JPS63103527A - Fm復調回路 - Google Patents
Fm復調回路Info
- Publication number
- JPS63103527A JPS63103527A JP24843486A JP24843486A JPS63103527A JP S63103527 A JPS63103527 A JP S63103527A JP 24843486 A JP24843486 A JP 24843486A JP 24843486 A JP24843486 A JP 24843486A JP S63103527 A JPS63103527 A JP S63103527A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching
- noise component
- output
- circuit
- noise
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 210000003127 knee Anatomy 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明はFM復調回路に係り、特にスイッチング方式に
よってFMステレオ放送を復調するものに好適なFM復
調回路に関する。
よってFMステレオ放送を復調するものに好適なFM復
調回路に関する。
[発明の概要〕
スイッチング方式のステレオ復調回路であって、スイッ
チングに伴って発生するノイズに直交するノイズ成分を
取り出し、このノイズ成分を左、右チャンネルの各々に
同相で加え、ノイズの音像を左右のスピーカ間に低レベ
ルで分布させる。
チングに伴って発生するノイズに直交するノイズ成分を
取り出し、このノイズ成分を左、右チャンネルの各々に
同相で加え、ノイズの音像を左右のスピーカ間に低レベ
ルで分布させる。
[従来の技術]
FMステレオのベースバンド信号は、次式で示される。
但し、ER:右耳用信号、EL=左耳用信号、cosω
pt:Ill送波(f p= 38 KHz)である。
pt:Ill送波(f p= 38 KHz)である。
この(1)式に示されるEを直接に搬送波cosωpt
及び−〇O5ωptでスイッチングしてER及びELを
取り出すことができる。即ち、第5図(a)に示すよう
に、(1)式の信号分布はcosωpt=1ではE=E
Rになり、cosωpt=−1ではE=ELとなるので
、(1)式をcosωptによってスイッチングするこ
とによりER&得、−COSωPItでスイッチングす
ることによってELが得ることができ、ステレオ放送の
復調が可能となる。この受信方式がスイッチング方式と
呼ばれるものである。
及び−〇O5ωptでスイッチングしてER及びELを
取り出すことができる。即ち、第5図(a)に示すよう
に、(1)式の信号分布はcosωpt=1ではE=E
Rになり、cosωpt=−1ではE=ELとなるので
、(1)式をcosωptによってスイッチングするこ
とによりER&得、−COSωPItでスイッチングす
ることによってELが得ることができ、ステレオ放送の
復調が可能となる。この受信方式がスイッチング方式と
呼ばれるものである。
次に、このスイッチング方式におけるノイズ成分の表わ
れかたについて、式及び図を示し説明する。
れかたについて、式及び図を示し説明する。
第6図(、)及び(c)は搬送波を基憎にしたスイッチ
ングパルスであり1. cosωpt=iに対応する(
a)図によって(1)式をスイッチングした波形が(b
)図であり、その低周波成分がERである。
ングパルスであり1. cosωpt=iに対応する(
a)図によって(1)式をスイッチングした波形が(b
)図であり、その低周波成分がERである。
同様に、cosωpjニー1−に対応する(c)図によ
って(1)式をスイッチングした波形が(d)図であり
。
って(1)式をスイッチングした波形が(d)図であり
。
その低周波成分がEしである。
第7図は周期T(T=2π/ωP)の4種類の位相(T
、T/2.T/4.3T/4)のスイッチングパルスを
示している。パルス幅をtoとし、t 、/T=にとす
ると、kが小さいほど理想的なスイッチングパルスとな
り、電圧値は次式で示される。
、T/2.T/4.3T/4)のスイッチングパルスを
示している。パルス幅をtoとし、t 、/T=にとす
ると、kが小さいほど理想的なスイッチングパルスとな
り、電圧値は次式で示される。
ここで(2)式の直流分とωPの成分をVt(t)とす
れば、基本周期をcos mωpiとする(a)図は(
3)式で示される にπ さらに、第C図(b)、(C)、(d)の各回における
直流分及び基本波のみを取り出せば、V2(t)〜V4
(t)により次式で示される。
れば、基本周期をcos mωpiとする(a)図は(
3)式で示される にπ さらに、第C図(b)、(C)、(d)の各回における
直流分及び基本波のみを取り出せば、V2(t)〜V4
(t)により次式で示される。
kπ
にπ
k π
次に、(1)式にノイズ成分n 1cos(ωpt +
△ωnt)が加わった場合をE′とすると、次式で示さ
れる。
△ωnt)が加わった場合をE′とすると、次式で示さ
れる。
この(7)式を(3)式でスイッチングすると、E’V
1となり、その低周波成分は(E’Vi)。となり、次
式で示される。
1となり、その低周波成分は(E’Vi)。となり、次
式で示される。
2 2にπ
ここで、kを小さくすることによって、kπ
となるので、この近似を用いると(8)式は1次式にな
る。
る。
(E’V□)。=k (EH+n、cos△ωnt)
(9)同様にV Z (t )に対しては次式で示
される。
(9)同様にV Z (t )に対しては次式で示
される。
(E’V、)o=k (El、n1cosΔωnt)
(10)(9)式、 (10)式より明らかなよう
に、左、右のスピーカのノイズ成分は1位相が反転して
いる。
(10)(9)式、 (10)式より明らかなよう
に、左、右のスピーカのノイズ成分は1位相が反転して
いる。
[発明が解決しようとする問題点]
しかし、従来のスイッチング方式のFM復調回路にあっ
ては、 (9)、 (10)式より知れるように、位相
の反転している左右のノイズ成分が聴取者の後頭部に集
中して聴こえるため、妨害窓の高い音像として認識され
る不具合がある。
ては、 (9)、 (10)式より知れるように、位相
の反転している左右のノイズ成分が聴取者の後頭部に集
中して聴こえるため、妨害窓の高い音像として認識され
る不具合がある。
本発明の目的は、スイッチング時に発生するノイズ成分
が聴取者に音像として定位されないようにしたFM復調
回路を提供することにある。
が聴取者に音像として定位されないようにしたFM復調
回路を提供することにある。
[問題点を解決するための手段]
上記目的は、スイッチングに伴って生ずるノイズに直交
したノイズ成分を得、このノイズ成分を左右の復調出力
に加えることにより、達成される。
したノイズ成分を得、このノイズ成分を左右の復調出力
に加えることにより、達成される。
[作用]
38KHzの搬送波は90″位相がシフトされ。
スイッチング後に低域フィルタでローパス処理されたオ
ーディオ信号は差動増幅器によって引算処ノイズ成分が
得られる。この直交ノイズ成分を復調出力に加えること
によって、ノイズ成分を左右のスピーカ間に低レベルで
分布させることができるので、聴取者に不快感を与える
ことがない。
ーディオ信号は差動増幅器によって引算処ノイズ成分が
得られる。この直交ノイズ成分を復調出力に加えること
によって、ノイズ成分を左右のスピーカ間に低レベルで
分布させることができるので、聴取者に不快感を与える
ことがない。
[発明の実施例コ
実施例の構成の説明の前に、本発明の原理を説明する。
前記(7)式のE′を(5)式及び(6)式の■、及び
■4によってスイッチングした低周波成分(11)式及
び(12)式となる。
■4によってスイッチングした低周波成分(11)式及
び(12)式となる。
(11)式と(12)式の差をとると、次式が得られる
。
。
(E’V、)。−(E’V、)、=2kn1sinΔc
、+nt (13)この(13)式の値の1/2を
(9)及び(10)式に加えると、次式が得られる。
、+nt (13)この(13)式の値の1/2を
(9)及び(10)式に加えると、次式が得られる。
(E’vx)o十五=k[ER+n、cos△ωnt+
n□sin△(J nt]=k[ER+v’m n1c
os(Δωnt+7c/4)] (14)(E’V2
)。十五=k[El、+fπn1cos(△ωnt−7
!/4)] (15)(14)式と(15)式のノイ
ズ分は直交しているので、左右の2つのスピーカにこれ
らのノイズ分を加えることにより、そのノイズの音像は
両スピーカに低レベルで分布する。この結果、ノイズ分
を妨害として感じる度合を少なくすることができる。
n□sin△(J nt]=k[ER+v’m n1c
os(Δωnt+7c/4)] (14)(E’V2
)。十五=k[El、+fπn1cos(△ωnt−7
!/4)] (15)(14)式と(15)式のノイ
ズ分は直交しているので、左右の2つのスピーカにこれ
らのノイズ分を加えることにより、そのノイズの音像は
両スピーカに低レベルで分布する。この結果、ノイズ分
を妨害として感じる度合を少なくすることができる。
次に、本発明の一実施例を第1図により説明する。
受信回路による検波出力信号の入力端には、パイロット
信号(19KHz)を増幅する同調回路1が接続され、
その出力段には38KHzの搬送波(スイッチング信号
)発生回路2が接続される。また同調回路1を構成する
トランジスタTr□のエミッタには、該エミッタに表わ
れる19KHz及び67KH7,(第2副チヤンネル信
号)の信号をバイパスさせるトラップ回路3が接続され
ている。搬送波発生回路2には38KHzでスイッチン
グが行われるダイオードアッセンブリ4が接続され、そ
の2系統の出力には搬送波を除去する38KHzフイル
タ5が接続される。さらにフィルタ5の後段にはセパレ
ーションを調整するための出力回路6が接続され、復調
された左側信号EL及び右側信号ERが出力される。
信号(19KHz)を増幅する同調回路1が接続され、
その出力段には38KHzの搬送波(スイッチング信号
)発生回路2が接続される。また同調回路1を構成する
トランジスタTr□のエミッタには、該エミッタに表わ
れる19KHz及び67KH7,(第2副チヤンネル信
号)の信号をバイパスさせるトラップ回路3が接続され
ている。搬送波発生回路2には38KHzでスイッチン
グが行われるダイオードアッセンブリ4が接続され、そ
の2系統の出力には搬送波を除去する38KHzフイル
タ5が接続される。さらにフィルタ5の後段にはセパレ
ーションを調整するための出力回路6が接続され、復調
された左側信号EL及び右側信号ERが出力される。
以上の破線枠内の構成は、従来より知られている一般的
なスイッチング方式の復調回路である。
なスイッチング方式の復調回路である。
この回路に鎖線′枠内の回路を加えることにより本発明
が構成される。
が構成される。
先ず、破線枠内の復調回路について、その動作を説明す
る。
る。
同調回路1によってFM復調信号は増幅され、トランジ
スタを介して搬送波発生回路2に入力される。該回路2
の入力段に設けられた一対のダイオードD工、D2によ
って2逓倍されたのち、トランジスタTr2とトランス
T2よりなる同調回路によって38KHzの同調増幅が
なされる。ダイオードアッセンブリ4は、P□点が正極
性の半サイクルではダイオードD、〜D、が導通状態と
なり、22点はアースレベルとなる。一方、負極性の半
サイクルではダイオードD7〜D1゜が導通状態になり
、21点がアースレベルになる。この結果、22点には
El、が出力され、21点にはERが出力される。22
点及び21点の音声出力信号には、38KHzの搬送波
信号のリークが含まれているため、フィルタ5によって
38KHz成分を除去する。
スタを介して搬送波発生回路2に入力される。該回路2
の入力段に設けられた一対のダイオードD工、D2によ
って2逓倍されたのち、トランジスタTr2とトランス
T2よりなる同調回路によって38KHzの同調増幅が
なされる。ダイオードアッセンブリ4は、P□点が正極
性の半サイクルではダイオードD、〜D、が導通状態と
なり、22点はアースレベルとなる。一方、負極性の半
サイクルではダイオードD7〜D1゜が導通状態になり
、21点がアースレベルになる。この結果、22点には
El、が出力され、21点にはERが出力される。22
点及び21点の音声出力信号には、38KHzの搬送波
信号のリークが含まれているため、フィルタ5によって
38KHz成分を除去する。
ER及びELの音声信号は出力回路6に印加され。
VRによってセパレーションを調整されたのちに出力さ
れる。
れる。
次に、本発明に係る回路の構成について説明する。
搬送波発生回路2の逓倍信号(38KHz)を入力とす
る。90’位相器10には、ダイオードアッセンブリ4
と同一構成のダイオードアッセンブリ11が接続され、
その2系統の出力の各々には低域フィルタ12及び13
が接続されている。
る。90’位相器10には、ダイオードアッセンブリ4
と同一構成のダイオードアッセンブリ11が接続され、
その2系統の出力の各々には低域フィルタ12及び13
が接続されている。
フィルタ12及び13には差動増幅器14が接続され、
その一方の入力及び出力端子には出力調整器15a及び
15bが設けられている。出力調整器15bには加算回
路16及び17が接続され、各々には出力回路6の音声
出力Eし及びERの各々が入力されている。
その一方の入力及び出力端子には出力調整器15a及び
15bが設けられている。出力調整器15bには加算回
路16及び17が接続され、各々には出力回路6の音声
出力Eし及びERの各々が入力されている。
以上の構成において、38KHzの搬送波は90°位相
器10によってcosωptに移相され、ダイオードア
ッセンブリ11に印加されてスイッチング(第7図の(
c)及び(d)と同一内容)がなされる。ダイオードア
ッセンブリ11の2系統の出力は、低域フィルタ12及
び13の各々によって不要分が除去された信号(音声信
号及び(11)式及び(12)式に示される(E’V、
)。及び(E ’ V4)。となり、差動増幅器14に
印加される。差動増幅器消して直交ノイズ分のみを出力
する。信号分の打消しは出力調整器15aによって行い
、出力調整器15bによって(13)式に示すノイズ成
分及び(9)、 (10)各式に示すノイズ成分の大き
さを調整する。出力調整器15bの出力信号は、加算回
路16及び17の各々に同社が印加され、出力回路6の
出力EL及びERの各々に加算される。
器10によってcosωptに移相され、ダイオードア
ッセンブリ11に印加されてスイッチング(第7図の(
c)及び(d)と同一内容)がなされる。ダイオードア
ッセンブリ11の2系統の出力は、低域フィルタ12及
び13の各々によって不要分が除去された信号(音声信
号及び(11)式及び(12)式に示される(E’V、
)。及び(E ’ V4)。となり、差動増幅器14に
印加される。差動増幅器消して直交ノイズ分のみを出力
する。信号分の打消しは出力調整器15aによって行い
、出力調整器15bによって(13)式に示すノイズ成
分及び(9)、 (10)各式に示すノイズ成分の大き
さを調整する。出力調整器15bの出力信号は、加算回
路16及び17の各々に同社が印加され、出力回路6の
出力EL及びERの各々に加算される。
出力調整器15bにより左、右チャンネルに加えられた
同相のノイズ成分は、出力回路6より音声信号と共に出
力されるスイッチングに伴って生じたノイズ成分に対し
位相が直交している。従って、従来、ノイズが左、右チ
ャンネルで逆相になることにより、ノイズの音源が後頭
部に定位していたのが、本発明ではノイズ音像が左右の
スピーカ間に低レベルで分布する。この結果、聴感上の
妨害感を低減することができる。
同相のノイズ成分は、出力回路6より音声信号と共に出
力されるスイッチングに伴って生じたノイズ成分に対し
位相が直交している。従って、従来、ノイズが左、右チ
ャンネルで逆相になることにより、ノイズの音源が後頭
部に定位していたのが、本発明ではノイズ音像が左右の
スピーカ間に低レベルで分布する。この結果、聴感上の
妨害感を低減することができる。
なお、90°移利器10は1例えば第2図の如きCR1
路を用いることができる。この場合、時定数は、ωPC
E(=1で表せる。
路を用いることができる。この場合、時定数は、ωPC
E(=1で表せる。
また、第3図は加算回路16及び17を一回路化した例
である。回路は同型のトランジスタTr。
である。回路は同型のトランジスタTr。
及びrr4の各々をエミッタ接地型に接続し、両トラン
ジスタのエミッタ間に2本の抵抗Rkを直列接続し、そ
の接続点に出力調整器15bの出力を印加することによ
り構成されている。
ジスタのエミッタ間に2本の抵抗Rkを直列接続し、そ
の接続点に出力調整器15bの出力を印加することによ
り構成されている。
第4図は本発明の他の実施例を示す回路図である。
本実施例は、第1図の実施例の簡略化を図ったものであ
り、トランジスタTr1のエミッタ出力にバンドパスフ
ィルタ21を接地すると共に、90゜移相器10に接続
したダイオードアッセンブリ11のダイオードブリッジ
を1組にした構成のダイオードブリッジ23を90°移
相器10に接続するようにしたものである。バンドパス
フィルタ21の出力段には出力調整器24が接続され、
その出力端子はダイオードブリッジ23の出力端子に並
列接続される。これらの出力端子と出力調整器15b間
には出力調整器12(または13)が接続されている。
り、トランジスタTr1のエミッタ出力にバンドパスフ
ィルタ21を接地すると共に、90゜移相器10に接続
したダイオードアッセンブリ11のダイオードブリッジ
を1組にした構成のダイオードブリッジ23を90°移
相器10に接続するようにしたものである。バンドパス
フィルタ21の出力段には出力調整器24が接続され、
その出力端子はダイオードブリッジ23の出力端子に並
列接続される。これらの出力端子と出力調整器15b間
には出力調整器12(または13)が接続されている。
第4図において、バンドパスフィルタ21は23KH7
〜53KHzの周波数帯の信号のみを通90°移相器1
0及びダイオードブリッジ23によって、移相並びにス
イッチングが行われる。ダイオードブリッジ23の出力
と出力調整器24の出力とは低周波フィルター2の入力
部で加算され、直交したノイズ成分が得られる。さらに
低域フィルタ12を介して可聴域外の信号成分を除去し
たのち、出力調整器15bによって適当なレベルにされ
たノイズ成分が加算器16及び17に印加される。
〜53KHzの周波数帯の信号のみを通90°移相器1
0及びダイオードブリッジ23によって、移相並びにス
イッチングが行われる。ダイオードブリッジ23の出力
と出力調整器24の出力とは低周波フィルター2の入力
部で加算され、直交したノイズ成分が得られる。さらに
低域フィルタ12を介して可聴域外の信号成分を除去し
たのち、出力調整器15bによって適当なレベルにされ
たノイズ成分が加算器16及び17に印加される。
このような構成により、ダイオードブリッジ及び低域フ
ィルタを各−回路に低減できると共に、差動増幅器を不
要にでき、構成を簡略化することができる。
ィルタを各−回路に低減できると共に、差動増幅器を不
要にでき、構成を簡略化することができる。
[発明の効果]
以上説明した通り、本発明によれば、左、右チャンネル
で逆相なノイズをスピーカ間に低レベルに分布させるよ
うにしたため、ノイズの音源が聴取者の後頭部に定位す
るのを低減することができる。
で逆相なノイズをスピーカ間に低レベルに分布させるよ
うにしたため、ノイズの音源が聴取者の後頭部に定位す
るのを低減することができる。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図、第2図は90
’移相器10の一例を示す回路図、第3図は加算回路の
一例を示す回路図、第4図は本発明の他の実施例を示す
回路図、第5図(a)、(b)はステレオ信号の分布を
示す全体波形及び拡大図、第6図(a)、(b)、(c
)、(d)はスイッチング説明図、第7図(a)、(b
)、(e)、(d)はスイッチングパルスの位相説明図
である。 1・・・同調回路、 2・・・搬送波発生回路、 3・・・トラップ回路。 4.11・・・ダイオードアッセンブリ、5・ ・・3
8KHzフイルタ、 6・・・出力回路、 10・・・90″移相器、 12.13・・・低域フィルタ、 14・・・差動増幅器、 15a、15b、24・・・出力調整器、16.17・
・・加算回路。 21・・・バンドパスフィルタ、 23・・・ダイオードアッセンブリ。 特許出願人 クラリオン株式会社第2図 第3図 第5図 (C1) (b) COsWpt=1 第6図
’移相器10の一例を示す回路図、第3図は加算回路の
一例を示す回路図、第4図は本発明の他の実施例を示す
回路図、第5図(a)、(b)はステレオ信号の分布を
示す全体波形及び拡大図、第6図(a)、(b)、(c
)、(d)はスイッチング説明図、第7図(a)、(b
)、(e)、(d)はスイッチングパルスの位相説明図
である。 1・・・同調回路、 2・・・搬送波発生回路、 3・・・トラップ回路。 4.11・・・ダイオードアッセンブリ、5・ ・・3
8KHzフイルタ、 6・・・出力回路、 10・・・90″移相器、 12.13・・・低域フィルタ、 14・・・差動増幅器、 15a、15b、24・・・出力調整器、16.17・
・・加算回路。 21・・・バンドパスフィルタ、 23・・・ダイオードアッセンブリ。 特許出願人 クラリオン株式会社第2図 第3図 第5図 (C1) (b) COsWpt=1 第6図
Claims (1)
- 信号復調のための第1の搬送波を用いてスイッチングし
、ステレオの復調を行うスイッチング方式のFM復調回
路において、上記搬送波に直交する搬送波を生成する移
相手段と、該手段による搬送波に基づいて前記スイッチ
ングに伴って生じるノイズ成分に直交したノイズ成分を
得るスイッチング手段と、該手段によって得られたノイ
ズ成分を復調出力の各々に加える加算手段とを具備する
ことを特徴とするFM復調回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24843486A JPS63103527A (ja) | 1986-10-21 | 1986-10-21 | Fm復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24843486A JPS63103527A (ja) | 1986-10-21 | 1986-10-21 | Fm復調回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63103527A true JPS63103527A (ja) | 1988-05-09 |
Family
ID=17178063
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP24843486A Pending JPS63103527A (ja) | 1986-10-21 | 1986-10-21 | Fm復調回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63103527A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5179593A (en) * | 1990-10-08 | 1993-01-12 | Clarion Co., Ltd. | Fm stereo receiving device |
-
1986
- 1986-10-21 JP JP24843486A patent/JPS63103527A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5179593A (en) * | 1990-10-08 | 1993-01-12 | Clarion Co., Ltd. | Fm stereo receiving device |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4069398A (en) | Method and apparatus for pilot signal cancellation in an FM multiplex demodulator | |
US4076963A (en) | Pilot signal cancelling circuit for FM multiplex demodulator | |
JPS63103527A (ja) | Fm復調回路 | |
US4164624A (en) | Demodulation circuits of FM stereophonic receivers | |
US3985964A (en) | 4-Channel stereophonic demodulating system | |
US4932058A (en) | Pilot cancellation circuit | |
JP3532973B2 (ja) | 放送受信機用の振幅復調器 | |
US4449230A (en) | Apparatus for demodulating an AM stereophonic signal | |
US4167650A (en) | Stereo signal demodulating circuits | |
JPS6227580B2 (ja) | ||
US4489430A (en) | FM Stereo demodulation circuit | |
JPH0412655B2 (ja) | ||
JP3013866B2 (ja) | ステレオ復調回路 | |
JPS6238362Y2 (ja) | ||
JPS6247383B2 (ja) | ||
US3310632A (en) | Fm stereo multiplex doubling circuit | |
JPH0424673Y2 (ja) | ||
JPH0452661B2 (ja) | ||
JPS604339A (ja) | ステレオ復調回路 | |
JPS5947900B2 (ja) | ステレオ復調回路 | |
JPS61271000A (ja) | 擬似ステレオ装置 | |
JPS59131276A (ja) | テレビジヨン音声受信機 | |
JPH0427638U (ja) | ||
JPH02111128A (ja) | ステレオ復調器におけるパイロット信号除去回路 | |
JPH0320174B2 (ja) |