JPS63103527A - Ｆｍ復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はＦＭ復調回路に係り、特にスイッチング方式に
よってＦＭステレオ放送を復調するものに好適なＦＭ復
調回路に関する。

［発明の概要〕 スイッチング方式のステレオ復調回路であって、スイッ
チングに伴って発生するノイズに直交するノイズ成分を
取り出し、このノイズ成分を左、右チャンネルの各々に
同相で加え、ノイズの音像を左右のスピーカ間に低レベ
ルで分布させる。

［従来の技術］ ＦＭステレオのベースバンド信号は、次式で示される。

但し、ＥＲ：右耳用信号、ＥＬ＝左耳用信号、ｃｏｓω
ｐｔ：Ｉｌｌ送波（ｆ　ｐ＝　３８　ＫＨｚ）である。

この（１）式に示されるＥを直接に搬送波ｃｏｓωｐｔ
及び−〇Ｏ５ωｐｔでスイッチングしてＥＲ及びＥＬを
取り出すことができる。即ち、第５図（ａ）に示すよう
に、（１）式の信号分布はｃｏｓωｐｔ＝１ではＥ＝Ｅ
Ｒになり、ｃｏｓωｐｔ＝−１ではＥ＝ＥＬとなるので
、（１）式をｃｏｓωｐｔによってスイッチングするこ
とによりＥＲ＆得、−ＣＯＳωＰＩｔでスイッチングす
ることによってＥＬが得ることができ、ステレオ放送の
復調が可能となる。この受信方式がスイッチング方式と
呼ばれるものである。

次に、このスイッチング方式におけるノイズ成分の表わ
れかたについて、式及び図を示し説明する。

第６図（、）及び（ｃ）は搬送波を基憎にしたスイッチ
ングパルスであり１．　ｃｏｓωｐｔ＝ｉに対応する（
ａ）図によって（１）式をスイッチングした波形が（ｂ
）図であり、その低周波成分がＥＲである。

同様に、ｃｏｓωｐｊニー１−に対応する（ｃ）図によ
って（１）式をスイッチングした波形が（ｄ）図であり
。

その低周波成分がＥしである。

第７図は周期Ｔ（Ｔ＝２π／ωＰ）の４種類の位相（Ｔ
、Ｔ／２．Ｔ／４．３Ｔ／４）のスイッチングパルスを
示している。パルス幅をｔｏとし、ｔ　、／Ｔ＝にとす
ると、ｋが小さいほど理想的なスイッチングパルスとな
り、電圧値は次式で示される。

ここで（２）式の直流分とωＰの成分をＶｔ（ｔ）とす
れば、基本周期をｃｏｓ　ｍωｐｉとする（ａ）図は（
３）式で示される にπ さらに、第Ｃ図（ｂ）、（Ｃ）、（ｄ）の各回における
直流分及び基本波のみを取り出せば、Ｖ２（ｔ）〜Ｖ４
（ｔ）により次式で示される。

ｋπ にπ ｋ　π 次に、（１）式にノイズ成分ｎ　１ｃｏｓ（ωｐｔ　＋
△ωｎｔ）が加わった場合をＥ′とすると、次式で示さ
れる。

この（７）式を（３）式でスイッチングすると、Ｅ’Ｖ
１となり、その低周波成分は（Ｅ’Ｖｉ）。となり、次
式で示される。

２　　　２にπ ここで、ｋを小さくすることによって、ｋπ となるので、この近似を用いると（８）式は１次式にな
る。

（Ｅ’Ｖ□）。＝ｋ　（ＥＨ＋ｎ、ｃｏｓ△ωｎｔ）　
　　（９）同様にＶ　Ｚ　（ｔ　）に対しては次式で示
される。

（Ｅ’Ｖ、）ｏ＝ｋ　（Ｅｌ、ｎ１ｃｏｓΔωｎｔ）　
　　（１０）（９）式、　（１０）式より明らかなよう
に、左、右のスピーカのノイズ成分は１位相が反転して
いる。

［発明が解決しようとする問題点］ しかし、従来のスイッチング方式のＦＭ復調回路にあっ
ては、　（９）、　（１０）式より知れるように、位相
の反転している左右のノイズ成分が聴取者の後頭部に集
中して聴こえるため、妨害窓の高い音像として認識され
る不具合がある。

本発明の目的は、スイッチング時に発生するノイズ成分
が聴取者に音像として定位されないようにしたＦＭ復調
回路を提供することにある。

［問題点を解決するための手段］ 上記目的は、スイッチングに伴って生ずるノイズに直交
したノイズ成分を得、このノイズ成分を左右の復調出力
に加えることにより、達成される。

［作用］ ３８ＫＨｚの搬送波は９０″位相がシフトされ。

スイッチング後に低域フィルタでローパス処理されたオ
ーディオ信号は差動増幅器によって引算処ノイズ成分が
得られる。この直交ノイズ成分を復調出力に加えること
によって、ノイズ成分を左右のスピーカ間に低レベルで
分布させることができるので、聴取者に不快感を与える
ことがない。

［発明の実施例コ 実施例の構成の説明の前に、本発明の原理を説明する。

前記（７）式のＥ′を（５）式及び（６）式の■、及び
■４によってスイッチングした低周波成分（１１）式及
び（１２）式となる。

（１１）式と（１２）式の差をとると、次式が得られる
。

（Ｅ’Ｖ、）。−（Ｅ’Ｖ、）、＝２ｋｎ１ｓｉｎΔｃ
、＋ｎｔ　　　（１３）この（１３）式の値の１／２を
（９）及び（１０）式に加えると、次式が得られる。

（Ｅ’ｖｘ）ｏ十五＝ｋ［ＥＲ＋ｎ、ｃｏｓ△ωｎｔ＋
ｎ□ｓｉｎ△（Ｊ　ｎｔ］＝ｋ［ＥＲ＋ｖ’ｍ　ｎ１ｃ
ｏｓ（Δωｎｔ＋７ｃ／４）］　　（１４）（Ｅ’Ｖ２
）。十五＝ｋ［Ｅｌ、＋ｆπｎ１ｃｏｓ（△ωｎｔ−７
！／４）］　　（１５）（１４）式と（１５）式のノイ
ズ分は直交しているので、左右の２つのスピーカにこれ
らのノイズ分を加えることにより、そのノイズの音像は
両スピーカに低レベルで分布する。この結果、ノイズ分
を妨害として感じる度合を少なくすることができる。

次に、本発明の一実施例を第１図により説明する。

受信回路による検波出力信号の入力端には、パイロット
信号（１９ＫＨｚ）を増幅する同調回路１が接続され、
その出力段には３８ＫＨｚの搬送波（スイッチング信号
）発生回路２が接続される。また同調回路１を構成する
トランジスタＴｒ□のエミッタには、該エミッタに表わ
れる１９ＫＨｚ及び６７ＫＨ７，（第２副チヤンネル信
号）の信号をバイパスさせるトラップ回路３が接続され
ている。搬送波発生回路２には３８ＫＨｚでスイッチン
グが行われるダイオードアッセンブリ４が接続され、そ
の２系統の出力には搬送波を除去する３８ＫＨｚフイル
タ５が接続される。さらにフィルタ５の後段にはセパレ
ーションを調整するための出力回路６が接続され、復調
された左側信号ＥＬ及び右側信号ＥＲが出力される。

以上の破線枠内の構成は、従来より知られている一般的
なスイッチング方式の復調回路である。

この回路に鎖線′枠内の回路を加えることにより本発明
が構成される。

先ず、破線枠内の復調回路について、その動作を説明す
る。

同調回路１によってＦＭ復調信号は増幅され、トランジ
スタを介して搬送波発生回路２に入力される。該回路２
の入力段に設けられた一対のダイオードＤ工、Ｄ２によ
って２逓倍されたのち、トランジスタＴｒ２とトランス
Ｔ２よりなる同調回路によって３８ＫＨｚの同調増幅が
なされる。ダイオードアッセンブリ４は、Ｐ□点が正極
性の半サイクルではダイオードＤ、〜Ｄ、が導通状態と
なり、２２点はアースレベルとなる。一方、負極性の半
サイクルではダイオードＤ７〜Ｄ１゜が導通状態になり
、２１点がアースレベルになる。この結果、２２点には
Ｅｌ、が出力され、２１点にはＥＲが出力される。２２
点及び２１点の音声出力信号には、３８ＫＨｚの搬送波
信号のリークが含まれているため、フィルタ５によって
３８ＫＨｚ成分を除去する。

ＥＲ及びＥＬの音声信号は出力回路６に印加され。

ＶＲによってセパレーションを調整されたのちに出力さ
れる。

次に、本発明に係る回路の構成について説明する。

搬送波発生回路２の逓倍信号（３８ＫＨｚ）を入力とす
る。９０’位相器１０には、ダイオードアッセンブリ４
と同一構成のダイオードアッセンブリ１１が接続され、
その２系統の出力の各々には低域フィルタ１２及び１３
が接続されている。

フィルタ１２及び１３には差動増幅器１４が接続され、
その一方の入力及び出力端子には出力調整器１５ａ及び
１５ｂが設けられている。出力調整器１５ｂには加算回
路１６及び１７が接続され、各々には出力回路６の音声
出力Ｅし及びＥＲの各々が入力されている。

以上の構成において、３８ＫＨｚの搬送波は９０°位相
器１０によってｃｏｓωｐｔに移相され、ダイオードア
ッセンブリ１１に印加されてスイッチング（第７図の（
ｃ）及び（ｄ）と同一内容）がなされる。ダイオードア
ッセンブリ１１の２系統の出力は、低域フィルタ１２及
び１３の各々によって不要分が除去された信号（音声信
号及び（１１）式及び（１２）式に示される（Ｅ’Ｖ、
）。及び（Ｅ　’　Ｖ４）。となり、差動増幅器１４に
印加される。差動増幅器消して直交ノイズ分のみを出力
する。信号分の打消しは出力調整器１５ａによって行い
、出力調整器１５ｂによって（１３）式に示すノイズ成
分及び（９）、　（１０）各式に示すノイズ成分の大き
さを調整する。出力調整器１５ｂの出力信号は、加算回
路１６及び１７の各々に同社が印加され、出力回路６の
出力ＥＬ及びＥＲの各々に加算される。

出力調整器１５ｂにより左、右チャンネルに加えられた
同相のノイズ成分は、出力回路６より音声信号と共に出
力されるスイッチングに伴って生じたノイズ成分に対し
位相が直交している。従って、従来、ノイズが左、右チ
ャンネルで逆相になることにより、ノイズの音源が後頭
部に定位していたのが、本発明ではノイズ音像が左右の
スピーカ間に低レベルで分布する。この結果、聴感上の
妨害感を低減することができる。

なお、９０°移利器１０は１例えば第２図の如きＣＲ１
路を用いることができる。この場合、時定数は、ωＰＣ
Ｅ（＝１で表せる。

また、第３図は加算回路１６及び１７を一回路化した例
である。回路は同型のトランジスタＴｒ。

及びｒｒ４の各々をエミッタ接地型に接続し、両トラン
ジスタのエミッタ間に２本の抵抗Ｒｋを直列接続し、そ
の接続点に出力調整器１５ｂの出力を印加することによ
り構成されている。

第４図は本発明の他の実施例を示す回路図である。

本実施例は、第１図の実施例の簡略化を図ったものであ
り、トランジスタＴｒ１のエミッタ出力にバンドパスフ
ィルタ２１を接地すると共に、９０゜移相器１０に接続
したダイオードアッセンブリ１１のダイオードブリッジ
を１組にした構成のダイオードブリッジ２３を９０°移
相器１０に接続するようにしたものである。バンドパス
フィルタ２１の出力段には出力調整器２４が接続され、
その出力端子はダイオードブリッジ２３の出力端子に並
列接続される。これらの出力端子と出力調整器１５ｂ間
には出力調整器１２（または１３）が接続されている。

第４図において、バンドパスフィルタ２１は２３ＫＨ７
〜５３ＫＨｚの周波数帯の信号のみを通９０°移相器１
０及びダイオードブリッジ２３によって、移相並びにス
イッチングが行われる。ダイオードブリッジ２３の出力
と出力調整器２４の出力とは低周波フィルター２の入力
部で加算され、直交したノイズ成分が得られる。さらに
低域フィルタ１２を介して可聴域外の信号成分を除去し
たのち、出力調整器１５ｂによって適当なレベルにされ
たノイズ成分が加算器１６及び１７に印加される。

このような構成により、ダイオードブリッジ及び低域フ
ィルタを各−回路に低減できると共に、差動増幅器を不
要にでき、構成を簡略化することができる。

［発明の効果］ 以上説明した通り、本発明によれば、左、右チャンネル
で逆相なノイズをスピーカ間に低レベルに分布させるよ
うにしたため、ノイズの音源が聴取者の後頭部に定位す
るのを低減することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は９０
’移相器１０の一例を示す回路図、第３図は加算回路の
一例を示す回路図、第４図は本発明の他の実施例を示す
回路図、第５図（ａ）、（ｂ）はステレオ信号の分布を
示す全体波形及び拡大図、第６図（ａ）、（ｂ）、（ｃ
）、（ｄ）はスイッチング説明図、第７図（ａ）、（ｂ
）、（ｅ）、（ｄ）はスイッチングパルスの位相説明図
である。 １・・・同調回路、 ２・・・搬送波発生回路、 ３・・・トラップ回路。 ４．１１・・・ダイオードアッセンブリ、５・　・・３
８ＫＨｚフイルタ、 ６・・・出力回路、 １０・・・９０″移相器、 １２．１３・・・低域フィルタ、 １４・・・差動増幅器、 １５ａ、１５ｂ、２４・・・出力調整器、１６．１７・
・・加算回路。 ２１・・・バンドパスフィルタ、 ２３・・・ダイオードアッセンブリ。 特許出願人　　　　　クラリオン株式会社第２図 第３図 第５図 （Ｃ１） （ｂ） ＣＯｓＷｐｔ＝１ 第６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 信号復調のための第１の搬送波を用いてスイッチングし
   、ステレオの復調を行うスイッチング方式のＦＭ復調回
   路において、上記搬送波に直交する搬送波を生成する移
   相手段と、該手段による搬送波に基づいて前記スイッチ
   ングに伴って生じるノイズ成分に直交したノイズ成分を
   得るスイッチング手段と、該手段によって得られたノイ
   ズ成分を復調出力の各々に加える加算手段とを具備する
   ことを特徴とするＦＭ復調回路。