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Diese Erfindung bezieht sich auf einen
Rausch-Austaster, d.h. eine Störsperre, für einen
FM-Radioschaltkreis und insbesondere auf einen
Deemphasis-Schaltkreis, der mit einem Rauschaustaster für ein
Impulsrauschen kurzer Dauer kombiniert ist.
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Es ist wünschenswert, Rauschen aus frequenzmodulierten
Radiosignalen zu eliminieren, um ablenkende Laute in
der Audio-Übertragung zu vermeiden. Automobilradios
sind auf Geräusche wegen ihrer Nähe zu dem
Motorzündsystem, welches im allgemeinen Radiosignale ausstrahlt,
besonders empfänglich. Der Funke des Zündsystems
erzeugt oft einen Impuls oder eine Spitze mit sehr kurzer
Dauer, die als ein Tick bekannt ist, welcher für den
Audio-Zuhörer sehr verwirrend ist. Es ist (z.B. aus der
US-A-3 983 488 oder der US-A-4 680 793) schon bekannt,
den Tick zu eliminieren, indem sein Auftreten
nachgewiesen wird und das Geräusch ausgetastet wird, indem der
Radiosignaldurchtritt zu den Lautsprechern für die
Dauer des Ticks verhindert wird, welcher im allgemeinen
viel kürzer als 60 Mikrosekunden ist. Weil dieser
spezielle Typus des Rauschens eine derart kurze Dauer hat,
ist die Unterbrechung des Signals nicht bemerkbar, wenn
diese Periode mit einer Approximation des korrekten
Signals gefüllt wird. Es gibt zwei kritische Aspekte des
derartigen Rauschaustastens: das korrekte und
effiziente Nachweisen des Impulsrauschens und das Entfernen des
Rauschens in der optimalen Weise.
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Ein Beispiel eines vorhergehenden Versuches, Impulse
mit kurzer Dauer auszutasten, wird im US-Patent Nr.
4 293 736 gezeigt, welches konzeptmäßig wie Figur 1
hierin ist. Ein Eingangssignal, das bei einer Antenne
10 empfangen wird, wird in ein ZF-Signal in einem
Eingangsschaltkreis 12 umgewandelt und in dem
ZF-Verstärker 14 verstärkt. Das Signal wird am Detektor 16
FM-detektiert, um ein FM-Kompositsignal zu erzeugen, und ein
Multiplexstereodemodulator 18 erzeugt rechte und linke
Kanäle, welche durch Abtast- und Halte-Schaltkreise 20
an die Empfängerausgangsanschlüsse 22 gespeist werden.
Um Rauschpulse nachzuweisen, führt ein Hochpaßfilter 24
den Ultraschallanteil des FM-Kompositsignals an einen
automatischen Gewinn- d. h. Verstärkungsregelschaltkreis
(AGC) 26 und das resultierende Signal wird bei einem
mittelnden Schaltkreis 28 gemittelt und an einen
Komparator 30 über eine Schwelle 32 weiter geleitet. Das
nicht gemittelte Signal wird an den Komparator 30 über
eine Verzögerung 34 gespeist. So wird ein pulsierendes
Rauschsignal mit dem Durchschnittsrauschen plus einem
festen Versatz verglichen und erzeugt eine
Komparatorausgabe, wenn die Rauschspitze hoch genug ist, um die
Schwelle zu überschreiten. Diese Ausgabe löst die
Abtast- und Halteschaltkreise 20 aus, was sie veranlaßt,
jedes nachfolgende Signal für die Dauer des
Komparatorausgabe zu blockieren, und statt dessen das Signal, das
vorhanden war, als die Spitze nachgewiesen wurde, hält.
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Probleme treten mit sowohl den Rauschnachweis- als auch
den Rauschaustastaspekten des US-Patentes Nr. 4 293 736
auf. Zuerst erlaubt der Hochpaßfilter allen
Hochfrequenzsignalen einschließlich des Signals eines
benachbarten Kanals, als Rauschen betrachtet zu werden,
wodurch Anlaß zu falschen Rauschsignalen gegeben wird.
Zweitens macht der feste Versatz oder die Schwelle den
Rauschdetektor auf jedweden Versatz empfindlich, der in
vorherigen Stufen in dem Schaltkreis erzeugt wurde.
Drittens ist der AGC 26, welcher erforderlich ist, wenn
der feste Versatz verwendet wird, ein komplexer Zusatz
zu dem Schaltkreis und führt eine Zeitkonstante in den
Schaltkreis ein. Viertens wird der Abtast-und-Halte-
Schaltkreis 20 nach dem Multiplexstereodemodulator 18
angeordnet. Da der Multiplexstereodemodulator 18 einen
Tiefpaßfilter enthält, um als ein Deemphasis-, d.h.
Rückentzerrungsschaltkreis zu dienen und um ungewollte
hohe Frequenzen aus dem Audiosignal zu entfernen, wird
jeder Rauschpuls in dem Filter gedehnt, so daß das
Signal für eine längere Zeit ausgetastet werden muß, um
das Rauschen zu entfernen. Dies erhöht augenscheinlich
die Schwierigkeit der Rauschentfernung ohne hörbare
Störung.
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Ein anderer verbreiter Fehler im Rauschaustasten ist
die versuchte Entfernung des Rauschens vor dem
Deemphasis-Schaltkreis. Dies wird in dem US-Patent Nr.
4 574 390 veranschaulicht, welches einen
Rauschverringerungsschaltkreis gerade nach einem Trennschaltkreis und
vor dem Deemphasis-Schaltkreis zeigt. Ein Abtasten und
Halten des Signals, das vorliegt, wenn das Geräusch
auftritt, wird dort bewirkt. Es sollte jedoch erkannt
werden, daß es unter bestimmten Bedingungen wenig oder
keine Korrelation zwischen dem Audiosignal und dem
augenblicklichen Wert des Kompositsignals mit weiter
Bandbreite gibt. Bei diesem Punkt weist das Signal einen
großen Gehalt an hoher Amplitude und hoher Frequenz
auf, die dem Audiosignal überlagert sind. Figur 2 zeigt
ein ideales Audiosignal, wie es schließlich an die
Lautsprecher ausgegeben wird. Figur 3 zeigt das gleiche
Signal, bevor der Deemphasis-Schaltkreis die
Hochfrequenzkomponenten filtert. Wenn das ungefilterte Signal
an irgendeinem Punkt abgetastet wird, gibt es eine
Gefahr des Abtastens einer Hochfrequenzkomponente, welche
von dem Basisbandsignal sehr verschieden ist, was so
ein Geräusch verursacht statt Rauschen zu verringern.
Zum Beispiel kann der Punkt, von dem gewünscht wird,
ihn abzutasten, in dem Audiosignal am Punkt A von Figur
2 liegen, aber der tatsächliche Punkt in dem
ungefilterten Signal kann der Punkt B von Figur 3 sein. Um die
Sache zu verschlimmern, schlägt das US-Patent Nr.
4 574 390 vor, das abgetastete Signal gemäß der
Steigung des Signals zur Zeit des Rauschsignals zu ändern.
Der Hochfrequenzgehalt führt sehr steile Steigungen
ein, die nicht mit den Basisbandsignalsteigungen
korrelliert sind. So kann das abgetastete Signal anfänglich
sehr falsch sein und dann während der Halteperiode viel
schlimmer werden. Komplizierte Schaltkreise werden in
diesem US-Patent vorgeschlagen, um zu versuchen, auf
diese zusätzlichen Probleme zu kompensieren.
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Es ist daher ein Ziel der Erfindung, einen
Rauschverringerungsschaltkreis an einem FM-Radio zum Eliminieren
von Impulsgeräuschen kurzer Dauer zu schaffen. Ein
Aspekt dieses Ziels ist es, derartiges Rauschen ohne den
negativen Einfluß auf den Schaltkreis effizient
nachzuweisen und ein anderer Aspekt ist, die
Rauschverringerung in einem Deemphasis-Schaltkreis ohne signifikanten
Zusatz zu dem Schaltkreis herbeizuführen.
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Zu diesem Ziel ist ein kombinierter Rauschaustaster-
und Deemphasis-Schaltkreis in Übereinstimmung mit der
vorliegenden Erfindung durch die Merkmale
gekennzeichnet, die in den kennzeichnenden Teilen der Ansprüche 1
und 5 spezifiziert sind.
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Die Erfindung wird in einem FM-Stereoradioschaltkreis
durch einen kombinierten Rauschaustaster- und
Deemphasis-Schaltkreis ausgeführt, der einen Marke-erzeugenden
Schaltkreis, der auf ein FM-Kompositsignal zum
Nachweisen eines Rauschpulses kurzer Dauer und Erzeugen einer
Marke für die Dauer des Rauschens anspricht; ein
Demodulatormittel
zum Erzeugen eines demodulierten
Stereosignals; einen Dual-Modus-Schaltkreis, der an das
Demodulatormittel gekoppelt ist, um das demodulierte
Stereosignal zu empfangen, und wirksam ist, um in einem ersten
Modus als ein Tiefpaßfilter und in einem zweiten Modus
als ein Abtast-und-Halte-Schaltkreis zu wirken; und ein
Steuermittel umfaßt, das an den Marken-erzeugenden
Schaltkreis gekoppelt ist, um den
Dual-Modus-Schaltkreis normalerweise als ein Tiefpaßmittel zu betreiben,
um so als ein Deemphasis-Schaltkreis, d.h.
Rückentzerrungsschaltkreis zu dienen, und um auf eine Marke zum
Schalten zu dem zweiten Modus anzusprechen, um so das
gefilterte Signal, das zum Augenblick des Schaltens
vorlag, abzutasten, und das abgetastete Signal für die
Dauer der Marke zu halten, so daß der Rauschpuls nicht
durch den Dual-Modus-Schaltkreis tritt.
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Die vorliegende Erfindung wird nun beispielsweise mit
Bezug auf die folgende Beschreibung beschrieben werden,
die in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen
genommen ist, worin ähnliche Bezugszahlen sich auf
ähnliche Teile beziehen, und worin:
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Figur 1 ein Blockdiagramin eines
FM-Rauschverringerungsschaltkreises nach dem Stand der
Technik ist;
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Figur 2 eine Wellenform eines
Beispielbasisband-Audiosignals darstellt;
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Figur 3 eine Wellenform eines
Muster-Audiosignals ist, bevor Tiefpaßfiltern
stattfindet;
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Figuren 4a und 4b Blockdiagramme eines
FM-Radioempfängers mit spezieller Berücksichtigung
der Stereodemodulator- und
Rauschverringerungsbeschaltung
in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung sind;
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Figuren 5a, 5b, 5c, 5d und 5e
Signalleistungsspektren sind, welche die
Signalverarbeitung des Stereodemodulators von Fig. 4
veranschaulichen; und
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Figur 6 einen schematischer Schaltkreis eines
Dual-Modus-Schaltkreises für die
Deemphasis- und Abtast-und-Halte-Funktionen
des Schaltkreises von Figur 4
darstellt.
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Bezug nehmend auf die Figuren 4a und 4b wird ein
Eingangssignal, das bei einer Antenne 40 empfangen wird,
in ein ZF-Signal in einem Anfangs-Schaltkreis 42
umgewandelt und wird in dem ZF-Verstärker 44 verstärkt. Das
Signal wird beim Detektor 46 FM-detektiert, um ein FM-
Kompositsignal zu erzeugen, welches an einen
Multiplexstereodemodulator 48 (ein Demodulatormittel) gespeist
wird. Die erste Stufe des Multiplexstereodemodulators
48 ist ein Anti-Aliasing-Filter 50, d.h. ein
Anti-Rückfalt-Filter, gefolgt von einem Dezimatorschaltkreis 52
und einem Verzögerungsschaltkreis 54. Die Schaltkreise
50 und 52 filtern viel Hochfrequenzgehalt aus dem
Kompositsignal. Der Verzögerungsschaltkreis 54 gewährt dem
Rauschnachweisschaltkreis, der unten zu beschreiben
ist, Zeit, um zu entscheiden, ob ein Impulsrauschen
vorliegt, und eine Rauschmarke koinzident mit dem
Audiosignal der Verzögerung folgend zu erzeugen. Ein
Pilotauslöschschaltkreis 56 entfernt das 19
kHz-Pilotsignal aus dem Kompositsignal, welches dann in einem
Multiplizierer 58 mit einer 38 kHz Sinuswelle
multipliziert wird. Eine phaseneingeregelte Schleife 60, die
zwischen den Ausgang des Verzögerungsschaltkreises 54
und den Multiplizierer 58 gekoppelt ist, stellt die
geeignete Phasenanpassung der Sinuswelle und des 19
kHz-Pilotes sicher. Dann werden die zwei Signale, die
aus dem Multiplizierer 58-Eingang und aus dem
Multiplizierer-58-Ausgang genommen werden, separat durch
Rückentzerrungs- und Abtast-und-Halte-Schaltkreise 62 und
dann schließlich an die Matrix 64 gespeist, welche
Audiosignale des linken und rechten Kanals ergibt. Wie
bis jetzt beschrieben, ist der FM-Schaltkreis ziemlich
herkömmlich außer bezüglich des kombinierten
Deemphasis-, d.h. Rückentzerrungs-, und Abtast-und-Halte-
Schaltkreises.
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Figur 5 zeigt eine Reihe von Signalleistungsspektren,
welche die Signalverarbeitung der gerade beschriebenen
verschiedenen Stufen veranschaulichen. In Figur 5a
umfaßt das Signal ein Basisbandsignal, das den linken und
rechten Kanal zusammenaddiert (L+R), einen 19
kHz-Piloten und eine Differenz der linken und rechten
Kanalsignale L-R in einem Unterkanal umfaßt, der um einen 38
kHz-Piloten zentriert ist. Figur 5b zeigt die gleichen
Spektren, wobei der 19 kHz-Pilot durch den
Pilot-Auslösch-Schaltkreis 56 entfernt ist. Figur 5c zeigt das
Resultat des Multiplizierens des Signals von Figur 5b
mit der 38 kHz Sinuswelle: das Basisband enthält die
Information L-R und der Subkanal weist die Information
L+R auf. Der Effekt des Tiefpaßfilters in dem
Deemphasis-Schaltkreis auf die Signale der Figuren 5b und 5c
wird in den Figuren 5d und 5e enthüllt. Der Subkanal
wird unterdrückt, obwohl nicht vollständig eliminiert.
Schließlich trennt der Matrixschaltkreis die rechten
und linken Kanäle in dem Basisband.
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Ein Rauschdetektor umfaßt einen Marken-erzeugenden
Schaltkreis in der Form eines
Ultraschallrauschdetektors 66 und einen Signalstärkerauschdetektor 67. Der
Ultraschallrauschdetektor 66 umfaßt einen 100 kHz bis 200
kHz Bandpaßfilter 68, der mit dem
FM-Kompositsignalausgang
des Detektors 46 verbunden ist, einen
Vollwellengleichrichterschaltkreis 70 und einen Tiefpaßfilter 72
in Reihe. Ein Ausgang des
Vollwellengleichrichterschaltkreises 70 verbindet sich mit einem
Abschwächerschaltkreis 74, welches diesen Ausgang um einen Faktor von
beispielsweise 3 abschwächt. Dann bilden das gefilterte
Signal und das abgeschwächte Signal die Eingänge eines
Komparators 76, welcher eine Rauschmarke erzeugt, wenn
das abgeschwächte Signal das gefilterte Signal
überschreitet. Die Rauschmarke wird durch ein ODER-Gatter
77 gekoppelt und an jeden Rückentzerrungs- und Abtast-
und-Halte-Schaltkreis 62 eingegeben. Im Betrieb des
Rauschdetektors führt der Bandpaßfilter 68 das
Ultraschallrauschen aus dem Kompositsignal durch, welches
dann gleichgerichtet wird. Der Tiefpaßfilter 72 mittelt
das gleichgerichtete Signal und präsentiert das Mittel
am Komparator 76. Das pulsierende oder nicht gemittelte
Signal wird abgeschwächt und mit dem Mittelwert
verglichen. Der Komparator 76 erzeugt eine Ausgabe oder
Marke, wenn die abgeschwächte Rauschspitze über den
Durchschnitt ansteigt. Wenn das Rauschen nicht von kurzer
Dauer ist, wird der Durchschnitt schnell ansteigen, so
daß die Differenz abnehmen wird und die Marke
verschwinden wird. Indem das pulsierende Signal abgeschwächt
wird und mit dem Mittelwert verglichen wird, wird ein
Gleit-Offset, d.h. Gleitversatz eingebaut, und ein
fester Offset- und AGC-Schaltkreis werden nicht
benötigt. Der Komparator 76 wird anschalten, um das
Markensignal zu erzeugen, wenn das ungefilterte Rauschsignal
dreimal die Durchschnittssignalamplitude erreicht. In
einer anderen Implementierung des Schaltkreises wird
der Abschwächerschaltkreises 74 weggelassen und das
pulsierende Signal wird direkt an den Komparator 76
gespeist. Die Verstärkung des Durchschnittssignals wird
in dem Tiefpaßfilter 72 oder in dem Komparator 76
erhöht, oder das pulsierende Signal wird in dem
Komparator abgeschwächt.
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Der Signalstärkerauschdetektor 67 ist dem
Ultraschallrauschdetektor 66 ähnlich und umfaßt einen
Tiefpaßfilter 72', einen Abschwächerschaltkreis 74' und einen
Komparator 76', die in der gleichen Weise wie die
entsprechenden Elemente 72, 74 und 76 in dem
Ultraschallrauschdetektor 66 angeordnet sind und so wirken, obwohl eine
Abschwächung um einen Faktor von ungefähr zwei im
Abschwächerschaltkreis 74' bevorzugt wird. Da der Zweck
des Signalstärkerauschdetektors 67 ist, eine Änderung
der Signalamplitude in dem ZF-Signal nachzuweisen, ist
ein AM-Detektor 78 in dem Eingang des
Signalstärkerauschdetektors 67 mit dem Ausgang des ZF-Verstärkers
verbunden, um ein Amplitudensignal an dem Tiefpaßfilter
72' und dem Abschwächerschaltkreis 74' vorzusehen. Der
Ausgang des Komparators 76' wird durch das ODER-Gatter
77 an die Eingänge der Rückentzerrungs- und Abtast- und
Halte-Schaltkreise 62 gekoppelt. Jede Marke (aus den
Schaltkreisen 66 und 67) ist unter anderen
Betriebsbedingungen empfindlicher als die andere, so daß die zwei
Marken in Kombination einen gültigen Hinweis eines
Ticks über eine breite Vielzahl von Signalbedingungen
schaffen.
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Figur 6 ist ein schematischer Schaltkreis des
Dual-Modus-Schaltkreises für die Rückentzerrungs- und Abtast-
und Halte-Funktionen. Der Schaltkreis ist in CMOS
implementiert, wobei Beschaltung mit getakteter Kapazität
verwendet wird. Wie gut bekannt ist, simuliert der
Entwurf getakteter Kapazität einen Widerstand durch einen
Kondensatorschaltkreis, welcher schnell geschaltet
wird, um soviel Strom zu übertragen wie ein
äquivalenter Widerstand würde. Ein Operationsverstärker 80 weist
einen Rückkopplungskondensator 82 zwischen seinem
Ausgang und seinem negativen Eingangsanschluß auf. Der
positive Eingangsanschluß ist an Masse gelegt. Der
negative Eingangsanschluß wird durch einen Transistor 84 an
einen Kondensator 86 gekoppelt, welcher wiederum durch
einen Transistor 88 mit dem
Rückentzerrungsschaltkreiseingang verbunden ist. Die Eingangsseite des
Kondensators 86 ist durch einen Transistor 90 an Masse
gekoppelt und seine andere Seite ist an Masse durch einen
Transistor 92 gekoppelt und ist auch an eine Seite
eines Kondensators 94 gekoppelt. Die andere Seite des
Kondensators 94 ist mit Masse durch einen Transistor 96
und mit dem Operationsverstärkerausgang durch einen
Transistor 98 verbunden. Ein Systemtakt 100 und eine
Zeitsteuerung 102 sind mit den Eingängen eines
UND-Gatters 104 verbunden. Das Markensignal, das in dem
Rauschdetektor 66, 67 erzeugt wird, wird an einen Inverter-
103-Eingang gekoppelt, welcher wiederum mit dem Eingang
der Zeitsteuerung 102 verbunden ist. Die Zeitsteuerung
102 ist dazu angeordnet, die Anstiegsflanke des
Markensignals ohne Verzögerung durchzuführen und ihre Ausgabe
für eine eingestellte Zeit wie 26 Mikrosekunden auf
effektive Weise über die abfallende Flanke des
Markensignals hinaus fortzusetzen, so daß ein verlängertes
Markensignal erzeugt wird. Abhängig von der speziellen
Form der Markenerzeugungsschaltung kann die Markenlänge
ohne Verlängerung befriedigend sein, so daß die
Zeitsteuerung 102 weggelassen oder auf einen niedrigen Wert
eingestellt werden kann. Das UND-Gatter 104 führt das
Taktsignal durch, wenn das verlängerte Markensignal
nicht vorliegt und hält das Taktsignal an, wenn das
verlängerte Signal auftritt. Der Ausgang des UND-Gatters
104 ist mit dem Eingang eines Flipflop-Schaltkreises
106 verbunden, welcher zwei Taktsignale, T1 und T2
erzeugt, welche außer Phase liegen und nicht überlappend
sind. Das Taktsignal T1 wird an die Gate-Anschlüsse der
Transistoren 84, 90 und 98 gekoppelt und das Signal T2
wird mit den Gateanschlüssen der Transistoren 92, 88
und 96 verbunden. Wie gut bekannt ist, werden
Transmissions-Gateanschlüsse im allgemeinen gegenüber
Transistoren für die Anwendungen mit getakteter Kapazität
bevorzugt,
aber die hier gezeigten Transistoren sind
konzeptuell äquivalent. Der Systemtakt 100, die
Zeitsteuerung 102, der Inverter 103, das UND-Gatter 104 und der
Flipflopschaltkreis 106 legen ein Steuermittel fest.
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Im Betrieb ist der Dual-Modus-Schaltkreis ein
Tiefpaßfilter erster Ordnung, wenn die Taktsignale laufen. Ein
derartiger Tiefpaßfilterbetrieb ist wohl bekannt und
braucht hier nicht erklärt werden. Der gleiche
Schaltkreis wird ein Abtast-und-Halte-Schaltkreis, wenn die
Taktsignale bei der Gegenwart der Marke gestoppt
werden. Zu diesem Augenblick wird die filternde Wirkung
suspendiert, bis die ausgedehnte Marke entfernt wird
und die Takte wieder zu laufen beginnen. Entweder das
Signal T1 oder das Signal T2 kann während der
Halteperiode an sein. Das Komposit-Eingangssignal, das die 38
kHz-Subkanalsignale (wie in Figur 3 gezeigt) trägt,
wird effektiv gefiltert, während die Taktsignale T1 und
T2 laufen, um jene hohen Frequenzkomponenten in großem
Maße zu verringern und ein relativ einfaches
Audiosignal zu ergeben (wie in Figur 2 gezeigt). Wenn die
Taktsignale gestoppt werden, wird das augenblickliche
gefilterte Signal für die Dauer der ausgedehnten Marke
gehalten. So schafft der Dual-Modus-Schaltkreis den idealen
Ort für die Rauschverringerung. Jedwede Position nach
dem Filter veranlaßt Pulsdehnung des Rauschsignals, so
daß eine lange Austastperiode erforderlich ist, und
jedwede Position vor dem Filter enthält die
Hochfrequenzsignale, welche ein nicht aktzeptables Halte-Signal
ergeben können. In diesem Schaltkreis wird das Abtasten
und Halten anstelle des Filters verwendet, wenn die
Marke an ist und so liegt es weder vor noch hinter dem
Filter. Pulsdehnen des Pulses mit kurzer Dauer wird
vermieden und das Halten auf einem verrauschten Signal
wird vermieden. Diese Vorteile werden realisiert, indem
zu dem Rückentzerrungsschaltkreis nur der Inverter 103
und das UND-Gatter 104 addiert werden. So ist ein
separater
Abtast-und-Halte-Schaltkreis nicht notwendig.
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Wie gezeigt, wird das Abtasten und Halten nur so lange
wie die verlängerte Rauschmarke dauern, und die
Rauschmarkendauer wird auf einem minimalen Wert durch den
Rauschnachweisschaltkreis 66 gehalten. Der
Rauschnachweisschaltkreis 66, 67 wird vorzugsweise mit
Zeitkonstanten entworfen, welche eine maximale Markenperiode
von ungefähr 26 Mikrosekunden erlaubt. Es kann
wünschenswert sein, die Halteperiode über die
Markenperiode zu verlängern, um sicher zu sein, die gesamte
Rauschspitze auszutasten. So ist eine Verlängerung von 26
Mikrosekunden über die Zeitsteuerung 102 praktisch.
Selbst mit der Verlängerung wird die gesamte
Halteperiode kleiner als 60 Mikrosekunden sein und wird für den
Zuhörer nicht bemerkbar sein.