JPH02112738A - 光検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野〕 本発明は光検出回路に関するものであり、例えば光電式
の煙感知器や光電式の侵入感知器に用いられるものであ
る。

［従来の技術］ 第１１図は光；式が感知器の従来例（特公昭６０−１４
３９８号公報参照）を示すブロック図である０図中、１
．．１２は感知器回線であり、受信機に接続されている
。受信機は感知器回線１．．１２間に直流電源電圧を供
給しており、感知器回線１１゜１２間が短絡されると、
回線電流の増大を検出して火災報知信号を発報する。１
はダイオードブリッジであり、その交流入力端子は感知
器回線１１１２に接続されており、直流出力端子は感知
器の内部回路に接続されている。このダイオードブリッ
ジ１は無くても良いが、施工時に作業員が感知器回線１
＋　、１２を逆極性に配線しても正常に動作可能とする
ために設けられている。２はスイッチング回路であり、
サイリスタ素子やトランジスタによる自己保持回路より
なり、カウント回路１２がらのトリガ信号によりターン
オンされて、感知器回線ＩＩ、１２間を短絡させ、受信
機に煙感知信号を送出するものである。３は定電圧回路
であり、ダイオードブリッジ１の直流出方端子に得られ
る直流電圧を所定の定電圧に変換して内部回路に供給す
る。

４は発振回路であり、基準クロック信号を発生している
。５はタイミング制御回路であり、発振回路４からの基
準クロック信号を分周して、発光素子６の発光タイミン
グを制御するための発光制御信号を発生する。６はＬＥ
Ｄ（発光ダイオード）よりなる発光素子である。７はド
ライブ回路であり、タイミング制御回路５から出力され
る発光制御信号に従って発光素子６を間欠的に駆動する
。８は受光素子であり、発光素子６からのパルス光が煙
の粒子に当たって散乱することにより生じた微弱なパル
ス光を受光する。９は増幅器であり、受光素子８からの
微弱な電気信号を増幅する。１０は比較器であり、増幅
器９からの出力信号と基準電圧源１１からの基準信号と
を比較することにより、煙の有無を判定し、煙流入と判
定したときに出力信号を発生させる。１１は基準電圧源
であり、比較器１０に煙の有無を判定するための基準信
号を供給する。１２はカウント回路であり、比較器１０
からの出力信号が、少なくとも２回以上得られたときに
スイッチング回路２にトリガ信号を供給する。

［発明が解決しようとする課題］ 上述のように、光電式の煙感知器は、煙による散乱光を
検出するための受光素子８を備える。この受光素子８は
、−ａにシリコンフォトダイオード（ＳＰＤ）よりなり
、その受光出力電流の温度係数は正である。また、受光
素子８の受光出力電流を電圧信号に変換する増幅器９は
、電流−電圧変換用の抵抗素子を含んでいるが、この抵
抗素子の温度係数も正であるとすると、光検出回路の出
力電圧は周囲温度の上昇につれて高くなる。このため、
煙の有無を正確に判定できないという問題があり、高温
時の誤報発生や低温時の失報発生を招いていた。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、発光側回路の温度係数と受光側
回路の温度係数を相殺させることにより、全体として周
囲温度に応じて出力電圧が変動しない光検出回路を提供
することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係る光検出回路にあっては、上記の課題を解決
するために、第１図に示すように、駆動電流■６に応じ
た輝度の光を放射する発光素子６と、発光素子６に駆動
電流Ｉ６を供給するドライブ回路７と、発光素子６から
放射された先の一部を受光する受光素子８と、受光素子
８の受光出力電流Ｉ８を電圧信号Ｖｏに変換する抵抗素
子Ｒ８とを含み、発光素子６の発光効率の温度係数と、
ドライブ回路７の駆動電流工、の温度係数と、受光素子
８の受光量に対する受光出力電流Ｉ、の温度係数と、抵
抗素子Ｒ８の抵抗値の温度係数の総和がほぼゼロである
ことを特徴とするものである。

［作用］ 第１図に示す回路において、受光素子８の受光量に対す
る受光出力電流■８の温度係数を３０００ｐｐｍ／’Ｃ
５抵抗素子Ｒ６の抵抗値の温度係数を２０００　ｐｐｍ
／　”Ｃとすると、受光側回路の受光量に対する温度係
数は５　Ｃ＋　ＯＯｐｐｍ／　”Ｃとなる。したがって
、発光側回路における発光量の温度係数が−５０００ｐ
ｐｍ／’Ｃとなれば、光検出回路の出力電圧■０は周囲
温度によっては変動しない。発光素子６として発光ダイ
オード（Ｌ　Ｅ　Ｄ　）を用いた場合、その発光効率（
駆動電流工、に対する発光ｉ）は温度上昇に応じて低下
し、その温度係数が例えば−６２５０ｐｐｍ／　’Ｃで
あると、ドライブ回路７による駆動電流Ｉ６の温度係数
を１２５０ｐｐｍ／”Ｃとすれば良い。具体的には、第
１図に示す回路における（ｎ−１）個のダイオード直列
アレイの個数を調節することにより、光検出回路の出力
電圧の温度係数をゼロにすることができる。

本発明の更に詳しい構成及び作用については、以下に述
べる実施例の説明において詳述する。

［実施例］ 第２図は本発明の一実施例の回路構成を示す図であり、
第１１図に示す従来例のブロック図において、スイッチ
ング回路２と定電圧回路３及びドライブ回路７の回路構
成を具体的に例示したものである。まず、スイッチング
回路２はＰＮＰトランジスタＴｒｌとＮＰＮ）ランジス
タＴｒ２を含み、これらが自己保持回路を構成するよう
に接続されている、ＰＮＰトランジスタＴｒ＋のエミッ
タは、ダイオードブリッジ１の正出力端子に接続され、
ＮＰＮ）ランジスタＴｒｚのエミッタはダイオードブリ
ッジ１の負出力端子に接続されている。ＰＮＰトランジ
スタＴｒ＋のベースはＮＰＮ）ランジスタＴｒｚのコレ
クタに接続されて、ＰＮＰ）ランジスタＴｒ、のコレク
タはＮＰＮ）−ランジスタＴｒｚのベースに接続されて
いる。各トランジスタＴｒＴｒ２のベース・エミッタ間
には抵抗Ｒ＋　、　Ｒ２が並列接続されている。ＮＰＮ
トランジスタＴｒ２のベースはトリガ端子となり、ダイ
オードＤ。を介してカウント回路１２の出力に接続され
ている。

カウント回路１２の出力信号ＯＵＴが“Ｈｉｇｈ”レベ
ルになると、ダイオードＤ。を介してＮＰＮトランジス
タＴｒ２にベース電流が流れ、ＮＰＮ）ランジスタＴｒ
２のコレクタ電流によりＰＮＰ　！−ランジスタＴｒ＋
にベース電流が流れ、以後、ＰＮＰトランジスタＴｒ＋
のコレクタ電流によりＮＰＮトランジスタＴｒｚのベー
ス電流が供給されて、スイッチング回路は自己保持状態
（ラッチアップ状Ｒ）となり、ダイオードブリッジ１の
直流出力端子間を短絡するので、感知器回線１．．１２
間は短絡される。

これによって、感知器回線ｅ、　、１．に流れる回線電
流は増大し、感知器回線１．．１２の他端に接続された
受信機は、煙感知信号を検出する。その後、受信機側で
リセットスイッチを操作して、感知器回線１１，１２に
流れる回線電流を遮断するまで、スイッチング回路２は
自己保持状態を維持する。

次に、定電圧回路３の構成について説明する。

定電圧回路３は３個のＮＰＮ）ランジスタＴｒ３゜Ｔｒ
、、Ｔｒ５を含む、トランジスタＴｒｚのコレクタは、
ダイオードブリッジ１の正出力端子に接続されている。

トランジスタＴｒ＝のベースは、ツェナダイオードＺＤ
、とダイオードＤ、の直列回路よりなる第１の定電圧素
子と、ツェナダイオードＺＤ。

とダイオードＤ２の直列回路よりなる第２の定電圧素子
を介して、ダイオードブリッジ１の負出力端子に接続さ
れている。ダイオードＤ　＋　、　Ｄ　ｘはツェナダイ
オードＺＤ、、ＺＤ２のツェナ電圧の温度係数を補償す
るために設けられている。第１及び第２の定電圧素子に
は、トランジスタＴｒ）のコレクタ　ベース間に接続さ
れたバイアス抵抗Ｒ１を介してダイオードブリッジ１の
正出力端子から電流が流れる。これによって、第１の定
電圧素子の両端には、ツェナダイオードＺＤ、のツェナ
電圧ＶＺＤとダイオードＤ１の順方向降下電圧■Ｆを加
え合わせた定電圧（Ｖ　ＺＤ＋　＋　Ｖ　ｐ）が発生す
る。また、第２の定電圧素子の両端には、ツェナダイオ
ードＺＤ２のツェナ電圧ＶＺ［）２とダイオードＤ２の
順方向降下電圧ＶＦを加え合わせた定電圧（Ｖ　Ｚｎ２
　＋　Ｖ　Ｆ）が発生する。したがって、トランジスタ
Ｔｒｓのベースには、第１及び第２の定電圧素子の両端
電圧を加えｈわせた電圧（Ｖｚｏ＋　＋　ＶＺＤ２＋　
２　Ｘ　ＶＦ）が発生する。トランジスタＴｒｚのベー
ス・エミッタ間電圧をＶＢ２）とすると、トランジスタ
Ｔｒ３のエミッタ電圧（ま、（Ｖｚｏ＋　＋ＶＺＤ２＋
　２　Ｘ　ＶＦ　　ＶＢＥ３）で−定となる。この電圧
は、低抵抗Ｒ４を介して電源用コンデンサＣ１に充電さ
れ、電源ライン■。。、ＶＳＳ間の電源電圧となる。ま
た、トランジスタＴｒ５のベース・エミッタ間電圧をＶ
　ＢＥ５とすると、トランジスタＴｒ５のエミッタ電圧
は、（Ｖ　Ｚｎ２　＋　Ｖ　ｐＶＥＩＥＳ）で一定とな
る。この電圧は、電源用コンデンサＣ２に充電され、電
源ラインＶ　ＤＤ、　Ｖ　９５２間の電源電圧となる。

トランジスタＴｒ、は過電流を防止するために設けられ
ており、トランジスタＴｒ３のエミッタ電流が適正なレ
ベルであれば低抵抗Ｒ１の両端に生じる電圧が小さいの
で、トランジスタＴｒ、は動作しないが、トランジスタ
Ｔｒ３のエミッタ電流が異常に増大すると、低抵抗Ｒ４
の両端に生じる電圧によりトランジスタＴｒ４にベース
電流が流れ、そのコレクタ・エミッタ間を介してトラン
ジスタＴｒ３のベース電流を分流し、トランジスタＴｒ
３のエミッタ電流を制限する。

次に、ドライブ回路７の構成について説明する。

ドライブ回路７は２個のＮＰＮトランジスタＴ「６゜Ｔ
ｒ、と、３個のＮＭＯ９）ランジスタＴ　ｒ　＠　、　
Ｔ　ｒ　ｇＴ　ｒ　ｌｏと、１個のＰＭＯＳトランジス
タＴ　ｒ　、　、を含み、タイミング制御回路５からの
発光制御信号ＬＥＤＯＮが’Ｈｉｇｈ”レベルのときに
は、発光素子６に駆動電流Ｉ６を通電するが、発光制御
信号ＬＥＤＯＮが”Ｌｏｗ”レベルのときには、発光素
子６に電流を通電しないのみならず、ドライブ回路７自
体が全く電流を消費しない高インピーダンス状態となる
ことを特徴としている。

タイミング制御回路５からの発光制御信号ＬＥＤＯＮは
、ＮＭＯ３Ｉ−ランジスタＴｒｓのゲートに印加されて
いる。ＮＭＯＳトランジスタＴ「、のソースは電源ライ
ン■ｓｓ１に接続され、トレインはバイアス用の抵抗Ｒ
１を介して電源ラインＶＣＣに接続されている。抵抗Ｒ
６とＮＭＯＳトランジスタＴｒｓのドレインの接続点は
、ＮＭｏ５トランジスタＴ　ｒ　ｓ　、　Ｔ　ｒ　＋　
ｏ及びＰＭＯＳ）ランジスタＴｒのゲートに接続されて
いる。ＮＭＯＳトランジスタＴ　ｒ　９　、　Ｔ　ｒ　
＋　ｏのソースは電源ラインＶＳＳ＋に接続され、ＰＭ
ＯＳトランジスタＴ　ｒ　Ｈ１のソースは電源ラインＶ
ｃｃに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＴｒｇの
ドレインとＰＭＯＳトランジスタＴｒのトレインは、Ｎ
ＰＮ　トランジスタＴｒｓのベースに共通接続されてい
る。ＮＰＮ）−ランジスタＴｒ６のコレクタは電源ライ
ンＶｃｃに接続され、エミッタは抵抗Ｒ６を介してツェ
ナダイオードＺＤ、のカソードに接続され、ツェナダイ
オードＺＤ、のアノードは電源ライン■ｓｓ１に接続さ
れている。ツェナダイオードＺＤ、のカソードには、Ｎ
ＭＯｓトランジスタＴｒｌ。のトレインが接続されると
共に、（ｎ−１）個のダイオード直列アレイを介して、
ＮＰＮトランジスタＴｒ、のベースが接続されている。

ＮＰＮ）ランジスタＴｒ７のエミッタは、抵抗Ｒ７を介
して電源ラインＶＳｓ＋に接続されている。また、ＮＰ
ＮＦ−ランジスタＴｒｔのコレクタは、発光素Ｔ−６の
カソードに接続され、発光素子６のアノードは電源ライ
ンＶ。Ｃに接続されている。

以下、ドライブ回路７の動作について説明する。

タイミング制御回路５がらの発光制御信号ＬＥＤＯＮが
Ｈｉ）Ｉｈ″レベルになると、ＮＭＯｓトランジスタＴ
ｒｇがオフ状層となり、ＮＭＯ３Ｉ−ランジスタＴ　ｒ
　ｓ　、　Ｔ　ｒ　＋　ｏ及びＰＭｏｓトランジスタＴ
ｒのゲート電位が低下するので、ＮＭＯｓトランジスタ
Ｔ　ｒ　ｇ　、　Ｔ　ｒ　＋。はオフ状態、ＰＭｏｓト
ランジスタＴ　ｒ　＋　＋はオン状態となる。故に、Ｎ
ＰＮｈランジスタＴｒ６のベース電位は上昇し、ＮＰＮ
）ランジスタＴｒｓのコレクタ・エミッタ間を介して抵
抗Ｒ６とツェナダイオードＺＤ、の直列回路に電流が流
れる。これにより、ツェナダイオードＺＤ、のカソード
には、そのツェナ電圧ＶＺＤＩに等しい電圧が発生する
。この電圧から、（ｎ−１）個分のダイオード直列アレ
イの層方向電圧降下（ｎ−１）ＸＶＦを差し引いた電圧
が、ＮＰＮトランジスタＴｒ。

のベースに印加されて、ＮＰＮＩ−ランジスタＴｒｙが
オン状態となり、発光素子６に駆動電流Ｉ６が流れる。

次に、タイミング制御回路５からの発光制御信号ＬＥＤ
ＯＮが°’　Ｌ　ｏｗ”レベルになると、ＮＭＯＳトラ
ンジスタＴｒｇがオフ状層となり、バイアス用の抵抗Ｒ
９によりＮＭＯＳトランジスタＴ　ｒ　ｇ　、　Ｔ　ｒ
　１゜及びＰＭＯＳ）ランジスタＴ　ｒ　、　、のゲー
ト電位が上昇するので、ＮＭＯ３）ランジスタＴ　ｒ　
、　、　Ｔ　ｒ　Ｈｏはオン状態、ＰＭＯ３Ｆ−ランジ
スタＴ　ｒ　、　、はオフ状態となる。故に、ＮＰＮト
ランジスタＴｒ６のベース電位は降下し、ＮＰＮトラン
ジスタＴｒｓのコレクタ・エミッタ間を介して電流は流
れない、また、ツェナダイオードＺ　Ｄ　ｓの両端はＮ
ＭＯＳトランジスタＴｒ、。により短絡されるので、ツ
ェナダイオードＺＤ３のカソード電位は低下し、ＮＰＮ
トランジスタＴｒｔはオフ状態となり、発光素子６の駆
動電流Ｉ６は停止する。

パワーオンリセット回路１３は、電源用コンデンサＣ３
の電圧上昇を検出し、発振回路４とタイミング制御回路
５及びカウント回路１２にパワーオンリセット信号ＲＥ
ＳＥＴを供給する。アナログ信号処理回路１４は、第１
１図に示す増幅器つと比較器１０及び基準電圧源１１を
含んでいる。

発振回路４は基準タロツク信号ｏＳＣをタイミング制御
回路５に供給する。タイミング制御回路５は基準クロッ
ク信号ｏＳＣを分周して、ドライブ回路７に発光制御信
号ＬＥＤＯＮを供給すると共に、アナログ信号処理回路
１４にタイミング制御信号ＰＨＩＩ及びＰＨＩ２を供給
し、カウント回路１２にリセット信号Ｒ３Ｔを供給する
。アナログ信号処理回路１４からはカウント回路１２に
比較出力信号ＣＯＭＰが供給される。発振回路４とタイ
ミング制御回路５、アナログ信号処理回路１４及びカウ
ント回路１２は低電圧で動作し、消費電流も少ないので
、コンデンサＣ２から給電されている。一方、発光素子
６のドライブ回路７は瞬間的に大電流を消費するので、
コンデンサＣ１から給電されている。このように、ドラ
イブ回路７の電源ラインＶ。０を、他の回路の電源ライ
ンＶＤＤから分離することにより、発光素子６の発光時
に他の回路の電源電圧が瞬時低下する恐れがなくなり、
他の回路の誤動作を防止できるものである。

第３図は発振回路４とタイミング制御回路５、アナログ
信号処理回路１４及びカウント回路１２の構成を具体的
に示す回路図である。

まず、発振回路４は時定数設定用のコンデンサＣＴ及び
抵抗ＲＴと、２個のインバータＧ　＋　、　Ｇ　２及び
発振制御用のＮＡＮＤゲー）　Ｇ　３よりなる。ＮＡＮ
ＤゲートＧ、の一方の入力は、抵抗ＲＴを介してインバ
ータＧ、の出力に接続されると共に、コンデンサＣＴを
介してインバータＧ、の入力とインバータＧ２の出力に
接続されている。ＮＡＮＤゲートＧ３の出力はインバー
タＧ２の入力に接続され、ＮＡＮＤゲートＧ、の他方の
入力には、インバータＧ４を介してパワーオンリセット
信号ＲＥＳＥＴが入力されている。パワーオンリセット
信号ＲＥＳＥＴが“Ｌｏ−”レベルになると、インバー
タＧ。

の出力が“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、ＮＡＮＤゲートＧ
、が信号通過可能な状態となって、インバータＧ、の出
力には、抵抗ＲＴとコンデンサＣＴの時定数で決まる周
期の基準クロック信号Ｏ８Ｃが得られる。

この基準クロック信号ｏＳＣは、タイミング制御回路５
における分周回路５ａに入力されている。

分周回路５ａは、１４段のＤフリップフロップを縦続接
続して成り、各段のＤフリップフロップは、その反転出
力ｑを自己のデータ入力りに接続されると共に、次段の
クロック人力ＣＬＫに接続されている。初段のＤフリッ
プフロップのクロック人力ＣＬＫには基準クロック信号
Ｏ８Ｃが供給され、終段のＤフリップフロップの出力Ｑ
からは、基準クロック信号Ｏ８Ｃの分周出力Ｅｌ＋＜が
得られる。

この分周出力Ｂ　１４は、タイミング制御回路５におけ
るシフトレジスタ回路５ｂに入力されている。

シフトレジスタ回路５ｂは、７段のＤフリップフロップ
を縦続接続して成り、各段のＤフリップフロップは、そ
の出力Ｑを次段のデータ入力りに接続されている。初段
のＤフリップフロップのデータ人力りには、分周回路５
ａの分周出力ＢＩ４が供給されている。各段のＤフリッ
プフロップのクロック人力ＣＬＫには、分周回路５ａに
おける２段目のＤフリップフロップの出力Ｑ（分周出力
Ｂ２）が供給されている。

なお、分周回路５ａ及びシフトレジスタ回路５ｂにおけ
る各Ｄフリップフロップのリセット人力Ｒには、パワー
オンリセット信号ＲＥＳＥＴが供給されている。

シフトレジスタ回路５ｂにおける３段目〜７段目のＤフ
リップフロップの出力Ｑ　、、”Ｑ、、Ｑ　、、Ｑ　、
。

（９）１．Ｑ、、Ｑ、及び分周回路５ａの分周出力Ｂ１
４は、タイミング制御回路５における論理回路５ｃのＡ
ＮＤゲートＧ、〜Ｇ、に図示のように入力されて、制御
信号ＰＨＩＩ、ＰＨＩ２、ＬＥＤＯＮ、Ｒ３Ｔ、ＵＰＣ
ＬＫを夫々生成する。

次に、増幅器つと比較器１０及び基準電圧源１１を含む
アナログ信号処理回路１４の構成について説明する。

増幅器っけ、３段のオペアンプＯＰ　＋　、　ＯＰ　２
　、○Ｐ、を縦続接続して成り、各オペアンプの非反転
入力には、基準電圧回路１５からの基準電圧Ｖｒが印加
されている。初段のオペアンプ○Ｐ１の反転入力にはシ
リコンフォトダイオード（ＳＰＤ）よりなる受光素子８
のカソードが接続されている。

受光素子８のアノードは電源ラインｖｓｓｚに接続され
ている。したがって、受光素子８のＰＮ接合は逆バイア
スされており、光照射によってＰＮ接合に逆方向に流れ
る光電流をオペアンプ○Ｐ、により電圧信号として検出
するものである。このために、オペアンプＯＰ、の出力
と反転入力の間に接続される帰還抵抗Ｒ８としては高抵
抗が使用されている。２段目のオペアンプＯＰ２は電圧
増幅回路を構成しており、その電圧増幅率は、入力抵抗
Ｒ３と帰還抵抗Ｒ１゜の比率で決まる。３段目のオペア
ンプＯＰ、も電圧増幅回路を構成しており、その電圧増
幅率は、入力抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ２２の比率で決まる
。オペアンプＯＰ　３の出力は、直流カット用のコンデ
ンサＣ１の一端に接続されており、コンデンサＣつの他
端はオペアンプＯＰ、の非反転入力に接続されている。

オペアンプＯＰ。

の出力はその反転入力に４：ｌｉ還されており、したが
って、オペアンプ○Ｐ４はインピーダンス変換器として
作用するバッファアンプである。オペアンプＯＰ　＜の
出力は、抵抗Ｒ１，とコンデンサＣ１よりなるローパス
フィルタを介して、コンパレータ用のオペアンプＯＰ　
ｓの非反転入力に接続されている。

なお、直流カット用のコンデンサＣ１の他端は、アナロ
グスイッチＳＷ１を介して基準電圧回路１５の出力に接
続されている。基準電圧回路１５の出力は、オペアンプ
○Ｐ６の非反転入力に印加されている。オペアンプＯＰ
６の出力は、抵抗Ｒ１゜と抵抗Ｒ１，を介して電源ライ
ンＶｓｓ２に接続されている。抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１，
の接続点はオペアンプＯＰ　ｓの反転入力に帰還されて
いる。抵抗Ｒ１゜かち得られる基準電圧ＶＲＥＦは、コ
ンパレータ用のオペアンプ○Ｐ、の反転入力に印加され
ている。

オペアンプＯＰ５の出力は、ＮＯＲゲー１−Ｇ、、Ｇよ
りなるＲＳフリップフロップ１２ａのセット入力とされ
ている。このＲＳフリップフロップ１２ａのリセット入
力には、ＡＮＤゲートＧ８から出力されるリセット信号
Ｒ８Ｔが供給されている。また、ＲＳフリップフロップ
１２ａの出力は、アップダウンカウンタ１２ｂのアップ
ダウン選択信号ＵＤＳとされている。アップダウンカウ
ンタ１２ｂのリセット人力Ｒには、パワーオンリセット
信号ＲＥＳＥＴが供給されており、アップクロック人力
ＵＰＣＬＫには、ＡＮＤゲー１へＧ、がら出力されるア
ップクロック信号ＵＰＣＬＫが供給されている。

第４図はカウント回路１２の回路構成を示している。カ
ウント回路１２は、上述のＡＮＤゲートＧ１゜＋　Ｇ　
ｌ　ｌよりなるＲＳフリップフロップ１２ａと、アップ
ダウンカウンタ１２ｂを備えている。アップダウンカウ
ンタ１２ｂは、２個のＤフリップフロップを備えている
。各Ｄフリップフロップのリセット入力Ｒには、パワー
オンリセラ！へ信号ＲＥＳＥＴが供給され、クロック人
力ＣＬＫには、アップクロック信号ＵＰＣＬＫが供給さ
れている。また、各Ｄフリップフロップの出力Ｑ、、、
Ｑ、。は、ＡＮＤゲートＧ、２に入力され、ＡＮＤゲー
トＧ、２の出力がカウント回路１２の出力信号○ＬＪＴ
となる。なお、各Ｄフリップフロップのデータ入力り、
。２Ｄ２゜は、アップダウン選択信号ＵＤＳと各Ｄフリ
ップフロップの出力Ｑ、。＋　Ｑ　２０に基づいて、論
理回路Ｇ、、、０．４により夫々生成され、過去３回連
続して煙の散乱光の検出信号ＣＯＭＰが“Ｈｉｇｈ”レ
ベルとなったときには、出力信号ＯＵＴが“Ｔ−１ｉｇ
ｈ”レベルとなり、スイッチング回路２がトリガされる
ように構成されている。

ところで、上述の第２図に示したドライブ回路７では、
ツェナダイオードＺＤ、のツェナ電圧をＶＺＤ３とする
と、発光素子６の駆動電流はＩａ＝（Ｖｚｏｘ　　（ｎ
　　　１）ＸＶＦ　　ＶＢＥ７＋／Ｒ７＝（Ｖｚｏｚ−
ｎｘｖＦ）／Ｒｔ となる、ただし、トランジスタＴｒ７のベース・エミッ
タ間電圧ＶＢｐ７は、（ｎ　−１）個のダイオードの各
々の順方向降下電圧■Ｆと等しいものとする。

以上のことから明らかなように、第２図に示したドライ
ブ回路７では、トランジスタＴｒ７のベース・エミッタ
間電圧ＶＢＥＴの温度特性が発光素子６の駆動電流Ｉ６
の温度特性に影響を与えることになる。

第５図はドライブ回路７の他の回路例を示している。第
２図に示すドライブ回路７と比較すると、ＰＮＰ）ラン
ジスタＴ　ｒ　ｌ　４１　Ｔ　ｒ　＋　ｓよりなるカレ
ントミラー回路を追加して、トランジスタＴｒｓのベー
ス電流源を定電流化した点、並びにトランジスタＴｒ、
のベース・エミッタ間電圧ＶＩＩＩＥ？をトランジスタ
Ｔ　ｒ　、　、のベース・エミッタ間電圧■ＢＥ＋７に
より打ち消して、発光素子６の駆動電流■６の温度特性
が、ツェナダイオードＺＤ、と（ｎ　−１＞個のダイオ
ードのみにより決定されるようにした点が異なる。

まず、発光制御信号ＬＥＤＯＮが″Ｈｉｇｈ’レベルの
ときには、上述のように、ＮＭＯＳトランジスタＴｒａ
がオン状態、ＮＭｏ５トランジスタＴｒｓ。

Ｔｒ＋。がオフ状態、ＰＭＯ８）ランジスタＴｒ＋＋が
オン状態となるので、ＰＭＯ９）−ランジスタＴｒ、□
とＮＭＯ８）ランジスタＴ　ｒ　、　３のゲート電位が
上昇し、ＰＭＯＳトランジスタＴ　ｒ　ｌ　２はオフ状
態、ＮＭｏ３）−ランジスタＴｒＨはオン状態となる。

このため、ＰＮＰ）ランジスタＴ「３．には抵抗Ｒ１６
で決まる定電流が流れ、同じ電流がＰＮＰ　トランジス
タＴｒ、５を介してトランジスタＴｒ６のベースに流れ
る。このとき、ＮＭＯＳ）−ランジスタＴｒ、。

のゲート電位は低いので、ＮＭＯＳトランジスタＴ「１
６はオフ状態であり、ＮＰＮ）ランジスタＴｒ１１は動
作可能な状態となっている。このＮＰＮＩ−ランジスタ
Ｔ　ｒ　＋　ｔは、抵抗Ｒ６の両端電圧が上昇すると、
ＮＰＮ）−ランジスタＴｒｓのベース電流を分流させて
、抵抗Ｒ，の両端電圧を低下させ、トランジスタＴ　ｒ
　ｌ　？のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥＩ７に等しく
なるように負帰還制御を行っている。このため、このド
ライブ回路７では、発光素子６の駆動電流Ｉ６は、 Ｔｓ−（Ｖｚｏｓ−（ｎ−１）ＸＶＦＩ／Ｒ？となる。

これは、トランジスタＴ　ｒ　７のベース・エミッタ間
電圧ＶＢＥ？とトランジスタＴ　ｒ　、　、のベース・
エミッタ間電圧■ＢＥ１７が打ち消し合うからである。

次に、発光制御信号ＬＥＤＯＮが“Ｌ　ｏｗ”レベルの
ときには、上述のように、ＮＭＯＳ　）ランジスタＴｒ
ａがオフ状態、ＮＭＯ８Ｉ−ランジスタＴｒｓＴ　ｒｌ
ａがオフ状層、ＰＭＯ３）ランジスタＴｒ、がオフ状態
となるので、ＰＭＯＳトランジスタＴ　ｒ　、　２とＮ
Ｍｏ３）ランジスタＴ　ｒ　、　、のゲート電位は降下
し、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１□はオン状態、ＮＭＯ
ＳトランジスタＴ　ｒ　＋　３はオフ状層となる。

このため、ＰＮＰｈランジスタＴ　ｒ　ｌ　４には電流
が流れなくなり、ＰＮＰ　ｌ−ランジスタＴ「１５にも
電流が流れなくなる。ＮＭｏ３）ランジスタＴｒ＋５Ｔ
ｒ１゜がオフ状層となるので、ＮＰＮトランジスタＴｒ
、、Ｔｒ、のベース電位は低下し、ＮＰＮ）ランジスタ
Ｔ　ｒ　ｈ　、　Ｔ　ｒ　ｔは完全にオフ状態となる。

したがって、制御信号ＰＨＩＩが“Ｌｏｗ″レベルのと
きには、電源ライン■ｃｃから電源ラインＶＳＳＩには
全く電流は流れなくなる。

ここで、ドライブ回路７に用いる（ｎ　−１）個のダイ
オードは、ツェナダイオードＺＤコのツェナ電°圧ＶＺ
Ｄ３の温度係数、発光素子６の発光効率の温度係数、受
光素子８の受光効率及び電流−電圧変換用の高抵抗Ｒ８
の温度係数を考慮し、発光側と受光側の温度係数が全体
としてほぼゼロとなるように、その個数を遷ぶちのであ
る。その具体的な方法については後述する。

次に、オペアンプＯＰｌ〜ＯＰ６の具体的な回路構成を
第６図に例示する。このオペアンプは、ＭＯＳトランジ
スタＴ　ｒ　、、〜Ｔｒ３゜と抵抗Ｒ，を及びインバー
タＧＩ５を含み、制御信号ＰＨＩＩが“Ｈｉｇｈ”レベ
ルであるときには、入力端子ＩＮＩ、ＩＮ２に印加され
る電圧の差分を増幅した電圧信号を出力端子０ＵＴ１に
発生し、制御信号ＰＨＩＩが“’Ｌｏｗ”レベルである
ときには、出力端子○ＵＴＩが“ＬＯ＠＋”レベルにな
ると共に、電源ライン■ＤＤと■ｓｓ２の間に全く電流
が流れなくなるように動作することを特徴としている。

以下、そめ動作を簡単に説明すると、まず、制御信号Ｐ
ＨＴＩが’ＨｉＦｉｂ”レベルのときには、ＰＭＯ３）
ランジスタＴｒ１８とＮＭＯＳトランジスタＴｒ２ｏの
ゲート電位が上昇するので、ＰＭＯ３）ランジスタＴ　
ｒ　１ｅはオフ状態となり、ＮＭｏ３）ランジスタＴｒ
２ｏはオフ状層となる。したがって、ＰＭＯ３Ｉ−ラン
ジスタＴ　ｒ　１　ｇ　、　Ｔ　ｒ　２１１　Ｔ　ｒ　
２　ｓ　、　Ｔ　ｒ　２　ｇはゲート電位が低下し、抵
抗素子として作用する。このため、入力端子■Ｎｌ、Ｉ
Ｎ２に印加された電圧の差分に相当する電圧がＭＯＳト
ランジスタＴ　ｒ　、　２〜Ｔ　ｒ　２５よりなる差動
増幅器により生成され、この電圧がＭｏ３）ランジスタ
Ｔ　ｒ　２　ｔ　＋　Ｔ　ｒ　２９にて２段増幅されて
出力端子０ＵＴＩに出力される。このとき、Ｍｏ３）ラ
ンジスタＴ　ｒ　２　ａ　＋　Ｔ　ｒ　２　ａはＭｏ３
）ランジスタＴ　ｒ　２　？　ＩＴｒ２ｓの負荷抵抗と
して作用する。次に、制御信号ＰＨＩＩが“Ｌｏｗ”レ
ベルになると、ＰＭＯＳトランジスタＴｒｙｓとＮＭＯ
ＳトランジスタＴｒ２゜のゲート電位が低下するので、
ＰＭＯＳ）ランジスタＴ　ｒ　、　＠はオン状態、ＮＭ
Ｏ８）ランジスタＴｒ２゜はオフ状態となる。したがっ
て、ＰＭＯＳ）ランジスタＴｒｌ９．Ｔｒ２．Ｔｒ、、
Ｔｒｚａはゲート電位が上昇し、遮断状態となる。この
ため、電源ライン■ＤＤから電源ラインＶ　Ｓｓ２には
全く電流が流れなくなる。また、インバータＧ１．は電
源ラインＶＯＯとＶＳＳ２により給電されているが、本
実施例のインバータは全てＣＭＯＳインバータよりなる
ので、状態が遷移した後は電流が流れない。よって、制
御信号ＰＨＩＩが“Ｌｏｗ”レベルの状態ではオペアン
プＯＰ１〜ＯＰ６は全く電流を消費しなくなる。

次に、基準電圧回路１５の具体的な回路構成を第７図に
示す、この回路は、制御信号ＰＨＩＩが“Ｈｉｇｈ”レ
ベルのときには、出力端子０ＵＴ２に基準電圧Ｖｒを発
生し、制御信号ＰＨＩＩが“Ｌｏｗレベルのときには、
電源ラインｖＤＤがら電源ラインＶＳＳ２への電流が遮
断されるように動作することを特徴としている。以下、
制御信号ＰＨＩＩが゛用ｉｇｈ”レベルのときに、基準
電圧Ｖｒが一定の電圧として発生する原理について説明
する。

トランジスタＴｒ３ｓ＋Ｔｒｓｓのベース・エミッタ間
電圧をＶ　ＢＨ３Ｇ　Ｉ　Ｖ　ＢＥ’３９とし、トラン
ジスタＴｒ３゜に流れる電流を１とすると、 Ｖ８ｐｚ　６＝　Ｖ日Ｅ、、＋　　Ｉ　　−Ｒ・・・■
となる。トランジスタＴｒ３６のエミッタ面積と１−ラ
ンジスタＴｒ、のエミッタ面積の比率を１：ｓに選ぶと
、それぞれのコレクタ電流ｒ　ｅｊｓ　　Ｉ　ｅ３９は
次のようになる。

Ｉ　ｃ、、＝　Ｉ　ｓ　−ｅｘｐ（ＶｎＥｓａ／　Ｖｖ
）Ｉ　ｃ３ｇ＝　Ｓ　Ｘ　Ｉ　５−ｅｘｐ（Ｖａｓｚ／
　ＶＴ）ここで、Ｉｓは飽和電流、Ｖ　Ｔ　＝　ｋ　Ｔ
　／　ｑ　、　ｋはボルツマン定数、ｑは電子電荷、Ｔ
は絶対温度である。

これを０式に代入すると、 Ｉ　＝　（Ｖ　Ｔ／　ＲＨ’ｎ　Ｓ 直列接続されたトランジスタＴ　ｒ　＜　＋　＋　Ｔ　
ｒ　＜　２１・・・の個数をｍ個とすると、 Ｖｏ＝ｒ　・ｋＲ＋ｍＶａｓ ＝ｍｖ８Ｅ＋　（ＶＴ／Ｒ）ｌｎＳ 温度特性をＯとするには、 ａＴ　　　　　　　ａＴ　　　　　　　　　　　θＴｍ
＝２　３＝２と選び、 受光素子８の受光出力電流Ｉ、は、初段のオペアンプＯ
Ｐ１の高抵抗Ｒ６に流れ、電圧信号に変換される。基準
電圧回路１５の出力電圧をＶｒとすると、オペアンプＯ
Ｐ１の出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｒ　　１１Ｒ− となる０両辺について、温度Ｔの変化θＴに対する偏微
分係数を求めると、 ａＴ とすると、ｋ＝６７．８９ したがって、Ｒ＝１にΩとすると、ｋＲは６７゜９にΩ
となり、温度係数Ｏの定電圧回路となる。

このように、ｍとＳを適当に選び、出力電圧Ｖｒを一定
に保つことができる。

また、本実施例にあっては、発光素子６と受光素子８、
電流−電圧変換用の高抵抗Ｒ１１、基準電圧回路１５の
出力電圧Ｖｒの温度係数を元に、ドライブ回路７の駆動
電流工、の温度特性を以下のように調整することで、受
光出力ｖＯが温度に対して変動しない光検出回路を実現
しいている。

ここで、 二こで、電流−電圧変換用の高抵抗Ｒ１が集積回路の拡
散抵抗よりなるものとし、その温度変動分（θＲ，／θ
Ｔ）を２０００ｐｐｍ／”Ｃト仮定スル。

また、受光素子８の受光出力電流■。の温度変動分（θ
１．／θＴ）を−２０００ｐｐｍ／’Ｃと仮定すれば、 ａＴ ＝　ＯｐｐＩＩｌ／　’Ｃ となる、しかしながら、受光素子８が一般的なシリコン
フォトダイオード（ＳＰＤ）であるとすると、その受光
出力電流■８の温度係数は正であり、上記のように出力
電圧■０の温度変動を０とすることができない。そこで
、温度上昇と共に発光素子８の発光量を減少させて、受
光素子８の受光出力電流■、の温度変動分が負の勾配を
持つようにすれば良い、つまり、受光素子８の受光出力
電流■。

は発光素子６の発光量に比例し、発光素子６の発光量は
駆動電流■６に比例すると考えられるので、発光素子６
の発光量を温度上昇と共に減少させれば良いと考えられ
る。今、受光素子８単独の受光出力電流の温度係数を３
０００ｐｐｍ／’Ｃとすると、発光素子６の発光量の温
度係数を−５０００ｐｐ＋＊／℃とすれば、（θＶｏ／
θＴ）はほぼ０に近似できる。

次に、ドライブ回路７の温度特性について説明する。第
２図において、ツェナダイオードＺＤ。

のツェナ電圧をＶＺＤ３、トランジスタＴｒｙのベース
・エミッタ間電圧及び（ｒｌ−１）個のダイオード直列
アレイの各々の順方向降下電圧をＶＦとすると、発光素
子６に流れる電流■６は Ｉ　６＝　（Ｖｚｏｔ　　ｎ　・Ｖｐ）／　Ｒ？となる
０両辺について、温度Ｔの変化θＴに対する偏微分係数
を求めると、 ａＴ　　　　Ｒ，ａＴ　　　　Ｒ２θＴＶＺＤ３−θＶ
Ｆ　　ａＴ　　　　　　、１９Ｔ今、発光素子６の発光
効率の温度変動を一６２５０ｐｐ輪／”Ｃとする。この
とき、−１５℃〜６５℃の温度範囲では、発光素子６の
発光量は＋２５％〜−２５％まで変動する０発光素子６
の発光量は温度上昇と共に減少し、受光素子８の受光出
力電流工、を減少させるが、受光素子８単独での受光出
力電流と、電流−電圧変換用の高抵抗Ｒ８の抵抗値は、
温度上昇と共に逆に増加する特性を有している。したが
って、発光素子６の発光量が５°ＯＯＯｐｐｍ／　’Ｃ
であるとすると、受光回路の出力電圧Ｖｏの温度係数（
θＶ　ｏ／　ａ　Ｔ　）を０にできるから、結局、発光
素子６のドライブ回路７における駆動電流■６の温度係
数を１２５０ｐｐｍ／　”Ｃとすれば、回路全体として
温度係数をゼロにすることができる。

ここで、■式の抵抗Ｒ７は温度係数が無視できるディス
クリートの部品とし、ＶＺＤｚ＝　６　、９　Ｖ、θ”
ＺＤ３／θＴ＝３ｍＶ／”Ｃ１θＶＦ／δＴ　＝　−２
ｍＶ／”Ｃ，ＶＦ＝０．７Ｖとすると、 の値が１２５０ｐｐｍ／”Ｃ＝　１．２５　Ｘ　１０−
’となるようにすれば良い、このとき、ｎ＝１．９５６
＃２となる。したがって、ダイオードの個数は、（ｎｌ
）−１個とすれば良い。

以上のように、ドライブ回路７における（ｎｌ）個のダ
イオードの個数を適当に運ぶことにより、光検出回路の
出力電圧Ｖｏの温度係数をＯにすることができる。

また、第５図に示す他のドライブ回路４を用いた場合に
は、 Ｉａ−（Ｖｚｏｚ＋Ｖｅｐ　　（ｎ　　１）ＶＦ　　Ｖ
ＢＥ）／Ｒ７−ｆＶｚＤ：＋−（ｎ　　１　）ＶＦ）／
　Ｒ７となり、上記と同様の計算を行えばｎ＝３となる
から、ダイオードの個数を（ｎ−１）−２個とすれば良
い。

このようにして、本実施例にあっては、出力電圧の温度
係数が一定な光検出回路を実現しているものである。

以上の回路のタイムチャートを第８図に示す。

発振回路４からの基準クロック信号Ｏ８Ｃの周波数を１
０ｋＨｚとすると、１４段の分周回路５ａの分周出力Ｂ
１４は、周期３．２７６８秒のクロック信号となる。こ
の分周出力ＢＩ４を７段のシフトレジスタ回路５ｂに入
力し、分周回路５ａの２段目の分周出力Ｂ２を用いてシ
フトさせ、シフトレジスタ回１１８５　ｂの各段の出力
Ｑ、〜Ｑ７を作る。この信号を論理回路５Ｃによってデ
コードし、制御信号ＰＨＩＩ、Ｐｉ−ＩＩ２、発光制御
信号ＬＥＤＯＮ、アップクロック信号ＵＰＣＬＫ、リセ
ット信号Ｒ３Ｔを作成するものである。

制御信号ＰＨＩＩは増幅器つと比較器１０及び基準電圧
源１１を含むアナログ信号処理回路１４を有効にするた
めの制御信号であり、この制御信号が“ＬＯｗ″レベル
の区間においては、アナログ信号処理回路１４の電源電
流を遮断して、低消費電流化を図るものである。これと
同時に、制御信号Ｐ）ＩＩ２が立ち上がり、アナログス
イッチＳＷがオンし、直流カット用コンデンサＣ１のバ
ッファアンプ側の端子を基準電圧Ｖｏに充電し、この結
果、コンデンサＣ５の両端は基準電圧ＶＯに等しくなる
。制御信号ＰＨ１２が“Ｌｏｗ”レベルとなり、アナロ
グスイッチｓ　ｗ　、　ｈ＜オフした後、発光制御信号
ＬＥＤＯＮが″Ｈｉｇｈ’レベルとなり、ドライブ回路
７により、発光素子６には駆動電流■６が流れる０発光
制御信号ＬＥＤＯＮが“Ｌｏｗ”レベルの区間には、ド
ライブ回路７の消費電流もゼロとなる。発光素子６の発
光により煙の散乱光を受けて得られた受光素子８の出力
信号が増幅器９にて増幅され、受光信号ＣＰＬＳが比較
器１０の１！：準電圧■ＲεＦ以上になると、比較器１
０の比較出力信号ＣＯＭＰは“Ｈｉｇｈ″レベルとなる
。この信号ＣＯＭＰはカウント回路１２のＲＳフリップ
フロップ１２ａによりラッチされ、アップダウン選択信
号ＵＤＳがＨｉｇｈ’レベルとなっているときに、アッ
プクロック信号ＵＰＣＬＫによりカウント回路１２のア
ップダウンカウンタ１２ｂに取り込まれる。カウント回
路１２では、３回連続、受光信号ＣＰＬＳが基準電圧Ｖ
　ＲＨＦを越えたときにのみ、そのカウント出力信号○
ｔＪＴが″Ｈｉｇｈ”レベルとなる。この動作のタイム
チャートを第９図に示す。

なお、連続回数はカウンタ１２ｂの回路構成により自由
に設定できる。このカウント出力信号ＯＵＴが’Ｈｉｇ
ｈ“レベルになると、スイッチング回路２にトリガ信号
が供給され、感知器回線１，１２間が短絡状萼となり、
受信機側へ煙怒知信号を電流信号として送出する。なお
、スイッチング回路２のトリ万端子に接続されたダイオ
ードＤ。は、スイッチング回路２の自己保持動作時に、
カウント出力信号ＯＵＴが“ＬＯＷ”レベルに復帰して
も自己保持状態を傑証するために挿入したものである。

このように、本実施例では、感知器に流入した煙による
散乱光が３回連続して基準値を越えたときに、スイッチ
ング回路２がオンし、受信機側へ煙忌知信号を送出する
ものである。このような感知器は広い範囲に分散して配
置され、感知器回線１、．１２間に多数個が並列的に接
続されるものであるから、その消！！電流は少なく抑制
することが望まれる。

そこで、本実施例にあっては、まず、アナログ信号処理
回路１４の低消費電流化を図るために、上述のように、
タイミング制御回路５により発生させた制御信号ＰＨＩ
Ｉによりアナログ信号処理回路１４を間欠駆動させてい
る。電源電圧ＶＣＣを１０■、■ＤＤを５■とし、アナ
ログ信号処理回路１４を有効にするｉ制御信号ＰＴ−Ｉ
ｌｌの“’Ｈｉｇｈ”レベル区間を１．４ｍ５ｅｃとす
ると、アナログ信号処理回路１４の全体で１０ｍＡの電
流を消費させたとしても、約３．２ｓｅｃに一度１．４
ｍ５ｅｃの電流消費区間が存在するだけであるから、１
０ｎＡＸｌ、４＋ａｓｅｃ／３．２ｓｅｃ＝４．３８μ
Ａとなり、大幅な低消費電力化が可能となる。また、ド
ライブ回路７は発光制御信号ＬＥＤＯＮが“’Ｌｏｗ″
レベルの区間においては全く電流が流れないので、発光
素子６に流す駆動電流Ｉ６を１００ｍＡとしても、発光
制御信号ＬＥＤＯＮの″’Ｈｉｇｈ″レベル区間を２０
０μＳｅｅとすると、１００ｍＡＸ２００μｓｅｃ／３
２ｓｅｃ＝　６．２５μＡとなり、これも大幅な低消費
電力化が可能となる。

その他、定電圧回路３及びパワーオンリセット回路１３
で約７μＡの電流消費があり、タイミング制御回路５及
びカウント回路１２を含むロジッり回路部はＣＭＯ８構
成で消費電流が少なく、これとｌ　ＱｋＨｚの発振回路
４の消￥！電流（５μＡ）を含めても全体で１０μＡ以
内に収まる。したがって、上記の消費電流を全て加え合
わせても、全体として ４．３８＋６．２５＋７＋１０＝２７．６３μＡとなり
、３０μＡ以下の低消費電流となる。

また、本実施例では、ドライブ回路７やアナログ信号処
理回路１４等のアナログ回路部の間欠駆動のために、電
源ライン■。ＣやＶＤＤの電圧を入切して低消費電流化
を図っているのではなく、各アナログ回路部に電流遮断
制御用のトランジスタを個別に設けて電流の遮断を行う
ものであるから、電源ラインの電圧を入切する方式に比
べて、各アナログ回路部が有効状態に達するまでの時間
が雉く、その結果、全体として１．４ｍ５ｅｃという短
期間の間に、煙による散乱光で生じた受光素子８の受光
出力をカウント回路１２まで取り込むことができる。こ
のため、アナログ回路部の有効時間が短くて済み、従来
に比べて大幅な低消費電流化を図ることができるもので
ある。

以上のような本実施例の感知器回路は、誘電体分離技術
を用いた半導体集荷回路として構成される。以下、第１
０図により誘電体分離基板の製造工程について説明する
。まず、Ｎ−型の単結晶シリコン基板２１上に、周知の
半導体プロセスの手法により酸化膜（Ｓｉｏ□）を形成
し、この酸化膜２２の所望の箇所をフォトリソグラフィ
ー技術及び酸化膜エツチング技術によりエツチングし、
その後、アルカリ異方性エツチング液によりシリコン結
晶の異方性エツチングを行い、■字形の溝を形成する（
第１０図（ａ）参照）。その後、表面にシリコン酸化膜
（Ｓ　ｉｏ　２）よりなる絶縁膜２２を形成する。この
シリコン酸化膜は、絶縁膜として使用されるものである
から、その目的からＳ　ｉ　３　Ｎ　４等であっても良
い、絶縁膜２２の上に、支持体となる多結晶シリコン層
２３を形成する（第１０図（ｂ）参照）、多結晶シリコ
ン層２３の厚さとしては、特に限定するものではないが
、単結晶シリコン基板２１の厚さと同じぐらいにしてお
く。その後、単結晶シリコン基板２１の側から表面研磨
を行い、絶縁膜２２が露出するまで研磨除去する（第１
０図（ｃ）参照）。表面研磨は最初は粗いラッピングか
ら入り、次第にｍ細なものとなるようにして、最終段階
ではボリシングによる鏡面仕上げとする。

以上の工程により、絶縁ＰＩＡ２２に包まれて多結晶シ
リコン屑２３の上に島のように存在する複数の単結晶シ
リコン領域を倉む誘電体分離基板が完成する。この島の
存在する単結晶シリコン領域の各々に回路素子を構成す
る。

以上の誘電体分離技術を用いた集積化により、電源用コ
ンデンサＣ＋　、　Ｃ２、発光素子６及び定電圧回路３
のパワートランジスタと抵抗Ｒ５以外の全ての素子を同
一チップ上に構成でき、同時に小型軽量化も図れる。な
お、抵抗Ｒ３は高耐圧の高抵抗で、素子占有面積増大の
問題を除外すれば、集積化することも可能である。

なお、実施例の説明においては、光電式の煙感知器のみ
を例示したが、本発明の応用範囲はこれに限定されるも
のではない。例えば、発光素子により可視光又は赤外光
を室内に放射し、その反射光を受光素子により受光して
、侵入者が存在するときには反射光の乱れを検出して侵
入警報を発生する光電式の侵入感知器に本発明を応用し
ても良い。

［発明の効果］ 本発明によれば、受光側回路の受光量に対する出力電圧
の温度係数を、発光側回路の発光量の温度係数により相
殺しているので、全体として光検出回路の出力電圧の温
度係数はほぼゼロとなり、周囲温度の変動に対する出力
電圧の変動が生じないという効果がある。したがって、
例えば光電式の煙感知器に応用すれば、高温時の誤報や
低温時の失報を防止することができ、信頼性を向上させ
ることができるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の光検出回路の回路図、第２図は本発明
の一実施例のブロック回路図、第３図は同上に用いるデ
ジタル回路及びアナログ信号処理回路の具体回路図、第
４図は同上に用いるカウント回路の具体回路図、第５図
は同上に用いるドライブ回路の池の例を示す回路図、第
６図は同上に用いるオペアンプの具体回路図、第７図は
同上に用いる基準電圧回路の具体回路図、第８図は同上
の感知器回路の動作波形図、第９図は同上に用いるカウ
ント回路の動作波形図、第１０図は同上の回路を実現す
る誘電体分離集積回路の製造工程を示す断面図、第１１
図は従来例のブロック回路図である。 ６は発光素子、７はドライブ回路、８は受光素子、Ｒ８
は抵抗素子、■６は駆動電流、■、は受光比カフｖ、流
、Ｖｏは電圧信号である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）駆動電流に応じた輝度の光を放射する発光素子と
   、発光素子に駆動電流を供給するドライブ回路と、発光
   素子から放射された光の一部を受光する受光素子と、受
   光素子の受光出力電流を電圧信号に変換する抵抗素子と
   を含み、発光素子の発光効率の温度係数と、ドライブ回
   路の駆動電流の温度係数と、受光素子の受光量に対する
   受光出力電流の温度係数と、抵抗素子の抵抗値の温度係
   数の総和がほぼゼロであることを特徴とする光検出回路
   。