SE505767C2 - Avkänningsanordning utförd såsom integrerad krets - Google Patents

Description

5Û5 767 från det ljusutsändande elementet, vilket sprides med rökpar- tiklar, och en utsignal åstadkommes från det ljusmottagande Velementet i beroende av det mottagna, pulsade ljuset, och denna utsignal förstärkes medelst en förstärkare för åstadkommande av en första insignal till en komparator i ett efterföljande steg. I detta moment åstadkommes en referenssignal såsom en andra insignal till komparatorn från en referensspänningskälla, varvid de första och andra insignalerna jämföres med varandra, och på detta sätt fastställes huruvida utsignalen från det ljusmottagande elementet är av spridd karaktär till följd av rök. I detta fall förbindes komparatorn med en räknekrets, som slår till en omkopplarkrets, så att när komparatorn åstad- kommer sin utsignal till räknekretsen mer än exempelvis två gånger, kommer räknekretsen att tillföra kopplingskretsen en triggsignal.

För framställning av en sådan relativt storskalig av- känningskrets, som visas i ovannämnda US-patentskrift, såsom en avkänningsanordning med minsta möjliga storlek och vikt och även billig, utformas kretsen i allmänhet såsom en inte- grerad halvledarkrets under användning av PN-övergångar och isolering under bildning av CMOS, DMOS och bipolära element däri, vilka är elektriskt isolerade från varandra genom en omkastad förspänning, som pålägges PN-övergången. Även om denna krets, som använder sig av PN-övergångar och isolering är enkel och billig, kvarstår ett problem därigenom, att den elektriska isoleringen av elementen är ofullständig, när ljus infaller på PN-övergången, och ett annat problem är att en läckström mellan respektive element kan bli relativt stor, varigenom det blir svårt att undvika en koppling mellan elementen.

Ett ändamål med föreliggande uppfinning är därför att åstadkomma en avkänningsanordning utförd såsom en integre- rad krets, vilken möjliggör att en fullständig isolering kan åstadkommas mellan respektive ingående element, oberoende av infallande ljus, även i en relativt storskalig fotoelektrisk avkänningsanordning, som innefattar ett flertal element, som kan motstå höga och låga spänningar och är i stånd att avse- sos 767 värt minska uppträdandet av felfunktioner till följd av inter- ferens mellan elementen genom begränsningen av läckströmmar mellan desamma och en minskning i så hög grad som möjligt av sannolikheten för uppträdande av falsklarm eller uteblivna larm.

Enligt uppfinningen åstadkommes detta ändamål medelst en avkänningsanordning utförd såsom en integrerad krets, i vilken avkänningskretsens ledningar är kopplade till en om- kopplare för kortslutning mellan ledningarna och en kraft- källa för uttagande av en spänningskälla från ledningarna, varvid kraftkällan i sitt sista steg är kopplad till en inter- mittent arbetande anordning, ljusemitterande organ och driv- organ för de ljusemitterande organen, varvid den intermittent arbetande anordningen är anordnad att driva drivorganen så, att de intermittent påverkar de ljusemitterande organen, och en ljusmottagande anordning är anordnad att mottaga ett svagt pulsat ljus, som alstras i form av spritt ljus från ljusemit- teringsorganen, medan en komparator är anordnad att mottaga en förstärkt signal av en utsignal från den ljusmottagande anordningen tillsammans med en referenssignal, varvid en ut- signal från komparatorn tillföres en räknare för åstadkomman- de av en triggsignal till omkopplingsanordningen, och det för uppfinningen utmärkande är att respektive organ och an- ordningar är utförda såsom integrerade kretsar av de in- gående elementen på ett dielektriskt isolerande substrat.

Uppfinningen beskrives närmare nedan under hänvisning till bifogade ritning, på vilken figur 1 är ett blockschema av en avkänningsanordning utförd såsom integrerad krets en- ligt uppfinningen, figur 2 är en sektionerad vy av en inte- grerad krets av dielektriskt isolerad typ, som utgör en av- känningsanordning enligt figur 1, figur 3 är ett mera detal- jerat kopplingsschema över avkänningsanordningen i figur 1, figur 4 är ett detaljerat kopplingsschema, som visar en svängningskrets och en tidsstyrningskrets i avkänningsanord- ningen enligt figur 1, figur 5 är ett detaljerat kopplings- schema, som visar en räknekrets i avkänningsanordningen en- ligt figur 1, figur 6 är ett detaljerat kopplingsschema, som visar en operationsförstärkare i tidsstyrningskretsen i av- 505 767 känningsanordningen i figur 1, figur 7 är ett detaljerat kopp- lingsschema, som visar kretsen för en referenskraftkälla i av- känningsanordningen enligt figur 1, figur 8 visar vàgformerna i olika delar av avkänningsanordningen enligt figur 1, figur 9 visar operationsvågformer i räknekretsen i avkänningsanord- ningen enligt figur 1, figur 10-13 visar sektionsvyer av en framställningssekvens av en integrerad krets av dielektriskt isolerad typ, som utgör avkänningsanordningen i figur 1, figur 14 är ett detaljerat kopplingsschema, som visar ett annat arbetssätt hos det ljusemitterande elementet och dess drivkrets, som kan användas i avkänningsanordningen enligt figur 1, figur 15 är även ett detaljerat kopplingsschema, som visar ännu ett arbetssätt hos det ljusemitterande elementet och dess driv- krets, som kan användas i avkänníngsanordningen enligt figur 1, figur 16 är ett kopplingsschema, som visar ett ljusmottagande element, vilket kan användas i kombination med det ljusemitte- rande elementet i figur 15, figur 17 är ett kopplingsschema, som visar en ljusmottagande och signalbehandlande krets enligt en annan utföringsform, som kan användas i avkänningsanord- ningen enligt figur 1, figur 18 visar operationsvàgformer i kretsen enligt figur 17, figur 19 är ett kopplingsschema, som visar det ljusmottagande elementet och signalbehandlingskret- sen enligt ytterligare en utföringsform, som kan användas i avkänningsanordningen enligt figur 1, figur 20 visar operations- vàgformer i kretsen enligt figur 19, figur 21 visar det ljus- mottagande elementet och signalbehandlingskretsen enligt ännu en utföringsform, som kan användas i avkänningsanordningen enligt figur 1, figur 22 är ett detaljerat kopplingsschema av en annan utföringsform av räknekretsen, som kan användas i avkänningsanordningen enligt figur 1 och figur 23 är en bit av ett kopplingsschema enligt en annan utföringsform av av- känningsanordningen, i vilken räknekretsen enligt figur 22 användes. Även om uppfinningen nedan kommer att beskrivas i detalj under hänvisning till de på ritningen visade utföringsformer- na, är det klart att uppfinningen icke på något sätt är be- gränsad till dessa utföringsformer utan även skall omfatta 505 767 alla modifikationer, ändringar och ekvivalenta anordningar, som är möjliga inom ramen för de bifogade kraven.

I figur 1-3 omfattar en avkänningsanordning enligt upp- finningen avkänningskretsledningar 21 och 12, vilka är anslut- na till en signalmottagande anordning (icke visad), och en diodbrygga 11 är ansluten till ledningarna 21 och 12, så att den arbetar, även om anslutningen av ledningarna 21 och ß2 till den signalmottagande anordningen omkastas. Ledningarna 21 och 12 är vidare anslutna till en omkopplingskrets 12, en konstantspänningskrets 13 och en operationskrets 14.

Omkopplingskretsen 12 kan antingen vara en tyristor, så- som visas i figur 1, eller en kombination av en PNP-transistor Tr1 och en NPN-transistor Tr2, såsom visas i figur 3, vilka bildar en självunderhållande krets. I det senare fallet är PNP-transistorn Tr1 med sin emitter ansluten till en positiv utgång från diodbryggan 11, under det att NPN-transistorns Tr2 emitter är förbunden med en negativ utgång från diodbryggan 11. 4, .- l oas r förbunden med kollektorn i NPN- 5)» PNP-transistorns Tr transistorn Tr2, under det att NPN-transistorns Tr2 bas är för- bunden med kollektorn i PNP-transistorn Tr1, och motstånd R1 och R2 är inkopplade mellan respektive bas och emitter i tran- sistorerna Tr1 och Tr2. I detta fall bildar basen i NPN-tran- sistorn Tr2 ett trigguttag i omkopplingskretsen 12, vilket uttag är förbundet med en utgång i en räknekrets 15, som kom- mer att beskrivas i detalj nedan. När denna räknekrets 15 åstadkommer en hög utsignal, bringas därför en basström att flyta genom en diod DO till NPN-transistorn Tr2, varvid en efterföljande kollektorström i denna transistor förorsakar att en basström flyter till PNP-transistorn Tr1, en efterföl- jande kollektorström i denna PNP-transistor Tr1 förorsakar att basströmmen i NPN-transistorn Tr2 börjar flyta och att omkopplingskretsen 12 antar ett självunderhållande tillstånd.

Likströmsuttagen i diodbryggan 11 är här kortslutna genom omkopplingskretsen 12, och en eventuell kortslutning äger rum över ledningarna 21 och 22, varigenom en ström som flyter mellan ledningarna 11 och 22 ökar, och den utgående strömmen detekteras av mottagaren, som är kopplad till de 505 767 6 andra ändarna av ledningarna 11 och 22. Detta tillstånd föror- sakar att en återställningsomkopplare, som är anordnad vid mot- tagarsidan, påverkas så att tillståndet bibehålles, tills ström- men, som flyter genom ledningarna ß1 och 12, brytes.

Konstantspänningskretsen 13 omfattar tre NPN-transistorer Tr3, Tr4 och Tr5, av vilka transistorn Tr3 har sin kollektor ansluten till det positiva uttaget i diodbryggan 11, och sin bas till det negativa uttaget i diodbryggan 11 via ett första konstantspänningselement, som omfattar en seriekrets av en zenerdiod ZD1 och en diod D1 samt ett andra konstantspännings- element, som omfattar en seriekrets av en zenerdiod ZD2 och en diod D2. Dioderna D1 och D2 är anordnade att kompensera tempe- raturkoefficienten i zenerspänningen hos zenerdioderna ZD1 och ZD2. En ström från det positiva uttaget i diodbryggan 11 bringas att flyta till det första och det andra konstantspänningselemen- tet via ett förspänningsmotstånd R3, som är inkopplat mellan kollektorn och basen i transistorn Tr3, varigenom en konstant spänning VZD1+VF, som är summan av en zenerspänning V i zener- dioden ZD1 och ett normalt riktat spänningsfall VFÄ dšgden D1 alstras över det första konstantspänningselementet. Över det andra konstantspänningselementet å andra sidan alstras en kon- stant spänning VZD2+VF, som är summan av en zenerspänning VZDZ i zenerdioden ZD2 och ett normalt riktat spänningsfall VF i dioden D2.

Vid transistorns Tr3 bas alstras därför en spänning VZD1+VZD2+2VF, som är summan av de bägge spänningarna över det första och det andra konstantspänningselementet. Antar man här, att en spänning över basen och emittern i transistorn Tr3 är VBE3, är emitterspänningen för transistorn Tr3 VzD1+Vzn2+2VF'VBE3 ' laddas i en såsom kraftkälla verkande kondensator C1 via ett som göres konstant, och denna spänning motstånd R4 med làg resistans, så att den blir en spännings- källa över spänningskälleledningarna Vc och Vsl. Transistorn Tr4 har till funktion att hindra alltför kraftig ström, och eftersom den spänning, som uppträder över motståndet R4 med låg resistans är liten, så länge emitterströmmen i transis- torn Tr3 är av rätt storlek, blir transistorn Tr4 icke ledande. 505 767 Då emitterströmmen i transistorn Tr3 ökar onormalt, förorsakar en spänning, som uppträder över motståndet R4, att en basström flyter till transistorns Tr4 bas, varvid basströmmen i transis- torn Tr3 är shuntad genom kollektorn och emittern i transistorn Tr4, och emitterströmmen i transistorn Tr3 styres.

Antar man å andra sidan, att en spänning över basen och emittern i transistorn Tr5 är VBE5, så kommer emitterspänningen i transistorn Tr5 att vara konstant vid VZD2+VF-VBE5, och denna spänning laddas i en kraftkällekondensator C2, så att den är en spänningskälla över kraftkälleledningarna Vd och Vs2.

Operationskretsen 14 innefattar ett ljusemitterande ele- ment 16, en drivkrets 17, ett ljusmottagande element 18, en svängningskrets 19, en tidsstyrningskrets 20, en krets 21 för behandling av analoga signaler och räknekretsen 15, som åstad- kommer triggersignalen på ovan angivet sätt, och en krets 22 för återställning av tillkopplad effekt är inkopplad mellan konstantspänningskretsen 13 och drivkretsen 17.

Drivkretsen 17 innefattar två NPN-transistorer irê och Tr7, tre NMOS-transistorer Tr8, Tr9 och Tr10, samt en PMOS- transistor Tr11, som är så anordnad att när en ljusemissions- styrsignal LEDON från tidsstyrningskretsen 20 är hög, så ástadkommes en drivström I6 till det ljusemitterande elementet 16, men när signalen LEDON är låg, kommer någon ström icke att matas till elementet 16 och drivkretsen 17 själv bringas dess- utom till ett tillstånd av hög impedans, så att den icke kon- sumerar någon kraft. Ljusemissionsstyrsignalen LEDON från tids- styrningskretsen 20 pålägges styret i NMOS-transistorn Tr8, så att emittern i denna NMOS-transistor Tr8 kommer att förbindas med emitterledningen Vs1, under det att kollektorn kommer att förbindas med emitterledningen Vc via ett förspänningsmotstånd R5. En förbindelsepunkt mellan motståndet R5 och NMOS-transis- torn Tr6 är förbunden med styrena i NMOS-transistorerna Tr9 och Tr10 och i PMOS-transistorn Tr11, under det att NMOS-tran- sistorerna Tr9 och Tr10 är vid sina emittrar anslutna till emitterledningen Vs1 och PMOS-transistorn Tr11 är ansluten med sin emitter till emitterledningen Vc. NMOS-transistorn Tr9 och PMOS-transistorn Tr11 har sin respektive kollektor gemensamt förbunden med basen i NPN-transistorn Tr6, vars kollektor är 505 767 förbunden med emitterledningen Vc och vars emitter är via ett motstånd R6 förbunden med katoden i en zenerdiod ZD3, vars anod är förbunden med emitterledningen Vs1.

Kollektorn i NMOS-transistorn Tr1O är förbunden med kato- den i zenerdioden ZD3, och basen i NPN-transistorn Tr? är även förbunden därmed via en seriekopplad rad av (n-1) dioder, under det att denna transistor Tr? även har sin emitter förbunden via ett motstånd R7 med emitterledningen Vs1. Vidare är kollektorn i denna NPN-transistor Tr? förbunden med katoden i det ljus- emitterande elementet 16, vars anod är förbunden med emitter- ledningen Vc.

När ljusemissionsstyrsignalen LEDON från tidsstyrnings- kretsen 20 blir hög i drivkretsen 17, blir därför NMOS-transis- torn Tr8 ledande, varigenom potentialen vid styrena i NMOS- transistorerna Tr9 och Tr1O samt PMOS-transistorn Tr11 blir låg, så att NMOS-transistorerna Tr9 och Tr1O blir oledande, under det att PMOS-transistorn Tr11 blir ledande. Till följd därav blir potentialen vid basen till NPN-transistor: Tr6 hög, varigenom en ström bringas att flyta genom kollektorn och emittern i NPN-transistorn Tr6 till en seriekrets av motståndet R6 och zenerdioden ZD3, varigenom en spänning alstras vid ka- toden till zenerdioden ZD3, vilken spänning är lika med dess zenerspänning VZD3. En spänning, som är resten av den så alstra- de spänningen, från vilken det normala riktade spänningsfallet (n-1)xVF pålägges basen till NPN-transistorn Tr7, så att denna göres ledande och drivstrëmmen I6 bringas att flyta till det ljus- vid den seriekopplade raden av (n-1) dioder härledes, emitterande elementet 16.

Då ljusemissionsstyrsignalen LEDON från tidsstyrnings- kretsen 20 är låg, blir NMOS-transistorn Tr8 oledande, poten- tialen vid styrena till NMOS-transistorerna Tr9 och Tr10 samt PMOS-transistorn Tr11 hög genom förspänningsmotståndet R5, så att NMOS-transistorerna Tr9 och Tr10 blir ledande, under det att PMOS-transistorn Tr11 blir oledande, varigenom potentialen vid basen av NPN-transistorn Tr6 faller, så att ingen ström flyter genom NPN-transistorns Tr6 kollektor och emitter. Efter- som ett kortslutningstillstànd uppnås över zenerdioden ZD3 genom NMOS-transistorn Tr10, sänkes katodpotentialen hos zener- Sns 767 dioden ZD3, så att NPN-transistorn Tr? blir oledande, och ingen drivström I6 kommer att flyta genom det ljusemitterande elementet 16.

Kretsen 22 för àterställning av krafttillförsel detekte- rar en spänningsökning i kraftkällekondensatorn C1 och åstad- kommer en signal RESET för återställningfavkrafttillförseln till svängningskretsen 19, tidsstyrningskretsen 20 och räknar- kretsen 15. Kretsen 21 för behandling av analoga signaler om- fattar, såsom kommer att beskrivas i detalj nedan, en förstär- kare, en komparator, och en referensspänningskrets och är direkt ansluten till det ljusmottagande elementet 18.

I föreliggande fall matas en referensklocksignal OSC från svängningskretsen 19 till tidsstyrningskretsen 20, där referensklocksignalen OSC är frekvensuppdelad, och tidsstyr- ningskretsen 20 åstadkommer tidsstyrningssignaler PHI1 och PHI2 till kretsen 21 för behandling av analoga signaler för- utom tíllförseln av ljusemissionsstyrsignalen LEDON till driv- kretsen 17, och åstadkommer även en återställningssignal RST och en uppklockningssignal UPCLK till räknekretsen 15. Från kretsen 21 för behandling av analoga signaler tillföres en jämförelseutsignal COMP till räknekretsen 15. Svängningskret- sen 19, tidsstyrningskretsen 20, kretsen 21 för behandling av analoga signaler och räknekretsen 15 kan drivas vid en låg spänning och förbrukar mindre ström, och de mottar kraft från kondensatorn C2. Å andra sidan konsumerar drivkretsen 17 för ljusemitteringselementet 16 momentant en större ström och bringas att mottaga kraft från en annan kondensator C1 än kondensatorn C2. Genom att krafttillförselledningen för driv- kretsen 17 avskiljes på detta sätt från krafttillförselled- ningen Vd för övriga kretsar blir det möfiligt att förhindra att den tillförda spänningen för dessa andra kretsar sänkes under ett ögonblick vid ljusutsändningen från det ljusemitte- rande elementet 16 och att därmed förhindra någon felaktig funktion hos de övriga kretsarna.

Såsom även framgår av figur 4 omfattar svängningskret- sen 19 en kondensator CT och ett motstånd RT för inställning av en tidskonstant, två inverterare G1 och G2, samt en sväng- ningsstyrande NAND-grind G3. En ingångsklämma till denna NAND- 505 767 10 grind G3 är via motståndet RT förbunden med en utgångsklämma på inverteraren G1 och via kondensatorn CT till en ingångs- klämma på inverteraren G1 och en utgångsklämma på invertera- ren G2, under det att en utgångsklämma vid NAND-grinden G3 är förbunden till en ingångsklämma till inverteraren G2, och signalen RESET för återställning av krafttillförseln matas från en inverterare G4 till den andra ingángsklämman pá NAND- grinden G3. När återställningssignalen RESET är låg, kommer en utsignal från inverteraren G4 att vara hög, så att NAND- grinden G3 blir ledande och en eventuell signal kan passera därigenom, varvid en referensklocksignal OSC med en periodi- citet, som bestämmes medelst en tidskonstant hos motståndet RT och kondensatorn CT avges från inverterarens G2 utgångs- klämma.

Denna referensklocksignal OSC matas till en frekvens- delare 20a i tidsstyrningskretsen 20. Frekvensdelaren 20a är lämpligen bildad genom kaskadkoppling i femton steg av D-vippor, vilka var för sig har en inverterad utgångsklämma Ö, som är förbunden med dess egen data-ingångsklämma D och även med en klockingångsklämma CLK i den närbelägna vippan i nästa steg.

Referensklocksignalen OSC mottas vid en klockingångsklämma på D-vippan i det första steget, och en frekvensdelad utsignal B15 av referensklocksignalen OSC erhålles vid en utgángsklämma Q i det sista stegets D-vippa. Denna frekvensdelade utsignal B15 ledes till ett skiftregister 20b med sju steg, som även ingår i tidsstyrningskretsen 20, varvid skiftregistret 20b även innefattar en kaskadkoppling i sju steg av D-vippor, vilka var för sig har en utgångsklämma Q, som är ansluten till dataingångsklämman D i närmast efterföljande stegs D- vippa. Den frekvensdelade utsignalen B15 matas till datain- gångsklämman D till det första stegets D-vippa, under det att respektive stegs D-vippor vid sina klockingàngsklämmor CLK mottar en frekvensdelad utsignal B2 från utgångsklämman Q i det andra stegets D-vippa i frekvensdelaren 20a. För åter- ställning av ingångsklämmorna R i respektive D-vippor i både frekvensdelaren 20a och skiftregistret 20b tillföres signalen RESET för återställning av krafttillförseln. Utsignaler från utgångsklämmorna Q3, Ö3, Q4, Q5, Ö5, Ö6 och Ö7 i det tredje 505 767 11 till sjunde stegets D-vippor i skiftregistret 20b liksom även den frekvensdelade utsignalen B15 från frekvensdelaren 20a ledes till OCH-grindar G5 - G9, som bildar en logisk krets 20c i tidsstyrningskretsen 20, så att respektive styrsignaler PHI1, PHI2, LEDON, RST och UPCLK bildas.

Kretsen 21 för behandling av analoga signaler innefattar en förstärkare 21a, som omfattar en trestegs kaskadkoppling av operationsförstärkare OP1, OP2 och OP3, till vars icke inverterade utgångsklämmor en referensspänning Vr matas från en referensspänningskälla 21b. Till en inverterad ingàngskläm- ma i det första stegets operationsförstärkare OP1 är en kisel- fotodiod SPD, som bildar det ljusmottagande elementet 18, an- sluten med sin katod, under det att elementets 18 anod är an- sluten till kraftkälleledningen Vs2, så att PN-övergången blir förspänd i backriktningen, och en fotoelektrisk ström bringas att flyta genom PN-övergången i backriktningen till följd av att ljusstrålning detekteras medelst operationsförstärkaren OP1 såsom en spänningssignal. För detta ändamål ges ett åter- kopplingsmotstánd R8, som är inkopplat mellan en utgàngskläm- ma och den inverterade ingångsklämman till det första stegets operationsförstärkare OP1, en hög resistans. För den andra operationsförstärkaren OP2 användes en spänningsförstärknings- krets, vars spänningsförstärkningsfaktor bestämmes av förhål- landet mellan Bttingångssignalmotstånd R9 och ett återkopp- lingsmotstånd R10. En utgångsklämma på det tredje stegets operationsförstärkare OP3 är förbunden med ena änden av en likströmsbortkopplande kondensator C3, vars andra ände är för- bunden med en icke inverterad ingàngsklämma till en ytterli- gare operationsförstärkare OP4. En utgångsklämma på denna operationsförstärkare OP4 är återkopplad till sin egen inver- terade ingàngsklämma och kan sålunda betraktas såsom en buffertförstärkare, som arbetar såsom en impedansomvandlare.

Utgångsklämman från operationsförstärkaren OP4 är även via ett làgpassfilter, som omfattar ett motstånd R13 och en kondensator C4, förbunden med en icke inverterad ingàngsklämma till en operationsförstärkare OP5, som användes såsom en kompa- rator. Den likströmsbortkopplande kondensatorn C3 är även vid den andra änden via en analog omkopplare SW1 förbunden med en 505 767 12 utgångsklämma till referensspänningskretsen 21b, och en ut- signal från denna krets 21b ledes även till en icke inverte- rad ingångsklämma i en ytterligare operationsförstärkare OP6, vilken vid sin utgångsklämma är via motstånd R14 och R15 för- bunden med kraftkälleledningen Vs2, och dessa motstånd R14 och R15 är vid sin förbindelsepunkt förbundna med en inverterad ingångsklämma till operationsförstärkaren OP6. Här ledes en referensspänning VREF, som erhålles vid motståndet R14, till en inverterad ingångsklämma i operationsförstärkaren OP5, som arbetar såsom komparator, och en utsignal från denna opera- tionsförstärkare OP5 användes såsom ställinsignal för en RS- vippa 15a, som innefattar NOR-grindar G10 och G11, som bildar en del av räknekretsen 15. Såsom en âterställningsinsignal till denna RS-vippa 15a användes en återställningssignal RST från OCH-grinden G8, och en utsignal från RS-vippan 15a an- vändes såsom upp-nervalssignal UDS för en upp-ner-räknare 15b i räknekretsen 15. Till en återställningsingångsklämma i upp- ner-räknaren 15b tillföres en signal RESET för àterställning av krafttillförseln, under det att en uppklockningssignal UPCLK, som erhålles från OCH-grinden G9, ledes till en uppklocknings- ingångsklämma UPCLK.

Såsom framgår av figur 5 omfattar upp-ner-räknaren 15b två D-vippor D10 och D20, varvid signalen RESET för återställ- ning av krafttillförseln matas till återställningsingångskläm- morna R i respektive vippor, och uppklockningssignalen UPCLK matas till deras klockingångsklämmor CLK. Utsignaler från dessa vippor D10 och D20 ledes till en OCH-grind G12, och en utsignal från denna OCH-grind G12 användes såsom utsignal OUT från räk- nekretsen 15. Data-ingångsklämmorna D i de bägge vipporna D10 och D20 skall mottaga signaler, som alstrats av logiska kret- sar G13 och G14 på basis av upp-ner-valsignalen UDS och utsig- naler från utgàngsklämmorna Q i de bägge vipporna. I förelig- gande fall bringas utsignalen OUT att vara hög, när tre efter varandra följande höga utsignaler uppträder vid komparatorns utgångsklämma COMP, och omkopplingskretsen 12 triggas därigenom. 505 767 13 I drivkretsen 17 å andra sidan kommer drivströmmen för det ljusemitterande elementet 16, om zenerspänningen hos zener- dioden ZD3 antages vara VZD3 16 ={ vZD3-(n-1)> varvid spänningen VBE7 över basen och emittern i transistorn Tr7 antages vara lika med det normala riktade spänningsfallet VF för var och en av de (n-1) dioderna. I drivkretsen 17 ger, såsom framgår av ovanstående, temperaturkoefficienten för spän- ningen VBE7 över basen och emittern i transistorn Tr? en inver- kan på temperaturkoefficienten för drivströmmen I6 för det ljusemitterande elementet 16.

I figur 6 omfattar operationsförstärkarna OP1 - OP6 i kretsen 21 för behandling av analoga signaler MOS-transistorer Tr18 - Tr30, ett motstånd R17 och en inverterare G15, vilka är så anordnade, att när styrsignalen PHI1 är hög, så alstras en förstärkt spänningssignal av en differentierad spänning vid bägge ingångsklämmorna IN1 och IN2 vid en utgångsklämma OUT1, och när styrsignalen PHI1 är låg, blir utgångsklämman OUT1 låg, så att ingen ström bringas att flyta över kraftkälleled- ningarna Vd och Vs2. Närmare bestämt förorsakar en hög styr- signal PHI1 att potentialen på styret i PMOS-transistorn Tr18 och NMOS-transistorn Tr20 ökas, så att PMOS-transistorn Tr18 blir oledande, under det att NMOS-transistorn Tr20 kommer att bli ledande. De övriga PMOS-transistorerna Tr19, Tr21, Tr26 och Tr28 ges lägre potential vid sina styren och bringas att verka såsom resistiva element. På grund härav alstras en spänning, motsvarande en skillnad i spänningarna som pålägges de bägge ingångsklämmorna IN1 och IN2, medelst en differentialförstär- kare, som bildas av MOS-transistorerna Tr22 - Tr25, och denna spänning förstärkes i två steg av MOS-transistorerna Tr27 och Tr29 och ledes till utgångsklämman OUT1, varpå MOS-transisto- rerna Tr26 och Tr28 bringas att arbeta såsom ett belastnings- motstånd för MOS-transistorerna Tr27 och Tr29. Eftersom styr- signalen PHI1 är låg, sänkes spänningen vid styrena i PMOS- transistorn Tr18 och NMOS-transistorn Tr20, så att PMOS-transis- torn Tr18 blir ledande, under det att NMOS-transistorn Tr20 blir oledande. Följaktligen stiger potentialen vid styrena i 505 767 14 PMOS-transistorerna Tr19, Tr21, Tr26 och Tr28 och transistorer- na göres oledande, så att ingen ström kan flyta från kraftkälle- ledningen Vd till den andra kraftkälleledningen Vs2. Invertera- ren G15 tillföres kraft från bägge ledningarna Vd och Vs2, men eftersom inverterarna i denna utföringsform alla består av CMOS-inverterare, kommer ingen ström att flyta därigenom efter det att tillståndsändringen har ägt rum. När styrsignalen PHI1 är låg förbrukar därför operationsförstärkarna OP1 - OP6 aldrig någon elektrisk kraft alls.

I figur 7 alstrar referensspänningskretsen 21b referens- spänningen Vr vid sin utgångsklämma OUT2, när en inverterad styrsignal PHI1 är låg, och när denna inverterade styrsignal PHI1 är hög, kommer strömmen från kraftkälleledningen Vd till kraftkälleledningen Vs2 att brytas. Antar man att spänningen över basen och emittern i transistorerna Tr36 och Tr39 är VBE36 och VBE39 och att den ström, som flyter genom transisto- rerna Tr36 och Tr39 är I, så gäller VBE36 = VBE39 + I'R . . . . ..(1) Om förhållandet mellan ytorna av emittrarna i de bägge transis- torerna Tr36 och Tr39 väljes till 1:S, kommer deras kollektor- strömmar IC36 och IC39 att bli IC36 = Is exp(VBE36/VT), IC39 = S Is exp(VBE39/VT) i vilken Is är mättningssçrömmen, VT = k'T/q, där k är Boltzmann's faktor, q är en elektronladdning och T är absolu- ta temperaturen.

Substituerar man ovannämnda formel (1) med dessa ekva- tioner I = (Vw/R)ßnS och antar att antalet transistorer Tr41, Tr42 _.. är m, så gäller V0 = L KR+mVBE = mVBE+(VT/R) 2nS.

Om temperaturkoefficienterna skall vara noll gäller evo/BT = m-BVBE/äT+k-2nS-BVT/är = 0 505 767 15 Väljer man här m = 2 och S = 2 så gäller avBE/at = -2 mv/°c avT/ar = o,oas mv/°c och k = 67,89.

Om R = 1 kfl så blir k'R 67,9 k9 och blir en konstant- strömkrets med temperaturkoefficienten 0. Med m och S valda optimala kan utgàngsspänningen Vr bibehållas konstant.

I föreliggande utföringsform kan en optisk detekterings- krets, vars utspänning Vo till följd av mottaget ljus icke fluktuerar med avseende på temperaturen realiseras genom regle- ring av temperaturkoefficienterna för drivströmmen I6 och driv- kretsen 17 pà basis av temperaturkoefficienten för det ljus- emitterande och det ljusmottagande elementet 16 respektive 18, motståndet R8 med hög resistans för ström-spänningsomvandling och utspänningen Vr för referensspänningskretsen 21b.

En utgángsström I18 till följd av mottaget ljus bringas att strömma till motståndet R8 med hög resistans i det första stegets operationsförstärkare OP1 och omvandlas till en spän- ningssignal. När en utgángsspänning i referensspänningskret- sen 21b bringas att bli Vr, kommer utgàngsspänningen Vo i operationsförstärkaren OP1 att bli V0 = Vr-I8'R8 När den partiella derivatan med avseende på variationen 8T i temperaturen T på bägge sidor av denna ekvation erhålles, blir densamma ävo/öfr -= övr/BT - (Ivana/BT + Raazs/BT) När ekvationen modifieras så att 3Vr/3T = 0 erhåller man 8Vo/BT = -(I8°8R8/ST + R8°3I8/BT) = -1a'Ra{1/Re'(aRe/er) + 1/I8'(azs/aT>} Antar man att motståndet R8 med hög resistans för ström-spän- ningsomvandlingen omfattar ett diffusionsmotstånd i en inte- grerad krets, att dess temperaturkoefficient {(1/R8)'(8R8/8T)} är 2000 ppm/OC, och att vidare temperaturkoefficienten {(1/I8)'(8R8/8T)} för utgångsspänningen I8 till följd av mottaget ljus vid det ljusmottagande elementet 18 är -2000 ppm/OC, så blir den partiella derivatan 505 767 16 8Vo/8T = -I8'R8'0 ppm/OC = 0 v/OC.

Så länge som det ljusmottagande elementet 18 är en vanlig kiselfotodiod (SPD) är temperaturkoefficienten för utgàngsström- men I8 till följd av mottaget ljus positiv, och det är omöjligt att göra temperaturvariationen i utspänningen Vo lika med noll.

För att denna variation skall bliva noll är det tillräckligt att minska mängden emitterat ljus från det ljusemitterande ele- mentet 16, när temperaturen stiger, så att temperaturvariatio- nen i utgàngsströmmen I8 till följd av mottaget ljus i det ljus- mottagande elementet 18 kommer att ha en negativ gradient.

Detta innebär, eftersom det anses att utgàngsströmmen I8 till följd av mottaget ljus vhidet ljusmottagande elementet I8 är proportionell mot mängden emitterat ljus från det ljusemitte- rande elementet 16, eftersom mängden emitterat ljus från ele- mentet 16 är proportionellt mot drivströmmen I6, det endast blir nödvändigt att minska mängden emitterat ljus från det ljus- emitterande elementet 16 i enlighet med temperaturstegringen.

Man inser, att om temperaturkoefficienten för utgàngsströmmen till följd av mottaget ljus vid det ljusmottagande elementet 18 enbart antages vara 3000 ppm/OC, kan temperaturkoefficienten (3Vo/ÉT) i huvudsak approximeras till noll genom att tempera- turkoefficienten för mängden emitterat ljus från det ljusemit- terande elementet 16 göres till -5000 ppm/OC. 4Under ytterligare hänvisning till temperaturegenskaperna hos drivkretsen 17 antages här, att zenerspänningen för zener- dioden ZD3 är VZD3 emittern i transistorn Tr? liksom även det normala riktade spänningsfallet vid var och en av de seriekopplade (n-1) dioderna så kommer den ström som flyter genom det ljusemitterande i figur 3 och att spänningen över basen och är VF elementet 16 att bli 16 ={vZD3 - n'vF} /R7 Om den partiella derivatan erhålles med avseende pá variationen BT i temperaturen T på bägge sidor av ekvationen erhåller man -505 767 17 als/ar 1/R7'(avZD3/atr) - 1/R7'(a/R7/aT)'vZD3 -n/R7'(3VF/QT) + 1/R7'(3R7/äT)'n'VF = :el n/(vzm - frvFn ' uavZIB/affn -nWavF/afrn - (am/MH (2) Om temperaturvariationen i ljusemissionsverkningsgraden för det ljusemitterande elementet 16 antages vara -6250 ppm/OC, kommer mängden emitterat ljus från det ljusemitterande ele- mentet 16 att variera från +25% till -25% i ett temperatur- intervall av -15 till 65°C. Den emitterade mängden ljus från det ljusemitterande elementet 16 minskar, när temperaturen stiger, och även om utgángsströmmen I8 till följd av mottaget ljus vid det ljusmottagande elementet 18 minskas, visar ut- gångsströmmen från det ljusmottagande elementet 18 enbart lik- som även den höga resístansen hos motståndet R8 för ström- spänningsomvandlingen en tendens till att öka, när temperatu- ren stiger. Om mängden emitterat ljus från det ljusemitte- rande elementet 16 är 5000 ppm/OC kan därför temperatur- koefficienten (avo/3T) för utgångsspänningen Vo i den ljus- mottagande kretsen göras noll, och det är möjligt att göra temperaturkoefficienten för hela kretsen noll genom inställ- ning av temperaturkoefficienten för drivströmmen I6 i driv- kretsen 17 för det ljusemitterande elementet 16 till värdet 1250 ppm/°C.

I ovanstående formel (2) måste motståndet R7 bildas av en särskild del, som har en temperaturkoefficient som är för- sumbar, och väljer man betingelserna så, att VZD3 = 6,9 volt, avzm/afr = 3 mv/°c, avF/aæ = -2 mv/°c och vf = 0,7 voit, så är det tillräckligt att göra värdet {1/(s,9 - nxo,7>} '(3><1o'3 + n><2><1o'> till 1250 ppm/OC = 1,25X10_3, varpå n = 1,956 = 2.

Följaktligen bör antalet dioder väljas (n-1) = 1.

Genomför man optimalt på ovanstående sätt valet av antalet (n-1) dioder i drivkretsen 17, är det möjligt att göra tempera- turkoefficienten för utgàngsspänningenffiär ljusdetekterings- 3 kretsen lika med noll. 505 767 18 I figur 8 visas ett tidsdiagram för drift av avkän- ningsanordningen enligt uppfinningen i form av driften av respektive delar i avkänningsanordningen. När referensklock- signalen OSC från svängningskretsen 19 har en frekvens av 10 kHz (vågformerna (a) och (b) i figur 8), kommer den frek- vensdelade utsignalen B15 från frekvensdelaren 20a med femton steg (vågformen (d) i figur 8) ätt bli en klocksignal med en period av 3,276 sekunder. Denna frekvensdelade utsignal B15 tillföres skiftregisterkretsen 20b med sju steg, vilken krets bringas att skifta medelst det andra stegets frekvensdelade utsignal B2 från frekvensdelningskretsen 20a (vágformen (c) i figur 8), och sålunda alstras utsignalerna Q1 - Q7 från res- pektive steg i skiftregisterkretsen 20b (vågformerna (e) till k) i figur 8). Dessa utgångssignaler avkodas vid den logiska kretsen 20c, och styrsignalerna PHI1 och PHI2, ljusemissions- styrsignalen LEDON, uppklockningssignalerna UPCLK och åter- ställningsignalen RST alstras (vågformerna (1) till (p) i figur 8). Styrsignalen PHI1 aktiverar kretsen 21 för behand- ling av analoga signaler, innefattande förstärkaren 21a, refe- rensspänningskällan 21b och komparatorn 21c, och under en tids- rymd, under vilken denna styrsignal PHI1 är låg, avbrytes krafttillförseln till kretsen 21 för behandling av analoga signaler, så att denna är i stånd att minska den erforderliga förbrukningen av elektrisk ström. Samtidigt stiger den andra styrsignalen PHI2, så att den analoga strömkopplaren SW1 slås TILL varvid anslutningsklämman på buffertsidan av kondensatorn C3 för bortkoppling av likström tillföres referensspänningen Vo, och en spänning lika med referensspänningen Vo uppnås över kondensatorn C3.

Om å andra sidan styrsignalen PHI2 är låg och den ana- loga strömkopplaren SW1 därigenom är frånslagen, blir ljus- emissionsstyrsignalen LEDON hög, och drivströmmen I6 bringas att strömma till det ljusemitterande elementet 16 medelst drivkretsen 17. Under denna låga nivå hos ljusemissionsstyr- signalen LEDON, blir strömförbrukningen i drivkretsen 17 även noll. Utsignalen från det ljusmottagande elementet 18, som erhålles med signalen till följd av detektering av emitterat ljus från ljusemitteringselementet 16, förstärkes av förstär- 505 767 19 karen 21a, och när den mottagna ljussignalen CPLS (vågformen (q) i figur 8) överstiger referensspänningen VREF i kompara- torn 21c blir jämförelseutgángsspänningen COMP från kompara- torn 21c (Vågformen (r) i figur 8) hög. Denna jämförelseut- gångssignal COMP underkastas självhàllning medelst RS-vippan 15a i räknekretsen 15, och när upp-ner-valssignalen UDS (våg- formen (s) i figur 8) är hög, införes signalen COMP i upp-ner- räknaren 15b i räknekretsen 15 medelst uppklockningssignalen UPCLK. I räknekretsen 15 kommer ett antal mottagna ljussigna- ler CPLS överstigande tre i förhållande till referensspänningen VREF att förorsaka en utsignal OUT från räknekretsen 15, som är hög (se även figur 9). Antalet gånger, under vilka den mottagna ljussignalen CPLS och referenssignalen VREF jäm- föres med varandra kan ökas eller minskas genom lämplig inställ- ning av räknekretsen 15.

Ett stort antal av ovannämnda avkänningsanordningar pla- ceras i allmänhet inbördes åtskilda mellan ledningarna 21 och 22, och det är önskvärt att minska kraftförbrukningen. I det ovanstående är även kretsen 21 för behandling av analoga sig- naler anordnad att söka minska kraftförbrukningen i kretsen 21 för behandling av analoga signaler. I föreliggande fall på- verkas kretsen 21 för behandling av analoga signaler inter- mittent medelst styrsignalen PHI1, som alstras i tidsstyrnings- kretsen 20, så att kraft inbesparas. Antar man att spänningar- na Vc och Vd är 10 volt respektive 5 volt och att den period, under vilken styrsignalen PHI1, som aktiverar kretsen 21 för behandling av analoga signaler är hög, uppgår till 1,4 ms så erfordras praktiskt en strömförbrukning av 10 mA under en period av 1,4 ms endast en gång inom en period av 3,2 sekunder, så att förbrukningen uppgår till 10 mA x 1,4 ms/3,2 s = 4,38 pA, vilket innebär en avsevärd besparing i kraftförbrukningen.

Vidare flyter ingen ström genom drivkretsen 17, så länge som ljusemissionsstyrsignalen LEDON är låg. Även om drivströmmen I6 för det ljusemitterade elementet 16 bör vara 100 mA och den tidsrymd, under vilken ljusemissionsstyrsignalen LEDON är hög, uppgår till 200 mikrosekunder, är strömförbrukningen 100 mA x 200 ps/3,2 s = 6,25 pA, och en avsevärd kraftbe- sparing kan uppnås. 505 767 20 Vidare förekommer en kraftförbrukning av cirka 7 pA i konstantspänningskretsen 21b och kretsen 22 för återställning av krafttillförseln, eftersom den logiska krets, som innefat- tar tidsstyrningskretsen 20 och räknekretsen 15 har mindre kraftförbrukning, varför den totala kraftförbrukningen bör begränsas till 10 pA även om svängningskretsen 19 på 10 kHz inbegripes. Därför kommer den totala kraftförbrukningen att bli 4,38 + 6,25 + 7 + 10 = 27,63 (pA) och sålunda har hela avkänningsanordningen en låg kraftför- brukning som uppgår till mindre än 30 pA. I ovanstående ut- föringsform åstadkommes besparingen i förbrukad kraft icke genom inkoppling och frànkoppling av kraftkällan till led- ningarna Vc och Vd under intermittent drivning av sådana ana- loga kretsar, som drivkretsen 17, kretsen 21 för behandling av analoga signaler och dylikt, utan snarare genom brytning av strömmen med de transistorer, som är anordnade att styra strömbrytningen till respektive analog krets, så att den tid som erfordras för respektive analog krets att uppnå effektivt tillstànd blir kortare än för det fall, att spänningen i kraft- tillförselledningen tillkopplas och frånkopplas, och följaktligen blir det möjligt att bringa utsignalen för mottaget ljus i ljusmottagningselementet 18 att _ tas upp vid räknekretsen 15, inom en så kort tidsrymd som 1,4 ms totalt. Följaktligen blir den effektiva arbetstiden för de analoga kretsarna avsevärt mindre och en besparing i kraftförbrukningen kan uppnås.

Enligt ett kännetecken på uppfinningen är huvudkrets- komponenterna i avkänningsanordningen i föregående utförings- form anordnade såsom en integrerad halvledarkrets, utformad på ett dielektriskt isolerande substrat. Såsom framgår av figur 10 - 13 underkastas ett substrat 31 av en enkristall av kisel av N-typ en känd halvledarbehandling för åstadkommande av en isolerande film 32 av en oxíd (SiO2) därpå, varpå önskade delar av denna oxidfilm 32 etsas medelst fotolitogra- fisk och oxidfilmsetsningsteknik, och en anisotrop etsning genomföres med avseende på kiselkristallen medelst en alkalisk, anisotropt etsande vätska, varigenom V-formade spår bildas 505 767 21 (se figur 10). Därpå bildas även den isolerande filmen 32 på spårens ytor. Eftersom denna film 32 åstadkommes för isoleran- de ändamål, behöver den icke vara begränsad enbart till SiO2 utan även Si3N4 och dylikt kan användas. Därefter utformas ett polykristallint kiselskikt 33 såsom en bärare på den isoleran- de filmen 32 (se figur 11). Detta polykristallina kiselskikt 33 bör lämpligen, men icke nödvändigtvis, ha en tjocklek som är i huvudsak lika med tjockleken hos substratet av kisel- enkristall. Ytan slipas därpå från den sida, där kiselsubstra- tet befinner sig för avlägsnande av substratet, tills den iso- lerande filmen 32 och det polykristallina kiselskiktet 33 vid botten av de etsade spåren frilägges (se figur 12). Denna slipning påbörjas såsom en grovlappning och fortsättes med gradvis finare lappning, varpå slutligen en polering genom- föres så att en speglande yta erhålles.

Genom dessa steg fullbordas det dielektriska isolerande substratet, innefattande ett flertal zoner av kiselenkristall, inneslutna av den isolerande filmen 32 och placerade i form av många små ytor på det polykristallina kiselskiktet 33. På res- pektive zoner 31 av kiselenkristall utformas sådana krets- komponenter i avkänningskretsen, som har beskrivits ovan, dvs. de element, som skall ingå i den integrerade kretsen. I ovan- nämnda avkänningskrets är de element, som icke kan åstadkom- mas i form av den integrerade kretsen, kraftkällekondensa- torerna C1 och C2, det ljusemitterande elementet 16 och mot- ståndet R3 med förmåga att utstå höga spänningar och hög resistans, vilket motstånd ingår i konstantspänningskretsen 13, medan alla andra kretskomponenter än dessa kan utformas såsom integrerade kretsar på ett chip, varigenom en minimal storlek och samtidigt minsta vikt uppnås. Motståndet R3 med hög resistans och förmåga att motstå höga spänningar kan innefattas i ett enda chip, så länge som det icke uppstår problem med att komponenterna upptar större yta.

Enligt uppfinningen är ytterligare en modifikation möjlig.

I figur 14 visas en annan utföringsform av drivkretsen för avkänningsanordningen enligt uppfinningen. I detta fall 505 767 22 skiljer sig drivkretsen 117 från drivkretsen 17 i figur 3 i det avseendet, att en spegelvänd strömkrets innefattande PNP- transistorer Tr14 och Tr15 har tillagts för åstadkommande av en konstant ström såsom strömkälla för basen i transistorn Tr6, och att spänningen VBE7 över basen och emittern i transistorn Tr7 är utbytt mot en spänning VBE17 över basen och emittern i en transistor Tr17, så att temperaturkoefficienten för driv- strömmen I6 för det ljusemitterande elementet 116 kommer att bestämmas endast av zenerdioden ZD3 och de (n-1)-dioderna.

Alla andra anordningar är desamma som de i drivkretsen 17 i figur 3 och samma kretskomponenter som de i kretsen 17 i figur 3 är betecknade med samma hänvisningsbeteckningar.

I denna utföringsform gör en hög ljusemissionsstyrsig- nal LEDON, såsom har omnämnts i samband med figur 3, att NMOS-transistorn Tr8 blir ledande, NMOS-transistorerna Tr9 och Tr10 oledande och PMOS-transistorn Tr11 ledande, vari- genom potentialen vid styrena till PMOS-transistorn Tr12 och NMOS-transistorn Tr13 höjes, så att PMOS-transistorn Tr12 blir oledande och NMOS-transistorn Tr13 ledande. Följaktligen bringas en konstant ström, som bestämmes av motståndet R16, att flyta till PNP-transistorn Tr14, och en identisk ström bringas även att strömma genom PNP-transistorn Tr15 till transistorns Tr6 bas. Potentialen på styret i NMOS-transis- torn Tr16 är låg i detta ögonblick, och transistorn Tr16 blir oledande, medan NPN-transistorn Tr17 göres redo för att bli verksam. Denna NPN-transistor Tr17 har till uppgift att åstadkomma en negativ återkopplingsstyrning på sådant sätt, att spänningen över motståndet R6 ökar, medan basström- men till NPN-transistorn Tr6 shuntas till den lägre spän- ningen över motståndet R6, så att den blir lika med spän- ningen VBE17 över basen och emittern i NPN-transistorn Tr17.

Följaktligen blir drivströmmen I6 för det ljusemitterande elementet 116 i drivkretsen 117 I6 = {(VZD3 - (n-1)'VF}/R7 Detta beror pà att spänningen VBE7 över basen och emittern i transistorn Tr7 och spänningen VBE17 över basen och emittern i transistorn Tr17 upphäver varandra. Därpå gör ljusemissions- styrsignalen LEDON, som är låg, NMOS-transistorn Tr8 oledande, 505 767 23 NMOS-transistorerna Tr9 och Tr10 ledande samt PMOS-transis- torn Tr11 oledande, så att potentialen vid styrena till PMOS- transistorn Tr12 och NMOS-transistorn Tr13 sänkes, så att PMOS-transistorn Tr12 blir ledande och NMOS-transistorn Tr13 oledande. Följaktligen bringas ingen ström att flyta till PNP-transistorn Tr17 och ej heller till PNP-transistorn Tr15.

Eftersom NMOS-transistorerna Tr16 och Tr10 blir ledande kommer potentialen vid baserna till NPN-transistorerna Tr6 och Tr7 att sänkas och bägge NPN-transistorerna Tr6 och Tr7 blir fullständigt oledande. En låg nivå hos styrsignalen PHI1 förorsakar därför att ingen ström flyter från strömkälleled- ningen Vc till den andra strömkälleledningen VS1.

Antalet (n-1) dioder, som användes i drivkretsen 117, bör väljas så, att temperaturkoefficienten på den ljusemitte- rande sidan och ljusmottagande sidan kommer att totalt bli noll, om man tar hänsyn till temperaturkoefficienten för zener- spänningen VZD3 i zenerdioden ZD3, ljusemisààonsverkningsgra- den för det ljusemitterande elementet 116, ljusmottagnings- verkningsgraden för det ljusmottagande elementet och tempera- turkoefficienten för motståndet R8 med hög resistans för ström- spänningsomvandling. Närmare bestämt kommer drivströmmen I6 till det ljusemitterande elementet 116 att bli 16 ={ vZD3+vBE-(n-1)vF-vBE}/R7 = WZIB-(n-UVFI/R? Om samma beräkning genomföres som ovan så erhålles n = 3 och antalet dioder bör vara (n-1) = 2. En ljusemissionsdrivkrets med konstant temperaturkoefficient för utgàngsspänningen kan sålunda åstadkommas.

I figur 15 visas ytterligare en utföringsform av driv- kretsen, som ingår i avkänningsanordningen utförd såsom inte- grerad krets enligt uppfinningen, och vilken även är avsedd att göra temperaturvariationerna lika med noll i drivkretsen 217 för denna utföringsform. Närmare bestämt pålägges ljus- emissionssignalen S i föreliggande fall till styrena i PMOS- transistorn Tr206 och NMOS-transistorn Tr209, och ett logiskt tal, som inverterats medelst inverteraren N200, tillföres styrena för NMOS-transistorerna Tr210 och Tr211. När ljus- emissionssignalen S blir hög, göres därför PMOS-transistorn Tr206 oledande, under det att NMOS-transistorn Tr209 blir 505 767 24 ledande, varigenom en spegelvänd strömkrets, som bildas av PMOS-transistorerna Tr207 och Tr208, NMOS-transistorn Tr209 och motståndet 205, aktiveras. Utgången till inverteraren NZGO blir låg, och NMOS-transistorerna Tr10 och Tr11 blir oledande, Därför bildas en referenskrets av NPN-transistorerna Tr201, Tr202, Tr203 och Tr204, och motstånden R201, R202 och R203 till- föres ström.

En spänning VB, som representeras av följande formel, alstras därigenom vid punkten B i drivkretsen 217 i figur 15: VB = VBE3 + vT{ i vilken VBE3 är den normala riktade spänningen över basen och emittern i transistorn Tr203 och VT kan representeras med följande formel, där k betecknar Boltzmann's konstant, g be- tecknar elektronladdningen och T betecknar den absoluta tempe- raturen, VT = kt/q . . . . . . ..(4) Eftersom NPN-transistorn Tr205 arbetar i ett icke mättat tillstånd alstras vid punkten C, om spänningen över basen och emittern för denna transistor antages vara VBEZOS, en spänning som kan representeras medelst Vc = Vs ' Vßszos så att en konstant ström, representerad av I6 = VC/R204 = (VB - VBE205)/R4 . . . . . ..(5) kommer att strömma igenom det ljusemitterande elementet 216.

När ljusemissionssignalen S blir låg, blir transistorn Tr206 ledande, under det att transistorn Tr209 blir oledande, så att ingen ström flyter genom den spegelvända strömkretsen, som bildas av transistorerna Tr207, Tr208 och Tr209 samt mot- ståndet R205, och transistorerna Tr210 och Tr211 blir ledande, varigenom ingen ström från basen flyter till transistorerna Tr205 och Tr206, så att de blir oledande, varigenom ingen ström kommer att ledas till det ljusemitterande elementet 216.

Antar man att en fotoelektrisk ström I8 alstras vid det ljusmottagande elementet 218, när ljus faller på detsamma, kommer variationen vo i utgàngsspänningen Vo från detta element att bli V0 = I8-R206 . . . . ..(6) 505 767 25 I detta fall är ingångsimpedansen till operationsförstär- karen 221a mycket hög, och den fotoelektriska strömmen I8 i det ljusmottagande elementet 218 bringas att flyta helt och hållet genom återkopplingsmotstàndet R206, och ovanstående formel (6) är satisfierad. Till operationsförstärkaren 221a ledes utsignalen från referensspänningskällan 221b.

Ur ovannämnda formel (6) kan temperaturvariationen i vo härledas till (1/vo)- (a vo/aT) = (1/18» (a I8/aT)+(1/R2o6)- (a R206/am) . . . . . ..(7) Antar man att det ljusmottagande elementet 218 är en fotodiod, omfattar motståndet R206 ett diffusionsmotstånd utfört såsom integrerad krets, och att komponenterna av deras temperatur- variationer (1/I8)'(3I8/ET) och (1/R206)-(8R206/QT) uppgår till 3000 ppm/OC respektive 3700 ppm/OC, så kommer temperatur- variationen (1/V0)-(âvo/8T) i utgångsspänningen vo att vara 6700 ppm/OC. För det fall att det ljusemitterande elementet 216, som visas i figur 15, är en allmänt använd lysdiod (LED) och att hela temperaturvariationen skall vara noll, kan det vara tillräckligt att göra temperaturvariationen i drivström- men I6 till drivkretsen 217 för det ljusemitterande elementet 216 till 3300 ppm/°c.

Drivströmmen I6 kan representeras medelst formeln (5), varvid dess temperaturvariationskomponent kommer att bli (1/I6)- (ale/BT) =I {(avB/BT)-(avBE206/a'r)} /WB-VBEZMH -(1/R204)-(3R204/BT) . . . . . ..(8) Ur ovanstående formel (3) kan vidare temperaturkoefficienten för spänningen vid punkten B beräknas till (SVB/BT) = (BVBE203/BT) + (BVT/8T)-(R205/R203) -ßn-(R202/R201) . . . . . ..(9) Antar man att motståndet R204 är en separat del av en försum- bar temperaturvariation och sätter man VBE203 = VBE206 = 0,7 V, avBEmB/acr = avßEzoö/a-r = -2 mv/°c, avT/ar = o,oss mv/°c och resistanserna för respektive motstånd R201 - R203 till R201 = 3 M2, R204 30 kfi och R205 = 1 k9, så erhåller man ur formeln (3) VB 2,5 V. Insatt i ovannämnda formel (9) erhålles 505 767 26 avB/aT = -2 mv/°c + 5,87 mv/°c = 3,87 mv/°c .....(1o) Substituerar man de ovannämnda formlerna (10) och (11) med ovanstående formel (8) så erhålles (wim-(axe/sfr) {3,s7 mv/°c-<-2 mv/°c)}/<2,s-o,7)-o e: 3300 ppm/°c Av ovanstående inses, att temperaturvariationen hos de ljusemitterande och ljusmottagande elementen 216 respektive 218 i sådana kretsar som visas i figur 15 och 16 kan göras noll genom optimalt val av resistanserna hos motstånden R201 - - R203.

I figur 17 visas en annan utföringsform av kretsen för behandling av analoga signaler, vilken krets kan användas i avkänningsanordningen utförd såsom integrerad krets enligt upp- finningen, där kretsen 421 är mera förenklad till sin uppbygg- nad än kretsen 21, som visas i figur 4, och kretsens anpass- ningsbarhet till ett utförande med ett enda chip är därför förbättrad. I figur 17 är komponenter motsvarande de i figur 4 betecknade med samma hänvisningsbeteckningar som i figur 4 men med ett tillägg av 400. Kretsen 421 för behandling av analoga signaler i föreliggande utföringsform omfattar tre steg av operationsförstärkare OP401 - OP403, kondensatorer C401 och C403, vilka var för sig är förbundna över en utgångsklämma och en inverterad ingángsklämma till operationsförstärkarna OP401 och OP403, samt ett bilateralt omkopplingselement SW401, som är förbundet med operationsförstärkaren OP403 och paral- lellkopplat med kondensatorn C403. I figur 18 visas hur en hög signal SW vid styret förorsakar tillslagning av omkopplings- elementet SW401 och att utspänningen från operationsförstär- karen OP403 inställes till att bli referensspänningen Vref.

Signalen SW på styret hálles vid hög nivå under en förutbe- stämd tidsperiod, varpå den göres låg. I komparatorn 421c användes en JFET eller MOS-transistor med hög ingångsimpedans såsom transistor i ingångssteget, vars ingángsshuntström är extremt låg, såsom flera pA till cirka 100 pA. Spänningen vid operationsförstärkarens OP403 utgàngsklämma hálles därför i huvudsak vid referensspänningen Vref under flera millisekunder Sos 767 27 efter det att omkopplingselementet SW401 har omslagits, även om kapacitansen för kondensatorerna C402 och C403 är så liten som cirka 10 pF. När signalen SW på steg ett ökar och sväng- ningssignalen från svängningskretsen förorsakar det ljusemitte- rande elementet 416 att emittera ljus, alstrar förstärkaren 421a i kretsen för behandling av analoga signaler en utsignal Vs, varpå omkopplingselementet SW401 frånkopplas och operations- förstärkaren OP403 arbetar såsom en inverterande förstärkare med en förstärkningsfaktor av -(jwC403/jwC402). Om exempelvis C402 = C403 kommer utsignalen fràn förstärkaren 421a, som till och med innefattar en felspänning av AV, alstrad såsom en lik- ström, att göra utsignalen från operationsförstärkaren OP403 till en inverterad utsignal, varigenom förstärkaren arbetar så- som en inverterad förstärkare. Om variationen i denna insignal är större än ett förbestämt värde, åstadkommer komparatorn 421c en detekteringssignal. I föreliggande utföringsform kan den referensspänning, som pâlägges den icke inverterade ingàngs- klämman till operationsförstärkaren OP403, som arbetar såsom inverterad förstärkare, vara olika referensspänningen Vref, som pàlägges förstärkaren 421a.

Enligt ett annat kännetecken på uppfinningen föreslås en anordning, som möjliggör att även en svag ingàngssignal kan noggrant detekteras. Här hänvisas till figur 19, i vilken en likströmsbortkopplande krets är insatt mellan förstärkaren 521a och komparatorn 521c, och en CMOS-transistor Tr501, om- fattande en NMOS-transistor Tr501a och en PMOS-transistor 501b, är inkopplad mellan kondensatorns 502 utgångsklämma och refe- rensspänningskällan Vref. NMOS-transistorn Tr501a kan göras ledande och oledande medelst signalen SW på styret, under det att PMOS-transistorn Tr501b göres ledande och oledande medelst en inverterad signal av signalen SW på styret via en inverte- rare N500. Referensspänningen Vref kan vara jordpotential (noll- spänning). Såsom framgår av figur 20 förorsakar en hög signal SW på styret att NMOS-transistorn Tr501a och PMOS-transistorn 501b göres ledande, och spänningen VC vid utgángsklämman till kondensatorn C502 inställes på referensspänningen. Signalen SW på styret hålles hög under cirka 50 ps, varpå den göres låg.

Komparatorn 521c är i huvudsak av samma konstruktion som kom- 505 767 28 paratorn 421c i figur 17, varvid ingångsshuntströmmen är så liten att den uppgår till cirka några pA till 100 pA, och den hålles vid referensspänningen Vref under flera millisekunder, även om kapacitansen hos kondensatorn C502 är liten, och en de- tekteringssignal âstadkommes i beroende av en komponent hos utsignalen Vs på samma sätt som i utföringsformen i figur 17.

I detta fall inställes spänningen vid utgångsklämman till kondensatorn C502 på referensspänningen Vref i enlighet med den signal SW på styret som pålägges före detekteringsperioden för ingångssignalen, även om operationsförstärkarens OP502 ut- signal innefattar felsignalen AV till följd av en off-set- spänning i operationsförstärkarna OP501 och OP502 och en mörker- ström från det ljusmottagande elementet 518, och felsignalen AV ledes icke till komparatorn 521c. Följaktligen blir det möjligt att noggrant detektera endast den svaga insignalen.

I figur 21 föreslås en förstärkaranordning, som är ännu mer förbättrad med avseende pà detekteringsfunktionen av den svaga strömmen än kretsen för behandling av analoga signaler i figur 17. Med andra ord, i föreliggande fall är de tre stegens operationsförstärkare OP601, OP602 och OP603 anordnade på sam- ma sätt som i förstärkaren enligt figur 4, och CMOS-transisto- rer Tr601 och Tr602, som bildar samma likströmsbortkopplande krets som den i figur 17, är inkopplade mellan utgångsklämman på den andra operationsförstärkaren OP602 och ingångsklämman till den tredje operationsförstärkaren OP603 respektive mellan den första operationsförstärkaren OP603 och komparatorn 621c, så att den likströmsbortkopplande krets, som är inkopplad mel- lan den andra och den tredje operationsförstärkaren OP602 res- pektive OP603 kommer att förhindra den felspänning AV, som alstras av utsignalen från den andra operationsförstärkaren OP602, från att förstärkas av den tredje operationsförstärka- ren OP603. Även om förstärkningsfaktorn kan ökas på detta sätt, kan förstärkningen av något eventuellt fel undvikas, så att avkänningsanordningens avkänningsfunktion kan ökas avsevärt.

Enligt ytterligare en utföringsform av uppfinningen är upp-ned-räknaren försedd med en automatisk återställnings- funktion. I figur 22 visas en annan utföringsform av upp-ned- 505 767 29 räknaren 715b, vilken innefattar fyra D-vippor D610 - D613 och tre logiska kretsar 613 - 615. I detta fall är funktionen att åstadkomma triggningssignalen för kortslutning av avkännings- kretsledningarna 21 och 22 efter uppträdandet av tre på varand- ra följande höga utsignaler från kretsen för behandling av ana- loga signaler densamma som upp-ned-räknaren 15b i figur 5. I stället för en sådan tyristor, som användes såsom omkopplings- element i figur 5, användes emellertid en NPN-transistor Tr611 och ett motstånd R611, såsom framgår av figur 23, så att även om utsignalen OUT från upp-ned-räknaren 715b är hög, kommer spänningen över matarledningarna VC1 och V51 att bibehållas vid ett värde motsvarande skillnaden mellan spänningen över ledningarna 21 och 22 samt spänningsfallet ZVD vid diodbryggan, N-ZVD, så att kretsen fortsätter att arbeta. I detta fall förorsakar en ström, som flyter genom NPN-cransistorn Tr611, dvs. VI att strömmen i kretsen ökas, varvid mottagaren som är inkopplad mellan kretsledningarna 1 och 2 detekterar denna ökade krets- ström, och en alarmsignal alstras därigenom. Därför bringas utsignalen OUT från upp-ned-räknaren 715b i figur 22 att bli låg, när detekteringsinsignalen försvinner, så att NPN-transis- torn Tr611 göres oledande i beroende därav och kretsen automa- tiskt återställes.

Claims (10)

505 767 30 Patentkrav

1. Avkänningsanordning utförd såsom integrerad krets, i vilken en omkopplingsanordning är inkopplad mellan avkän- ningskretsledningarna för kortslutning av desamma, en kraft- källa är förbunden med kretsledningarna för uttagande av en kraftkällespänning därifrån, en intermittent arbetande anord- ning, ett ljusemitterande organ och ett drivorgan för det ljusemitterande organet, vilka var för sig är inkopplade så- som efterföljande steg till kraftkällan, varvid den inter- mittent arbetande anordningen är avsedd att påverka drivorga- net för att bringa det ljusemitterande organet att arbeta intermittent, och en ljusemitterande anordning är anordnad att mottaga ett svagt pulsat ljus, som alstras genom sprid- ning av det ljus, som emitteras från det ljusemitterande organet, en komparator, som är anordnad att mottaga förstärk- ta signaler från det ljusmottagande organet för jämförelse med en referenssignal, och en utsignal från komparatorn är anordnad att matas till en räknare, som är avsedd att åstad- komma en triggningssignal till omkopplingsanordningen, k ä n n e t e c k n a d av att de ingående komponenterna i respektive anordning eller organ och vilka kan ingå i en integrerad krets, är utformade såsom integrerade kretsar på ett dielektriskt isolerande substrat.

2. Avkänningsanordning enligt krav 1, k ä n n e - t e c k n a d av att de ingående komponenterna, som är ut- förda såsom integrerade kretsar, utgöres av alla andra ele- ment, som utgör omkopplingsanordningen, drivorganet, den intermittent arbetande anordningen, det ljusemitterande och det ljusmottagande organet, komparatorn och räknaren,än ett ljusemitterande element i det ljusemitterande organet och ett motstånd, som förmår utstå höga spänningar och har en hög resistans, i en konstantspänningskrets, som ingår i den intermittent arbetande anordningen.

3. Avkänningsanordning enligt krav 2, k ä n n e - t e c k n a d av att motståndet även ingår i den integrerade kretsen. 505 767 31

4. Avkänningsanordning enligt krav 1, k ä n n e - t e c k n a d av organ för reglering av temperaturkoeffi- cienten för en drivström i drivanordningen med avseende på temperaturkoefficienten för ett ljusemitterande element i det ljusemitterande organet.

5. Avkänningsanordning enligt krav 1, k ä n n e - t e c k n a d av organ för att göra summan av temperatur- koefficienten hos utgångsströmmen från det ljusemitterande organet och temperaturkoefficienten för motståndets resi- stans samt organ för omvandling av utgångsströmmen från det ljusmottagande organet till en spänningssignal, vilken är i huvudsak lika med noll.

6. Avkänningsanordning enligt krav 1, k ä n n e - t e c k n a d av att den innefattar en första och en andra krafttillförselledning, som är kopplade till kretsledningar- na, varvid omkopplingsorganet är placerat i en elektrisk bana mellan den första och den andra krafttillförselled- ningen för att skiftas till ett tillstànd av låg impedans, när en styrsignal, som alstras i den intermittent arbetande anordningen, har ett värde av en logisk etta, men att skiftas till ett tillstånd av hög impedans, när styrsignalen har det andra logiska värdet.

7. Avkänningsanordning enligt krav 1, k ä n n e - t e c k n a d av att den innefattar en förstärkare, som är inkopplad mellan det ljusmottagande organet och kompara- torn, varvid förstärkaren innefattar en inverterad förstär- kare, en första kondensator, som är inkopplad mellan en in- verterad ingångsklämma till den inverterade förstärkaren och det ljusmottagande organet, och en parallellkopplad krets av ett omkopplingselement och en andra kondensator, som är ansluten till ingàngsklämman och till en utgángsklämma i den inverterade förstärkaren, varvid omkopplingselementet bringas att bli ledande respektive oledande innan det ljusemitterande organet bringas att arbeta.

8. Avkänningsanordning enligt krav 7, k ä n n e - t e c k n a d av en likströmsbortkopplande transistor, som ingår i den inverterade förstärkaren. 505 767 32

9. Avkänningsanordníng enligt krav 7, k ä n n e - t e c k n a d av att förstärkaren innefattar ett flertal förstärkarorgan och ett flertal likströmsbortkopplande tran- sistorer.

10. Avkänningsanordning enligt krav 1, k ä n n e - t e c k n a d av att räknaren innefattar en upp-ned-räknare med en automatisk återställningsfunktion.