DE4133197A1

DE4133197A1 - Fm-stereoempfangsanordnung

Info

Publication number: DE4133197A1
Application number: DE4133197A
Authority: DE
Inventors: Haruo Sakata
Original assignee: Clarion Co Ltd
Current assignee: Faurecia Clarion Electronics Co Ltd
Priority date: 1990-10-08
Filing date: 1991-10-07
Publication date: 1992-04-16
Also published as: US5179593A; AU8557391A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine FM-Stereoempfangs anordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Speziell handelt es sich dabei um eine FM-Stereoempfangsan ordnung, mit der bei einfachem Aufbau ein FM-Stereosignal demoduliert werden kann und die ein Taktverhältnis besitzt, das im Bereich eines Taktverhältnisses bei FM-Monoempfang liegt. Dabei werden ein Stereosignal bildendes Rechts- und Linkssignal beim Umschalten von hinsichtlich der Fre quenz detektierten Basisband-Signalkomponenten unter Aus nutzung eines Hilfsträgerkomponenten-Signals erzeugt.

Fig. 14 zeigt eine Ausführungsform einer bekannten FM-Stereo empfangsanordnung mit einer Empfangsantenne 1, einem Fre quenzumsetzer 2, einem Empfangsoszillator 3, einem Begrenzer 4, einem FM-Demodulator 5, einem Bandpaßfilter 6 für eine Frequenz fp = 19 kHz (Pilotsignal), einem Oszillator 7 mit einer Frequenz von 2fp = 38 kHz (Hilfsträger), einem Bandpaßfilter 8 mit einem Durchlaßband von 23 bis 53 kHz, einem Tiefpaßfilter 9 mit einer Grenzfrequenz von 15 kHz, einem Synchrondetektor 10, einem Tiefpaßfilter 11 mit einer Grenzfrequenz von 15 kHz, einem Matrixverstärker 12, Entzer rern 13 und 14 sowie ER- und EL-Ausgangsklemmen 15 und 16.

In der Anordnung nach Fig. 14 wird ein über die Antenne 1 empfangenes Signal in den Frequenzumsetzer 2 eingespeist und in ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz von 10,7 MHz überführt, bei der es sich um die Differenzfrequenz aus der Frequenz des empfangenen Signals und der eines vom Empfangs oszillator 3 kommenden Signals handelt. Die Amplitude dieses Zwischenfrequenzsignals wird durch den Begrenzer 4 begrenzt, wonach das Signal in den FM-Demodulator 5 eingespeist wird, in dem es zur Erzeugung eines Basisbandsignals einer Umset zung aus der Frequenzmodulation in eine Signalspannung unter worfen wird. Dieses Basisbandsignal wird in das Bandpaßfilter 6 eingespeist, von dem ein Pilotsignal mit der Frequenz fp = 19 kHz abnehmbar ist. Der Oszillator 7 beginnt bei Ansteuerung durch dieses Signal zu schwingen.

Weiterhin wird das vorgenannte Basisbandsignal in das Band paßfilter 8 und das Tiefpaßfilter 9 eingespeist, wobei das Bandpaßfilter 8 ein Stereodifferenzsignal EScos2xpt mit Fre quenzen von 23 bis 53 kHz für den Synchrondetektor 10 lie fert. Dieser Synchrondetektor 10 detektiert das genannte Differenzsignal synchron auf der Basis eines Ausgangssignals cos2xpt des vorgenannten Oszillators 7. Das Ausgangssignal des Synchrondetektors wird als Stereosignal ES in das Tief paßfilter 11 eingespeist.

Das Bandpaßfilter 9 gibt ein Monosignal EM ab. Dieses Mono signal EM wird zusammen mit dem vorgenannten Stereosignal ES in den Matrixverstärker 12 eingespeist. Nach Durchlauf dieser Signale durch die Anhebungskreise 13 und 14 werden das Rechtssignal ER und das Linkssignal EL gewonnen.

Fig. 13 zeigt eine Charakteristik eines Basisbandsignals und einer Demodulationsrauschverteilung in einer FM-Sendewelle. Aus der Frequenzverteilung des Basisbandsignals in der FM- Sendewelle gemäß dieser Figur ist ersichtlich, daß bei FM- Demodulation das Rauschen im mittleren Bereich eine der Basisbandfrequenz proportionale Verteilung besitzt, wobei die Basisbandfrequenz in Fig. 13 durch eine gestrichelte Linie dargestellt ist. Aus diesem Grunde wird durch die Demodula toranordnung nach Fig. 14 der effektive Empfangsbereich für die FM-Sendewelle äquivalent verengt, wenn das Taktverhältnis der Differenzsignalkomponente um 20 dB in bezug auf das der Monosignalkomponente abgesenkt wird.

Fig. 15 zeigt eine weitere Ausführungsform einer bekannten FM-Stereoempfangsanordnung mit einer Antenne 31, einem Empfangsoszillator 32, einem Frequenzumsetzer 33, einem Bandpaßfilter 34 mit einer Mittenfrequenz von 10,7 MHz, einem Begrenzer 35, einem Frequenzdetektor 36 (Diskriminator), einem Bandpaßfilter 37 mit einem Durchlaßband von 19 kHz, einem Hilfsträgergenerator 38, einem Bandsperrfilter mit einem Frequenzsperrband von 19 kHz, einem elektronischen Schalter 40, Tiefpaßfiltern 41 und 42 mit einem Durchlaßband von 0 bis 15 kHz, Entzerrerstufen 43 und 44, einer Matrix schaltung 45, einem rechten Ausgang ER 46 sowie einem linken Ausgang EL 47, wobei die Komponenten 40 bis 45 einen Stereo demodulator 48 bilden.

Im folgenden wird die Wirkungsweise dieser bekannten FM- Stereoempfangsanordnung erläutert. Ein über die Antenne 31 empfangenes Hochfrequenzsignal wird zusammen mit dem Aus gangssignal des Empfangsoszillators 32 in den Frequenzum setzer 33 eingespeist und hinsichtlich seiner Frequenz um gesetzt. Das Ausgangssignal bildet ein Zwischenfrequenzsig nal, das in das Bandpaßfilter 34 eingespeist wird.

Dieses Zwischenfrequenzsignal der eine FM-Modulation aufwei senden Welle wird unter Konstanthaltung der Amplitude durch den Begrenzer 35 in den Diskriminator eingespeist, wodurch das durch die Gleichung (16) gegebene Basisbandsignal EB wiedergegeben wird.

Dieses Basisbandsignal EB der Stereo-Sendewelle kann durch die Gleichung (16) folgendermaßen ausgedrückt werden:

EB = EM + EScos2ωpt + Pcosωpt (16)

worin

EM (Monosignal) = 1/2 (ER + EL) (17)

ES (Stereosignal) = 1/2 (ER - EL) (18)

und

Pcosωpt das Pilotsignal

ist.

Die Frequenzverteilung des Basisbandsignals EB ist in Fig. 13 dargestellt, wobei ein moduliertes Stereosignal mit einer Frequenz von 38 ± 15 kHz unter Verwendung einer Komponente von 38 kHz (2fp) als Hilfsträger dem Monosignal EM von 0-15 kHz überlagert und das Pilotsignal mit einer Frequenz fp = 19 kHz eingefügt ist.

Das durch den dritten Term in Gleichung (16) gegebene Pilot signal mit der Frequenz fp = 19 kHz wird durch das Bandpaß filter 37 aus dem Basisbandsignal EB abgetrennt, wobei auf der Basis dieses Signals der Hilfsträger durch den Hilfs trägergenerator 38 neu erzeugt wird.

Dieser Hilfsträger kann entweder durch Quadrieren des vorge nannten Pilotsignals oder durch Phasenkopplung des Oszilla tors mit der Frequenz 2fp gewonnen werden. Mit dem erstge nannten Verfahren der Quadrierung des Pilotsignals pcosωpt ergibt sich

P²cos²ωpt = P²/[1 + cos2ωpt] (19)

wobei die Komponente gemäß dem zweiten Term in Gleichung (19) durch ein Bandpaßfilter mit einem Durchlaßband von 38 kHz abgetrennt wird. Weiterhin wird das Ausgangssignal des Dis kriminators 36 in das Bandsperrfilter 39 eingespeist, um le diglich die durch den dritten Term in Gleichung (16) gegebene Komponente zu eliminieren, wodurch ein durch die Gleichung (20) gegebenes Signal EB′ gewonnen wird.

EB′ = EM + EScos2ωpt (20)

Das Signal EB′ wird in den elektronischen Schalter 40 ein gespeist und durch dessen Ansteuerung mit cos2ωpt = 1 und cos2ωpt = -1 umgeschaltet. Auf diese Weise ergibt sich ein Signal mit einer Form, in dem das Rechtsausgangssignal ER und das Linksausgangssignal EM mit cos2ωpt = 1 bzw. cos2ωpt = -1 ge schaltet werden. Da jedoch die Größe von ES theoretisch le diglich um 2/π vervielfacht wird, wird es nachfolgend in der Matrixschaltung 45 kompensiert. Das Ausgangssignal des elek tronischen Schalters 40 wird über die Tiefpaßfilter 41 und 42 sowie die Entzerrer 43 und 45 in die Matrixschaltung 45 ein gespeist, um den unvollständigen Teil (Differenzkomponente) des vorgenannten Signals ES zwecks Gewinnung der Ausgangs signale ER und EL zu kompensieren.

Auch die vorstehend beschriebene FM-Stereoempfangsanordnung ist noch mit dem folgenden Problem behaftet. Wird dem empfangenen Signal Rauschen mit einer linearen Frequenzver teilung überlagert, so enthält das demodulierte FM-Ausgangs signal des Diskriminators 6 sogenanntes Dreiecksrauschen, das der durch die gestrichelte Linie in Fig. 13 gegebenen Frequenz proportional ist. Unter der Annahme, daß das dem Zwischenfrequenzband vor der FM-Demodulation überlagerte Rauschen En durch folgende Formel gegeben ist:

En = ncosωnt (21)

und die Mittenfrequenz des Zwischenfrequenzbandes gleich ωi′ (= ωi+ωo2) ist, so ist das dem Rauschen gemäß Gleichung (21) entsprechende Rauschen e_n nach der FM-Demodulation durch die Gleichung (22) gegeben:

e_n = n(ωn-ωi′)sin(ωn-ωi′)t (22)

Durch Einsetzen von ωn-ωi′ = ωn′ in die Gleichung des Basis bandes wird die Gleichung (22) in die Gleichung (23) überführt.

e_n = nωn′sinωn′t (23)

Gleichung (23) gibt das sog. Rechteckrauschen wieder, das eine Verteilung gemäß der gestrichelten Linie nach Fig. 13 besitzt. Daher ergibt sich das Problem, daß das Rauschen im Bereich von ωn = 2ωp bei der Stereo-Demodulation in eine Nie derfrequenz transformiert und das Taktverhältnis für das Stereosignal Es abgesenkt wird. Das bedeutet, daß das Rau schen in ein Rauschen unterhalb 15 kHz transformiert wird, wenn es durch den elektronischen Schalter 40 geschaltet wird, wodurch das Taktverhältnis in bezug auf das Taktverhältnis in dem Fall abgesenkt wird, in dem lediglich die Komponente EM durch das Bandsperrfilter aus dem Ausgangssignal abgetrennt wird.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer FM-Stereoempfangsanordnung der in Rede stehenden Art ein Signal mit einem Taktverhältnis auf etwa dem gleichen Pegel zu gewinnen, wie er für ein Monosignal vorhanden ist, so daß das Signal mit einer äquivalenten hohen Empfindlich keit empfangen werden kann.

Diese Aufgabe wird bei einer FM-Stereoempfangsanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs 1 gelöst.

Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteran sprüchen.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen FM-Stereoempfangsanordnung;

Fig. 2 eine Verteilung des Schaltrauschens darstellende Signalverläufe zur Erläuterung des Funktionsprin zips der erfindungsgemäßen Anordnung und deren Frequenzspektren;

Fig. 3 den Signalverlauf eines Schaltimpulses V(t) für die erfindungsgemäße Anordnung sowie dessen differen zierter Form;

Fig. 4 den Signalverlauf einer demodulierten FM-Welle, die erfindungsgemäß intermittierend geschaltet ist;

Fig. 5 den Signalverlauf einer demodulierten FM-Welle, die erfindungsgemäß intermittierend geschaltet ist;

Fig. 6 den Signalverlauf verschiedener Signalkomponenten des FM-Stereosignals und eines Schaltimpulses V(t);

Fig. 7 ein Vektordiagramm zur Erläuterung von Rauschein flüssen beim FM-Empfang;

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnung;

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines in tegrierten Schaltkreises zur Verwendung bei der Ausführungsform nach Fig. 8;

Fig. 10 ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Wirkungs weise der Ausführungsform nach Fig. 8;

Fig. 11 ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnung;

Fig. 12 ein Blockschaltbild eines abgeänderten Beispiels bei Verwendung eines Frequenzvervielfachers an Stelle eines Frequenzumsetzers in der Ausführungs form nach Fig. 8;

Fig. 13 ein charakteristisches Schema einer Frequenzver teilung des Basisbandsignals EB und einer Frequenz verteilung des FM-Demodulationsrauschens; und

Fig. 14 und 15 jeweils ein Blockschaltbild einer bekannten FM-Stereoempfangsanordnung.

Eine Eigenschaft der FM-Demodulation besteht darin, daß das Rauschen mit zunehmender Frequenz durch die FM-Demodulation in einem FM-Empfänger erhöht wird, wie dies in Fig. 13 darge stellt ist. Das bedeutet, daß bei Darstellung des Trägers cosωct ohne Modulation durch einen Vektor OA gemäß Fig. 7 und Hinzufügen eines Rauschvektors mit einer Frequenz 4 ωn eine Komponente in der Richtung B-B′ senkrecht zum Trägervektor OA gemäß einer gestrichelten Linie in Fig. 7 dem Rauschen nach der FM-Demodulation entspricht.

Wird das weiße Rauschen mit ncosωnt bezeichnet, so ändert sich die oben beschriebene Rauschkomponente in bezug auf die Trägerfrequenz ωc als Funktion der Differenz zwischen den beiden Frequenzen (ωn-ωc). Im FM-Signal repräsentiert daher

nsin(ωn-ωc)t (1)

die Verteilungskomponente, welche in der FM-Demodulation eine durch die unten angegebene Gleichung (2) repräsentierte Größe besitzt, die durch Differentiation der Gleichung (1) gewonnen wird,

n(ωn-ωc)cos(ωn-ωc)t (2)

In Gleichung (2) gibt (ωn-ωc) an, daß das Demodulationsrau schen proportional zur Frequenzdifferenz in bezug auf den Träger ist.

Ist im Basisbandsignal gemäß Fig. 13 die Trägerfrequenz nicht 0 sondern gleich 2fp, so wird das Taktverhältnis des Stereo signals vergrößert.

Aus dem obengenannten Grunde wird erfindungsgemäß ein Schalt system mit einem hohen Taktverhältnis vorgeschlagen, wodurch Schaltsysteme der bekannten Art weiter verbessert werden. Im folgenden wird eine Grundoperation der erfindungsgemäßen Anordnung erläutert.

Das Basisbandsignal EB der Frequenzmodulation ist durch folgende Beziehungen gegeben:

EB = EM+EScos2ωpt+Pcosωpt (3)

EM = 1/2 · (ER+EL) (4)

und

EL = 1/2 · (ER-EL) (5)

darin bedeuten ER das Rechtssignal, das EL das Linkssignal, Pcosωpt das Pilotsignal, EM das Monosignal und ES das Stereo signal.

Fig. 6 zeigt eine mit dem Basisbandsignal EB in der Frequenz modulierte Welle. In dieser Figur zeigt (a) das Pilotsignal, (b) das Stereosignal, (c) das Monosignal, (d) das syntheti sierte Basisbandsignal und (e) einen Schaltimpuls V(t) der Form cos2ωpt.

Ist der aus dem Pilotsignal Pcos4wpt in der frequenzmodulier ten Welle in Fig. 6 gewonnene Hilfsträger cos24wpt sicher vor handen, so erfolgt durch Umschalten der frequenzmodulierten Welle beispielsweise im R-Kanal eine Umsetzung in eine fre quenzmodulierte Zwischenfrequenzwelle (d) gemäß Fig. 5, wo durch durch Frequenzmodulation die Signalkomponente nach Fig. 4 gewonnen wird und nach Durchlauf durch ein Tiefpaßfilter das Signal ER′ gewonnen werden kann.

ER = EM+ES (6)

ER′ = EM+kES (7)

worin k<1 ist.

Die Bedingung k < 1 ist für das sinusförmige Signal cos2ωpt im Mehrkanalsystem erforderlich und wird als Funktion der Schaltperiode beim Empfang festgelegt. Das Signal EL′ entsprechend dem Signal ER′ wird in entsprechender Weise für den L-Kanal gewonnen.

Die Signale ER und EL können durch eine Schaltung gewonnen werden, welche die Differenz (ER′-EL′) zwischen den beiden Signalen ausgehend von ER′ und EL′ anhebt.

Wird der Schaltimpuls für den Hilfsträger 2ωpt mit V(t) bezeichnet (Fig. 6(e)), so ist das in den FM-Demodulator eingegebene Rauschen N(t) durch folgende Gleichung gegeben:

N(t) = nsin(ωn-ωc)t · V(t) (11)

Das Demodulationsrauschen N′(t) wird in diesem Fall durch Differentiation der Gleichung (11) wie folgt gewonnen:

N′(t) = n · (ωn-ωc) · cos(ωn-ωc)t V(t)+n · d/dt(V(t)) · sin(ωn-ωc)t (12)

Der erste Term N₁ in Gleichung (12) stellt Teile des Dreiecksrauschens dar, die intermittierend durch den Schaltimpuls V(t) abgetrennt werden, was Gleichung (2) entspricht. Da das Schalten durch den Hilfsträger cos2ωpt beendet wird, so reicht in diesem Fall beispielsweise ein Tiefpaßfilter mit 15 kHz zur Abtrennung des Signals ER′ aus, wobei Hochfrequenzrauschen keinen Einfluß hat.

Die Amplitude des zweiten Terms N₂ in Gleichung 12 ist un abhängig von der Frequenz (ωn-ωc), jedoch abhängig von dV(t)/dt. Wird bei einer Signalverarbeitung mit Bandbegren zung der Schaltimpuls V(t) differenziert, so ist generell die Amplitude im Bereich des Schaltens groß, wie dies in Fig. 3 dargestellt ist. Wird der Teil, bei dem die Amplitude des differenzierten Signals dV(t)/dt von V(t) groß ist, mittels eines Diskriminators eliminiert, so wird daher das in das Signal gemischte Rauschen verringert.

Fig. 2 zeigt die Verteilungen von V(t) und des entsprechenden Schaltrauschens im oben beschriebenen Sinne. Da in einer be kannten Anordnung das Schalten nicht im Bereich der frequenz modulierten Welle durchgeführt wird, hat das durch die oben angegebene Gleichung (1) gegebene Rauschen eine durch eine gestrichelte Linie in Fig. 2(j) angegebene Verteilung. Das durch die Gleichung (12) gegebene Demodulationsrauschen ist durch eine ausgezogene Linie und eine gestrichelte Linie dargestellt, die in der Figur (k) miteinander verbunden sind, und besitzt eine Frequenzverteilung gemäß (k′). Dieses Rauschen mit einer Mittenfrequenz von 2fp verringert das Taktverhältnis des Stereosignals.

Da die in Fig. 2 (j) dargestellte frequenzmodulierte Welle in einen Diskriminator eingespeist wird, wie dies im folgenden noch erläutert wird, ist das Demodulationsrauschen durch den ersten und zweiten Term der Gleichung (12) gegeben und in Fig. 2(k), (k′), (l) und (l′) dargestellt.

Der obengenannte erste Term zeigt, daß das weiße Rauschen zeitlich lediglich in der Periode von V(t) erzeugt wird, wie dies in Fig. 2(k) dargestellt ist. Die Frequenzverteilung ist diejenige des Dreiecksrauschens gemäß (k′) dieser Figur. Gemäß Fig. 2(l) repräsentiert der zweite Term durch eine Hüllkurve von dV(t)/dt gegebenes Rauschen, wobei die Fre quenzverteilung gemäß (l′) dieser Figur gleichförmig ist. Ein synthetisiertes Signal nach Fig. 2(k) und (l) ist durch (m) gegeben, wobei die Frequenzverteilung durch (m′) gegeben ist.

Wie im folgenden noch erläutert wird, ist es erfindungsgemäß erforderlich, das Ausgangssignal des Diskriminators mit einem Impuls V′(t) gemäß Fig. 2(n) zu schalten, der schmaler als der vorgenannte Schaltimpuls V(t) ist, so daß die Rausch komponente lediglich durch einen schraffierten Bereich gemäß Fig. 2(m′) im Rauschspektrum nach Fig. 2(k′) ist.

Bei der erfindungsgemäßen Ausführungsform nach Fig. 1 ist die vorstehend erläuterte Wirkungsweise realisiert. Bei dieser ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen FM-Stereo empfangsanordnung nach Fig. 1, in der gleiche Bezugszeichen gleiche Komponenten wie in Fig. 14 bezeichnen, sind FM-Demodula toren 21 und 22, ein Bandpaßfilter 23, Schalter 24 und 25 sowie Anhebungskreise 26 und 27 vorgesehen. Bei dieser Aus führungsform wird das Zwischenfrequenzsignal vom Begrenzer 4 in einen elektronischen Schalter 18 eingespeist.

Das Zwischenfrequenzsignal wird im oben beschriebenen Sinne weiterhin in den FM-Demodulator 5 eingespeist, in dem eine Frequenzdemodulation erfolgt, wobei das Basisbandsignal in das Bandpaßfilter 6 eingespeist wird. Dieses Filter 6 trennt das Pilotkomponenten-Signal Fp vom Basisbandsignal für den Oszillator 7 mit der Frequenz 2fp ab, wobei das Signal cos2ωpt mit der Frequenz 2fp (Hilfsträgerkomponenten-Signal) als Schaltimpuls V(t) in den elektronischen Schalter 18 und das Bandpaßfilter 23 eingespeist wird.

Der elektronische Schalter 18 schaltet das Zwischenfrequenz signal unter Steuerung des Impulses V(t) intermittierend um den aus dem Zwischenfrequenzsignal bestehenden ersten und zweiten Schaltimpuls während vorgegebener Perioden, um cos24wpt = 1 bzw. -1 abzugeben. Der erste und zweite Schalt impuls wird auf den FM-Demodulator 21 bzw. 22 gegeben, wobei das erste und zweite intermittierende detektierte Signal, bei denen es sich um Komponenten des Basisbandsignals handelt, als in der Frequenz demoduliertes Ausgangssignal auf die Schalter 24 und 25 gegeben werden.

Das Bandpaßfilter 23 eliminiert die Komponente dV(t)/dt aus dem obengenannten Signal V(t) mit der Frequenz 2fp, um ein vorgegebenes Nulldurchgangs-Impulssignal V′(t) zu erzeugen, das in die Schalter 24 und 25 eingespeist wird. Die Schalter 24 und 25 geben daher unter Steuerung durch das genannte Impulssignal beim Umschalten des ersten und zweiten inter mittierenden detektierten Signals Ausgangstonsignale ab. Auf diese Weise wird im oben beschriebenen Sinne das durch den zweiten Term in Gleichung (12) gegebene Rauschen eliminiert.

Die Tonsignale von den Schaltern 24 und 25 werden zur Abtren nung von Niederfrequenzkomponenten in die Tiefpaßfilter 19 und 20 eingespeist. Auf diese Weise werden über die Entzerrer 13 und 14 das Rechtssignal ER und das Linkssignal EL gewon nen.

In diesem Fall verarbeiten die Anhebungskreise 26 und 27 die durch die oben angegebenen Gleichungen (9) und (10) gegebenen Differenzsignalkomponenten im Schaltsystem. Das Differenzsig nal (ER′-EL′) wird dem Signal ER′ hinzuaddiert und vom Signal EL′ subtrahiert, wie dies durch die Gleichungen (9) und (10) zum Ausdruck kommt. Diese Anhebungskreise sind nicht immer erforderlich und können daher ggf. entfallen.

Fig. 8 zeigt eine zweite Ausführungsform der erfindungsge mäßen FM-Stereoempfangsanordnung, bei der ein Merkmal darin besteht, daß die FM-Demodulation nicht wie in an sich be kannter Weise nach der Zwischenfrequenzumsetzung, sondern nach der Abtrennung des frequenzmodulierten Signals des Zwischen frequenzsignals in ein ER- und EL-Signal auf der Basis des Hilfsträgers erfolgt, wie dies auch bei der oben beschrie benen Ausführungsform entsprechend der Fall ist. In Fig. 8 bezeichnen gleiche Bezugszeichen wie in Fig. 15 gleiche oder gleichartige Schaltungsteile. Es sind eine Integrationsschal tung 49 für das Signal cosωpt, ein elektronischer Schalter 53, FM-Demodulatoren 54 und 55, weißes Rauschen unterdrücken de Schalter 56 und 57, ein τ2-Impulsgenerator 58, ein Fre quenzumsetzer 60 und ein Empfangsoszillator 62 vorgesehen.

Bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform wird ein Ausgangssignal des FM-Demodulators 36 in das Bandpaßfilter 37 eingespeist, um das Pilotsignal fp abzutrennen. Zwar kann dieses Signal direkt in den Hilfsträgergenerator 38 einge speist werden; es kann jedoch auch über die Integrations schaltung 49 zur stabileren Abtrennung der Hilfsträgerkompo nente cos4wpt geführt werden.

Fig. 9 zeigt ein Beispiel für einen konkreten Aufbau der Integrationsschaltung 49. Dabei sind ein Differenzverstärker 50, eine Verzögerungsstufe 51 mit einer Verzögerungszeit τ3 = 1/2fp = 26 µs und eine Rückkoppelvervielfacherschaltung 52 vorgesehen. Die Integrationszeit für das Signal cos4wpt wird durch Änderung des Rückkoppelmultiplikators mittels dieser Schaltung 52 geändert. Die Phase des Ausgangssignals des Differenzverstärkers 50 wird in der Verzögerungsschaltung mit der Verzögerungszeit τ3 um 180° geändert.

Die Frequenz des Ausgangssignals des Bandpaßfilters 34 wird um eine Frequenz fo2 des Empfangsoszillators 31 mittels des Frequenzumsetzers 60 erhöht und als Zwischenfrequenzsignal IF′ mit der erhöhten Frequenz in den elektronischen Schalter 53 eingespeist. Dieser elektronische Schalter 53 wird durch den vorgenannten Hilfsträger cosωpt angesteuert und gibt mittels Umschaltung das Zwischenfrequenzsignal IF′ an zwei Systeme ab. Diese Verarbeitung entspricht der Umschaltung der Stereodemodulation nach der FM-Demodulation in der vorbeschrie benen bekannten Anordnung, wobei lediglich unterschiedlich ist, daß die zu schaltende Größe das Zwischenfrequenzsignal ist. Der Signalverlauf ist aus Fig. 10(a) ersichtlich, in der auf der Ordinate die Frequenz aufgetragen ist.

Auf diese Weise wird das in Fig. 10(a) dargestellte Zwischen frequenzsignal IF′ durch Schalten des elektronischen Schal ters 53 unter Ausnutzung von Schaltimpulsen (Impulsbreite τ1 = 1/4fp) um cos2ωpt = +1 und cos2ωpt = -1 in Fig. 10(c) in das Rechtssignal ER und das Linkssignal EL aufgeteilt, wobei die Schaltimpulse in die Demodulatoren 54 und 55 eingespeist wer den. Entsprechende Ausgangssignale werden durch einen Impuls mit einer Impulsbreite τ2 gemäß Fig. 10(d) geschaltet, der durch die elektronischen Schalter 56 und 57 im Impulsgenera tor 58 erzeugt wird. Auf diese Weise wird das im Bereich cos24wpt = 0 (Fig. 10(b)) durch Schalten des Zwischenfrequenzsig nals durch das Signal cos2ωpt gemäß Fig. 10(c) erzeugte Schaltrauschen unterdrückt. Die Ausgangssignale der elektro nischen Schalter 56 und 57 werden entsprechend dem oben be schriebenen an sich bekannten Verfahren hinter den Tiefpaß filtern 41 und 42 erzeugt, um das Links- und Rechts-Stereo signal ER und EL zu gewinnen.

Bei der vorliegenden Ausführungsform kann jedoch bei Be trachtung des Ausgangssignals eines bestimmten Kanals (beispielsweise ER) das durch die oben angegebene Gleichung (6) ausgedrückte Rauschen En gemäß Gleichung (9) folgender maßen umgeschrieben werden:

En = ncosωnt · V(t) (13)

worin V(t) eine Impulsfolge mit einer Periode 1/fp gemäß Fig. 10(c) bedeutet.

Die FM-Demodulationsgleichung (13), d. h. das Rauschen en′ ist dann durch die Gleichung (15) gegeben:

Da das vorstehend angegebene Rauschen en′ aufgrund der Wirkung des Tiefpaßfilters 11 lediglich demodulierte Stereo- Niederfrequenzkomponenten im vorstehend angegebenen Dreiecks rauschen enthält, welche kleine Pegel besitzen, wird das Taktverhältnis des Stereosignals erhöht. Weiterhin werden die elektronischen Schalter 56 und 57 wegen der Eliminierung von Teilen mit großen Amplituden der Größe dV(t)/dt im zweiten Term der Gleichung (15) durch die Ausgangsimpulse des Generators 58 lediglich während der Dauer τ2 eingeschaltet (Fig. 10(d)).

Auf diese Weise wird in bezug auf das bei der nicht stereo demodulierten Monokomponente EM beobachtete Taktverhältnis die Beeinträchtigung des Taktverhältnisses des linken und rechten Stereosignals ER und EL reduziert, wobei die Beeinträchtigung selbst bei Empfang mit schwachem elektrischen Feld nur ge ringfügig ist. Es ist daher möglich, den Stereoempfang mit einem Taktverhältnis des praktisch gleichen Pegels wie dem des Mono-EM-Empfangs zu realisieren.

Fig. 11 zeigt eine dritte Ausführungsform der erfindungsge mäßen Anordnung, bei der hinter den Tiefpaßfiltern 41 und 42 der Ausführungsform nach Fig. 8 ein elektronischer Schalter 59 und der oben angegebene an sich bekannte Stereo-Demodula tor 48 vorgesehen sind, so daß der elektronische Schalter 59 durch Schaltimpulse mit der Phase des Hilfsträgers ange steuert wird.

Bei dieser Ausführungsform nach Fig. 11 wird das Basisband signal der beiden Kanäle, das nach dem Durchlauf der Signale ER und EL von den Schaltern 56 und 57 durch die Tiefpaßfil ter 41 und 42 gewonnen wird, in den elektronischen Schalter 59 eingespeist. Dieser wird durch Impulse mit einem Signal verlauf nach Fig. 10(c) angesteuert. Das obengenannte Signal EB′ wird durch Schalten der Signale ER und EL mit der Fre quenz 2fp = 38 kHz des Hilfsträgers erzeugt und in den Stereo-Demodulator 48 eingespeist.

Durch Verwendung der vorbeschriebenen Anordnung ist es möglich, weitere Abwandlungen der bekannten FM-Stereo empfangsanordnung zu vermeiden.

An Stelle des Frequenzumsetzers A zur Umsetzung der Frequenz fi des Zwischenfrequenzsignals in die Frequenz fi′ gemäß den Ausführungsformen nach den Fig. 8 und 11 kann auch ein Fre quenzvervielfacher 62 gemäß Fig. 12 verwendet werden. In die sem Fall werden Demodulatoren 54 und 55 verwendet, deren Fre quenzdemodulationscharakteristik sich von der des Demodula tors 36 unterscheidet. Wird dieser Frequenzvervielfacher 62 an Stelle des Frequenzumsetzers verwendet, so muß ein ent sprechend angepaßter Demodulator verwendet werden, da die Frequenzverschiebung des FM-Signals größer als die durch den Frequenzumsetzer A bedingte Frequenzverschiebung ist.

Weiterhin wird zur Reduzierung von im Zwischenfrequenzsignal mit dieser Umschaltung verbundenem diskontinuierlichen Rau schen das Signal durch den elektronischen Schalter 53 nicht mit der Frequenz fi geschaltet.

Die Frequenz fi des Zwischenfrequenzsignals beträgt für einen gebräuchlichen FM-Empfänger 10,7 MHz. Selbst wenn die Flanke des Rechtecksignalverlaufs des durch den Hilfsträgergenerator 38 gelieferten Hilfsträgers cos2ωpt (38 kHz) abrupt ist, sind der Anstieg und der Abfall des ihn schaltenden Signals cos2ωpt damit nicht phasensynchron, da es unabhängig von der Phase des Trägers für das Zwischenfrequenzsignal und das Zwischenfrequenzsignal ein frequenzmoduliertes Signal ist.

Im Träger von 10,7 MHz sind etwa 140,8 Wellen in einer Periodenzeit der Schaltzeit τ1 (13,158 µs) durch das Recht ecksignal cos2ωpt (38 kHz) vorhanden. Diese Wellenzahl wird jedoch auf Grund des Schaltzeittaktes erhöht oder verringert, wobei nicht nur das vorbeschriebene Übergangsverhalten der te beeinträchtigt werden. Bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform ist es jedoch durch Erhöhung der Frequenz des Zwischenfrequenzsignals von fi auf fi′ möglich, variable Teile der Flanken der Signalkomponenten zu verkürzen und die Zeitdauer τ2 gemäß Fig. 10(d) zu verlängern. An Stelle der Verwendung des Frequenzumsetzers A und des Frequenzver vielfachers 62 bei den verschiedenen erfindungsgemäßen Aus führungsformen kann die Anordnung auch so aufgebaut werden, daß diese Komponenten nicht vorhanden sind und das Aus gangssignal des Bandpaßfilters 34 direkt durch den Schalter 53 geschaltet wird.

Im Gegensatz zur Absenkung des Taktverhältnisses des Stereo signals durch bei der FM-Demodulation in der bekannten Anord nung erzeugten Dreiecksrauschen ist es erfindungsgemäß mög lich, ein Stereosignal zu realisieren, bei dem die Beein trächtigung des Taktverhältnisses gering ist, da die Kompo nente ER von der Komponente EL nach der Umsetzung in das Zwischenfrequenzsignal im Zwischenfrequenzband (frequenzmo dulierte Welle) abgetrennt wird und danach eine Frequenz modulation erfolgt, wobei lediglich Niederfrequenzkomponenten von 0 bis 15 kHz entnommen werden.

Claims

1. FM-Stereoempfangsanordnung mit einem Frequenzumsetzer (2; 33) zur Umsetzung eines empfangenen FM-Signals in ein Zwischenfrequenzkomponenten-Signal mit einer vorge gebenen Zwischenfrequenz, einem ersten FM-Demodulator (5; 49) zur Demodulierung des Zwischenfrequenzkomponen ten-Signals zwecks Abgabe eines Hilfsträgerkomponenten- Signals und eines Basisbandsignals und einer Stereo signal-Endstufe zur Abgabe eines in eine Rechtssignal komponente und eine Linkssignalkomponente aufgeteilten FM-Stereosignals aus dem Basisbandsignal auf der Basis des Hilfsträgerkomponenten-Signals, gekennzeichnet durch eine erste Schaltausgangsstufe (18; 53) zur Abgabe des Zwischenfrequenzkomponenten-Signals beim Umschalten zwischen zwei Kanälen mit einer vorge gebenen Periode auf der Basis des Hilfsträgerkomponen ten-Signals, einen zweiten FM-Demodulator (21, 22; 54, 55) zur Demodulierung der Signale der so umgeschalteten beiden Kanäle zwecks Abgabe der demodulierten Signale und eine zweite Schaltausgangsstufe (24, 25; 56, 57) zur Abgabe der demodulierten Signale bei deren Umschaltung mit einer vorgegebenen Periode auf der Basis des Hilfs trägerkomponenten-Signals sowie Abgabe des von Rausch komponenten in der ersten Schaltausgangsstufe (18; 53) befreiten Basisbandsignals an die Stereosignal-Endstufe.

2. FM-Stereoempfangsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Frequenzvervielfacher (A), der das Zwischenfrequenzkomponenten-Signal vom Frequenz umsetzer (33) zur Erzeugung eines an die erste Schalt ausgangsstufe (53) abzugebenden vorgegebenen Hochfre quenzkomponenten-Signals in der Frequenz vervielfacht.

3. FM-Stereoempfangsanordnung nach Anspruch 2, dadurch ge kennzeichnet, daß der Frequenzvervielfacher (A) einen ein Oszillatorsignal vorgegebener Frequenz abgebenden Empfangsoszillator (61) sowie einen Frequenzumsetzer (60) umfaßt und daß der Frequenzumsetzer (60) das Zwi schenfrequenzkomponentensignal in ein Hochfrequenz komponenten-Signal mit einer Frequenz umsetzt, die um die Frequenz des Oszillatorsignals höher ist.

4. FM-Stereoempfangsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste FM-Demo dulator eine das Basisbandsignal zwecks Abgabe eines Hilfsträgerkomponenten-Signals integrierende Prozes sorschaltung (49) ist, welche einen Differenzverstärker (50), eine Verzögerungsstufe (51) zur Verzögerung des Ausgangssignals des Differenzverstärkers (50) um eine vorgegebene Verzögerungszeit auf der Basis des Hilfs trägerkomponenten-Signals sowie eine das Ausgangssignal der Verzögerungsstufe (51) auf den Differenzverstärker (50) rückkoppelnde variable Koeffizientenstufe (52) aufweist.

5. FM-Stereoempfangsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch eine Impulsendstufe (58), welche ein Impulssignal mit einer Frequenz, die etwa zweimal so groß wie die Frequenz des Hilfsträgerkom ponenten-Signals für die erste Schaltausgangsstufe (53) ist, sowie ein Impulssignal mit einer Frequenz, die etwa viermal so groß wie die Hilfsträgerfrequenz für die zweite Schaltausgangsstufe (56, 57) ist, liefert.

6. FM-Stereoempfangsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch eine vom Hilfsträgerkompo nenten-Signal angesteuerte Signalsynthesestufe (59), welche die von der zweiten Schaltausgangsstufe (56, 57) abgegebenen Basisbandsignale synthetisiert und das so synthetisierte Basisbandsignal in die Stereosignal-End stufe einspeist.

7. FM-Stereoempfangsanordnung nach Anspruch 6, dadurch ge kennzeichnet, daß die Signalsynthesestufe (59) eine dritte Schaltausgangsstufe umfaßt, in welche die Basis bandsignale eingegeben werden, welche das synthetisier te Basisbandsignal abgibt und welche durch das Hilfsträ gerkomponenten-Signal mit der gleichen Periode wie die für die erste Schaltausgangsstufe (53) angesteuert ist.

8. FM-Stereoempfangsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Stereosignal- Endstufe einen Signalanhebungskreis (26, 27) enthält, der eine Differenzsignalkomponente aus dem Rechts- und Linkssignal aufnimmt und diese Differenzsignalkomponente anhebt.