder einer Selbstinduktion durchführen. Die nach dem Umsetzer auftretenden amplitudenmodulierten
Schwingungen werden in dem Gleichrichter Gl gleichgerichtet und gegebenenfalls in
einer Endstufe E nochmals verstärkt. Sodann können sie z. B. in dem Lautsprecher
L zur Anzeige gebracht werden.
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Die Bandbreite des Zwischenfrequenzverstärkers ist durch den Frequenzhub
des Senders bestimmt. In der Abb. 2 sind diese Verhältnisse schematisch dargestellt.
Auf der horizontalen Linie ist die Frequenz f dargestellt, und zwar links die des
einfallenden Senders und rechts die des Oszillators. Während die Frequenz des Oszillators
einen festen Wert f 3 aufweist, schwankt die Senderfrequenz entsprechend der Frequenzmodulation
zwischen den Werten f1 und f2 um den Betrag f$, welcher den Frequenzhub des Senders
darstellt. Mit Fo ist der Mittelwert der Zwischenfrequenz bezeichnet. Die momentane
Zwischenfrequenz ergibt sich damit also zu f = Fo ± 8 f.
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In der Abb. 3 ist das Prinzip der vereinfachten Anordnung wiedergegeben.
Die frequenzmodulierten Schwingungen werden wieder von der Antenne A empfangen und
in der darauffolgenden Mischstufe 1V1 mit der Oszillatorschwingung 0 überlagert.
Die hieraus gewonnene Zwischenfrequenz wird wieder in einem Verstärker ZF verstärkt,
und die Amplituden werden in einem darauffolgenden Glied B begrenzt. Hieran schließt
sich nun ein Glied N an, welches für eine Nachsteuerung der Oszillatorschwingung
in der Weise geeignet ist; daß die erhaltene Zwischenfrequenz nicht mehr um den
Hub der Senderschwingung verändert wird, sondern daß die erhaltene Zwischenfrequenz
einen konstanten Wert behält. Dieses Nachsteuerglied M muß also in der Weise auf
den Oszillator 0 einwirken, daß eine konstante Zwischenfrequenz erhalten wird. An
den Ausgang dieses Gliedes kann dann direkt der Lautsprecher L angeschaltet werden,
d. h. ohne daß ein Umsetzer vorgesehen ist. Damit die von der Nachsteuereinrichtung
erzeugte Regelgröße der niederfrequenten Modulation des Senders entspricht, muß
allerdings ein linearer Zusammenhang zwischen Frequenzabweichung und Regelgröße
bestehen, was sich in der Praxis mit genügender Genauigkeit verwirklichen läßt.
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Da die Abweichungen der Zwischenfrequenz von einem durch die Nachsteuerung
vorgeschriebenen Frequenzsollwert zur Regelung benutzt werden, muß die Zwischenfrequenz
noch Frequenzschwankungen zeigen, die von der Steilheit der Regeleinrichtung abhängen.
Die Regelung ist also in Bezug auf die Frequenz statisch, d. h. eine exakte Regelung
auf die Abweichung 0 läßt sich hiermit nicht durchführen. (Über den Grad der Nachregelung
und die Schwankungen der Zwischenfrequenz gibt eine Rechnung weiter unten Aufschluß.)
In der Abb. q. sind die Frequenzverhältnisse schematisch angedeutet. Während gemäß
Abb.2 ein Frequenzhub nur bei der Senderfrequenz auftritt, tritt hier sowohl ein
Frequenzhub
des Senders wie auch ein Frequenzhub
des Oszillators auf, so daß die Zwischenfrequenz den nahezu konstanten Wert Fo beibehält.
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j Die Anordnung ist mit besonderem Vorteil in Ultra-' kurzwellenempfangsanlagen
anwendbar, bei denen eine Bremsfeldröhre als Oszillator dient. In diesem Fall kann
man als Nachsteuereinrichtung in Abhängigkeit von der Frequenzabweichung von einem
festen Wert Fo der Zwischenfrequenz eine Steuerspannung erzeugen, die z. B. das
Bremselektrodenpotential der Oszillatorröhre verändert.
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Zur Nachsteuerung des Oszillators werden erfindungsgemäß die Phasenverhältnisse
an einer Widerstandskombination nach Abb. 7 benutzt, um damit eine Phasenbrücke
zu steuern. Das Prinzip der Phasen-Brücke ist in Abb. 5 wiedergegeben. Hier bedeutet
111 die eine Brückenspannung, die j e zur Hälfte an die beiden Diodenstrecken Dl,
D2 geschaltet wird. Im dargestellten Beispiel dient hierzu eine Duo-Diode. Mit 11,
ist die andere Brückenanspannung bezeichnet, die zwischen die gemeinsame Kathode
der beiden Diodenstrekken und die Anoden geschaltet wird. Die Spannung 111 wird
also den Diodenstrecken Dl und D2 als Gegentaktschwingung zugeführt, während die
Spannung 2,C2 als Gleichtaktschwingung an die Diodenstrecken gelangt. In Abb. 6
ist das Vektordiagramm der Schaltanordnung dargestellt. Bei einer Phasenverschiebung
von 99 = go° zwischen
und 2,C2 sind also die an den Diodenstrecken Dl und D2 liegenden Spannungen 2ID,
und IIDa gleich groß. Weicht dagegen der Phasenwinkel von go° ab (rechter Teil der
Abb. 6), so ergeben sich ungleiche Spannungen, die dann zur Regelung ausgenutzt
werden können.
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In der Widerstandskombination gemäß Abb. 7 soll der Wert des Ohmschen
Widerstandes R1 sehr groß gegenüber dem Widerstand des Resonanzkreises R2 sein.
Am Resonanzkreis 9, tritt die Teilspannung 2X2 auf und am Widerstand R1 die
Spannung IIR. Beide Spannungen setzen sich zur Gesamtspannung 111 zusammen. Es ergibt
sich also das in Abb. 8 wiedergegebene
Vektorbild. Da R1 > 32R2
ist, ist der Strom 3 nahezu konstant. Bei einer Abweichung von der Frequenz Fo,
auf die der Resonanzkreis 322 abgestimmt ist, wird sich also die Phase der an dem
Resonanzkreis liegenden Spannung 2C2 , die auf einem Kreis wandert, stark ändern.
Die Phasenänderung der Spannung 11" bleibt dagegen gering. Das heißt mit anderen
Worten, daß sich die an den DiodenstreckenDl und D2 liegende Gegentaktschwingung
in der Phase praktisch nicht ändert, während die als Gleichtaktschwingung zugeführte
Spannung 112 in der Phase stark geändert wird. Als Beispiel sei angegeben, daß bei
einem Widerstandsverhältnis des Resonanzkreises zu dem Ohmschen Widerstand wie a
: 2o der Phasenwinkel ß der Spannung 11, für maximale Abweichung, die bei q.5° Verschiebung
liegt, nur 2" beträgt.
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Die Phasenbrücke gemäß Abb.5 arbeitet dann optimal, wenn
ist. Außerdem muß
gegenüber2C2 bei der Frequenzabw eichung 0 einen Phasenwinkel von go° aufweisen.
Die am Resonanzkreis 322 abgenommene Spannung muß also in ihrer Phase noch um go°
gedreht und gegebenenfalls noch verstärkt werden. Zu diesem Zweck dient die Schaltanordnung
nach Abb. g. An den Resonanzkreis 322 wird ein weiterer Schwingungskreis K induktiv
gekoppelt, dessen Koppelspule eine geerdete Mittenanzapfung enthält. Dieser Kopplungswicklung
ist ein RC-Glied parallel geschaltet. Wie aus dem zugehörigen Vektorbild in Abb.
zo hervorgeht, zeigt die zwischen den Punkten 3 und q. abgenommene Spannung eine
Phasenverschiebung von go° gegenüber U2. Diese Spannung wird dem Gitter einer nachfolgenden
Verstärkerröhre V zugeführt, so daß sich im Anodenkreis dieser Röhre die gewünschte
Spannung 9" nach Größe und Phase ergibt. Der Widerstand R ist veränderbar, so daß
damit die richtige Phasenlage von 31, eingestellt werden kann.
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Dieses die Phase um go° drehende Glied muß nun derart bemessen sein,
daß bei Frequenzabweichungen der ankommenden Senderfrequenz hierdurch nur kleine
und praktisch vernachlässigbare Phasendrehungen erzeugt werden gegenüber den Phasendrehungen
im Resonanzkreis. Legt man eine Schwingung von 300 kHz zugrunde und bemißt
man den Kondensator C zu 2o pF, so ergibt sich ein Scheinwiderstand zu
Macht man den Widerstand R ebenfalls gleich 26 k S2, so erhält man bei 4- 5o kHz
Frequenzabweichung eine Phasendrehung von ± 5°. Diese Phasenabweichung ist zu vernachlässigen
gegenüber der des hochwertigen Resonanzkreises 322, bei dem bereits weniger als
zo °/o dieser Frequenzabweichungen, d. h. Frequenzabweichungen von weniger als 5
kHz, Phasendrehungen von etwa q.5° hervorrufen, wie sich aus Messungen ergeben hat.
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Die gesamte Anordnung. der Regeleinrichtung ist im Prinzip in Abb.
ZZ nochmals dargestellt. An Hand dieses Prinzipbildes sei noch einmal die Wirkungsweise
zusammenfassend dargestellt. An die letzte Verstärkerstufe des Zwischenfrequenzverstärkers
ZF ist über den Transformator T der Resonanzkreis 322 und der Widerstand R1 angekoppelt.
Weicht die hier vorhandene Frequenz von dem Sollwert Fo ab, auf den der Resonanzkreis
322 abgeglichen ist, so wird sich die Spannung
infolge des Widerstandsverhältnisses R1 > 322 nur wenig in der Phasenlage ändern.
Dagegen ändert sich die Phasenlage der Spannung 11, infolge der Frequenzabweichung
sehr stark. Diese Änderung ist von der Dämpfung des Kreises abhängig. Die Spannung
gelangt als Gegentaktschwingung an die Diodenstrecken Dl und D2, und die Spannung
U, wird zunächst an 322 als 11, abgegriffen und in K in der Phase um go" gedreht.
Sie wird in der Röhre V verstärkt und gelangt dann als Gleichtaktschwingung 11,
ebenfalls an die Diodenstrecken Dl und D2. Treten nun irgendwelche Frequenzabweichungen
der ankommenden Senderfrequenz von dem Sollwert Fo auf, so ergeben sich an den Diodenstrecken
Spannungen, wie sie in dem Diagramm gemäß Abb. 6 beispielsweise dargestellt sind.
Diese werden dann als Regelspannungen bei A abgegriffen und dem Oszillator zugeführt
und bewirken die Nachregelung der Frequenz auf den konstanten Wert Fo.
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Im folgenden wird der Verlauf der Steuerspannung berechnet, die sich
aus der Differenz der beiden Diodenspannungen 2.CD, und 2[D2 ergibt. Aus dem rechten
Diagramm der Abb. 6 ergibt sich für den
| Spezialfall, daß 2Z = 2C2 ist |
| UD, = 2 2C2 sin @' |
| 2 |
| 2 . |
| UD, = 2 11, COS |
| Hieraus folgt |
| Steuerspannung 2C = 21D, - 21D2 |
| 2C = 2 2C2 I sin p - cos 2 . |
Für den allgemeinen Fall, in dem
ist, ergibt sich nach dem Kosinussatz, wenn man zur Vereinfachung
setzt
In Abb. 12 ist die Steuerspannung 11 in Abhängigkeit vom Phasenwinkel
(p aufgetragen, und zwar ist
gesetzt. In dieser Abbildung gibt die Kurve z die Verhältnisse für
wieder. Diese Kurve stellt in dem interessierenden Bereich für g) = o°
... z8o° praktisch eine Gerade dar. Die Kurve 2 gilt für
und die Kurve 3 für
Beide Kurven weichen von der Geraden erheblich ab.
Im vorliegenden
Fall wird die Spannung 11, aus einem Resonanzkreis abgeleitet. Hierbei ist zu beachten,
daß nicht nur die Phase, sondern auch die Amplitude von der Frequenz abhängig ist.
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Nach einem bevorzugten Ausfühntngsbeispiel der Erfindung dienst als
Oszillator eine Bremsfeldröhre, und die von der Nachsteuerungseinrichtung gelieferte
Regelspannung 9 (im folgenden als d UB bezeichnet) bewirkt eine Änderung
des Bremselektrodenpotentials UB der Röhre dergestalt, daß die mittlere Zwischenfrequenz
Fo erhalten bleibt. Hierbei ist auf den Zusammenhang zwischen Frequenzhub des Senders
und Frequenzhub des Oszillators sowie auf
Schwankungen der Zwischenfrequenz in Abhängigkeit von der Nachsteuerung zu achten.
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In Abb. 13 ist die Kennlinie der Nachsteuerung aufgezeichnet. Als
Abszisse ist die Senderfrequenz f, und als Ordinate die Bremselektrodenspannungsänderung
d UB aufgetragen. Die Steilheit beträgt
Die Abb. 14 gibt die Kennlinie einer Bremsfeldröhre in üblicher Darstellung wieder,
d. h. als Abszisse ist die negative Bremselektrodenspannung - UB und als
Ordinate die Oszillatorfrequenz f o aufgetragen. (Die ebenfalls eingetragene parabelähnliche
Kurve stellt die Leistung dar und dient nur zur Kennzeichnung des optimalen Arbeitsbereiches.)
Als reziproke Steilheit ergibt sich
(a ist eine Konstante der Bremsfeldröhre): Zur Erläuterung sei nochmals auf Abb.
4 verwiesen. Schwankt die Senderfrequenz um den Betrag 8 fs, so schwankt zunächst
die Zwischenfrequenz auch um diesen Betrag, d. h. es ist 8fs=F-Fo. Dafür kann man
auch schreiben
Setzt man diesen Wert in die Formel für die Steilheit S der Nachsteuerung ein und
beachtet man die Formel für die reziproke Steilheit der Bremsfeldröhre, so erhält
man den Frequenzhub
des Oszillators zu
Die Schwankung 8 f der Zwischenfrequenz folgt hieraus zu
Durch die Nachsteuerung wird also der Senderhub um den Faktor
verkleinert. Aus der Formel (i) folgt, daß für a - S = oo der Oszillatorhub gleich
dem Senderhub ist. Da a eine Konstante der Bremsfeldröhre ist, muß man also S, d.
h. die Steilheit der Nachsteuerungseinrichtung, möglichst groß machen.
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In der Abb. 15 ist die Oszillatorfrequenz f o in Abhängigkeit von
der Senderfrequenz f, aufgetragen, die durch die Nachsteuerung bewirkt wird. Aus
der Abb. 15 liest man ab: f.' +F
fo=fs+Fo+af
Für a - S = 0o ergibt sich die dick ausgezogene Gerade in Abb. 15. Diese
stellt also die ideale Nachsteuerung dar. Alle endlichen Werte von a - S ergeben
Geraden, die unterhalb dieser Linie liegen.
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In Abb. 16 ist eine Kennlinienschar einer praktisch ausgeführten Nachsteuereinrichtung
aufgetragen. Als Parameter dient hierbei die Eingangsspannung der letzten Verstärkerstufe.
Im Mittel beträgt die Steilheit der Nachsteuereinrichtung S = 15 V/kHz. Die für
vorliegenden Zweck bevorzugt verwendete Bremsfeldröhre hat ein a = ioo kHz/V, so
daß sich mit Formel (2) bei einem Senderhub von 400 kHz eine Schwankung der Zwischenfrequenz
von etwa 27o Hz ergibt. Diese Schwankung wirkt nicht mehr störend.
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Die Vorteile der Anordnung gemäß vorliegender Erfindung bestehen außer
dem bereits erwähnten einfachen Aufbau des Empfängers darin, daß die Kennlinie der
Nachsteuereinrichtung in dem interessierenden Bereich praktisch linear ist und daß
weiterhin das günstige Verhältnis des Signals zum Rauschen, welches ein Hauptvorteil
der Frequenzmodulation ist, noch weiter verbessert wird, da die Schwankungen der
Zwischenfrequenz sehr gering sind. Infolgedessen braucht die Bandbreite des Verstärkers
nur klein zu sein. Eine schädliche Wirkung kann also nur die im Zwischenfrequenzbereich
liegende Rauschspannung haben. Ferner werden Empfangsstörungen, die durch nicht
beabsichtigte Frequenzänderungen des Senders verursacht werden, sofern sie im Durchlaßbereich
der Nachsteuereinrichtung liegen, unmöglich.