JPH04316232A - Ｆｍステレオ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は簡単な構成でＦＭのモノ
ラル受信に近いＳＮ比でＦＭステレオ信号の復調を可能
としたＦＭステレオ受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図９（ａ）は従来のＦＭステレオ受信装
置の一構成例を示す。同図において、１は受信アンテナ
、２は周波数コンバータ、３は局部発振器、４はリミッ
タ、５はディスクリミネータ、６はｆｐ＝１９ｋＨｚ（
パイロット信号）のバンドパスフィルタ、７は２ｆｐ＝
３８ｋＨｚ（副搬送波）の発振器、８は２３〜５３ｋＨ
ｚのバンドパルスフィルタ、９は１５ｋＨｚのローパス
フィルタ、１０は同期検波回路、１１は１５ｋＨｚのロ
ーパスフィルタ、１２はマトリクスアンプ、１３及び１
４はディエンファシス回路、１５及び１６は夫々ＥＲ、
ＥＬ出力端子、である。

【０００３】図９（ａ）において、アンテナ１からの受
信信号は周波数コンバータ２に加えられ、局部発振器３
からの信号との差周波数のＩＦ（中間周波数）１０．７
ＭＨｚのＩＦ信号に変換される。このＩＦ信号はリミッ
タ４によって振幅を制限されてからディスクリミネータ
５に加えられ、ＦＭ変調波の周波数−電圧の変換をうけ
てベースバンド信号を得る。このベースバンド信号はバ
ンドパスフィルタ６に加えられて、ｆｐ＝１９ｋＨｚの
パイロット信号が取り出され、発振器７はこの信号で結
合発振する。

【０００４】一方、上記ベースバンド信号はバンドパス
フィルタ８及びローパスフィルタ９に加えられ、バンド
パスフィルタ８により取り出された２３〜５３ｋＨｚの
ステレオの差信号Ｅｓ　ｃｏｓ２ωｐｔが同期検波回路
１０に送られる。同期検波回路１０は上記発振器７の出
力信号ｃｏｓ２ωｐｔに基づいて上記差信号を同期検波
してその検波出力をローパスフィルタ１１を介して取り
出すことによりステレオ信号Ｅｓを得る。またローパス
フィルタ９はモノラル信号ＥＭを出力し、このモノラル
信号ＥＭは上記ステレオ信号Ｅｓと共にマトリクスアン
プ１２に加えられ、このＥｓとＥＭとからエンファシス
前の信号ＥＲ、ＥＬを得る。この信号をディエンファシ
ス回路１３，１４を通すことにより右耳信号ＥＲ、左耳
信号ＥＬが得られる。

【０００５】図９（ｂ）は従来のＦＭステレオ受信装置
の他の構成例（スイッチング方式）の主要部を示し、同
図（ａ）と同一符号は同一又は類似の回路をあらわし、
１７はパイロット信号ｆｐ除去用フィルタ、１８は電子
スイッチャ、１９及び２０は夫々１５ｋＨｚのローパス
フィルタである。図９（ｂ）の装置において、ディスク
リミネータ５から出力されるベースバンド信号がフィル
タ１７に加えられ、該信号よりパイロット信号が除去さ
れて電子スイッチャ１８に加えられる。電子スイッチャ
１８は発振器７から出力される副搬送波ｃｏｓ２ωｐｔ
＝１，ｃｏｓ２ωｐｔ＝−１のパルスで上記フィルタ１
７の出力信号をスイッチングして得られた信号をローパ
スフィルタ１９，２０及びディエンファシス回路１３，
１４を介して右耳信号ＥＲ、左耳信号ＥＬを得る。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】図８はＦＭ放送波のベ
ースバンド信号と復調ノイズ分布を示す特性図で、同図
に示すＦＭ放送波のベースバンド信号の周波数分布から
もわかるように、ＦＭ復調すると、伝播途中の雑音は図
８の破線で示すベースバンド周波数に比例する分布とな
る。このため前述の図９（ａ）の復調方式では差信号成
分はモノラル信号成分に比べて約２０ｄＢＳＮ比が悪化
するので、等価的にＦＭ放送波の有効受信区域が狭くな
ってしまう。もちろん、このことは図９（ｂ）のスイッ
チング復調方式の場合でも同様である。これはＦＭ受信
での雑音がベースバンド信号の周波数に比例する三角ノ
イズとなるためである。

【０００７】本発明の目的はモノラル受信と同等のＳＮ
比を以ってＦＭステレオ放送信号の受信を可能とするＦ
Ｍステレオ受信装置を提供することにより、高感度の有
効受信区域を拡大することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
、本発明は受信されたＦＭ変調波を所定の中間周波数信
号に変換し、該信号をＦＭ検波してモノラル成分信号、
パイロット成分信号ｆｐ及び副搬送波成分信号を含むベ
ースバンド信号を復調し出力するＦＭ復調手段と、前記
副搬送波成分信号に基づいて、前記ＦＭ変調波を復調し
て前記ベースバンド信号から左右側のＦＭステレオ信号
を抽出し出力するステレオ信号抽出手段と、から成るＦ
Ｍステレオ受信装置において、前記ベースバンド信号か
ら前記パイロット成分信号ｆｐを抽出し、該信号ｆｐか
ら２ｆｐ信号を生成する２ｆｐ信号生成手段と、前記中
間周波数信号を上記２ｆｐ信号で間欠的にスイッチング
して第１、第２スイッチパルスを夫々出力する第１切換
え手段と、前記第１、第２スイッチパルスをＦＭ検波し
てベースバンド信号の第１、第２の間欠検波信号を得る
ベースバンド間欠信号検波手段と、前記２ｆｐ信号に基
づいて所定のスイッチング用パルス信号を出力するパル
ス信号出力手段と、上記パルス信号で前記第１、第２の
間欠検波信号を夫々スイッチングして音声信号を出力す
る第２切換え手段と、上記各音声信号の低周波成分のみ
を抽出する低周波成分抽出手段と、上記抽出された低周
波成分の各音声信号から右耳信号及び左耳信号を出力す
るＦＭステレオ復調手段と、を備えたことを特徴とする
。

【０００９】

【作用】ＦＭ変調波からパイロット成分信号ｆｐが抽出
され、この信号ｆｐから２ｆｐ信号（副搬送波成分信号
）を生成する。ＦＭ変調波から変換された中間周波数信
号が上記２ｆｐ信号でスイッチングされ、第１、第２の
スイッチパルスが出力される。第１、第２のスイッチパ
ルスは夫々ＦＭ検波されてベースバンド信号の第１、第
２の間欠検波信号が得られる。第１、第２の間欠検波信
号は前記２ｆｐ信号に基づいて出力された零クロスパル
ス信号でスイッチングされ音声信号が出力され、その低
周波成分のみを抽出してＦＭ復調し、得られた復調信号
の差成分から成るＦＭステレオ信号が出力される。

【００１０】

【実施例】以下図面に示す本発明の実施例を説明する。 図１は本発明によるＦＭステレオ受信装置の一実施例を
示し、図９と同一符号は同一又は類似の回路を表わし、
２１及び２２はディスクリミネータ、２３はバンドパス
フィルタ、２４及び２５はスイッチャー、２６及び２７
は強調回路である。

【００１１】ＦＭ受信機において、ＦＭ復調により図８
に示すように高周波でのノイズが増大するのはＦＭ復調
の性質である。即ち、無変調時の搬送波ｃｏｓωｃｔを
図７に示すようにＯＡのベクトルで表わすものとし、こ
れに周波数ωｎのノイズベクトルＡＮが加わると、図７
の破線で示す搬送波ベクトルＯＡに直交したＢ−Ｂ’の
方向の成分がＦＭ復調後のノイズとなる。

【００１２】ランダムノイズｎｃｏｓωｎｔとすると、
搬送波周波数ωｃに対して上記ノイズ成分は差の周波数
（ωｎ−ωｃ）で変化する。従って、ＩＦ信号において
は、　　　　ｎｓｉｎ（ωｎ−ωｃ）ｔ　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　…（１）が妨害成分となるが、ＦＭ復調では（１）
式を微分した下記（２）式で示す大きさのものとなる。 　　　　ｎ（ωｎ−ωｃ）ｃｏｓ（ωｎ−ωｃ）ｔ　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（２）（２）
式の（ωｎ−ωｃ）は搬送波からの周波数差に比例した
復調ノイズとなることを表わしている。従ってＦＭ復調
時に搬送波周波数を図８のベースバンド信号の０にする
のではなく２ｆｐにすればステレオ信号のＳＮ比が改善
される。

【００１３】本発明は上述した事由に鑑みて、図９（ｂ
）の従来のスイッチング方式の装置を更に改良した高Ｓ
Ｎ比のスイッチング方式を提案するものである。そこで
、まず、本発明の原理的動作から説明する。ＦＭのベー
スバンド信号ＥＢは次のようになる。 　　　　ＥＢ＝ＥＭ＋Ｅｓ　ｃｏｓ２ωｐｔ＋Ｐｃｏｓ
ωｐｔ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…
（３）ただし、ＥＲは右耳信号、ＥＬは左耳信号、Ｐｃ
ｏｓωｐｔはパイロット信号、ＥＭはモノラル信号、Ｅ
ｓはステレオ信号である。 　　　　ＥＭ＝１／２・（ＥＲ＋ＥＬ）　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（
４）　　　　ＥＬ＝１／２・（ＥＲ−ＥＬ）　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
…（５）

【００１４】上記ベースバンド信号ＥＢでＦＭ
変調したＦＭ変調波を図６に示す。同図において、（ａ
）はパイロット信号、（ｂ）はステレオ信号、（ｃ）は
モノラル信号、（ｄ）は合成ベースバンド信号、（ｅ）
はｃｏｓ２ωｐｔのスイッチングパルスＶ（ｔ）である
。

【００１５】図６のＦＭ変調波において、パイロット信
号Ｐｃｏｓωｐｔより得た副搬送波ｃｏｓ２ωｐｔが確
実に存在すれば、図５に示すように例えばＲチャンネル
においてＦＭ変調波をスイッチングして間欠的なＦＭ変
調波（ｇ）として、これをＦＭ復調すれば、図４に示す
信号成分となり、これをローパスフィルタに通せばＥＲ
’が得られる。 　　　　ＥＲ＝ＥＭ＋Ｅｓ　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　…（６）　　　　ＥＲ’＝ＥＭ＋ｋＥｓ　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　…（７）　　　　但し　　　　ｋ＜１ ｋ＜１は多重における正弦波ｃｏｓ２ωｐｔのためと、
受信でのスイッチング期間による。Ｌチャンネルについ
てもＥＲ’と同様なＥＬ’を得ることができる。ＥＲ’
とＥＬ’とから両信号の差（ＥＲ’−ＥＬ’）を強調す
る回路を通してＥＲとＥＬを得る。

【００１６】

【００１７】一方、副搬送波２ωｐｔによるスイッチン
グパルスをＶ（ｔ）（図６（ｅ））とすると、ＦＭ復調
器の入力となるノイズＮ（ｔ）は 　　　　Ｎ（ｔ）＝ｎｓｉｎ（ωｎ−ωｃ）ｔ・Ｖ（ｔ
）　　　　　　　　　　　　　　　　…（１１）となる
。従ってこの場合の復調ノイズＮ’（ｔ）は（１１）式
を微分したものとなる。 　　　　Ｎ’（ｔ）＝ｎ・（ωｎ−ωｃ）・ｃｏｓ（ω
ｎ−ωｃ）ｔ　Ｖ（ｔ）＋ｎ・ｄ／ｄｔ（Ｖ（ｔ））・
ｓｉｎ（ωｎ−ωｃ）ｔ　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１２）
（１２）式の第１項は（２）式と同様に三角ノイズがス
イッチングパルスＶ（ｔ）により間欠的に取り出された
ものである。ただし、この場合は副搬送波ｃｏｓ２ωｐ
ｔによるスイッチングは終了しているので、ＥＲ’を取
り出すには例えば、１５ｋＨｚのローパスフィルタでよ
いので、高周波ノイズが影響しなくなる。

【００１８】（１２）式の第２項の振幅は周波数（ωｎ
−ωｃ）には関係なく、ｄＶ（ｔ）／ｄｔに依存してい
る。一般に帯域制限下の信号処理ではスイッチングパル
スＶ（ｔ）を微分すると、図３に示すようにスイッチン
グ付近が大振幅となる。従ってディスクリミネータで、
Ｖ（ｔ）の微分信号ｄＶ（ｔ）／ｄｔの振幅の大きい部
分を除去すれば信号に加わるノイズは減少する。

【００１９】図２は上述したＶ（ｔ）及びそのスイッチ
ングノイズの分布を示す。従来方式ではスイッチングを
ＦＭ変調波の段階では行なわないので、前記（１）式の
ノイズは図２（ｊ）の破線で示す分布となり、前記（１
２）式の復調ノイズは同図（ｋ）の実線と破線とを連続
したものとなり、（ｋ’）の周波数分布を有する。この
２ｆｐを中心とするノイズがステレオ信号のＳＮ比の劣
化をもたらす。

【００２０】そこで本発明では後述するように図２（ｊ
）の実線のＦＭ変調波をディスクリミネータに加えるの
で、その復調ノイズは（１２）式の第１項及び第２項で
表わされ前記図２の（ｋ），（ｋ’），（ｌ），（ｌ’
）で示すものとなる。即ち、上記第１項は図２（ｋ）の
ように時間的にＶ（ｔ）の期間のみがランダムノイズを
発生することを示し、その周波数分布は同図（ｋ’）に
示す三角ノイズとなる。また前記第２項は図２（ｌ）の
ようにｄＶ（ｔ）／ｄｔのエンベロープのノイズを示し
ており、周波数分布は同図（ｌ’）のように一様となる
。そして図２（ｋ）及び（ｌ）の合成は（ｍ）で、その
周波数分布は（ｍ’）となる。後述するように本発明で
は、図２（ｋ’）のノイズスペクトラムのうち、同図（
ｍ’）の斜線で示す範囲のみがノイズ成分となるように
、図２（ｎ）に示すように前記スイッチングパルスＶ（
ｔ）より幅の狭いパルスＶ’（ｔ）でディスクリミネー
タ出力をスイッチングしてやる必要がある。

【００２１】前記図１に示す本発明の実施例は上述した
動作原理を具体化したものである。上記実施例において
、リミッタ４からのＩＦ信号は電子スイッチャー１８に
加えられる。また、上記ＩＦ信号はディスクリミネータ
５に加えられてＦＭ検波されてベースバンド信号がバン
ドパスフィルタ６に送られる。該フィルタ６はベースバ
ンド信号からパイロット成分信号ｆｐを抽出し、２ｆｐ
発振器７に与えて２ｆｐ信号ｃｏｓ２ωｐｔ（副搬送波
成分信号）を前記スイッチングパルスＶ（ｔ）として電
子スイッチャー１８及びバンドパスフィルタ２３に送る
。

【００２２】電子スイッチャー１８は上記Ｖ（ｔ）に応
答して前記ＩＦ信号を間欠的にスイッチングし、ｃｏｓ
２ωｐｔ＝１と−１を中心とする所定期間のＩＦ信号か
ら成る第１、第２スイッチパルスを夫々出力する。第１
、第２スイッチパルスは夫々ディスクリミネータ２１，
２２に加えられ、そのＦＭ検波出力であるベースバンド
信号成分の第１、第２の間欠検波信号がスイッチャー２
４，２５に与えられる。

【００２３】一方、バンドパスフィルタ２３は前記２ｆ
ｐ信号Ｖ（ｔ）からｄＶ（ｔ）／ｄｔ成分を除去して所
定の零クロスパルス信号Ｖ’（ｔ）を作り、このパルス
信号をスイッチャー２４，２５に送る。従って、スイッ
チャー２４，２５は上記第１、第２の間欠検波信号を上
記パルス信号に応答してスイッチングして音声信号を出
力する。これにより前述したように（１２）式の第２項
に示すノイズが除去される。スイッチャー２４，２５か
らの各音声信号はローパスフィルタ１９，２０に与えら
れて夫々の低周波成分のみが抽出され、ディエンファシ
ス回路１３，１４を経て右耳信号ＥＲ、左耳信号ＥＬを
得る。

【００２４】なお、この場合、強調回路２６，２７は前
記（９）及び（１０）式で示したスイッチング方式にお
ける差信号成分を処理するもので、（９）及び（１０）
式で示すように（ＥＲ’−ＥＬ’）の差信号をＥＲ’に
加えかつＥＬ’から引算する。これら強調回路は必須の
ものではなく、省略することも可能である。

【００２５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、中
間周波数信号を２ｆｐ信号でスイッチングしてＦＭ検波
することによりＦＭステレオ復調で必要とする副搬送波
帯の周波数のノイズの影響を除去すると共に上記ＦＭ検
波による間欠検波信号を２ｆｐ信号に基づく零クロスパ
ルス信号でスイッチングしているので、上記間欠検波信
号におけるスイッチングによる立上り部分のノイズが除
去されることによりスイッチング部のＦＭ波の復調で生
じるトランジェント・ノイズを抑制できる。かくして簡
単な構成でＦＭのモノラル受信に近い状態でＦＭステレ
オ信号の復調が可能となるので、等価的なＦＭステレオ
放送波のサービスエリアを拡大できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＦＭステレオ受信装置の一実施例の構
成を示すブロック図である。

【図２】本発明の動作原理を説明するためのスイッチン
グノイズの分布を示す波形図及び周波数スペクトラム図
である。

【図３】本発明におけるスイッチングパルスＶ（ｔ）と
その微分信号を示す波形図である。

【図４】本発明におけるスイッチングした間欠的なＦＭ
復調波を示す波形図である。

【図５】本発明におけるスイッチングした間欠的なＦＭ
復調波を示す波形図である。

【図６】ＦＭステレオ信号の各信号成分及びスイッチン
グパルスＶ（ｔ）の波形図である。

【図７】ＦＭ受信でのノイズの影響を説明するためのベ
クトル図である。

【図８】ＦＭ放送波のベースバンド信号と復調ノイズの
分布を示す図である。

【図９】従来のＦＭステレオ受信装置を示すブロック図
である。

【符号の説明】

５，２１，２２　　ディスクリミネータ６　　ｆｐ＝１
５ｋＨｚのバンドパスフィルタ７　　２ｆｐ＝３８ｋＨ
ｚの発振器 １８，２４，２５　　スイッチャー １９，２０　　ローパスフィルタ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　受信されたＦＭ変調波を所定の中間周
   波数信号に変換し、該信号をＦＭ検波してモノラル成分
   信号、パイロット成分信号ｆｐ及び副搬送波成分信号を
   含むベースバンド信号を復調し出力するＦＭ復調手段と
   、前記副搬送波成分信号に基づいて、前記ＦＭ変調波を
   復調して前記ベースバンド信号から左右側のＦＭステレ
   オ信号を抽出し出力するステレオ信号抽出手段と、から
   成るＦＭステレオ受信装置において、前記ベースバンド
   信号から前記パイロット成分信号ｆｐを抽出し、該信号
   ｆｐから２ｆｐ信号を生成する２ｆｐ信号生成手段と、
   前記中間周波数信号を上記２ｆｐ信号で間欠的にスイッ
   チングして第１、第２スイッチパルスを夫々出力する第
   １切換え手段と、前記第１、第２スイッチパルスをＦＭ
   検波してベースバンド信号の第１、第２の間欠検波信号
   を得るベースバンド間欠信号検波手段と、前記２ｆｐ信
   号に基づいて所定のスイッチング用パルス信号を出力す
   るパルス信号出力手段と、上記パルス信号で前記第１、
   第２の間欠検波信号を夫々スイッチングして音声信号を
   出力する第２切換え手段と、上記各音声信号の低周波成
   分のみを抽出する低周波成分抽出手段と、上記抽出され
   た低周波成分の各音声信号から右耳信号及び左耳信号を
   出力するＦＭステレオ復調手段と、を設けたことを特徴
   とするＦＭステレオ受信装置。