DE3934873C2

DE3934873C2 - Photoelektrischer Sensor

Info

Publication number: DE3934873C2
Application number: DE3934873A
Authority: DE
Inventors: Masao Arakawa; Tomizo Terasawa; Masanobu Ogawa; Hironori Kami
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1988-10-21
Filing date: 1989-10-19
Publication date: 1997-06-12
Anticipated expiration: 2009-10-20
Also published as: GB2225108B; GB8923496D0; US5025169A; SE8903487L; SE505767C2; GB2225108A; SE8903487D0; CH678990A5; JPH02112096A; DE3934873A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen photoelektrischen Sensor gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein derartiger Sensor ist aus der US-PS 4 481 506 bekannt. Ein Sensor der angegebenen Art kann als photoelektrischer Rauchsensor oder als photoelektrischer Einbruchsensor verwendet werden.

An die Signalleitungen ist eine Konstantspannungsschaltung angeschlossen über die Sensorschaltungen gespeist werden. Diese Schaltungen bewirken einen intermittierenden Lichtsendebetrieb.

Ein Lichtempfängerelement dient dem Empfang eines schwachen, gepulsten Lichtes, das erzeugt wird, wenn von dem Lichtsenderelement abgegebenes gepulstes Licht beispielsweise durch Rauchpartikel gestreut wird. Das entsprechende Ausgangssignal des Lichtempfängerelements wird einem ersten Eingang eines nachfolgenden Komparators zugeführt. Zu diesem Zeitpunkt wird am anderen Eingang des Komparators ein Referenzsignal einer Referenzspannungsquelle bereitgestellt. Die beiden Eingangssignale werden miteinander verglichen, um zu entscheiden, ob das Ausgangssignal des Lichtempfängerelements aufgrund einer Lichtstreuung einen bestimmten Pegel erreicht hat. Falls dies der Fall ist, gibt eine mit dem Komparator verbundene Zählschaltung ein Auslösesignal zum Einschalten der zwischen den Signalleitungen liegenden Schalteinrichtung ab, wenn der Komparator beispielsweise mehr als zwei Ausgangssignale abgibt.

Bei diesem bekannten Sensor werden das Lichtsenderelement, die Referenzspannungsschaltung sowie die Auswerteschaltung über die Ansteuereinrichtung mit ersten Speiseleitungen verbunden. Andere Speiseleitungen versorgen die Betriebsschaltung, das Lichtempfängerelement sowie die Zählschaltung. Wie die Fig. 5 der US-PS 4 481 506 zeigt, liegt eine erste Speiseleitung zwischen einer ersten Diode und einer zweiten Diode mit einem ersten Pufferkondensator und versorgt die Ansteuerschaltung für das Lichtsendeelement. Eine andere Speiseleitung liegt hinter der zweiten Diode und besitzt einen eigenen Pufferkondensator.

Die Referenzspannung in der Referenzspannungsschaltung des bekannten Sensors wird an einem Spannungsteiler abgegriffen, der zu einer Diode parallelgeschaltet ist, die zur Kompensation der Temperaturkoeffizienten des Lichtsenderelements und des Lichtempfängerelements vorgesehen ist. Mit der Temperatur ändert sich demnach auch die Referenzspannung. Mit einer solchen Schaltungsanordnung ist nur eine begrenzte übergreifende Kompensation der den unterschiedlichen Bauelementen zugeordneten Temperaturkoeffizienten möglich.

Eine Integration einer derartigen, komplexen Sensorschaltung auf einem Halbleitersubstrat, bei der die erforderliche Isolierung zwischen den verschiedenen MOS- und bipolaren Elementen durch pn-Übergänge verwirklicht wird an die jeweils eine Sperrspannung angelegt ist, hat den Nachteil daß auf einen jeweiligen pn-Übergang auftreffendes Licht zu relativ großen Leckströmen zwischen den betreffenden Elementen führen kann. Nachdem nun aber bei einem photoelektrischen Sensor zumindest im Bereich des mitintegrierten Lichtempfängerelementes ein Lichteinfall gerade erfolgen soll, muß mit einem Koppeleffekt zwischen den Elementen gerechnet werden.

Ziel der Erfindung ist es, einen als integrierte Schaltung ausgebildeten photoelektrischen Sensor der eingangs genannten Art zu schaffen, der trotz seines relativ komplexen Aufbaus durch eine relativ hohe Funktionssicherheit ausgezeichnet ist, die insbesondere auch bei eventuell auftretenden Temperaturschwankungen gewährleistet ist.

Die Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß die Ansteuerschaltung und das Lichtsenderelement einerseits und die Auswerteschaltung und die Referenzspannungsschaltung andererseits an von unterschiedlichen Speisespannungen beaufschlagte Speiseleitungen angeschlossen sind, denen getrennte Pufferkondensatoren zugeordnet sind, wobei die kleinere Speisespannung an die Speiseleitungen für die Auswerteschaltung und die Referenzspannungsschaltung angelegt ist, daß die Betriebsschaltung das Lichtempfängerelement mit dem zugeordneten hochohmigen Widerstand und die Zählschaltung an die gleichen Speiseleitungen wie die Auswerteschaltung und die Referenzspannungsschaltung angeschlossen sind, daß die Ansteuerschaltung so ausgelegt ist, daß der durch das Lichtsenderelement fließende Ansteuerstrom mit einem Temperaturkoeffizienten behaftet ist, durch den ein resultierender Temperaturkoeffizient eines in der Auswerteschaltung aus der am hochohmigen Widerstand abfallenden Spannung und der Referenzspannung gebildeten Vergleichssignals kompensiert ist, und daß sämtliche integrierbaren Sensor- Bestandteile als integrierte Schaltungsteile in von einer dielektrischen Isolierschicht eingeschlossenen Halbleiterzonen ausgebildet sind.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun an Hand der Zeichnung erläutert. Darin zeigen

Fig. 1 ein Schaltbild des Sensors nach der vorliegenden Erfindung,

Fig. 2 eine Schnittansicht einer integrierten Schaltung mit dielektrischem Isolator zur Realisierung des in Fig. 1 gezeigten Sensors,

Fig. 3 ein detailliertes Schaltbild einer Oszillatorschaltung mit Ablaufsteuerung und einer Auswerteschaltung in dem Sensor aus Fig. 1,

Fig. 4 ein detailliertes Schaltbild einer Zählschaltung in dem Sensor aus Fig. 1 und 3,

Fig. 5 ein detailliertes Schaltbild der in der Auswerteschaltung nach Fig. 3 verwendeten Operationsverstärker,

Fig. 6 ein detailliertes Schaltbild einer Referenz-Spannungsschaltung in dem Sensor aus Fig. 1,

Fig. 7 Wellenformen an verschiedenen Teilen in dem Sensor aus Fig. 1,

Fig. 8 Betriebs-Wellenformen der Zählschaltung in dem Sensor aus Fig. 1,

Fig. 9 bis 12 Schnittansichten eines Herstellungsablaufs einer integrierten Schaltung mit dielektrischem Isolator zur Realisierung des Sensors aus Fig. 1,

Fig. 13 eine alternative Ausführungsform der Ansteuerschaltung, für das Lichtsendeelement,

Fig. 14 eine dritte Ausführungsform der Ansteuerschaltung,

Fig. 15 eine zweite Ausführungsform der Auswerteschaltung,

Fig. 16 eine dritte Ausführungsform der Auswerteschaltung,

Fig. 17 Betriebs-Wellenformen in der Schaltung aus Fig. 16,

Fig. 18 eine vierte Ausführungsform der Auswerteschaltung.

Fig. 19 Betriebs-Wellenformen in der Schaltung aus Fig. 18,

Fig. 20 eine fünfte Ausführungsform der Auswerteschaltung,

Fig. 21 eine alternative Ausführungsform der Zählschaltung und

Fig. 22 eine alternative Ausführungsform der Schalteinrichtung.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 1 weist ein Sensor nach der vorliegenden Erfindung Signalleitungen l1 und l2 auf, die mit einer (nicht gezeigten) Signalempfänger- Einrichtung verbunden sind, sowie eine Diodenbrücke 11, die mit den Leitungen l1 und l2 verbunden ist, um einen Betrieb zu gewährleisten, selbst wenn die Verbindung der Leitungen l1 und l2 zu dem Signalempfänger umgekehrt ist. Außerdem sind bezüglich der Signalleitungen l1 und l2 eine Schalteinrichtung 12 und eine Konstantspannungsschaltung 13 parallel geschaltet.

Die Schalteinrichtung 12 kann entweder einen Thyristor oder eine Kombination eines pnp-Transistors Tr1 und eines npn-Transistors Tr2 wie in Fig. 1 enthalten. Im letzteren Falle ist der pnp- Transistor Tr1 an seinem Emitter mit einer positiven Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 verbunden, während der npn- Transistor Tr2 an seinem Emitter mit einer negativen Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 verbunden ist. Die Basis des pnp-Transistors Tr1 ist mit dem Kollektor des npn-Transistors Tr2 verbunden, während die Basis des npn-Transistors Tr2 mit dem Kollektor des pnp-Transistors Tr1 verbunden ist, und Widerstände R1 und R2 sind jeweils zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr1 und Tr2 eingefügt.

Wenn die Zählschaltung 15 einen H-Pegelausgang liefert, wird ein Basisstrom durch eine Diode D0 zu dem npn-Transistor Tr2 geschickt, ein resultierender Kollektorstrom dieses Transistors verursacht den Fluß eines Basisstroms zu dem pnp-Transistor Tr1, ein resultierender Kollektorstrom dieses pnp-Transistors Tr1 verursacht den Fluß eines Basisstroms des npn-Transistors Tr2, und die Schalteinrichtung 12 wird in einen selbständigen Zustand gebracht.

Somit sind die Gleichstrom-Ausgangsklemmen der Diodenbrücke 11 über die Schalteinrichtung 12 kurzgeschlossen, und es tritt ein Kurzschluß zwischen den Signalleitungen l1 und l2 auf, aufgrund dessen der Stromfluß, der zwischen den Leitungen l1 und l2 fließt, zunimmt. Dieser Stromfluß wird von dem Empfänger erfaßt, der mit dem anderen Ende der Leitungen l1 und l2 verbunden ist. Dieser Zustand veranlaßt die Betätigung eines Rückstellschalters, der empfängerseitig vorgesehen ist, um diesen Zustand aufrechtzuerhalten, bis der Schaltungsstrom, der durch die Kreisleitungen l1 und l2 fließt, unterbrochen wird.

Die Konstantspannungsschaltung 13 weist drei npn-Transistoren Tr3, Tr4 und Tr5 auf, bei welchen der Transistor Tr3 am Kollektor mit der positiven Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 und an der Basis über ein erstes Konstantspannungselement mit einer Reihenschaltung aus einer Zenerdiode ZD1 und einer Diode D1 und ein zweites Konstantspannungselement mit einer Reihenschaltung aus einer Zenerdiode ZD2 und einer Diode D2 mit der negativen Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 verbunden ist. Die Dioden D1 und D2 sind zum Ausgleich des Zenerspannungs- Temperaturkoeffizienten der Zenerdioden ZD1 und ZD2 vorgesehen. Der Fluß eines Stroms zu dem ersten und zweiten Konstantspannungselement von der positiven Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 durch einen Vorspannungs-Widerstand R3, der zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors Tr3 geschaltet ist, wird veranlaßt, wodurch eine Konstantspannung V_ZD1+V_F als Summe einer Zenerspannung V_ZD1 der Zenerdiode ZD1 und einer normalen, gerichteten Abfallspannung V_F der Diode D1 über das erste Konstantspannungselement erzeugt wird. Andererseits wird an dem zweiten Konstantspannungselement eine Konstantspannung V_ZD2+V_F aus der Summe der Zenerspannung V_ZD2 der Zenerdiode ZD2 und dem normalen Spannungsabfall V_F der Diode D2 in Durchlaßrichtung erzeugt.

Deshalb wird an der Basis des Transistors Tr3 eine Spannung V_ZD1+V_ZD2+2V_F als Gesamtsumme der Spannungen über das erste und zweite Konstantspannungselement erzeugt. Es sei angenommen, daß eine Spannung über die Basis und den Emitter des Transistors Tr3 V_BE3 beträgt, dann beträgt eine Emitterspannung des Transistors Tr3 V_ZD1+V_ZD2+2V_F-V_BE3, die konstant gehalten ist, und diese Spannung wird durch einen niederohmigen Widerstand R4 in einen Stromquellen-Kondensator C1 geladen, so daß sie über die Stromquellenleitungen Vc und Vs1 eine Quellenspannung bilden. Der Transistor Tr4 ist zur Verhinderung eines Überstroms vorgesehen und arbeitet nicht, da die Spannung, die über den niederohmigen Widerstand R4 auftritt, gering ist, solange der Emitterstrom des Transistors Tr3 ein korrektes Niveau aufweist. Steigt der Emitterstrom des Transistors Tr3 anormal an, dann verursacht eine Spannung, die über den Widerstand R4 auftritt, den Fluß eines Basisstroms zu der Basis des Transistors Tr4, der Basisstrom des Transistors Tr3 wird durch den Kollektor und den Emitter des Transistors Tr4 in Nebenschluß gelegt, und der Emitterstrom des Transistors Tr3 ist unter Kontrolle.

Wird andererseits davon ausgegangen, daß eine Spannung über die Basis und den Emitter des Transistors Tr5 V_BE5 beträgt, dann ist die Emitterspannung des Transistors Tr5 bei V_ZD2+V_F-V_BE5 konstant, und diese Spannung wird in einen Stromquellen-Kondensator C2 als Quellenspannung zwischen die Stromquellen-Leitungen Vd und Vs2 geladen.

Der Sensor weist auf ein Lichtsender-Element 16, eine Ansteuerschaltung 17, ein Lichtempfänger-Element 18, eine Oszillatorschaltung 19, eine Ablaufsteuerung 20, eine Analogsignal-Verarbeitungsschaltung (Analogschaltung) 21 und eine Zählschaltung 15, die wie oben erwähnt, den Auslöseausgang bereitstellt; eine Einschalt-Rücksetzschaltung 22 ist zwischen die Konstantspannungsschaltung 13 und die Ansteuerschaltung 17 eingefügt.

Die Ansteuerschaltung 17 weist zwei npn-Transistoren Tr6 und Tr7, drei NMOS-Transistoren Tr8, Tr9, und Tr10 sowie einen PMOS-Transistor Tr11 auf, die so angeordnet sind, daß ein Ansteuerstrom I6 dem Lichtsender-Element 16 zugeführt wird, wenn ein Lichtsende-Steuersignal LEDON von der Ablaufsteuerung 20 einen H-Pegel aufweist, daß aber der Strom dem Element 16 nicht zugeführt wird und die Ansteuerschaltung 17 zusätzlich selbst in einen Zustand hoher Impedanz gebracht wird, indem keine Energie verbraucht wird, wenn das Signal LEDON einen L-Pegel aufweist. Das Lichtsende-Steuersignal LEDON von der Ablaufsteuerung 20 wird an das Gate des NMOS-Transistors Tr8 angelegt, so daß der Source-Anschluß dieses NMOS-Transistors Tr8 mit der Quellen-Leitung Vs1 verbunden wird, während der Drain-Anschluß mit der Quellen-Leitung Vc durch einen Vorspannungswiderstand R5 verbunden wird. Dieser Verbindungspunkt ist mit den Gate-Anschlüssen der NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 und des PMOS-Transistors Tr11 verbunden, während die NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 an ihren Source-Anschlüssen mit der Quellen-Leitung Vs1 verbunden sind und der PMOS-Transistor Tr11 an dem Source- Anschluß mit der Quellen-Leitung Vc verbunden ist. Der NMOS-Transistor Tr9 und der PMOS-Transistor Tr11 sind an ihren Drain-Anschlüssen gemeinsam mit der Basis des npn-Transistors Tr6 verbunden, der an dem Kollektor mit der Quellen-Leitung Vc und an dem Emitter durch einen Widerstand R6 mit der Kathode einer Zenerdiode ZD3 verbunden ist, deren Anode mit der Quellen-Leitung Vs1 verbunden ist.

Der Drain-Anschluß des NMOS-Transistors Tr10 ist mit der Kathode der Zenerdiode ZD3 verbunden, ebenso wie die Basis des npn-Transistors Tr7 über eine in Reihe geschaltete Anordnung von (n-1) Dioden, während dieser Transistor Tr7 auch am Emitter durch den Widerstand R7 mit der Quellen- Leitung Vs1 verbunden ist. Der Kollektor dieses npn-Transistors Tr7 ist außerdem mit der Kathode des Lichtsender- Elements 16 verbunden, das an der Anode mit der Quellenleitung Vc verbunden ist.

Wird das Lichtsende-Steuersignal LEDON von der Ablaufsteuerung 20 auf einem H-Pegel eingestellt, dann wird der NMOS-Transistor Tr8 deshalb auf EIN geschaltet, und senkt das Gate-Potential der NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 und des PMOS-Transistors Tr11 ab, so daß die NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 in einen AUS-Zustand gebracht werden, während der PMOS-Transistor Tr11 auf EIN geschaltet wird. Deshalb wird das Basispotential des npn- Transistors Tr6 angehoben, um einen Stromfluß durch den Kollektor und den Emitter des npn-Transistors Tr6 zu einer Reihenschaltung aus dem Widerstand R6 und der Zenerdiode ZD3 zu bewirken, wodurch an der Kathode der Zenerdiode ZD3 eine Spannung erzeugt wird, die gleich der Zenerspannung V_ZD3 ist. Eine Spannung, die die so erzeugte Spannung ausgleicht, von der der normale, gerichtete Spannungsabfall (n-1)×V_F an der Reihenschaltung der (n-1) Dioden abgezogen wird, wird an die Basis des npn-Transistors Tr7 angelegt, um ihn auf EIN zu schalten, und der Stromfluß des Ansteuerstroms I6 zu dem Lichtsende-Element 16 wird veranlaßt.

Weist das Lichtsende-Steuersignal LEDON von der Ablaufsteuerung 20 einen L-Pegel auf, dann wird der NMOS-Transistor Tr8 in einen AUS-Zustand gebracht, das Gate- Potential der NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 und des PMOS- Transistors Tr11 wird durch den Vorspannungs-Widerstand R5 angehoben, um die NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 in einen EIN-Zustand zu schalten, während der PMOS-Transistor Tr11 dadurch in einen AUS-Zustand geschaltet wird, aufgrund dessen das Basispotential des npn-Transistors Tr6 abfällt, so daß kein Strom durch den Kollektor und den Emitter des npn-Transistors Tr6 fließt. Wenn ein Kurzschluß-Zustand über die Zenerdiode ZD3 durch den NMOS-Transistor Tr10 erreicht ist, wird das Kathodenpotential der Zenerdiode ZD3 gesenkt, so daß der npn-Transistor Tr7 sich in einem AUS-Zustand befindet und kein Ansteuerstrom I6 durch das Lichtsender- Element 16 fließt.

Die Einschalt-Rücksetzschaltung 22 erfaßt einen Spannungsanstieg in der Stromquellen-Kapazität C1 und liefert ein Einschalt-Rückstellsignal RESET an die Oszillatorschaltung 19, die Ablaufsteuerung 20 und die Zählschaltung 15. Die Analogsignal- Verarbeitungsschaltung 21 weist, wie später erläutert wird, einen Verstärker, einen Komparator und eine Referenzspannungs- Schaltung auf und ist direkt mit dem Lichtempfänger- Element 18 verbunden.

Im vorliegenden Fall wird ein Referenz-Taktsignal OSC von der Oszillatorschaltung 19 der Ablaufsteuerung 20 zugeführt, wo das Referenz-Taktsignal OSC frequenzgeteilt wird, und die Ablaufsteuerung 20 liefert zusätzlich zur Abgabe des Lichtsende-Steuersignals LEDON an die Ansteuerschaltung 17 Ablaufsteuersignale PHI1 und PHI2 an die Analogsignal- Verarbeitungseinrichtung 21 und liefert auch ein Rückstellsignal RST und ein Hochzähl-Signal UPCLK an die Zählschaltung 15. Ein Vergleichs-Ausgangssignal COMP wird von der Analogsignal- Verarbeitungsschaltung 21 an die Zählschaltung 15 geliefert. Die Oszillatorschaltung 19, die Ablaufsteuerung 20, die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 und die Zählschaltung 15 können bei einer niedrigen Spannung betrieben werden und sie verbrauchen weniger Strom, und sie erhalten ihren Quellenstrom von dem Kondensator C2. Andererseits verbraucht die Ansteuerschaltung 17 für das Lichtsender-Element 16 momentan einen hohen Strom und ist so ausgelegt, daß sie den Strom von einem anderen Kondensator C1 als dem Kondensator C2 erhält. Dadurch, daß die Quellen-Leitung Vc für die Ansteuerschaltung 17 von der Quellen-Leitung Vd für andere Schaltungen getrennt ist, ist es möglich, die Verminderung der Quellenspannung für solche anderen Schaltungen in einem Moment der Lichtemission von dem Lichtsende-Element 16 zu verhindern, und so zu verhindern, daß irgendwelche Funktionsstörungen bei den anderen Schaltungen auftreten.

Die Oszillatorschaltung 19 in Fig. 3 weist einen Kondensator CT und einen Widerstand RT zum Einstellen einer Zeitkonstante, zwei Inverter G1 und G2 und ein NAND-Gate G3 zur Steuerung der Schwingung auf. Eine Eingangsklemme dieses NAND-Gates G3 ist über den Widerstand RT mit einer Ausgangsklemme des Inverters G1 und durch den Kondensator CT mit einer Eingangsklemme des Inverters G2 verbunden, während eine Ausgangsklemme des NAND-Gates G3 mit einer Eingangsklemme des Inverters G2 verbunden ist, und das Einschalt-Rücksetzsignal RESET wird durch einen Inverter G4 zu der anderen Eingangsklemme des NAND-Gates G3 geliefert. Weist das Einschalt-Rückstellsignal RESET einen L-Pegel auf, dann weist ein Ausgang des Inverters G4 einen H-Pegel auf, um ein NAND-Gate G3 in einen Zustand zu versetzen, in dem jedes Signal durchgelassen wird, und ein Referenz-Taktsignal OSC mit einer Periode, die durch eine Zeitkonstante des Widerstands RT und des Kondensators CT bestimmt ist, wird aus der Ausgangsklemme des Inverters G2 bereitgestellt.

Dieses Referenz-Taktsignal OSC wird einem Frequenzteiler 20a in der Ablaufsteuerung 20 zugeführt. Der Frequenzteiler 20a selbst ist bevorzugt mittels einer Kaskadenverbindung mit 15 Stufen von D-Flipflops ausgebildet, die jeweils eine invertierte Ausgangsklemme aufweisen, die mit ihrer eigenen Dateneingangsklemme D sowie mit einer Takteingangsklemme CLK des danebenliegenden Flipflops in der nächsten Stufe verbunden ist. Das Referenz-Taktsignal OSC wird an einer Takteingangsklemme in der ersten Stufe empfangen, und ein frequenzgeteilter Ausgang B15 des Referenz-Taktsignals OSC wird an einer Ausgangsklemme Q des letzten Flipflops der Stufe D erhalten. Dieser frequenzgeteilte Ausgang B15 wird an ein siebenstufiges Schieberegister 20b geliefert, das sich ebenfalls in der Ablaufsteuerung 20 befindet, wobei das Schieberegister 20b ebenfalls eine siebenstufige Kaskadenverbindung aus den D-Flipflops aufweist, von denen eine Ausgangsklemme Q jeweils mit der Dateneingangsklemme D des D-Flipflops der nächsten Stufe verbunden ist. Der frequenzgeteilte Ausgang B15 wird an die Dateneingangsklemme D des D-Flipflops der ersten Stufe geliefert, während die D-Flipflops der jeweiligen Stufe an ihrer Takteingangsklemme CLK einen frequenzgeteilten Ausgang B2 von der Ausgangsklemme Q des D-Flipflops der zweiten Stufe in dem Frequenzteiler 20a erhalten. Das Einschalt-Rücksetzsignal wird den Rückstell-Eingangsklemmen R der jeweiligen D-Flipflops des Frequenzteilers 20a als auch des Schieberegister 20b geliefert. Die Ausgänge von den Ausgangsklemmen Q3, 3, Q4, Q5, 5, 6, Q7 der D-Flipflops der dritten bis siebten Stufe in dem Schieberegister 20b sowie der frequenzgeteilte Ausgang B15 des Frequenzteilers 20a werden AND-Gates G5 bis G9 geliefert, die einen Logik-Schaltkreis 20c in der Ablaufsteuerschaltung 20 bilden, so daß jeweils die Steuersignale PHI1, PHI2, LEDON, RST und UPCLK dargestellt werden.

Die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 weist eine Verstärkereinrichtung 21a mit einer dreistufigen Kaskadenschaltung aus Operationsverstärkern OP1, OP2 und OP3 auf, an deren nicht-invertierte Eingangsklemmen eine Referenz- Spannung Vr von einer Referenz-Spannungsschaltung 21b angelegt wird. Mit der invertierten Eingangsklemme des Operationsverstärkers OP1 der ersten Stufe ist an der Kathode eine Silizium-Photodiode verbunden, die das Lichtempfänger- Element 18 bildet, während die Anode des Elements 18 mit der Stromquellenleitung Vs2 verbunden ist, so daß der pn-Übergang in dem Element 18 in Sperr-Richtung vorgespannt wird und ein photoelektrischer Strom, der aufgrund einer Lichteinstrahlung in umgekehrter Richtung durch den pn-Übergang fließt, von dem Operationsverstärker OP1 als ein Spannungssignal erfaßt wird. Zu diesem Zweck ist ein Rückkopplungs-Widerstand R8 zwischen eine Augangsklemme geschaltet. Für den zweiten und dritten Operationsverstärker OP2 bzw. OP3 wird eine Spannungsverstärkungs- Schaltung verwendet, deren Spannungsverstärkungs- Faktor durch das Verhältnis eines Eingangswiderstands R9 bzw. R11 und eines Rückkopplungswiderstands R10 bzw. R12 bestimmt ist. Eine Ausgangsklemme des Operationsverstärkers OP3 ist mit einem Ende eines Gleichstrom-Trennkondensators C3 verbunden, dessen anderes Ende mit einer nicht-invertierten Eingangsklemme eines weiteren Operationsverstärkers OP4 verbunden ist. Eine Ausgangsklemme dieses Operationsverstärkers OP4 ist mit seiner eigenen invertierten Eingangsklemme rückgekoppelt, und gilt damit als Pufferverstärker, der als ein Impedanzwandler arbeitet.

Die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers OP4 ist auch durch ein Tiefpaßfilter mit einem Widerstand R13 und einem Kondensator C4 als Signal CPLS mit einer nicht-invertierten Eingangsklemme eines Operationsverstärkers OP5 verbunden, der als Komparator 21c verwendet wird. Der Gleichstrom-Trennkondensator C3 ist ebenfalls an dem anderen Ende durch einen Analog-Schalter SW1 mit einer Ausgangsklemme der Referenzspannungs-Schaltung 21b verbunden, und ein Ausgang dieser Schaltung 21b wird auch der nicht-invertierten Eingangsklemme eines weiteren Operationsverstärkers OP6 geliefert, der an seiner Ausgangsklemme durch die Widerstände R14 und R15 mit der Stromquellen-Leitung Vs2 verbunden ist, und diese Widerstände R14 und R15 sind an ihrem Verbindungspunkt mit der invertierten Eingangsklemme des Operationsverstärkers OP6 verbunden. Hier wird eine an dem Widerstand R14 erhaltene Referenz-Spannung V_REF einer invertierten Eingangsklemme des Operationsverstärkers OP5 als Komparator geliefert, und ein Ausgang dieses Operationsverstärkers OP5 wird als ein SET-Eingang für das RS-Flipflop 15a mit den NOR-Gates G10 und G11 verwendet, die zu der Zählschaltung 15 gehören. Ein Rückstell-Signal RST von dem AND-Gate G8 wird als ein Rückstell-Eingangssignal für diese RS-Flipflop 15a verwendet, und ein Ausgang des RS-Flipflops 15a wird zu einem Vorwärts-Rückwärts-Wahlsignal UDS für einen Vorwärts- Rückwärts-Zähler 15b in der Zählschaltung 15. Das Einschalt- Rücksetzsignal RESET wird einer Rückstell-Eingangsklemme des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 15b zugeführt, während ein Hochzähl-Signal UPCLK, das aus dem AND-Gate G9 geliefert wird, der Hochzähl-Eingangsklemme UPCLK zugeführt wird.

Der Vorwärts-Rückwärts-Zähler 15b in Fig. 4 weist zwei D-Flipflops D10 und D20 auf, das Einschalt-Rücksetzsignal RESET wird an die Rückstell-Eingangsklemmen R der jeweiligen Flipflops geliefert, und das Hochzähl-Signal UPCLK wird ihren Takt-Eingangsklemmen CLK zugeführt. Die Ausgänge dieser Flipflops D10 und D20 werden einem AND-Gate G12 zugeführt, und ein Ausgang dieses AND-Gates G12 wird zu einem Ausgangssignal OUT der Zählschaltung 15. Die Daten-Eingangsklemmen D der beiden Flipflops D10 und D20 sollen die Signale empfangen, die von den Logik-Schaltkreisen G13 und G14 auf der Grundlage des Vorwärts-Rückwärts-Wahlsignals UDS und der Ausgangssignale von den Ausgangsklemmen Q der beiden Flipflops erzeugt wurden. In dem vorliegenden Fall wird das Ausgangssignal OUT bei Anwesenheit von drei H-Pegel-Signalen des Vergleichs-Ausgangssignals COMP auf einen H-Pegel gebracht, und die Schalteinrichtung 12 wird dadurch ausgelöst.

In der Ansteuerschaltung 17 wird der Ansteuerstrom für das Lichtsender-Element 16 unter Annahme von V_ZD3 für die Zenerspannung der Zenerdiode ZD3

I6 = {V_ZD3-(n-1)×V_F-V_BE7}/R7 = (V_ZD3-n×V_F)/R7,

wobei angenommen ist, daß die Spannung V_BE7 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr7 gleich der normalen, gerichteten Abfallspannung V_F jeder der (n-1) Dioden ist. In der Ansteuerschaltung 17 sollen die Temperatureigenschaften der Spannung V_BE7 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr7, wie aus dem oben gesagten deutlich wird, die Temperatureigenschaften des Ansteuerstroms I6 für das Lichtsender-Element 16 beeinflussen.

Unter Bezug auf Fig. 5 weisen die Operationsverstärker OP1 bis OP6 der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21, die in der folgenden Beschreibung auch als Betriebsverstärker bezeichnet werden, MOS-Transistoren TR18 bis TR30, den Widerstand R17 und den Inverter G15 auf, die so angeordnet sind, daß ein verstärktes Spannungssignal einer Differentialspannung an beiden Eingangsklemmen IN1 und IN2 an einer Ausgangsklemme OUT1 erzeugt wird, wenn das Steuersignal PHI1 einen H-Pegel aufweist, und daß die Ausgangsklemme OUT1 auf einen L-Pegel gebracht wird, so daß sie keinen Stromfluß zwischen den Stromquellen-Leitungen Vd und Vs2 verursacht, wenn das Steuersignal PHI1 einen L-Pegel aufweist. Genauer verursacht ein Steuersignal PHI1 auf einem H-Pegel die Erhöhung des Gate-Potentials des PMOS-Transistors Tr18 und des NMOS-Transistors Tr20, so daß sich der PMOS-Transistor Tr18 in einem AUS-Zustand befindet, während sich der NMOS-Transistor 20 in einem EIN-Zustand befindet. Die anderen PMOS-Transistoren Tr19, Tr21, Tr26 und Tr28 werden dazu gebracht, das Gate-Potential zu senken und wirken damit als Widerstandselemente. Deshalb wird von einem aus den MOS-Transistoren Tr22 bis Tr25 gebildeten Differentialverstärker eine Spannung vorbereitet, die einer Spannungsdifferenz entspricht, die an die beiden Eingangsklemmen IN1 und IN2 angelegt wird, und diese Spannung wird durch zwei Stufen aus den MOS-Transistoren Tr27 und Tr29 verstärkt und an der Ausgangsklemme OUT1 bereitgestellt, woraufhin die MOS-Transistoren Tr26 und Tr28 als ein Lastwiderstand der MOS-Transistoren Tr27 und Tr29 arbeiten sollen. Befindet sich das Steuersignal PHI1 auf einem L-Pegel, dann wird die Gate-Spannung an dem PMOS-Transistor und dem NMOS-Transistor Tr20 gesenkt, so daß der PMOS- Transistor Tr18 sich in einem EIN-Zustand befindet, während der NMOS-Transistor Tr20 in einen AUS-Zustand gebracht wird. Entsprechend erhöhen die PMOS-Transistoren Tr19, Tr21, Tr26 und Tr28 ihr Gate-Potential und schalten auf einen Unterbrecher-Zustand, so daß kein Stromfluß von der Stromquellen- Leitung Vd zu der anderen Stromquellen-Leitung Vs2 auftritt. Der Inverter G15 erhält den Strom von den beiden Leitungen Vd und Vs2, aber nach dem Zustands-Übergang fließt kein Strom, da die Inverter in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel alle aus einem CMOS-Inverter bestehen. Deshalb verbrauchen die Betriebsverstärker OP1 bis OP6 in dem L-Pegel-Zustand des Steuersignals PHI1 nicht die geringste elektrische Energie.

Unter Bezugnahme auf Fig. 6 erzeugt die Referenz-Spannungsschaltung 21b mit den Transistoren Tr31 bis Tr42 an ihrer Ausgangsklemme OUT2 die Referenzspannung Vr, wenn ein invertierendes Signal des Steuersignals einen L-Pegel aufweist, und bewirkt die Unterbrechung des Stroms von der Stromquellen-Leitung Vd zu der Stromquellen-Leitung Vs2, wenn dieses invertierte Signal einen H-Pegel aufweist. Genauer gilt unter der Annahme, daß die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter der Transistoren Tr36 und Tr39 V_BE36 und V_BE39 und der Strom, der durch die Transistoren Tr36 und Tr39 fließt, I sind

V_BE36 = V_BE39+I · R (1)

Wird das Verhältnis der Emitterflächen der beiden Transistoren Tr36 und Tr39 mit 1 : S gewählt, dann sind ihre Kollektorströme I_C36 und I_C39

I_C36 = Is · exp(V_BE36/V_T), I_C39 = S · Is · exp(V_BE39/V_T),

mit Is als Sättigungsstrom, V_T=kT/q mit k als Boltzmann-Konstante, q als einer Elektronenladung und T als absoluter Temperatur.

Die obige Formel (1) sei durch diese Gleichungen ersetzt,

I = (V_T/R) ln S

und die Anzahl der Transistoren Tr41, Tr42 . . . sei m,

V_O = I· KR+mV_BE = mV_BE+(V_T/R)KR ln S.

Die Temperaturkennlinien werden gleich Null gesetzt,

∂V_O/∂T = m · ∂V_BE/∂T+K · ln S · ∂V_T/∂T = 0.

m sei hier 2 und S=2, dann gilt

∂V_BE/∂T = -2 mV/°C
∂V_T/∂T = 0,085 mV/°C
und K = 67,89.

Bei R=1 kΩ ist KR 67,9 kΩ, als eine Konstantspannungsschaltung mit einem Temperaturkoeffizienten 0. Werden m und S optimal gewählt, dann kann die Ausgangsspannung Vr konstant gehalten werden.

Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel soll eine optische Detektorschaltung, deren Lichtempfangs-Ausgang Vo keine Schwankung bezüglich der Temperatur aufweist, dadurch realisiert werden, daß die Temperatureigenschaften des Ansteuerstroms I6 für die Ansteuerschaltung 17 auf der Basis des Temperaturkoeffizienten der Lichtsender- und Empfängerelemente 16 und 18, des Widerstands R8 mit hohem Widerstandswert für die Strom-Spannungs-Umwandlung und der Ausgangsspannung Vr der Referenz-Spannungsschaltung 21b reguliert werden.

Ein Lichtempfangs-Ausgangsstrom I₈ fließt durch den hohen Widerstand R8 des Betriebsverstärkers OP1 der ersten Stufe und wird in ein Spannungssignal umgewandelt. Wird eine Ausgangsspannung der Referenz-Spannungsschaltung 21b zu Vr, dann ist die Ausgangsspannung Vo des Betriebsverstärkers OP1

Vo = Vr-I8 · R8.

Erhält man den partiellen Differential-Koeffizienten bezüglich einer Schwankung ∂T bei der Temperatur T auf beiden Seiten dieser Gleichung, dann wird sie zu

∂Vo/∂T = ∂Vr/∂T - (I8 · ∂R8/∂T+R8 · ∂I8/∂T).

Wird die Gleichung so verändert, daß ∂Vr/∂T=0, dann gilt

∂Vo/∂T = -(I8 ·∂R8/∂T+R8 · ∂I8/∂T) = -I8 · R8 (1/R8 · (∂R8/∂T)+1/I8 · (∂I8/∂T))

Unter der Annahme, daß der hochohmige Widerstand R8 für die Strom-Spannungs-Umwandlung einen Diffusionswiderstand einer integrierten Schaltung aufweist, daß seine Temperaturschwankungs- Komponente {(1/R8) · (∂R8/∂T)}=2000 ppm/°C ist, und daß außerdem die Temperaturschwankungs-Komponente {(1/I8) · (∂R8/∂T)} der Lichtempfangs-Ausgangsspannung I8 bei dem Lichtempfänger- Element 18-2000 ppm ist, dann beträgt der partielle Differentialkoeffizient

∂Vo/∂T = -I8 · R8 · 0 ppm/°C = 0V/°C.

Solange jedoch das Lichtempfänger-Element 18 eine gewöhnliche Silizium-Photodiode (SPD) ist, ist der Temperaturkoeffizient des Lichtempfangs-Ausgangsstroms I8 positiv, und es ist unmöglich, die Temperaturschwankung der Ausgangsspannung Vo auf Null zu bringen. Um die Schwankung auf Null zu bringen, genügt es, den Betrag des gesendeten Lichts des Lichtsender- Elements 16 zu vermindern, wenn die Temperatur steigt, so daß die Temperaturschwankungs-Komponente des Lichtempfangs-Ausgangsstroms I8 des Lichtempfänger-Elements 18 einen negativen Gradienten aufweist. D. h., es ist nur erforderlich, den Betrag des ausgesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16 entsprechend dem Temperaturanstieg zu vermindern, da angenommen wird, daß der Lichtempfangs-Ausgangsstrom I8 des Lichtempfänger-Elements 18 proportional zu dem Betrag des gesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16 ist, während der Betrag des gesendeten Lichts des Elementes 16 proportional zu dem Ansteuerstrom I6 ist. Es sollte hier gewürdigt werden, daß, wenn der Temperaturkoeffizient des Lichtempfänger-Elements 18 alleine mit 3000 ppm/°C angenommen wird, sich der Temperaturkoeffizient (∂Vo/∂T) im wesentlichen Null nähern kann, indem der Temperaturkoeffizient des Betrags des ausgesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16 auf -5000 ppm/°C gebracht wird.

Außerdem sei unter Bezug auf die Temperatureigenschaften der Ansteuerschaltung 17 angenommen, daß die Zener-Spannung der Zenerdiode ZD3 in Fig. 1 V_ZD3 ist, und daß sowohl die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr7 als auch die normale, gerichtete Abfallspannung an jeder der (n-1) Dioden aus der Reihenanordnung V_F ist, dann ist der Strom, der zu dem Lichtsender-Element 16 fließt

I6 = {V_ZD3 - n·V_F}/R7.

Wird der partielle Differentialkoeffizient bezüglich der Schwankung T bei der Temperatur T an beiden Seiten der Gleichung erhalten, dann gilt

∂I6/∂T = 1/R7 · (∂V_ZD3/∂T) - (1/R7)² · (∂/R7/∂T) · V_ZD3 - n/R7 · (∂V_F/∂T) + (1/R7) · (∂R7/∂T) · n · V_F
= I6[{1/(V_ZD3 - n · V_F)} · {(∂_ZD3/∂T) - n · (∂V_F/∂T)} - (∂R7/∂T)/R7] (2)

Wird die Temperaturschwankung der Lichtsende-Wirkung des Lichtsender-Elements 16 mit -6250 ppm/°C angenommen, dann schwankt der Betrag des ausgesendeten Lichts des Lichtsender- Elements 16 in einem Temperaturbereich von -15 bis 65°C um +25% bis -25%. Der Betrag des ausgesendeten Lichts des Licht sender-Elements 16 nimmt ab, wenn die Temperatur steigt, und selbst wenn der Lichtempfangs-Ausgangsstrom I8 des Licht empfänger-Elements 18 vermindert wird, zeigen sowohl der Lichtsende-Ausgangsstrom des Lichtempfänger-Elements 18 alleine als auch der hohe Widerstandswert des Widerstandes R8 für die Strom-Spannungs-Umwandlung eine Neigung zur Zunahme, wenn die Temperatur steigt. Beträgt also der Betrag des ausgesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16-5000 ppm/°C, dann läßt sich der Temperaturkoeffizient (∂-Vo/∂T) der Ausgangsspannung Vo des Lichtempfänger-Kreises auf Null einstellen, und es ist möglich, den Temperaturkoeffizienten der gesamten Schaltung schließlich auf Null zu bringen, indem der Temperaturkoeffizient des Ansteuerstroms I6 in der Ansteuerschaltung 17 für das Lichtsender-Element 16 auf 1250 ppm/°C eingestellt wird.

In der oben genannten Formel (2) soll der Widerstand R7 durch ein diskretes Teil mit einem zu vernachlässigenden Temperaturkoeffizienten gebildet sein, und er wird so eingestellt, daß V_ZD3 = 6,9 V, ∂V_ZD3/∂T = 3 mV/°C, ∂V_F/∂T = -2 mV/°C und V_F = 0,7 V; dann genügt es, den Wert {1/(6,9 - n × 0,7)} · (3 × 10^-3 + n × 2 × 10^-3) auf 1250 ppm/°C = 1,25 × 10^-3 zu setzen, wobei sich für n = 1,956 also etwa 2 ergibt.

Dementsprechend kann die Anzahl der Dioden auf (n-1) = 1 festgelegt werden.

Wird die Einstellung der Anzahl der (n-1) Dioden in der Ansteuerschaltung 17 in der oben angegebenen Art optimal durchgeführt, dann läßt sich der Temperaturkoeffizient der Ausgangsspannung des Lichterfassungs-Kreises auf Null bringen.

Fig. 7 zeigt ein Zeitdiagramm der Arbeitsweise des Sensors nach der vorliegenden Erfindung, mit den Operationen an den jeweiligen Teilen des Sensors. Weist das Referenz-Taktsignal OSC von der Osziallatorschaltung 19 eine Frequenz von 10 KHz (die Wellenformen (a) in Fig. 7) auf, dann ist der frequenzgeteilte Ausgang B15 des fünfzehnstufigen Frequenz teilers 20a (die Wellenform (d) in Fig. 7) ein Takt mit einer Periode von 3,276 s. Dieser frequenzgeteilte Ausgang B15 wird der siebenstufigen Schieberegister-Schaltung 20b geliefert, die mittels des frequenzgeteilten Ausgangs B2 der zweiten Stufe der Frequenzteiler-Schaltung 20a (die Wellenform (c) in Fig. 7) verschoben wird, und so werden die Ausgänge Q1 bis Q7 der jeweiligen Stufen der Schieberegister-Schaltung 20b (die Wellenformen (e) bis (k) der Fig. 7) vorbereitet. Die Signale dieser Ausgänge werden in dem Logik-Schaltkreis 20c dekodiert, und die Steuersignale PHI1 und PHI2, das Licht sende-Steuersignal LEDON, die Hochzähl-Signale UPCLK und das Rückstell-Signal RST werden vorbereitet (die Wellenformen (l) bis (p) aus Fig. 7). Das Steuersignal PHI1 soll die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 mit dem Verstärker 21a, der Referenz-Spannungsquelle 21b und dem Komparator 21c wirksam werden lassen, und der Quellenstrom zu der Analogsignal-Verarbeitungseinrichtung 21 wird für die Zeit unterbrochen, während der dieses Steuersignal PHI1 einen L-Pegel aufweist, um den erforderlichen Verbrauch an elek trischem Strom zu vermindern. Gleichzeitig steigt das andere Steuersignal PHI2, um den Analogschalter SW1 auf EIN zu schalten, die pufferseitige Klemme des Gleichstrom-Trennkon densators C3 wird durch die Referenz-Spannung V_r geladen, und eine Spannung wird über den Kondensator C3 erreicht, die gleich der Referenzspannung V_r ist.

Weist andererseits das Steuersignal PHI2 einen L-Pegel auf und wird der Analogschalter SW1 dadurch auf AUS geschaltet, dann weist das Lichtsende-Steuersignal LEDON einen H-Pegel auf, und der Fluß des Ansteuerstroms I6 zu dem Lichtsender- Element 16 wird durch die Ansteuerschaltung 17 ausgelöst. Während der Zeit des L-Pegels des Lichtsende-Steuersignals LEDON, wird der Verbrauchsstrom der Ansteuerschaltung 17 ebenfalls Null. Das Ausgangssignal des Lichtempfänger- Elements 18, das mit dem Erfassungssignal des ausgesendeten Lichts von dem Lichtsender-Element 16 erhalten wird, wird an dem Verstärker 21a verstärkt, und das Vergleichs-Ausgangssig nal COMP des Komparators 21c (die Wellenform (r) aus Fig. 7) weist einen H-Pegel auf, da das Lichtempfangs-Signal CPLS (die Wellenform (q) aus Fig. 7) die Referenz-Spannung V_REF des Komparators 21 übersteigt. Dieses Vergleichs-Ausgangssignal COMP wird durch das RS-Flipflop 15a in der Zählerschaltung 15 dem Selbsthalten unterworfen, und das Signal COMP soll mittels des Hochzähl-Signals UPCLK in den Vorwärts- Rückwärts-Zähler 15b in der Zählschaltung 15 genommen werden, wenn sich das Vorwärts-Rückwärts-Wählsignal UDS (die Wellenform (s) aus Fig. 7) auf einem H-Pegel befindet. An der Zählschaltung 15 verursacht ein sequentielles dreimaliges Übersteigen der Referenzspannung V_REF durch das Licht empfangs-Signal CPLS einen H-Pegel (vgl. auch Fig. 8) für ein Ausgangssignal OUT der Zählschaltung 15. Die Häufigkeit des Vergleichs des Lichtempfangs-Signals CPLS und des Referenz- Signals V_REF miteinander kann durch geeignete Einstellung der Zählschaltung 15 erhöht oder vermindert werden.

Eine größere Anzahl von Sensoren der in Rede stehenden Art sind allgemein voneinander getrennt zwischen den Schaltungs anleitungen l1 und l2 angeordnet, und eine Verminderung des Energieverbrauchs ist wünschenswert. Bei der oben genannten Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 wird ebenfalls versucht, an der Verbrauchsenergie der Analogsignal-Vearbeitungsschaltung 21 zu sparen. Im vorliegenden Fall wird die Analogsignal-Verarbeitungs schaltung 21 intermittierend durch das Steuersignal PHI1 betätigt, das bei der Ablaufsteuerung 20 erzeugt wurde, um Energie zu sparen. Es sei hier angenommen, daß die Quellenspannungen Vc und Vd jeweils 10 V und 5 V betragen, und daß die H-Pegel-Periode des Steuersignals PHI1 1,4 ms beträgt, das die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 wirksam werden läßt, dann sollte ein Stromverbrauch von 10 mA, der hier praktisch für die gesamte Analogsignal-Verarbeitungs schaltung 21 erforderlich ist, nur in einer Energie verbrauchs-Periode von 1,4 ms lediglich einmal in einer Periode von etwa 3,2 s resultieren, so daß 10 mA × 1,4 ms/ 3,2 s = 4,38 µA, wodurch eine merkliche Ersparnis in dem erforderlichen Energieverbrauch erreicht wird. Außerdem fließt überhaupt kein Strom durch die Ansteuerschaltung 17, solange das Lichtsende-Steuersignal LEDON einen L-Pegel aufweist. Deshalb läßt sich erreichen, daß 100 mA × 200 µs/ 3,2 s = 6,25 µA, und es kann eine merkliche Energie ersparnis erreicht werden, selbst wenn der Ansteuerstrom I6 für das Lichtsender-Element 16 auf 100 mA liegt, bei einer H-Pegel-Periode des Lichtsende-Steuersignals LEDON bei 200 µs.

Zusätzlich ergibt sich an der Referenzspannungsschaltung 21b und an der Einschalt-Rücksetzschaltung 22 ein weiterer Energieverbrauch von etwa 7 µA, aber der gesamte Energiever brauch läßt sich vermutlich auf 10 µA begrenzen, selbst wenn der Schwingkreis 19 von 10 KHz eingeschlossen ist, da der Teil des Logik-Schaltkreises 20 und der Zählerschaltung 15 weniger Energie verbraucht. Deshalb wird die Gesamtsumme des Energieverbrauchs

4,38 + 6,25 + 7 + 10 = 27.63 (µA),

und dementsprechend weist der Sensor insgesamt einen niedrigen Energieverbrauch von weniger als 30 µA auf. Außerdem wird bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel versucht, eine Ersparnis im Energieverbrauch nicht dadurch zu erreichen, daß die Energiequelle der Quellen-Leitungen Vc und Vd verbunden und getrennt wird, indem solche Analogschaltungs- Teile wie die Ansteuerschaltung 17, die Analogsignal- Verarbeitungseinheit 21 und ähnliches intermittierend angesteuert werden, sondern eher dadurch, daß der Strom unterbrochen wird, wobei die Transistoren diskret zur Steuerung der Stromunterbrechung bezüglich der jeweiligen Analogschaltungs-Teile vorgesehen sind, so daß die für das Erreichen des Betriebszustands erforderliche Zeit bei den jeweiligen Analogschaltungs-Teilen kürzer ist, als wenn die Quellenleitungs-Spannung ein- und abgeschaltet wird, und folglich wird es möglich, den Lichtempfangs-Ausgang des Lichtempfänger-Elements 18 innerhalb einer Gesamtzeitdauer von insgesamt nicht mehr als 1,4 ms an der Zählschaltung 15 aufzunehmen. Dementsprechend wird hierdurch die effektive Betriebszeit an den Analogschaltungs-Teilen verkürzt, und eine Energieersparnis wird erreicht.

Nach einem bemerkenswerten Merkmal der vorliegenden Erfindung sind die Haupt-Schaltungsteile, die den Sensor in dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel bilden, als eine auf einem dielektrischen Isolatorsubstrat ausgebildete integrierte Halbleiterschaltung vorgesehen. Wie in den Fig. 2 und 9 bis 12 gezeigt, wird ein n-leitendes Einkristall-Siliziumsubstrat 31 einer bekannten Halbleiterbearbeitung mit der Ausbildung eines Isolierfilms 32 aus einem Oxid (SiO₂) unterworfen, die gewünschten Teile dieses Oxidfilms 32 werden mittels photo lithographischer und Oxidfilm-Ätztechniken geätzt, danach wird mittels einer alkalischen anisotropischen Ätzflüssigkeit ein anisotropischer Ätzvorgang bezüglich des Silizium kristalls durchgeführt, und dadurch werden V-förmige Rinnen ausgebildet (vgl. Fig. 9). Danach wird der Isolierfilm 32 auch auf den Rinnenflächen ausgebildet. Da dieser Film 32 der Isolierung dient, läßt sich nicht nur SiO₂, sondern auch Si₃N₄ üblicherweise verwenden. Danach wird eine polykristalline Siliziumschicht 33 als eine Stützschicht auf dem Isolierfilm 32 ausgebildet (vgl. Fig. 10). Es bestehen keine besonderen Grenzwerte, aber diese polykristalline Silizium schicht 33 sollte bevorzugt eine Dicke aufweisen, die im wesentlichen gleich der des Einkristall-Siliziumsubstrats ist. Dann wird von der Seite des Siliziumsubstrats 31 aus die Oberfläche geschliffen, um das Substrat so lange zu entfernen, bis der Isolierfilm 32 und die polykristalline Silizium schicht 33 in den Bodenbereichen der geätzten Rinnen freigelegt sind (vgl. Fig. 11). Der Schleifvorgang beginnt mit einem Grobläppen und wird mit schrittweise feinerem Läppen fortgeführt, und schließlich wird eine Hochglanzpolitur durchgeführt.

Durch die vorhergehenden Schritte ist die Herstellung des dielektrischen Isolatorsubstrats mit einer Vielzahl von Einkristall-Siliziumzonen abgeschlossen, die von einem Isolierfilm 32 eingeschlossen und in Form vieler Anschluß flächen auf der polykristallinen Siliziumschicht 33 ange ordnet sind. Wie offenbart, werden die Teilelemente der Sensorschaltung, d. h., die Sensorelemente auf den jeweiligen anschlußflächenartigen Einkristall-Siliziumzonen 31 ausge bildet, die als integrierte Schaltung bereitgestellt werden sollen. Bei der oben beschriebenen Sensorschaltung können die Stromquellen-Kondensatoren C1 und C2, das Lichtsender- Element 16 und der Widerstand R3 mit hoher Spannungsfestig keit und hohem Widerstandswert in der Konstantspannungsschaltung 13 nicht als integrierte Schaltungen ausgeführt sein; alle anderen Schaltungselemente lassen sich zu integrierten Schaltungen auf einem Chip ausbilden, wobei gleichzeitig eine wirksame Minimierung in der Größe und im Gewicht bewirkt wird. Der Widerstand R3 mit der hohen Spannungsfestigkeit und dem hohen Widerstandswert kann auf dem einen Chip aufgenommen werden, solange die Erhöhung des Besetzungsbereichs der Elemente keine Probleme schafft.

Die Fig. 13 zeigt eine alternative Ausführungsform der Ansteuerschaltung für den Sensor. In diesem Fall unter scheidet sich die Ansteuerschaltung 117 von der Ansteuer schaltung 17 aus Fig. 1 darin, daß eine Strom-Spiegelschaltung mit den pnp-Transistoren Tr14 und Tr15 hinzugefügt wurde, um einen konstanten Strom als Basis-Stromquelle für den Transistor Tr6 zu erreichen, und daß die Spannung V_BE7 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr7 durch eine Spannung V_BE17 zwischen der Basis und dem Emitter eines Transistors Tr17 aufgehoben wird, so daß die Temperatureigen schaften des Ansteuerstroms I6 für das Lichtsender-Element 116 nur durch die Zenerdiode ZD3 und (n-1) Dioden bestimmt werden. Sämtliche anderen Anordnungen sind die gleichen wie in der Ansteuerschaltung 17 aus Fig. 1, und die gleichen Teilelemente wie die in der Schaltung 17 aus Fig. 1 sind mit denselben Bezugsziffern bezeichnet.

Im vorliegenden Fall sorgt das Lichtsende-Steuersignal LEDON mit H-Pegel dafür, daß, wie in Bezug auf Fig. 1 schon angesprochen, der NMOS-Transistor Tr8 auf EIN geschaltet wird, daß die NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 auf AUS geschaltet werden, und daß der PMOS-Transistor Tr11 auf EIN geschaltet wird, wodurch das Gate-Potential an dem PMOS- Transistor Tr12 und an dem NMOS-Transistor Tr13 erhöht wird, so daß der PMOS-Transistor Tr12 auf AUS und der NMOS-Transi stor auf EIN geschaltet wird. Folglich fließt ein durch den Widerstand R16 bestimmter konstanter Strom zu dem pnp-Transi stor Tr14, und es fließt auch ein identischer Strom durch den pnp-Transistor Tr15 zu der Basis des Transistors Tr6. Das Gate-Potential an dem NMOS-Transistor Tr16 ist in diesem Moment niedrig, und dieser Transistor Tr16 wird auf AUS geschaltet, und der npn-Transistor Tr17 wird betriebsbereit gemacht. Dieser npn-Transistor Tr17 soll eine negative Rückkopplungssteuerung so durchführen, daß, wenn die Spannung über den Wiederstand R6 ansteigt, der Basisstrom des npn-Transistors Tr6 in Nebenschluß gelegt wird, um die Spannung über den Widerstand R6 soweit zu senken, daß sie gleich der Spannung V_BE17 zwischen der Basis und dem Emitter des npn-Transistors Tr17 wird. Folglich wird der Ansteuer strom I6 für das Lichtsender-Element 116 in der Ansteuer schaltung 117

I6 = {(V_ZD3 - (n-1) · V_F}/R7.

Dies liegt daran, daß die Spannung V_BE7 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr7 und die Spannung V_BE17 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr17 sich aufheben sollen. Danach sorgt ein Lichtsende-Steuersignal LEDON mit L-Pegel dafür, daß der NMOS-Transistor Tr8 auf AUS geschaltet wird, daß die NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 auf EIN und der PMOS-Transistor Tr11 auf AUS geschaltet werden, so daß das Gate-Potential des PMOS-Transistors Tr12 und NMOS-Transistors Tr13 gesenkt wird, um den PMOS-Transistor Tr12 auf EIN und den NMOS-Transistor TR13 auf AUS zu schalten. Dementsprechend fließt weder ein Strom zu dem pnp-Transistor Tr14, noch zu dem pnp-Transistor 15. Wenn die NMOS-Transistoren Tr16 und Tr10 auf EIN geschaltet werden, dann wird das Basis-Potential der npn-Transistoren Tr6 und Tr7 dadurch gesenkt, und die beiden npn-Transistoren befinden sich in einem vollständigen AUS-Zustand. Deshalb sorgt der L-Pegel des Steuersignals PHI1 dafür, daß überhaupt kein Strom von der Leitung Vc zu der anderen Leitung V_S1 fließt.

Jetzt soll die Anzahl der in der Ansteuerschaltung 117 verwendeten (n-1) Dioden so eingestellt werden, daß der lichtsender- und der lichtempfängerseitige Temperatur koeffizient im Ganzen Null ergibt, wobei der Temperatur koeffizient der Zenerspannung V_ZD3 der Zenerdiode ZD3, die Lichtsende-Wirksamkeit des Lichtsender-Elements 116, die Lichtempfangs-Wirksamkeit des Lichtempfänger-Elements sowie der Temperaturkoeffizient des hochohmigen Widerstands R8 für die Strom-Spannungs-Umwand lung berücksichtigt werden. Konkret ergibt sich ein Ansteuerstrom I6 zu dem Licht sender-Element 116 von

I6 = {V_ZD3 + V_BE - (n-1)V_F - V_BE}/R7) = {V_ZD3 - (n-1)V_F}/R7.

Wird dieselbe Rechnung wie oben durchgeführt, dann ergibt dies n = 3, und die Anzahl der Dioden sollte (n-1), also 2 sein. Also kann auch auf diese Weise die Lichtsende-Ansteuerschaltung mit einem konstanten Temperaturkoeffizienten für die Ausgangsspannung realisiert werden.

Fig. 14 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Ansteuer schaltung in Anpassung an den als integrierter Schaltung ausgebildeten Sensor nach der vorliegenden Erfindung, und es soll mit der Ansteuerschaltung 217 dieses Ausführungsbeispiels die Temperaturschwankungs-Komponente ebenfalls auf Null gebracht werden. Genauer wird im vorliegenden Fall ein Lichtsende-Signal LEDON an die Gates des PMOS-Transistors Tr206 und den NMOS-Transistor Tr209 angelegt, und der durch einen Inverter N200 invertierte logische Wert wird den Gates der NMOS-Transistoren Tr210 und Tr211 zugeführt. Weist also das Lichtsende-Signal einen H-Pegel auf, dann wird der PMOS- Transistor Tr206 auf AUS geschaltet, während der NMOS- Transistor Tr209 auf EIN geschaltet wird, wodurch eine von den PMOS-Transistoren Tr207 und Tr208 sowie dem NMOS-Tran sistor 209 und dem Widerstand R205 gebildete Strom-Spiegel schaltung betätigt wird. Der Ausgang des Inverters N200 weist einen L-Pegel auf, und die NMOS-Transistoren Tr210 und Tr211 werden auf AUS geschaltet. Deshalb wird einer Bandabstands- Referenzschaltung aus den npn-Transistoren Tr201, Tr202, Tr203 und Tr204 und den Widerständen R201, R202 und R203 ein Strom zugeführt.

Eine durch die folgende Formel dargestellte Spannung wird dadurch am Punkt B der Ansteuerschaltung 217 aus Fig. 14 erzeugt:

V_B = V_BE203 + V_T {(R202/R203) · ln (R202/R201)} (3)

wobei V_BE203 die normale, gerichtete Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr203 ist, und V_T durch die folgende Formel dargestellt werden soll, mit k für die Boltzmann-Konstante, q für die Elektronenladung und T für die absolute Temperatur,

V_T = kT/q (4)

Da hier der npn-Transistor Tr205 in einem Nicht-Sättigungs zustand arbeitet, wird an dem Punkt C, bei einer angenommenen Spannung zwischen der Basis und dem Emitter dieses Tran sistors von V_BE205 eine durch

V_C = V_B - V_BE205

dargestellte Spannung erzeugt, so daß ein durch

I6 = V_C/R204 = (V_B - V_BE205)/R204 (5)

dargestellter Strom durch das Lichtsender-Element 216 fließt.

Weist hier das Lichtsende-Signal LEDON einen L-Pegel auf, dann wird der Transistor Tr206 auf EIN geschaltet, während der Transistor 209 auf AUS geschaltet wird, um keinen Stromfluß zu der aus den Transistoren Tr207, Tr208 und Tr209 und dem Widerstand R205 gebildeten Strom-Spiegelschaltung zu verursachen, und die Transistoren Tr210 und Tr211 werden auf EIN geschaltet, um keinen Basisstrom zu den Transistoren Tr205 und Tr206 fließen zu lassen und sie so auf AUS zu schalten, so daß kein Strom durch das Lichtsender-Element 216 fließt.

Angenommen, ein photoelektrischer Strom I8 wird an einem Lichtempfänger-Element 218 gemäß Fig. 15 bei Lichteinstrahlung erzeugt, dann ist die Spannung V_o an dem Ausgang dieses Elements

V_o = I8 · R206 (6)

In diesem Fall ist die Eingangsimpedanz des Betriebsverstärkers 221a sehr hoch, und der photoelektrische Strom I8 in dem Lichtempfänger-Element 218 wird dazu gebracht, ganz durch den Rückkopplungswiderstand R206 zu fließen, und die oben genannte Formel (6) ist erfüllt. Der Ausgang von der Referenz- Spannungsquelle 221b wird dem Betriebsverstärker 221a geliefert.

Nach der Formel (6) beträgt die Temperaturschwankungs-Komponente von V_o

(1/V_o) · (∂V_o/∂T) = (1/I8) · (∂I8/∂T) + (1/R206) · (∂R206/∂T) (7)

Angenommen, daß das Lichtempfänger-Element 218 hier eine Photodiode ist, der Widerstand R206 einen als integrierte Schaltung ausgebildeten Diffusionswiderstand aufweist und ihre Temperaturschwankungs-Komponenten (1/I8)·(∂I8/∂T) und (1/R206) · (∂R206/∂T) jeweils 3000 ppm/°C und 3700 ppm/°C betragen, dann beträgt die Temperaturschwankungs-Komponente (1/V_o) · (∂V_o/∂T) der Ausgangsspannung V_o 6700 ppm/°C. Falls das in Fig. 15 gezeigte Lichtsender-Element 216 als allgemein verwendete lichtemittierende Diode (LED) ausgelegt ist und die gesamte Temperaturschwankungs-Komponente Null erreichen soll, kann es genügen, die Temperaturschwankungs-Komponente des Ansteuerstroms I6 der Ansteuerschaltung 217 für das Lichtsender-Element 216 auf 3300 ppm/°C zu setzen.

Der Ansteuerstrom I6 läßt sich durch die Formel (5) darstellen, seine Temperaturschwankungs-Komponente ist dann

(1/I6) · (∂I6/∂T) = [{(∂V_B/∂T) - (∂V_BE205/∂T)} /(V_B-V_BE205)] - (1/R204) × (∂R204/∂T) (8)

Aus der oben genannten Formel (3) wird der Temperaturko effizient der Spannung am Punkt B

(∂V_B/∂T) = (∂V_BE203/∂T) + (∂V_T/∂T) · (R202/R203) · ln (R202/R201) (9)

Wird hier angenommen, daß der Widerstand R204 ein diskretes Teil mit einer zu vernachlässigenden Temperaturschwankung und wird V_BE203 = V_BE205 = 0,7 V, ∂V_BE203/∂T = ∂V_BE205/∂T = -2 mV/°C, ∂V_T/∂T = 0,085 mV/°C gesetzt, sowie die Werte der jeweiligen Widerstände R201 bis R203 mit R201 = 3 KΩ, R202 = 30 KΩ und R203 = 1 KΩ, dann gilt V_B = 2,5 V aus der oben genannten Formel (3).

Aus der Formel (9) ergibt sich

∂V_B/∂T = -2 mV/°C + 5,87 mV/°C = 3,87 mV/°C (10)

Werden die oben genannten Formeln (10) in die Formel (8) eingesetzt, dann gilt

(1/I6) · (∂I6/∂T) = {3,87 mV/°C-(-2 mV/°C)}/(2,5-0,7)-0 ≒ 3300 ppm/°C

Es sei aus dem oben Gesagten gewürdigt, daß die Temperatur schwankungskomponente von in den Fig. 14 und 15 gezeigten verbundenen Schaltungen der Lichtsender- und -empfängerelemente 216 und 218 durch eine optimale Einstellung des Werts der Widerstände R201 bis R203 auf Null gebracht werden kann.

Fig. 16 zeigt eine weitere Ausführungsform der Analogsignal- Verarbeitungseinheit, die sich auf den als integrierte Schaltung ausgebildeten Sensor nach der vorliegenden Erfindung anwenden läßt. Dabei ist die Schaltung einfacher als die nach Fig. 3, und die Schaltung läßt sich noch besser integrieren. Die Elemente, die denen in Fig. 3 entsprechen, sind in Fig. 16 mit denselben, um 400 erhöhten Bezugsziffern bezeichnet. Genauer weist die Analogsignal-Verarbeitungs schaltung in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel drei Betriebsverstärker OP401 bis OP403 auf, Konden satoren C401 und C403, die jeweils in Nebenschluß zu einer Ausgangsklemme und einer invertierten Eingangsklemme der Betriebsverstärker OP401 und OP403 gelegt sind, sowie ein bilaterales Schaltelement SW401, das mit dem Betriebsver stärker OP403 in Parallelschaltung mit dem Kondensator C403 verbunden ist. In Fig. 17 verursacht das Signal PHI2 mit einem H-Pegel das EINschalten des Schaltelements SW401, und die Ausgangsspannung des Betriebsverstärkers OP403 wird als Referenz-Spannung V_ref eingestellt. Das Signal PHI2 wird eine vorbestimmte Zeit lang auf einem H-Pegel gehalten und weist danach einen L-Pegel auf. In dem Komparator 421c wird ein JFET- oder MOS-Transistor mit hoher Eingangsimpedanz als ein Eingangsstufen-Transistor verwendet, dessen Eingangs- Umgehungsstrom extrem niedig ist, von einigen pA bis zu etwa 100 pA, ist. Deshalb wird die Ausgangsklemmen-Spannung des Betriebsverstärkers OP403 nach dem AUS-Schalten des Schalt elements SW401 für einige ms im wesentlichen auf der Referenz-Spannung V_ref gehalten, selbst wenn die Kapazität der Kondensatoren C402 und C403 etwa in einem niedrigen Bereich von 10 pF liegt. Fällt das Signal PHI2 ab und emittiert das Lichtsender-Element 416 Licht, dann erzeugt die Verstärker einrichtung 421a der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung ein Ausgangssignal Vs, während dem sich das Schaltelement SW401 in einem AUS-Zustand befindet und der Betriebsverstärker OP403 als ein Gegentaktverstärker mit einem Faktor von -(C403/ C402) arbeitet. Gilt beispielsweise C402 = C403, dann führt das Ausgangssignal der Verstärkungseinrichtung 421a, das sogar eine in Gleichstromrichtung erzeugte Fehlerspannung von ΔV umfaßt, zu einem invertierten Ausgangssignal des Betriebsverstärkers OP403 als dem invertierenden Verstärker. Beträgt die Schwankung dieser Eingangsspannung mehr als einen vorbestimmten Wert, dann liefert der Komparator 421c ein Erfassungssignal. In dem vorliegenden Aus führungsbeispiel kann sich die an die nicht-invertierte Eingangsklemme des Betriebsverstärkers OP403 als dem invertierenden Verstärker gelieferte Referenz-Spannung von der Referenz-Spannung V_ref unterscheiden, die der Verstärker einrichtung 421a geliefert wird.

Eine weitere Ausführungsform der Auswerteschaltung gemäß Fig. 18 erlaubt die genaue Erfassung eines schwachen Eingangssignals. In Fig. 18 ist ein Gleichstrom-Trennkreis zwischen die Verstärkereinrichtung 521a und den Komparator 521c eingefügt, und ein CMOS- Transistor Tr501 mit einem NMOS-Transistor 501a und einem PMOS-Transistor Tr501b ist zwischen die Ausgangsklemme des Kondensators 502 und die Referenz-Spannungsquelle V_ref geschaltet. Der NMOS-Transistor Tr501a kann mittels des Signals PHI2 auf EIN und AUS geschaltet werden, während der PMOS-Transistor Tr501b durch ein invertiertes Signal des Signals PHI2 durch einen Inverter N500 auf EIN und AUS geschaltet wird. Die Referenz-Spannung V_ref kann eine Erd spannung (Nullspannung) sein. Entsprechend verursacht in Fig. 19 das Signal PHI2, das einen H-Pegel erreicht, daß der NMOS-Transistor Tr501a und der PMOS-Transistor Tr501b auf EIN geschaltet werden, und die Spannung Vc an der Ausgangs klemme des Kondensators C502 wird auf der Referenz-Spannung eingestellt. Das Signal PHI2 wird für etwa 50 µs auf einem H-Pegel gehalten und wird danach auf einen L-Pegel gebracht. Der Komparator 521c weist im wesentlichen den gleichen Aufbau wie der Komparator 421c aus Fig. 16 auf, der Eingangs- Umgehungsstrom liegt in einem so kleinen Bereich wie einige pA bis 100 pA und wird einige ms auf der Referenz-Spannung V_ref gehalten, selbst wenn die Kapazität des Kondensators C502 gering ist, und ein Erfassungssignal wird in Reaktion auf eine Komponente des Ausgangssignals Vs ebenso wie bei dem Ausführungsbeispiel aus Fig. 16 geliefert. In diesem Fall wird die Ausgangsklemmen-Spannung des Kondensators C502 auf der Referenz-Spannung V_ref nach dem Signal PHI2 vor der Erfassungsperiode des Eingangssignals eingestellt, selbst wenn der Ausgang des Betriebsverstärkers OP502 das Fehler signal ΔV wegen einer versetzten Spannung der Betriebs verstärker OP501 und OP502 und einem Dunkelstrom des Lichtempfänger-Elements 518 umfaßt, und das Fehlersignal ΔV wird dem Komparator 521c nicht geliefert. Dementsprechend ist es möglich, das schwache Eingangssignal alleine genau zu erfassen.

Fig. 20 schlägt eine Verstärkeranordnung vor, die gegenüber der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung aus Fig. 16 in der Erfassungsfunktion des schwachen Stroms weiter verbessert ist. D. h., im vorliegenden Fall sind drei Betriebsver stärker OP601, OP602 und OP603 ebenso wie bei dem Verstärker aus der Fig. 3 vorgesehen, und die CMOS-Transistoren Tr601 und Tr602, die den gleichen Gleichstrom-Trennkreis wie den in Fig. 16 gezeigten bildet, sind jeweils zwischen die Ausgangs klemme des zweiten Betriebsverstärkers OP602 und die Eingangsklemme des dritten Betriebsverstärkers OP603 bzw. zwischen den dritten Betriebsverstärker OP603 und den Komparator 621c eingefügt, so daß der Gleichstrom-Trennkreis der zwischen dem zweiten und dritten Betriebsverstärker OP602 und OP603 eingefügt ist, verhindert, daß die durch den Ausgang des zweiten Betriebsverstärkers OP602 erzeugte Fehler spannung ΔV durch den dritten Betriebsverstärker OP603 verstärkt wird. Der Verstärkungsfaktor kann so erhöht werden, und gleichzeitig kann die etwaige Verstärkung eines Fehlers vermieden werden, so daß die Erfassungsfunktion des Sensors merklich verbessert werden kann.

Die Fig. 21 zeigt einen Vorwärts-Rückwärts-Zähler 715b mit einer automatischen Rückstell-Funktion, der vier D-Flipflops D610 bis D613 und drei Logik-Schaltkreise 613 bis 615 aufweist. Im vorliegenden Fall ist die Funktion dieselbe wie bei dem Vorwärts-Rückwärts-Zähler 15b aus Fig. 4, nämlich das Auslösesignal für das Kurzschließen der Sensorkreisleitungen l1 und l2 bei drei sequentiellen H-Pegel-Ausgängen der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung bereitzustellen. Jedoch werden hier statt des in dem Schaltelement aus Fig. 4 verwendeten Thyristors der npn-Transistor Tr611 und der Widerstand R611 wie in Fig. 22 verwendet, so daß, selbst wenn das Aus gangssignal OUT des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 715b einen H-Pegel aufweist, die Spannung über die Quellen-Leitungen V_CL und V_S1 auf einer Spannung gehalten werden, die einer Differenz aus der Spannung zwischen den Leitungen l1 und l2 und der Abfallspannung 2V_D an der Diodenbrücke entspricht, d. h. V_IN-2·V_D, so daß der Schaltungsbetrieb weitergeführt wird. In diesem Fall verursacht ein durch den npn-Transistor Tr611 fließender Strom eine Erhöhung des Stromflusses, der Empfänger, der zwischen die Kreisleitungen l1 und l2 geschaltet ist, erfaßt diese Erhöhung des Stromflusses, und ein Alarmsignal wird dadurch erzeugt. Deshalb wird, wenn das Ausgangssignal OUT des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 715b aus Fig. 21 beim Verschwinden des Erfassungssignals einen L-Pegel erhält, der npn-Transistor 611 in Reaktion darauf auf AUS geschaltet, und die Schaltung automatisch zurück gestellt.

Claims

1. Photoelektrischer Sensor, der über an eine Versorgungs spannung angelegte Signalleitungen (11, 12) an einen Signal empfänger anschließbar ist, mit einer mit den Signalleitungen (11, 12) verbundenen Konstantspannungsschaltung (13), einem Lichtsenderelement (16; 116; 216) mit zugeordneter An steuerschaltung (17; 117; 217), einer die Ansteuerschaltung (17; 117; 217) intermittierend beaufschlagenden Betriebs schaltung (19, 20), einem Lichtempfängerelement (18; 218; 418; 518; 618) für den Empfang eines schwachen, gepulsten Lichtsignals, das durch Streuung des vom Lichtsenderelement (16; 116; 216) abgegebenen Lichts erzeugt wurde, einem mit dem Lichtempfängerelement (18; 218; 418; 518; 618) verbunde nen hochohmigen Widerstand (R8; R206; R401; R501; R601) zur Erzeugung einer für das empfangene Licht repräsentativen Spannung, einer Auswerteschaltung (21a, 21c; 421a, 421c, 521a, 521c; 621a, 621c) mit wenigstens einem Komparator für einen Vergleich der für das empfangene Licht repräsentativen Spannung mit einer Referenzspannung (V_r, V_REF) und die Erzeugung eines entsprechenden Ver gleichssignals (V_o), einer die Referenzspannung (V_r, V_REF) liefernde Referenzspannungsschaltung (21b; 221b), einer der Auswerteschaltung (21a, 21c; 421a, 421c; 521a, 521c; 621a, 621c) nachgeschalteten Zählschaltung (15; 715) und einer durch diese beaufschlagten, zwischen die Signalleitungen (11, 12) geschalteten Schalteinrichtung (12), über die die Signalleitungen (11, 12) kurzschließbar sind, sowie mit an die Konstantspannungsschaltung (13) angeschlossenen Speiseleitungen (V_c, V_S1; V_D, V_S2) zur Speisung der Sensor schaltungen, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuer schaltung (17; 117; 217) und das Lichtsenderelement (16; 116; 216) einerseits und die Auswerteschaltung (21a, 21c; 421a, 421c; 521a, 521c; 621a, 621c) und die Referenz spannungsschaltung (21b; 221b) andererseits an von unterschiedlichen Speisespannungen beaufschlagte Speise leitungen (V_C, V_S1; V_D, V_S2) angeschlossen sind, denen getrennte Pufferkondensatoren (C1, C2) zugeordnet sind, wobei die kleinere Speisespannung an die Speiseleitungen (V_D, V_S2) für die Auswerteschaltung (21a, 21c; 421a, 421c; 521a, 521c; 621, 621c) und die Referenzspannungsschaltung (21b, 221b) angelegt ist, daß die Betriebsschaltung (19, 20), das Lichtempfängerelement (18; 218; 418; 518; 618) mit dem zugeordneten hochohmigen Widerstand (R8; R206; R401; R501; R601) und die Zählschaltung (15; 715) an die gleichen Speiseleitungen (V_D, V_S2) wie die Auswerteschaltung (21a, 21c, 21d; 421a, 421c; 521, 521c; 621, 621c) und die Referenzspannungsschaltung (21b; 221b) angeschlossen sind, daß die Ansteuerschaltung (17; 117; 217) so ausgelegt ist, daß der durch das Lichtsenderelement (16; 116; 216) fließende Ansteuerstrom (I6) mit einem Temperaturkoeffizienten be haftet ist, durch den ein resultierender Temperaturkoeffizient des in der Auswerteschaltung (21a, 21c; 421a, 421c; 521a; 521c; 621a, 621c) aus der am hochohmigen Wider stand (R8; R206; R401; R501; R601) abfallenden Spannung und der Referenzspannung (V_r, V_REF) gebildeten Vergleichssignals (V_o) kompensiert ist, und daß sämtliche integrierbaren Sensor-Bestandteile als integrierte Schaltungsteile in von einer dielektrischen Isolierschicht (32) eingeschlossenen Halbleiterzonen (31) ausgebildet sind.

2. Photoelektrischer Sensor nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß die Ansteuerschaltung (17; 117) einen den Ansteuerstrom (I6) für das Lichtsenderelement (16; 116) steuernden Transistor (Tr7) umfaßt, in dessen Steuerkreis zur Kompensation des resultierenden Temperaturkoeffizienten des Vergleichssignals (V_o) eine entsprechende Anzahl (n-1) von Kompensationsdioden enthalten ist.

3. Photoelektrischer Sensor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den der Ansteuerschaltung (17; 117; 217) und dem Lichtsenderelement (16; 116; 216) zuge ordneten Speiseleitungen (V_C, V_S1) eine Einschalt-Rück setzschaltung (22) angeschlossen ist, um in Abhängigkeit von einem erfaßten Spannungsanstieg am diesen Speiseleitungen (V_C, V_S1) zugeordneten Kondensator (C1) ein Rückstellsignal an die Betriebsschaltung (19, 20) und die Zählschaltung (15; 715) zu liefern.

4. Photoelektrischer Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Zählschaltung (15; 715) einen Vorwärts-Rückwärts-Zähler (715b) mit einer automatischen Rückstellfunktion aufweist.

5. Photoelektrischer Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung (421a, 421c) einen dem Komparator (421c) vorgeschalteten Verstärker (421a) umfaßt, der eine invertierende Verstärker stufe (OP403) aufweist, deren invertierender Eingang mit einem ersten Kondensator (C402) verbunden ist, und daß ein Parallelkreis aus einem Schaltelement (SW401) und einem zweiten Kondensator (C403) zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang der invertierenden Verstärkerstufe (OP403) geschaltet ist, wobei das Schaltelement (SW401) vor dem Betrieb des Licht senderelements (16; 116) ein- und ausgeschaltet wird.

6. Photoelektrischer Sensor nach einem der Ansprüche 1-4, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung einen Ver stärker (521a) mit einer Verstärkerstufe (OP502) umfaßt, deren Ausgang mit einem Eingangsanschluß eines Kondensators (C502) verbunden ist, dessen Ausgangsanschluß mit dem Signal eingang des Komparators (421c) und einem Anschluß eines CMOS-Transistorschalters (Tr501) verbunden ist, und vor dem Betrieb des Lichtsenderelements (16; 116) durch Ein- und Ausschalten des CMOS-Transistorschalters (Tr501) an den Ausgangsanschluß des Kondensators eine Referenzspannung (V_ref) angelegt wird, die an dem anderen Anschluß des CMOS- Transistorschalters (Tr501) liegt.

7. Photoelektrischer Sensor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß vor die Verstärkerstufe (OP603) mehrere Verstärkerstufen (OP602) geschaltet sind, die jeweils über einen Kondensator (C602) mit der nachfolgenden Verstärker stufe verbunden sind und jeweils einen CMOS-Transistor schalter (Tr602) aufweisen, der mit dem Ausgangsanschluß des entsprechenden Kondensators (C602) verbunden ist und vor dem Betrieb des Lichtsenderelements (16; 116) eine Referenz spannung (V_ref2) an den Ausgangsanschluß des Kondensators (C602) legt.