DE3934873A1 - Als integrierte schaltung ausgebildeter sensor - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen auf einer einzigen Halbleiterscheibe (Chip) als integrierte Schaltung ausgebildeten Sensor.

Der Sensor der angegebenen Art kann wirkungsvoll als photoelektrischer Rauchsensor oder als ein photoelektrischer Einbruchsensor verwendet werden.

Der photoelektrische Sensor hat weitverbreitete Anwendung gefunden bei der Erfassung von Rauch im Anfangsstadium eines Brandes oder bei der Erfassung eines Einbruchs einer Person in einen Erfassungsbereich oder in Gebäuden.

Der in der US-Patentschrift Nr. 44 81 506 (Hiroshi Honma) offenbarte Rauchsensor sei als ein Beispiel der bekannten photoelektrischen Sensoren erwähnt; danach weist der Sensor Sensorkreisleitungen l 1 und l 2 auf, die mit einem Empfänger verbunden sind, und eine Gleichspannung wird zwischen diesen Leitungen l 1 und l 2 angelegt, so daß eine Eigenstromfluß- Zunahme erfaßt und ein Alarmsignal erzeugt wird, wenn die Leitungen kurzgeschlossen werden. Genauer ist der Sensor dieses Patents mit einer Diodenbrücke versehen, die sogar dann normal arbeitet, wenn die Leitungen l 1 und l 2 in umgekehrter Polung geschaltet sind, und ein Schaltkreis ist so in der nächsten Stufe der Diodenbrücke vorgesehen, daß er durch ein Auflösesignal von einer Zählschaltung einer Nachfolgerstufe auf EIN geschaltet wird, um die Leitungen l 1 und l 2 kurzzuschließen.

Außerdem ist eine Konstantspannungsschaltung mit den Leitungen l 1 und l 2 verbunden, um die an einer Gleichstrom- Ausgangsklemme der Diodenbrücke erhaltene Spannung in eine vorbestimmte Konstantspannung umzuwandeln, die an vorbestimmte innere Schaltkreise gelegt wird. An der nächsten Stufe der Konstantspannungsschaltung ist ein Schwingkreis so geschaltet, daß ein Referenz-Taktsignal von diesem Schwingkreis zu einer Ablauf-Steuerschaltung geliefert wird, wo das Referenz-Taktsignal frequenzgeteilt wird, um einer Ansteuerschaltung für ein Lichtsender-Element der Nachfolgestufe ein Lichtsende-Steuersignal zur Steuerung des Lichtsende-Ablaufs des Lichtsender-Elements bereitzustellen, das dadurch intermittierend angesteuert wird.

Ein Lichtempfänger-Element ist zum Empfang eines schwachen gepulsten Lichts angeordnet, das erzeugt wird, wenn ein emittiertes gepulstes Licht von dem Lichtsender-Element durch Rauchpartikel gestreut wird, und ein Ausgangssignal, das von dem Lichtempfänger-Element in Reaktion auf das empfangene gepulste Licht bereitgestellt wird, wird über einen Verstärker als erste Eingabe für einen Komparator einer Nachfolgestufe verstärkt. In diesem Moment wird ein Referenzsignal als eine zweite Eingabe für den Komparator von einer Referenz-Spannungsquelle bereitgestellt, die erste und die zweite Eingabe werden miteinander verglichen, und es wird auf diese Weise entschieden, ob das Ausgangssignal von dem Lichtempfänger- Element wegen des Rauchs ein Streuniveau aufweist. In diesem Fall wird der Komparator mit einer Zählerschaltung verbunden, die einen Schaltkreis so auf EIN stellt, daß die Zählerschaltung dem Schaltkreis ein Auslösesignal liefert, wenn der Komparator sein Ausgangssignal beispielsweise mehr als zweimal abgibt.

Für die Herstellung einer solchen relativ umfangreichen Sensorschaltung, wie sie in der obengenannten US-Patentschrift gezeigt ist, in Form eines in Größe und Gewicht miniaturisierten und preisgünstigen Sensors, wird die Schaltung allgemein unter Verwendung eines pn-Übergangs und einer Isolierung zur Ausbildung von CMOS- und DMOS-Elementen sowie von bipolaren Elementen, die voneinander durch eine an den pn-Übergang angelegte Vorspannung in Sperr-Richtung elektrisch isoliert sind, zu einer integrierten Halbleiterschaltung ausgebildet. Diese Schaltung, die den pn-Übergang und die Isolierung verwendet, ist sicher einfacher und preisgünstiger; dennoch bleibt das Problem, daß die elektrische Isolierung der Elemente unvollständig bleibt, wenn Licht auf den pn-Übergang fällt, und ein weiteres Problem besteht darin, daß ein Leckstrom zwischen den betreffenden Elementen wahrscheinlich relativ groß wird, so daß es schwierig wird, eine Kopplung zwischen den Elementen zu vermeiden.

Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Hauptaufgabe zugrunde, einen als integrierte Schaltung ausgebildeten Sensor bereitzustellen, der es erlaubt, eine vollständige Isolierung zwischen den jeweiligen Teilelementen ungeachtet des Lichteinfalls sogar in einer relativ komplexen photoelektrischen Sensoranordnung zu erreichen, die eine Vielfalt von Bestandteilen mit hoher und niedriger Spannungsfestigkeit aufweist, und die in der Lage ist, das Auftreten von Funktionsstörungen aufgrund von Störeinflüssen zwischen den Bestandteilen merklich zu vermindern, indem zwischen ihnen auftretende Leckströme eingedämmt werden, und die Möglichkeit des Auslösens einer Fehlalarmabgabe oder eines Versagens bei der Alarmabgabe weitestgehend zu verhindern.

Nach der vorliegenden Erfindung wird die oben angegebene Aufgabe durch einen Sensor gelöst, der als integrierte Schaltung ausgebildet ist, bei der Sensorkreisleitungen mit einer Schalteinrichtung zum Erzeugen eines Kurzschlusses zwischen den Leitungen und einer Stromquelleneinrichtung zur Abnahme einer Quellenspannung von den Leitungen verbunden sind, bei der die Stromquelleneinrichtung in ihrer Nachfolgestufe mit einer intermittierenden Betriebseinrichtung sowie mit einem Lichtsender und einer Ansteuereinrichtung für den Lichtsender verbunden ist, wobei die intermittierende Betriebseinrichtung zum Ansteuern der Ansteuereinrichtung angeordnet ist, um den Lichtsender intermittierend zu betätigen, bei der ein Lichtempfänger vorgesehen ist, um ein schwaches gepulstes Licht zu empfangen, das erzeugt wird, wenn ein Licht vor dem Lichtsender gestreut wird, und es ist eine Vergleichseinrichtung vorgesehen, um ein verstärktes Signal eines Ausgangs des Lichtempfängers zusammen mit einem Referenz-Signal zu empfangen, wobei ein Ausgang der Vergleichseinrichtung einer Zähleinrichtung geliefert wird, um der Schalteinrichtung ein Auslösesignal bereitzustellen; der Sensor ist dadurch gekennzeichnet, daß die jeweiligen Einrichtungen in integrierten Schaltungen von Teilelementen auf einem dielektrischen Isolatorsubstrat ausgebildet sind.

Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nun folgenden Beschreibung einiger Ausführungsbeispiele und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen wird. Darin zeigen

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines als integrierte Schaltung ausgebildeten Sensors nach der vorliegenden Erfindung,

Fig. 2 eine Schnittansicht einer integrierten Schaltung mit dielektrischem Isolator zur Realisierung des in Fig. 1 gezeigten Sensors,

Fig. 3 ein detailliertes Schaltbild des Sensors aus Fig. 1,

Fig. 4 ein detailliertes Schaltbild eines Schwingkreises und einer Ablaufsteuerschaltung in dem Sensor aus Fig. 1,

Fig. 5 ein detailliertes Schaltbild einer Zählerschaltung in dem Sensor aus Fig. 1,

Fig. 6 ein detailliertes Schaltbild eines Betriebsverstärkers in der Ablaufsteuerschaltung in dem Sensor aus Fig. 1,

Fig. 7 ein detailliertes Schaltbild eine Referenz-Stromquellenschaltung in dem Sensor aus Fig. 1,

Fig. 8 Wellenformen an verschiedenen Teilen in dem Sensor aus Fig. 1,

Fig. 9 Betriebs-Wellenformen der Zählerschaltung in dem Sensor aus Fig. 1,

die Fig. 10 bis 13 Schnittansichten eines Herstellungsablaufs einer integrierten Schaltung mit dielektrischem Isolator zur Realisierung des Sensors aus Fig. 1,

Fig. 14 ein detailliertes Schaltbild eines weiteren Arbeitsaspekts des Lichtsender-Elements und seiner Ansteuerschaltung, die bei dem Sensor aus Fig. 1 verwendet werden können,

Fig. 15 ebenfalls ein detailliertes Schaltbild eines anderen Arbeitsaspekts des Lichtsender-Elements und seiner Ansteuerschaltung, die bei dem Sensor aus Fig. 1 verwendet werden können,

Fig. 16 ein Schaltbild eines Lichtempfänger-Elements, das in Verbindung mit dem Lichtsender-Element aus Fig. 15 verwendet werden kann,

Fig. 17 ein Schaltbild einer Lichtempfänger- und Signalverarbeitungsschaltung in einem weiteren Arbeitsaspekt, die bei dem Sensor aus Fig. 1 verwendet werden kann,

Fig. 18 Betriebs-Wellenformen in der Schaltung aus Fig. 17,

Fig. 19 ein Schaltbild einer Lichtempfänger- und Signalverarbeitungsschaltung in einem anderen Arbeitsaspekt, die bei dem Sensor aus Fig. 1 verwendet werden kann,

Fig. 20 Betriebs-Wellenformen in der Schaltung aus Fig. 19,

Fig. 21 das Lichtempfänger-Element und die Signalverarbeitungsschaltung in noch einem Arbeitsaspekt, die bei dem Sensor aus Fig. 1 verwendet werden kann,

Fig. 22 ein detailliertes Schaltbild in einem anderen Arbeitsaspekt der Zählerschaltung, die bei dem Sensor aus Fig. 1 verwendet werden kann, und

Fig. 23 ein detailliertes Teil-Schaltbild in einem anderen Arbeitsaspekt des Sensors, bei dem die Zählerschaltung aus Fig. 22 verwendet wird.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 1 bis 3 weist ein Sensor nach der vorliegenden Erfindung Sensorkreisleitungen l 1 und l 2 auf, die mit einer (nicht gezeigten) Signalempfänger- Einrichtung verbunden sind, sowie eine Diodenbrücke 11, die mit den Leitungen l 1 und l 2 verbunden sind, um betreibbar zu bleiben, selbst wenn die Verbindung der Leitungen l 1 und l 2 zu dem Signalempfänger umgekehrt ist. Außerdem sind bezüglich der Sensorleitungen l 1 und l 2 ein Schaltkreis 12, eine Konstantspannungsschaltung 13 und ein Betriebskreis 14 sequentiell geschaltet.

Der Schaltkreis 12 kann entweder wie in Fig. 1 ein Thyristor sein oder eine Kombination eines pnp-Transistors Tr 1 und eines npn-Transistors Tr 2 wie in Fig. 3 sein, die einen selbständigen Kreis bilden. Im letzteren Falle ist der pnp- Transistor Tr 1 an seinem Emitter mit einer positiven Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 verbunden, während der npn- Transistor Tr 2 an seinem Emitter mit einer negativen Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 verbunden ist. Die Basis des pnp-Transistors Tr 1 ist mit dem Kollektor des npn-Transistors Tr 2 verbunden, während die Basis des npn-Transistors Tr 2 mit dem Kollektor des pnp-Transistors Tr 1 verbunden ist, und Widerstände R 1 und R 2 sind jeweils zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr 1 und Tr 2 eingefügt. Hier bildet die Basis des npn-Transistors Tr 2 eine Auslöseklemme des Schaltkreises 12, die mit einer Ausgangsklemme eines später beschriebenen Zählerkreises 15 verbunden ist. Deshalb wird, wenn der Zählerkreis 15 einen H-Pegelausgang liefert, ein Basisstrom durch eine Diode D 0 zu dem npn-Transistor Tr 2 geschickt, ein resultierender Kollektorstrom dieses Transistors verursacht den Fluß eines Basisstroms zu dem pnp-Transistor 1, ein resultierender Kollektorstrom dieses pnp-Transistors Tr 1 verursacht den Fluß eines Basisstroms des npn-Transistors Tr 2, und der Schaltkreis 12 wird in einen selbständigen Zustand gebracht.

Hier sind die Gleichstrom-Ausgangsklemmen der Diodenbrücke 11 über den Schaltkreis 12 kurzgeschlossen, und schließlich tritt ein Kurzschluß zwischen den Kreisleitungen l 1 und l 2 auf, aufgrund dessen der Stromfluß, der zwischen den Leitungen l 1 und l 2 fließt, zunimmt, und ein Ausgangsstrom wird von dem Empfänger erfaßt, der mit dem anderen Ende der Leitungen l 1 und l 2 verbunden ist. Dieser Zustand veranlaßt die Betätigung eines Rückstellschalters, der empfängerseitig vorgesehen ist, um diesen Zustand aufrechtzuerhalten, bis der Schaltungsstrom, der durch die Kreisleitungen l 1 und l 2 fließt, unterbrochen wird.

Die Konstantspannungsschaltung 13 weist drei npn-Transistoren Tr 3, Tr 4 und Tr 5 auf, bei welchen der Transistor Tr 3 am Kollektor mit der positiven Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 und an der Basis über ein erstes Konstantspannungselement mit einer Reihenschaltung aus einer Zenerdiode ZD 1 und einer Diode D 1 und ein zweites Konstantspannungselement mit einer Reihenschaltung aus einer Zenerdiode ZD 2 und einer Diode D 2 mit der negativen Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 verbunden ist. Die Dioden D 1 und D 2 sind zum Ausgleich des Zenerspannungs- Temperaturkoeffizienten der Zenerdioden ZD 1 und ZD 2 vorgesehen. Der Fluß eines Stroms zu dem ersten und zweiten Konstantspannungselement von der positiven Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 durch einen Vorspannungs-Widerstand R 3, der zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors Tr 3 geschaltet ist, wird veranlaßt, wodurch eine Kontantspannung V _{ZD 1} + V _F als Summe einer Zenerspannung V _{ZD 1} der Zenerdiode ZD 1 und einer normalen, gerichteten Abfallspannung V _F der Diode D 1 über das erste Konstantspannungselement erzeugt wird. Andererseits wird an dem zweiten Konstantspannungselement eine Konstantspannung V _{ZD 2} + V _F aus der Summe der Zenerspannung V _{ZD 2} der Zenerdiode ZD 2 und dem normalen Spannungsabfall V _F der Diode D 2 in Durchlaßrichtung erzeugt.

Deshalb wird an der Basis des Transistors Tr 3 eine Spannung V _{ZD 1} + V _{ZD 2} + 2V _F als Gesamtsumme der Spannungen über das erste und zweite Konstantspannungselement erzeugt. Es sei angenommen, daß eine Spannung über die Basis und den Emitter des Transistors Tr 3 V _{BE 3} beträgt, dann beträgt eine Emitterspannung des Transistors Tr 3 V _ZD1 + V _ZD2 + 2V _F - V _BE3, die konstant gehalten ist, und diese Spannung wird durch einen niederohmigen Widerstand R 4 in einen Stromquellen-Kondensator C 1 geladen, so daß sie über die Stromquellenleitungen Vc und Vsl eine Quellenspannung bilden, Der Transistor Tr 4 ist zur Verhinderung eines Überstroms vorgesehen und arbeitet nicht, da die Spannung, die über den niederohmigen Widerstand R 4 auftritt, gering ist, solange der Emitterstrom des Transistors Tr 3 ein korrektes Niveau aufweist. Steigt der Emitterstrom des Transistors Tr 3 anormal an, dann verursacht eine Spannung, die über den Widerstand R 4 auftritt, den Fluß eines Basisstroms zu der Basis des Transistors Tr 4, der Basisstrom des Transistors Tr 3 wird durch den Kollektor und den Emitter des Transistors Tr 4 in Nebenschluß gelegt, und der Emitterstrom des Transistors Tr 3 ist unter Kontrolle.

Wird andererseits davon ausgegangen, daß eine Spannung über die Basis und den Emitter des Transistors Tr 5 V _{BE 5} beträgt, dann ist die Emitterspannung des Transistors Tr 5 bei V _ZD2 + V _F - V _BE5 konstant, und diese Spannung wird in einen Stromquellen-Kondensator C 2 als Quellenspannung zwischen die Stromquellen-Leitungen Vd und Vs 2 geladen.

Der Betriebskreis 14 weist ein Lichtsender-Element 16 auf, eine Ansteuerschaltung 17, ein Lichtempfänger-Element 18, einen Schwingkreis 19, eine Ablaufsteuerschaltung 20, eine Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 und den Zählerkreis 15, der, wie oben erwähnt, den Auslösevorgang bereitstellt, und eine Wiedereinschalt-Rückstellschaltung ist zwischen die Konstantspannungsschaltung 13 und die Ansteuerschaltung 17 eingefügt.

Die Ansteuerschaltung 17 weist zwei npn-Transistoren Tr 6 und Tr 7, drei NMOS-Transistoren Tr 8, Tr 9 und Tr 10 sowie einen PMOS-Transistor Tr 11 auf, die so angeordnet sind, daß ein Ansteuerstrom I 6 dem Lichtsender-Element 16 zugeführt wird, wenn ein Lichtsende-Steuersignal LEDON von der Ablaufsteuerschaltung 20 einen H-Pegel aufweist, daß aber der Strom dem Element 16 nicht zugeführt wird und die Ansteuerschaltung 17 zusätzlich selbst in einen Zustand hoher Impedanz gebracht wird, indem keine Energie verbraucht wird, wenn das Signal LEDON einen L-Pegel aufweist. Das Lichtsende-Steuersignal LEDON von der Ablaufsteuerschaltung 20 wird an das Gate des NMOS-Transistors Tr 8 angelegt, so daß der Source-Anschluß dieses NMOS-Transistors Tr 8 mit der Quellen-Leitung Vs 1 verbunden wird, während der Drain-Anschluß mit der Quellen-Leitung Vc durch einen Vorspannungswiderstand R 5 verbunden wird. Ein Punkt der Übergangszone des Widerstands R 5 und des NMOS-Transistors Tr 6 ist mit den Gate-Anschlüssen der NMOS-Transistoren Tr 9 und Tr 10 und des PMOS-Transistors Tr 11 verbunden, während die NMOS-Transistoren Tr 9 und Tr 10 an ihren Source-Anschlüssen mit der Quellen-Leitung Vs 1 verbunden sind und der PMOS-Transistor Tr 11 an dem Source- Anschluß mit der Quellen-Leitung Vc verbunden ist. Der NMOS-Transistor Tr 9 und der PMOS-Transistor 11 sind an ihren Drain-Anschlüssen gemeinsam mit der Basis des npn-Transistors Tr 6 verbunden, der an dem Kollektor mit der Quellen-Leitung Vc und an dem Emitter durch einen Widerstand R 6 mit der Kathode einer Zenerdiode ZD 3 verbunden ist, deren Anode mit der Quellen-Leitung Vs 1 verbunden ist.

Der Drain-Anschluß des NMOS-Transistors Tr 10 ist mit der Kathode der Zenerdiode ZD 3 verbunden, ebenso wie die Basis des npn-Transistors Tr 7 über eine in Reihe geschaltete Anordnung von (n-1) Dioden, während dieser Transistor Tr 7 auch am Emitter durch den Widerstand R 7 mit der Quellen- Leitung Vs 1 verbunden ist. Der Kollektor dieses npn-Transistors Tr 7 ist außerdem mit der Kathode des Lichtsender- Elements 16 verbunden, das an der Anode mit der Quellen- Leitung Vc verbunden ist.

Wird das Lichtsende-Steuersignal LEDON von der Ablaufsteuerschaltung 20 in der Ansteuerschaltung 17 auf einem H-Pegel eingestellt, dann wird der NMOS-Transistor Tr 8 deshalb auf EIN geschaltet, um das Gate-Potential der NMOS-Transistoren Tr 9 und Tr 10 und des PMOS-Transistors Tr 11 zu senken, so daß die NMOS-Transistoren Tr 9 und Tr 10 in einen AUS-Zustand gebracht werden, während der PMOS-Transistor Tr 11 auf EIN geschaltet wird. Deshalb wird das Basispotential des npn- Transistors Tr 6 angehoben, um einen Stromfluß durch den Kollektor und den Emitter des npn-Transistors Tr 6 zu einer Reihenschaltung aus dem Widerstand R 6 und der Zenerdiode ZD 3 zu bewirken, wodurch an der Kathode der Zenerdiode ZD 3 eine Spannung erzeugt wird, die gleich der Zenerspannung V _{ZD 3} ist. Eine Spannung, die die so erzeugte Spannung ausgleicht, von der der normale, gerichtete Spannungsabfall (n -1) × V _F an der Reihenschaltung der (n -1) Dioden abgezogen wird, wird an die Basis des npn-Transistors Tr 7 angelegt, um ihn auf EIN zu schalten, und der Stromfluß des Ansteuerstroms I 6 zu dem Lichtsende-Element 16 wird veranlaßt.

Weist das Lichtsende-Steuersignal LEDON von der Ablaufsteuerschaltung 20 einen L-Pegel auf, dann wird der NMOS-Transistor Tr 8 in einen AUS-Zustand gebracht, das Gate- Potential der NMOS-Transistoren Tr 9 und Tr 10 und des PMOS- Transistors Tr 11 wird durch den Vorspannungs-Widerstand R 5 angehoben, um die NMOS-Transistoren Tr 9 und Tr 10 in einen EIN-Zustand zu schalten, während der PMOS-Transistor Tr 11 dadurch in einen AUS-Zustand geschaltet wird, aufgrund dessen das Basispotential des npn-Transistors Tr 6 abfällt, so daß kein Strom durch den Kollektor und den Emitter des npn-Transistor Tr 6 fließt. Wenn ein Kurzschluß-Zustand über die Zenerdiode ZD 3 durch den NMOS-Transistor Tr 10 erreicht ist, wird das Kathodenpotential der Zenerdiode ZD 3 gesenkt, so daß der npn-Transistor Tr 7 sich in einem AUS-Zustand befindet und kein Ansteuerstrom I 6 durch das Lichtsender- Element 16 fließt.

Die Einschalt-Rückstellschaltung 22 erfaßt einen Spannungsanstieg in der Stromquellen-Kapazität C 1 und liefert ein Einschalt-Rückstellsignal RESET an den Schwingkreis 19, die Ablaufsteuerschaltung 20 und den Zählerkreis 15. Die Analogsignal- Verarbeitungsschaltung 21 weist, wie später erläutert wird, einen Verstärker, einen Komparator und eine Referenzspannungs- Schaltung auf und ist direkt mit dem Lichtempfänger- Element 18 verbunden.

Im vorliegenden Fall wird ein Referenz-Taktsignal OSC von dem Schwingkreis 19 der Ablaufsteuerschaltung 20 zugeführt, wo das Referenz-Taktsignal OSC frequenzgeteilt wird, und die Ablaufsteuerschaltung 20 liefert zusätzlich zur Abgabe des Lichtsende-Steuersignals LEDON an die Ansteuerschaltung 17 Ablaufsteuersignale PHI 1 und PHI 2 an die Analogsignal- Verarbeitungseinrichtung 21 und liefert auch ein Rückstellsignal RST und ein Hochzähl-Signal UPCLK an den Zählerkreis 15. Ein Vergleichs-Ausgangssignal COMP wird von der Analogsignal- Verarbeitungsschaltung 21 an den Zählerkreis 15 geliefert. Der Schwingkreis 19, die Ablaufsteuerschaltung 20, die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 und der Zählerkreis 15 können bei einer niedrigen Spannung betrieben werden und sie verbrauchen weniger Strom, und sie erhalten ihren Quellenstrom von dem Kondensator C 2. Andererseits verbraucht die Ansteuerschaltung 17 für das Lichtsender-Element 16 momentan einen hohen Strom und ist so ausgelegt, daß sie den Strom von einem anderen Kondensator C 1 als dem Kondensator C 2 erhält. Dadurch, daß die Quellen-Leitung für die Ansteuerschaltung 17 von der Quellen-Leitung Vd für andere Schaltungen getrennt ist, ist es möglich, die Verminderung der Quellenspannung für solche anderen Schaltungen in einem Moment der Lichtemission von dem Lichtsende-Element 16 zu verhindern, und so zu verhindern, daß irgendwelche Funktionsstörungen bei den anderen Schaltungen auftreten.

Der Schwingkreis 19 aus Fig. 4 weist konkret einen Kondensator CT und einen Widerstand RT zum Einstellen einer Zeitkonstante, zwei Inverter G 1 und G 2 und ein NAND-Gate G 3 zur Steuerung der Schwingung auf. Eine Eingangsklemme dieses NAND-Gates G 3 ist über den Widerstand RT mit einer Ausgangsklemme des Inverters G 1 und durch den Kondensator CT mit einer Eingangsklemme des Inverters G 2 verbunden, während eine Ausgangsklemme des NAND-Gates G 3 mit einer Eingangsklemme des Inverters G 2 verbunden ist, und das Einschalt-Rückstellsignal RESET wird durch einen Inverter G 4 zu der anderen Eingangsklemme des NAND-Gates G 3 geliefert. Weist das Einschalt-Rückstellsignal RESET einen L-Pegel auf, dann weist ein Ausgang des Inverters G 4 einen H-Pegel auf, um ein NAND-Gate G 3 in einen Zustand zu versetzen, in dem jedes Signal durchgelassen wird, und ein Referenz-Taktsignal OSC mit einer Periode, die durch eine Zeitkonstante des Resistors RT und des Kondensators CT bestimmt ist, wird aus der Ausgangsklemme des Inverters C 2 bereitgestellt.

Dieses Referenz-Taktsignal OSC wird einem Frequenzteiler 20 a in der Ablaufsteuerschaltung 20 zugeführt. Der Frequenzteiler 20 a selbst ist bevorzugt mittels einer Kaskadenverbindung mit 15 Stufen von D-Flipflops ausgebildet, die jeweils eine invertierte Ausgangsklemme aufweisen, die mit ihrer eigenen Dateneingangsklemme D sowie mit einer Takteingangsklemme CLK des danebenliegenden Flipflops in der nächsten Stufe verbunden ist. Das Referenz-Taktsignal OSC wird an einer Takteingangsklemme in der ersten Stufe empfangen, und ein frequenzgeteilter Ausgang B 15 des Referenz-Taktsignals OSC wird an einer Ausgangsklemme Q des letzten Flipflops der Stufe D erhalten. Dieser frequenzgeteilte Ausgang B 15 wird an ein siebenstufiges Schieberegister 20 b geliefert, das sich ebenfalls in der Ablaufsteuerschaltung 20 befindet, wobei das Schieberegister 20 b ebenfalls eine siebenstufige Kaskadenverbindung aus den D-Flipflops aufweist, von denen eine Ausgangsklemme Q jeweils mit der Dateneingangsklemme D des D-Flipflops der nächsten Stufe verbunden ist. Der frequenzgeteilte Ausgang B 15 wird an die Dateneingangsklemme D des D-Flipflops der ersten Stufe geliefert, während die D-Flipflops der jeweiligen Stufe an ihrer Takteingangsklemme CLK einen frequenzgeteilten Ausgang B 2 von der Ausgangsklemme Q des Flipflops der zweiten Stufe in dem Frequenzteiler 20 a erhalten. Das Einschalt-Rückstellsignal wird den Rückstell-Eingangsklemmen R der jeweiligen D-Flipflops des Frequenzteilers 20 a als auch des Schieberegisters 20 b geliefert. Die Ausgänge von den Ausgangsklemmen Q 3, 3, Q 4, Q 5, 5, 6, Q 7 der D-Flipflops der dritten bis siebten Stufe in dem Schieberegister 20 b sowie der frequenzgeteilte Ausgang B 15 des Frequenzteilers 20 a werden AND-Gates G 5 bis G 9 geliefert, die einen Logik-Schaltkreis 20 c in der Ablaufsteuerschaltung 20 bilden, so daß jeweils die Steuersignale PHI 1, PHI 2, LEDON, RST und UPCLK dargestellt werden.

Die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 weist eine Verstärkereinrichtung 210 mit einer dreistufigen Kaskadenschaltung aus Operationsverstärkern OP 1, OP 2 und OP 3 auf, an deren nicht-invertierte Eingangsklemmen eine Referenz- Spannung Vr von einer Referenz-Spannungsschaltung 21 b angelegt wird. Mit der invertierten Eingangsklemme des Operationsverstärkers OP 1 der ersten Stufe ist an der Kathode eine Silizium-Photodiode SPD verbunden, die das Lichtempfänger- Element 18 bildet, während die Anode des Elements 18 mit der Stromquellenleitung Vs 2 verbunden ist, so daß der pn-Übergang in dem Element 18 in Sperr-Richtung vorgespannt wird und ein photoelektrischer Strom, der aufgrund einer Lichteinstrahlung in umgekehrter Richtung durch den pn-Übergang fließt, von dem Operationsverstärker OP 1 als ein Spannungssignal erfaßt wird. Zu diesem Zweck ist ein Rückkopplungs-Widerstand R 8 zwischen eine Ausgangsklemme geschaltet, und die invertierte Eingangsklemme des Operationsverstärkers OP 1 der ersten Stufe wird auf einen hohen Widerstandswert eingestellt. Für den zweiten Operationsverstärker OP 2 wird eine Spannungsverstärkungs- Schaltung verwendet, deren Spannungsverstärkungs- Faktor durch das Verhältnis eines Eingangswiderstands R 9 und eines Rückkopplungswiderstands R 10 bestimmt ist. Eine Ausgangsklemme des Operationsverstärkers OP 3 der dritten Stufe ist mit einem Ende eines Gleichstrom-Trennkondensators C 3 verbunden, dessen anderes Ende mit einer nicht-invertierten Eingangsklemme eines weiteren Operationsverstärkers OP 4 verbunden ist. Eine Ausgangsklemme dieses Operationsverstärkers OP 4 ist mit seiner eigenen invertierten Eingangsklemme rückgekoppelt, und gilt damit als Pufferverstärker, der als ein Impedanzwandler arbeitet.

Die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers OP 4 ist auch durch ein Tiefpaßfilter mit einem Widerstand R 13 und einem Kondensator C 4 mit einer nicht-invertierten Eingangsklemme eines Operationsverstärker OP 5 verbunden, der als Komparator verwendet wird. Der Gleichstrom-Trennkondensator C 3 ist ebenfalls an dem anderen Ende durch einen Analog-Schalter SW 1 mit einer Ausgangsklemme der Referenzspannungs-Schaltung 21 b verbunden, und ein Ausgang dieser Schaltung 21 b wird auch der nicht-invertierten Eingangsklemme eines weiteren Operationsverstärkers OP 6 geliefert, der an seiner Ausgangsklemme durch die Widerstände R 14 und R 15 mit der Stromquellen-Leitung Vs 2 verbunden ist, und diese Widerstände R 14 und R 15 sind an ihrem Übergangspunkt mit der invertierten Eingangsklemme des Operationsverstärkers OP 6 verbunden. Hier wird eine an dem Widerstand R 14 erhaltene Referenz-Spannung V _REF einer invertierten Eingangsklemme des Operationsverstärkers OP 5 als Komparator geliefert, und ein Ausgang dieses Operationsverstärkers OP 5 wird als ein SET-Eingang für das RS-Flipflop 15 a mit den NOR-Gates G 10 und G 11 verwendet, die zu der Zählerschaltung 15 gehören. Ein Rückstell-Signal RST von dem AND-gate G 8 wird als ein Rückstell-Eingangssignal für diese RS-Flipflop 15 a verwendet, und ein Ausgang des RS-Flipflops 15 a wird zu einem Vorwärts-Rückwärts-Wahlsignal UDS für einen Vorwärts- Rückwärts-Zähler 15 b in der Zählerschaltung 15. Das Einschalt- Rückstellsignal RESET wird einer Rückstell-Eingangsklemme des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 15 b zugeführt, während ein Hochzähl-Signal UPCLK, das aus dem AND-Gate G 9 geliefert wird, der Hochzähl-Eingangsklemme UPCLK zugeführt wird.

Der Vorwärts-Rückwärts-Zähler 15 b in Fig. 5 weist konkret zwei D-Flipflops D 10 und D 20 auf, das Einschalt-Rückstellsignal RESET wird an die Rückstell-Eingangsklemmen R der jeweiligen Flipflops geliefert, und das Hochzähl-Signal UPCLK wird ihren Takt-Eingangsklemmen CLK zugeführt. Die Ausgänge dieser Flipflops D 10 und D 20 werden einem AND-Gate G 12 zugeführt, und ein Ausgang dieses AND-Gates G 12 wird zu einem Ausgangssignal OUT des Zählerkreises 15. Die Daten-Eingangsklemmen D der beiden Flipflops D 10 und D 20 sollen die Signale empfangen, die von den Logik-Schaltkreisen G 13 und G 14 auf der Grundlage des Vorwärts-Rückwärts-Wahlsignals UDS und der Ausgangssignale von den Ausgangsklemmen Q der beiden Flipflops erzeugt wurden. In dem vorliegenden Fall wird das Ausgangssignal OUT bei Anwesenheit von drei H-Pegel-Signalen des Vergleichs-Ausgangssignals COMP auf einen H-Pegel gebracht, und der Schaltkreis 12 wird dadurch ausgelöst.

Dagegen wird in der Ansteuerschaltung 17 der Ansteuerstrom für das Lichtsender-Element 16 unter Annahme von V _{ZD 3} für die Zenerspannung der Zenerdiode ZD 3

I 6 = {V _{ZD 3} - n -1) × V _F - V _{BE 7}}/R 7 = (V _{ZD 3} -n × V _F)/R- 7,

wobei angenommen sei, daß die Spannung V _{BE 7} zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr 7 gleich der normalen, gerichteten Abfallspannung V _F jeder der (n-1) Dioden ist. In der Ansteuerschaltung 17 sollen die Temperatureigenschaften der Spannung V _{BE 7} zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors TR 7, wie aus dem oben gesagten deutlich wird, die Temperatureigenschaften des Ansteuerstroms I 6 für das Lichtsender-Element 16 beeinflussen.

Unter Bezug auf Fig. 6 weisen die Operationsverstärker OP 1 bis OP 6 der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21, die in der folgenden Beschreibung auch als Betriebsverstärker bezeichnet werden, konkret die MOS-Transistoren TR 18 bis Tr 30, den Widerstand R 17 und den Inverter G 15 auf, die so angeordnet sind, daß ein verstärktes Spannungssignal einer Differentialspannung an beiden Eingangsklemmen IN 1 und IN 2 an einer Ausgangsklemme OUT 1 erzeugt wird, wenn das Steuersignal PHI 1 einen H-Pegel aufweist, und daß die Ausgangsklemme OUT 1 auf einen L-Pegel gebracht wird, so daß sie keinen Stromfluß zwischen den Stromquellen-Leitungen Vd und Vs 2 verursacht, wenn das Steuersignal PHI 1 einen H-Pegel aufweist. Genauer verursacht ein Steuersignal PHI 1 auf einem H-Pegel die Erhöhung des Gate-Potentials des PMOS-Transistors Tr 18 und des NMOS-Transistors Tr 20, so daß sich der PMOS-Transistor Tr 18 in einem AUS-Zustand befindet, während sich der NMOS-Transistor 20 in einem EIN-Zustand befindet. Die anderen PMOS-Transistoren Tr 19, Tr 21, Tr 26 und Tr 28 werden dazu gebracht, das Gate-Potential zu senken und wirken damit als Widerstandselemente. Deshalb wird von einem aus den MOS-Transistoren Tr 22 bis Tr 25 gebildeten Differentialverstärker eine Spannung vorbereitet, die einer Spannungsdifferenz entspricht, die an die beiden Eingangsklemmen IN 1 und IN 2 angelegt wird, und diese Spannung wird durch zwei Stufen aus den MOS-Transistoren Tr 27 und Tr 29 verstärkt und an der Ausgangsklemme OUT 1 bereitgestellt, woraufhin die MOS-Transistoren Tr 26 und Tr 28 als ein Lastwiderstand der MOS-Transistoren Tr 27 und Tr 29 arbeiten sollen. Befindet sich das Steuersignal PHI 1 auf einem L-Pegel, dann wird die Gate-Spannung an dem PMOS-Transistor und dem NMOS-Transistor Tr 20 gesenkt, so daß der PMOS- Transistor Tr 10 sich in einem EIN-Zustand befindet, während der NMOS-Transistor Tr 20 in einen AUS-Zustand gebracht wird. Entsprechend erhöhen die PMOS-Transistoren Tr 19, Tr 21, Tr 26 und Tr 28 ihr Gate-Potential und schalten auf einen Unterbrecher- Zustand, so daß kein Stromfluß von der Stromquellen- Leitung Vd zu der anderen Stromquellen-Leitung Vs 2 auftritt. Der Inverter G 15 erhält den Strom von den beiden Leitungen Vd und Vs 2, aber nach dem Zustands-Übergang fließt kein Strom, da die Inverter in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel alle aus einem CMOS-Inverter bestehen. Deshalb verbrauchen die Betriebsverstärker OP 1 bis OP 6 in dem L-Pegel-Zustand des Steuersignals PHI 1 nicht die geringste elektrische Energie.

Unter Bezugnahme auf Fig. 7 erzeugt die Referenz-Spannungsschaltung 21 b konkret an ihrer Ausgangsklemme OUT 2 die Referenzspannung Vr, wenn ein invertiertes Signal des Steuersignals einen L-Pegel aufweist, und bewirkt die Unterbrechung des Stroms von der Stromquellen-Leitung Vd zu der Stromquellen-Leitung Vs 2, wenn dieses invertierte Signal PHI 1 einen H-Pegel aufweist. Genauer gilt unter der Annahme, daß die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter der Transistoren Tr 36 und Tr 39 V _{BE 36} und V _{BE 39} und der Strom, der durch die Transistoren Tr 36 und Tr 39 fließt, I sind

V _{BE 36} = V _{BE 39} + I · R (1).

Wird das Verhältnis der Emitterflächen der beiden Transistoren Tr 36 und Tr 39 mit I : S gewählt, dann sind ihre Kollektorströme I _{C 36} und I _{C 39}

I _{C 36} = Is · exp(V _{BE 36}/V _T), I _{C 39} = S · IS · expV _{BE 39}/V _T),

mit Is als Sättigungsstrom, V _T = Kt/q · k als Boltzmannschem Faktor, q als einer Elektronenladung und T als absoluter Temperatur.

Die obige Formel (1) sei durch diese Gleichungen ersetzt,

I = (V _T/R) lnS

und die Anzahl der Transistoren Tr 41, Tr 42 . . . sei m,

V _O = I · KR + mV _BE = mV _BE + (V _T/R) lnS.

Die Temperaturkennlinien werden gleich Null gesetzt,

∂V _O/∂T=m · ∂V _BE/∂T + k · lnS · ∂V _T /∂T = O.

m sei hier 2 und S = 2, dann gilt

∂V _BE/∂T = -2mV/°C
∂V _T/∂T = 0,085 mV/°C
und k = 67,89.

Bei R = 1kΩ ist KR 67,9 kΩ, als eine Konstantspannungsschaltung mit einem Temperaturkoeffizienten 0. Werden m und s optimal gewählt, dann kann die Ausgangsspannung Vr konstant gehalten werden.

Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel soll eine optische Detektorschaltung, deren Lichtempfangs-Ausgang Vo keine Schwankungen bezüglich der Temperatur aufweist, dadurch realisiert werden, daß die Temperatureigenschaften des Ansteuerstroms I 6 für die Ansteuerschaltung 17 auf der Basis des Temperaturkoeffizienten der Lichtsender- und Empfängerelemente 16 und 18, des Widerstands R 8 mit hohem Widerstandswert für die Strom-Spannungs-Umwandlung und der Ausgangsspannung Vr der Referenz-Spannungsschaltung 21 b.

Ein Lichtempfangs-Ausgangsstrom I₁₈ fließt durch den starken Widerstand R 8 des Betriebsverstärkers OP 1 der ersten Stufe und wird in ein Spannungssignal umgewandelt. Wird eine Ausgangsspannung der Referenz-Spannungsschaltung 21 b zu Vr, dann ist die Ausgangsspannung Vo des Betriebsverstärkers OP 1

Vo = Vr - I 8 · R 8.

Erhält man den partiellen Differential-Koeffizienten bezüglich einer Schwankung ∂T bei der Temperatur T auf beiden Seiten dieser Gleichung, dann wird sie zu

∂Vo/∂T = ∂Vr/∂T - (I 8 · ∂R 8/∂T + R 8 · ∂I 8/∂T).

Wird die Gleichung so verändert, daß ∂ Vr/∂T = O, dann gilt

∂Vo/∂T = -(I 8 · ∂R 8/∂T + R 8 · ∂I 8/∂T)
= -I 8 · R 8 (1/R 8 · (∂ R 8/∂T + 1/I 8 · (∂I 8/∂T).

Unter der Annahme, daß der hochohmige Widerstand R 8 für die Strom-Spannungs-Umwandlung einen Diffusionswiderstand einer integrierten Schaltung aufweist, daß seine Temperaturschwankungs- Komponente {(1/R 8) · (∂R 8/∂T) } 2000 ppm/°C ist, und daß außerdem die Temperaturschwankungs-Komponente {(1/I 8) · (∂R 8/ ∂T)} der Lichtempfangs-Ausgangsspannung I 8 bei dem Lichtempfänger- Element 18 -2000 ppm°/c ist, dann beträgt der partielle Differentialkoeffizient

∂Vo/∂T = -I 8 · R 8 · 0 ppm/°C = 0 V/°C.

Solange jedoch das Lichtempfänger-Element 18 eine gewöhnliche Silizium-Photodiode (SPD) ist, ist der Temperaturkoeffizient des Lichtempfangs-Ausgangsstrom I 8 positiv, und es ist unmöglich, die Temperaturschwankung der Ausgangsspannung Vo auf Null zu bringen. Um die Schwankung auf Null zu bringen, genügt es, den Betrag des gesendeten Lichts des Lichtsender- Elements 16 zu vermindern, wenn die Temperatur steigt, so daß die Temperaturschwankungs-Komponente des Lichtempfangs-Ausgangsstroms I 8 des Lichtempfänger-Elements I 8 einen negativen Gradienten aufweist. D. h., es ist nur erforderlich, den Betrag des ausgesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16 entsprechend dem Temperaturanstieg zu vermindern, da angenommen wird, daß der Lichtempfangs-Ausgangsstrom I 8 des Lichtempfänger-Elements 18 proportional zu dem Betrag des gesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16 ist, während der Betrag des gesendeten Lichts des Elements 16 proportional zu dem Ansteuerstrom I 6 ist. Es sollte hier gewürdigt werden, daß, wenn der Temperaturkoeffizient des Lichtempfänger-Elements 18 alleine mit 3000 ppm/°C angenommen wird, sich der Temperaturkoeffizient (∂Vo/∂T) im wesentlichen Null nähern kann, indem der Temperaturkoeffizient des Betrags des ausgesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16 auf -5000 ppm/°C gebracht wird.

Außerdem sei unter Bezug auf die Temperatureigenschaften der Ansteuerschaltung 17 angenommen, daß die Zener-Spannung der Zenerdiode ZD 3 in Fig. 3 V _{ZD ₃} ist, und daß die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr 7 als auch die normale, gerichtete Abfallspannung an jeder der (n -1) Dioden aus der Reihenanordnung V _F ist, dann ist der Strom, der zu dem Lichtsender-Element 16 fließt

I 6 = {V _{ZD 3} - n · V _F}/R 7.

Wird der partielle Differentialkoeffizient bezüglich der Schwankung T bei der Temperatur T an beiden Seiten der Gleichung erhalten, dann gilt

∂I 6/∂T = 1/R 7 · (∂V _{ZD 3}/∂T) - 1/R 7 · (∂/R 7/∂T) · V _{ZD 3}- - n/R 7 · (∂V _F/∂T) + 1/R 7 · (∂R 7/∂T) · n · V _F = I 6[{1/(V _{ZD 3} - n · V _F)} · {(∂V _{ZD 3}/∂T) - n · (∂-V _F/∂T)} - (∂R 7/∂T) (2).

Wird die Temperaturschwankung der Lichtsende-Wirkung des Lichtsender-Elements 16 mit -6250 ppm/°C angenommen, dann schwankt der Betrag des ausgesendeten Lichts des Lichtsender- Elements 16 in einem Temperaturbereich von -15 bis 65°C um +25% bis -25%. Der Betrag des ausgesendeten Lichts des Lichtsender- Elements 16 nimmt ab, wenn die Temperatur steigt, und selbst wenn der Lichtempfangs-Ausgangsstrom I 8 des Lichtempfänger- Elements 18 vermindert wird, zeigen sowohl der Lichtsende-Ausgangsstrom des Lichtempfänger-Elements 18 alleine als auch der hohe Widerstandswert des Widerstands R 8 für die Strom-Spannungs-Umwandlung eine Neigung zur Zunahme, wenn die Temperatur steigt. Beträgt also der Betrag des ausgesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16-5000 ppm/°C, dann läßt sich der Temperaturkoeffizient (∂Vo/∂T) der Ausgangsspannung Vo des Lichtempfänger-Kreises auf Null einstellen, und es ist möglich, den Temperaturkoeffizienten der gesamten Schaltung schließlich auf Null zu bringen, indem der Temperaturkoeffizient des Ansteuerstroms I 6 in der Ansteuerschaltung 17 für das Lichtsender-Element 16 auf 1250 ppm/°C eingestellt wird.

In der oben genannten Formel (2), soll der Widerstand R 7 durch ein diskretes Teil mit einem zu vernachlässigenden Temperaturkoeffizienten gebildet sein, und er wird so eingestellt, daß

V _{ZD 3} = 6,9 V, ∂V _{ZD 3}/∂T = 3 mV/°C, ∂V _F/∂T = -2 mV/°C und V _F = 0,7 V;

dann genügt es, den Wert

{1/(6,9 - n × 0,7)} - (3 × 10^-3 + n × 2 × 10^-3)

auf 1250 ppm/°C = 1,25 × 10^-3 zu setzen, wobei n = 1,956 ≒ 2.

Dementsprechend kann die Anzahl der Dioden auf (n -1) = 1 festgelegt werden.

Wird die Einstellung der Anzahl der (n-1) Dioden in der Ansteuerschaltung 17 in der oben angegebenen Art optimal durchgeführt, dann läßt sich der Temperaturkoeffizient der Ausgangsspannung des Lichterfassungs-Kreises auf Null bringen.

Fig. 8 zeigt ein Zeitdiagramm der Arbeitsweise des Sensors nach der vorliegenden Erfindung, mit den Operationen an den jeweiligen Teilen des Sensors. Weist das Referenz-Taktsignal OSC von dem Schwingkreis 19 eine Frequenz von 10 KHz (die Wellenformen (a) und (b) in Fig. 8) auf, dann ist der frequenzgeteilte Ausgang B 15 des fünfzehnstufigen Frequenzteilers 20 a (die Wellenform (d) in Fig. 8) ein Takt mit einer Periode von 3,276 s. Dieser frequenzgeteilte Ausgang B 15 wird der siebenstufigen Schieberegister-Schaltung 20 b geliefert, die mittels des frequenzgeteilten Ausgangs B 2 der zweiten Stufe der Frequenzteiler-Schaltung 20 a (die Wellenform (c) in Fig. 8) verschoben wird, und so werden die Ausgänge Q 1 bis Q 7 der jeweiligen Stufen der Schieberegister-Schaltung 20 b (die Wellenformen (e) bis (k) der Fig. 8) vorbereitet. Die Signale dieser Ausgänge werden in dem Logik- Schaltkreis 20 c dekodiert, und die Steuersignale PHI 1, und PHI 2, das Lichtsende- Steuersignal LEDON, die Hochzähl-Signale UPCLK und das Rückstell-Signal RST werden vorbereitet (die Wellenformen (l) bis (P) aus Fig. 8). Das Steuersignal PHI 1 soll die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 mit dem Verstärker 21 a, der Referenz-Spannungsquelle 21 b und dem Komparator 21 c wirksam werden lassen, und der Quellenstrom zu der Analogsignal Verarbeitungseinrichtung 21 wird für die Zeit unterbrochen, während der dieses Steuersignal PHI 1 einen L-Pegel aufweist, um den erforderlichen Verbrauch an elektrischem Strom zu vermindern. Gleichzeitig steigt das andere Steuersignal PHI 2, um den Analogschalter SW 1 auf EIN zu schalten, die pufferseitige Klemme des Gleichstrom-Trennkondensators C 3 wird durch die Referenz-Spannung Vo geladen, und eine Spannung wird über den Kondensator C 3 erreicht, die gleich der Referenz-Spannung Vo ist.

Weist andererseits das Steuersignal PHI 2 einen L-Pegel auf, und wird der Analogschalter SW 1 dadurch auf AUS geschaltet, dann weist das Lichtsende-Steuersignal LEDON einen H-Pegel auf, und der Fluß des Ansteuerstroms I 6 zu dem Lichtsender- Element 16 wird durch die Ansteuerschaltung 17 ausgelöst. Während der Zeit des L-Pegels des Lichtsende-Steuersignals LEDON, wird der Verbrauchsstrom der Ansteuerschaltung 17 ebenfalls Null. Das Ausgangssignal des Lichtempfänger- Elements 18, das mit dem Erfassungssignal des ausgesendeten Lichts von dem Lichtsender-Element 16 erhalten wird, wird an dem Verstärker 21 a verstärkt, und das Vergleichs-Ausgangssignal COMP des Komparators 21 c (die Wellenform (r) aus Fig. 8) weist einen H-Pegel auf, da das Lichtempfangs-Signal CPLS (die Wellenform (q) aus Fig. 8) die Referenz-Spannung V _REF des Komparators 21 übersteigt. Dieses Vergleichs-Ausgangssignal COMP wird durch das RS-Flipflop 15 a in der Zählerschaltung 15 dem Selbsthalten unterworfen, und das Signal COMP soll mittels des Hochzähl-Signals UPCLK in den Vorwärts- Rückwärts-Zähler 15 b in der Zählerschaltung 15 genommen werden, wenn sich das Vorwärts-Rückwärts-Wählsignal UDS (die Wellenform (s) aus Fig. 8) auf einem H-Pegel befindet. An der Zählerschaltung 15 verursacht ein sequentielles dreimaliges Übersteigen der Referenz-Spannung V _REF durch das Lichtempfangs- Signal CPLS einen H-Pegel (vgl. auch Fig. 9) für ein Ausgangssignal OUT des Zählerkreises 15. Die Häufigkeit des Vergleichs des Lichtempfangs-Signals CPLS und des Referenz- Signals V _REF miteinander, kann durch geeignete Einstellung des Zählerkreises 15 erhöht oder vermindert werden.

Eine größere Anzahl von Sensoren der in Rede stehenden Art sind allgemein voneinander getrennt zwischen den Schaltungsleitungen l 1 und l 2 angeordnet, und eine Verminderung des Energieverbrauchs ist wünschenswert. Bei der oben genannten Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 wird ebenfalls versucht, an der Verbrauchsenergie der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 zu sparen. Im vorliegenden Fall wird die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 intermittierend durch das Steuersignal PHI 1 betätigt, das bei der Ablaufsteuerschaltung 20 erzeugt wurde, um Energie zu sparen. Es sei hier angenommen, daß die Quellenspannungen Vc und Vd jeweils 10 V und 5 V betragen, und daß die H-Pegel-Periode des Steuersignals PHI 1 1,4 ms beträgt, das die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 wirksam werden läßt, dann sollte ein Stromverbrauch von 10 mA, der hier praktisch für die gesamte Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 erforderlich ist, nur in einer Energieverbrauchs- Periode von 1,4 ms lediglich einmal in einer Periode von etwa 3,2 s resultieren, so daß 10 mA × 1,4 ms/3,2 s = 4,38 µA, wodurch eine merkliche Ersparnis in dem erforderlichen Energieverbrauch erreicht wird. Außerdem fließt überhaupt kein Strom durch die Ansteuerschaltung 17, solange das Lichtsende-Steuersignal LEDON einen L-Pegel aufweist. Deshalb läßt sich erreichen, daß 100 mA × 200 µs/3,2 s = 6,25 µA, und es kann eine merkliche Energieersparnis erreicht werden, selbst wenn der Ansteuerstrom I 6 für das Lichtsender-Element 16 auf 100 mA liegt, bei einer H-Pegel-Periode des Lichtsende-Steuersignals LEDON bei 200 µs.

Zusätzlich ergibt sich an der Konstantspannungsschaltung 21 b und an der Einschalt-Rückstellschaltung 22 ein weiterer Energieverbrauch von etwa 7 µA, aber der gesamte Energieverbrauch läßt sich vermutlich bei 10 µA begrenzen, selbst wenn der Schwingkreis 19 von 10 KHz eingeschlossen ist, da der Teil des Logik-Schaltkreises 20 und der Zählerschaltung 15 weniger Energie verbraucht. Deshalb wird die Gesamtsumme des Energieverbrauchs

4,38 + 6,25 + 7 + 10 = 27,63 (µA),

und dementsprechend weist der Sensor insgesamt einen niedrigen Energieverbrauch von weniger als 30 µA auf. Außerdem wird bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel versucht, eine Ersparnis im Energieverbrauch nicht daduch zu erreichen, daß die Energiequelle der Quellen-Leitungen Vc und Vd verbunden und getrennt wird, indem solche Analogschaltungs- Teile wie die Ansteuerschaltung 17, die Analogsignal- Verarbeitungseinheit 21 und ähnliches intermittierend angesteuert werden, sondern eher dadurch, daß der Strom unterbrochen wird, wobei die Transistoren diskret zur Steuerung der Stromunterbrechung bezüglich der jeweiligen Analogschaltungs-Teile vorgesehen sind, so daß die für das Erreichen des Betriebszustands erforderliche Zeit bei den jeweiligen Analogschaltungs-Teilen kürzer ist, als wenn die Quellenleitungs-Spannung ein- und abgeschaltet wird, und folglich wird es möglich, den Lichtempfangs-Ausgang des Lichtempfänger-Elements 18 innerhalb einer Gesamtzeitdauer von insgesamt nicht mehr als 1,4 ms an der Zählerschaltung 15 aufzunehmen. Dementsprechend wird hierdurch die effektive Betriebszeit an den Analogschaltungs-Teilen verkürzt, und eine Energieersparnis wird erreicht.

Nach einem bemerkenswerten Merkmal der vorliegenden Erfindung sind die Haupt-Schaltungsteile, die den Sensor in dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel bilden, als eine auf einem dielektrischen Isolatorsubstrat ausgebildete integrierte Halbleiterschaltung vorgesehen. Wie in den Fig. 10 bis 13 gezeigt, wird ein n-leitendes Einkristall-Siliziumsubstrat 31 einer bekannten Halbleiterbearbeitung mit der Ausbildung eines Isolierfilms 32 aus einem Oxid (SiO₂) unterworfen, die gewünschten Teile dieses Oxidfilms 32 werden mittels photolithographischer und Oxidfilm-Ätztechniken geätzt, danach wird mittels einer alkalinen anisotropen Ätzflüssigkeit ein anisotropischer Ätzvorgang bezüglich des Siliziumkristalls durchgeführt, und dadurch werden V-förmige Rinnen ausgebildet (vgl. Fig. 10). Danach wird der Isolierfilm 32 auch auf den Rinnenflächen ausgebildet. Da dieser Film 32 der Isolierung dient, läßt sich nicht nur SiO₂, sondern auch Si₃N₄ üblicherweise verwenden. Danach wird eine polykristalline Siliziumschicht 33 als eine Stützschicht auf dem Isolierfilm 32 ausgebildet (vgl. Fig. 11). Es bestehen keine besonderen Grenzwerte, aber diese polykristalline Siliziumschicht 33 sollte bevorzugt eine Dicke aufweisen, die im wesentlichen gleich der des Einkristall-Siliziumsubstrats ist. Dann wird von der Seite des Siliziumsubstrats 31 aus die Oberfläche geschliffen, um das Substrat solange zu entfernen, bis der Isolierfilm 32 und die polykristalline Siliziumschicht 33 in den Bodenbereichen der geätzten Rinnen freigelegt sind (vgl. Fig. 12). Der Schleifvorgang beginnt mit einem Grobläppen und wird mit schrittweise feinerem Läppen fortgeführt, und schließlich wird eine Hochglanzpolitur durchgeführt.

Durch die vorhergehenden Schritte ist die Herstellung des dielektrischen Isolatorsubstrats mit einer Vielzahl von Einkristall-Siliziumzonen abgeschlossen, die von einem Isolierfilm 32 eingeschlossen und in Form vieler Anschlußflächen auf der polykristallinen Siliziumschicht 33 angeordnet sind. Wie offenbart, werden die Teilelemente der Sensorschaltung, d. h., die Sensorelemente auf den jeweiligen anschlußflächen-artigen Einkristall-Siliziumzonen 31 ausgebildet, die als integrierte Schaltung bereitgestellt werden sollen. Bei dem der oben beschriebenen Sensorschaltung können die Stromquellen-Kondensatoren C 1 und C 2, das Lichtsender- Element 16 und der Widerstand R 3 mit hoher Spannungsfestigkeit und hohem Widerstandswert in der Konstantspannungsschaltung 13 nicht als integrierte Schaltungen ausgeführt sein; alle anderen Schaltungselemente lassen sich zu integrierten Schaltungen auf einem Chip ausbilden, wobei gleichzeitig eine wirksame Minimierung in der Größe und im Gewicht bewirkt wird. Der Widerstand R 3 mit der hohen Spannungsfestigkeit und dem hohen Widerstandswert kann auf dem einen Chip aufgenommen werden, solange die Erhöhung des Besetzungsbereich der Elemente keine Probleme schafft.

Nach der vorliegenden Erfindung sind außerdem eine Vielzahl von Konstruktions-Modifikationen möglich. Die Fig. 14 zeigt einen weiteren Arbeitsaspekt der Ansteuerschaltung für den Sensor nach der vorliegenden Erfindung. In diesem Fall unterscheidet sich die Ansteuerschaltung 117 von der Ansteuerschaltung 17 aus Fig. 3 darin, daß eine Strom-Spiegelschaltung mit den pnp-Transistoren Tr 14 und Tr 15 hinzugefügt wurde, um einen konstanten Strom als Basis-Stromquelle für den Transistor Tr 6 zu erreichen, und daß die Spannung V _{BE 7} zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr 7 durch eine Spannung V _{BE 17} zwischen der Basis und dem Emitter eines Transistors Tr 17 aufgehoben wird, so daß die Temperatureigenschaften des Ansteuerstroms I 6 für das Lichtsender-Element 116 nur durch die Zenerdiode ZD 3 und (n-1) Dioden bestimmt werden. Sämtliche anderen Anordnungen sind die gleichen wie in der Ansteuerschaltung 17 aus Fig. 3, und die gleichen Teilelemente wie die in der Schaltung 17 aus Fig. 3 sind mit denselben Bezugsziffern bezeichnet.

Im vorliegenden Fall sorgt das Lichtsende-Steuersignal LEDON mit H-Pegel dafür, daß, wie in Bezug auf Fig. 3 schon angesprochen, der NMOS-Transistor Tr 8 auf EIN geschaltet wird, daß die NMOS-Transistoren Tr 9 und Tr 10 auf AUS geschaltet werden, und daß der PMOS-Transistor Tr 11 auf EIN geschaltet wird, wodurch das Gate-Potential an dem PMOS- Transistor Tr 12 und an dem NMOS-Transistor Tr 13 erhöht wird, so daß der PMOS-Transistor Tr 12 auf AUS und der NMOS-Transistor auf EIN geschaltet wird. Folglich fließt ein durch den Widerstand R 16 bestimmter konstanter Strom zu dem pnp-Transistor Tr 14, und es fließt auch ein identischer Strom durch den pnp-Transistor Tr 15 zu der Basis des Transistors Tr 6. Das Gate-Potential an dem NMOS-Transistor Tr 16 ist in diesem Moment niedrig, und dieser Transistor Tr 16 wird auf AUS geschaltet, und der npn-Transistor Tr 17 wird betriebsbereit gemacht. Dieser npn-Transistor Tr 17 soll eine negative Rückkopplungssteuerung so durchführen, daß, wenn die Spannung über den Widerstand R 6 ansteigt, der Basisstrom des npn-Transistors Tr 6 in Nebenschluß gelegt wird, um die Spannung über den Widerstand R 6 soweit zu senken, daß sie gleich der Spannung V _{BE 17} zwischen der Basis und dem Emitter des npn-Transistors Tr 17 wird. Folglich wird der Ansteuerstrom I 6 für das Lichtsender-Element 116 in der Ansteuerschaltung 117

I 6 = {(V _{ZD 3} - (n-1) · V _F}/R 7.

Dies liegt daran, daß die Spannung V _{BE 7} zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr 7 und die Spannung V _{BE 17} zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr 17 sich aufheben sollen. Danach sorgt ein Lichtsende-Steuersignal LEDON mit L-Pegel dafür, daß der NMOS-Transistor Tr 8 auf AUS geschaltet wird, daß die NMOS-Transistoren Tr 9 und Tr 10 auf EIN und der PMOS-Transistor Tr 11 auf AUS geschaltet werden, so daß das Gate-Potential des PMOS-Transistors Tr 12 und NMOS-Transistors Tr 13 gesenkt wird, um den PMOS-Transistor Tr 12 auf EIN und den NMOS-Transistor Tr 13 auf AUS zu schalten. Dementsprechend fließt kein Strom zu dem pnp-Transistor Tr 14, noch zu dem pnp-Transistor 15. Wenn die NMOS-Transistoren Tr 16 und Tr 10 auf EIN geschaltet werden, dann wird das Basis-Potential der npn-Transistoren Tr 6 und Tr 7 dadurch gesenkt, und die beiden npn-Transistoren befinden sich in einem vollständigen AUS-Zustand. Deshalb sorgt der L-Pegel des Steuersignals PHI 1 dafür, daß überhaupt kein Strom von der Source-Leitung Vc zu der anderen Source-Leitung V _{S 1} fließt.

Jetzt soll die Anzahl der in der Ansteuerschaltung 117 verwendeten (n-1) Dioden so eingestellt werden, daß der lichtsender- und der lichtempfängerseitige Temperaturkoeffizient im Ganzen Null ergibt, wobei der Temperaturkoeffizient der Zenerspannung V _{ZD 3} der Zenerdiode ZD 3 berücksichtigt wird, die Lichtsende-Wirksamkeit des Lichtsender-Elements 116, die Lichtempfangs-Wirksamkeit des Lichtempfänger-Elements sowie der Temperaturkoeffizient des hochohmigen Widerstands R 8 für die Strom-Spannungs-Umwandlung. Konkret ergibt sich ein Ansteuerstrom I 6 zu dem Lichtsender- Element 116 von

I 6 = {V _{ZD 3} + V _BE - (n -1)V _F - V _BE}/R 7) = {V _{ZD 3} - (n - 1)-V _F}/R 7.

Wird dieselbe Rechnung wie oben durchgeführt, dann ergibt dies n = 3, und die Anzahl der Dioden sollte (n-1), also 2 sein. Also kann auf diese Weise die Lichtsende-Ansteuerschaltung mit konstanten Temperaturkoeffizienten für die Ausgangsspannung realisiert werden.

Fig. 15 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung in Anpassung an den als integrierte Schaltung ausgebildeten Sensor nach der vorliegenden Erfindung, und es soll in der Ansteuerschaltung 217 dieses Ausführungsbeispiels die Temperaturschwankungs-Komponente ebenfalls auf Null gebracht werden. Genauer wird im vorliegenden Fall ein Lichtsende-Signal S an die Gates des PMOS-Transistors Tr 206 und den NMOS-Transistor Tr 209 angelegt, und der durch einen Inverter N 200 invertierte logische Wert wird den Gates der NMOS-Transistoren Tr 210 und Tr 211 zugeführt. Weist also das Lichtsende-Signal S einen H-Pegel auf, dann wird der PMOS- Transistor Tr 206 auf AUS geschaltet, während der NMOS- Transistor Tr 209 auf EIN geschaltet wird, wodurch eine von den PMOS-Transistoren Tr 207 und Tr 208 sowie dem NMOS-Transistor 209 und dem Widerstand R 205 gebildete Strom-Spiegelschaltung betätigt wird. Der Ausgang des Inverters N 200 weist einen L-Pegel auf, und die NMOS-Transistoren Tr 10 und Tr 11 werden auf AUS geschaltet. Deshalb wird einer Bandkappen- Referenzschaltung aus den npn-Transistoren Tr 201, Tr 202, Tr 203 und Tr 204 und den Widerständen R 201, R 202 und R 203 ein Strom zugeführt.

Eine durch die folgende Formel dargestellte Spannung wird dadurch am Punkt B der Ansteuerschaltung 217 aus Fig. 15 erzeugt:

V _B = V _{BE 3} + V _T {(R 202/R 203) · n · (R 202/R 201)} (3),

wobei V _{BE 3} die normale, gerichtetete Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr 203 ist, und V _T durch die folgende Formel dargestellt werden soll, mit k für die Boltzmannsche Konstante, q für die Elektronenladung und T für die absolute Temperatur,

V _T = kt/q (4).

Da hier der npn-Transistor Tr 205 in einem Nicht-Sättigungszustand arbeitet, wird an dem Punkt C, bei einer angenommenen Spannung zwischen der Basis und dem Emitter dieses Transistors von V _{BE 205} eine durch

V _C = V _B - V _{BE 205}

dargestellte Spannung erzeugt, so daß ein durch

I 6 = V _C/R 204 = (V _B - V _{BE 205})/R 4 (5)

dargestellter Strom durch das Lichtsender-Element 216 fließt.

Weist hier das Lichtsende-Signal S einen L-Pegel auf, dann wird der Transistor Tr 206 auf EIN geschaltet, während der Transistor 209 auf AUS geschaltet wird, um keinen Stromfluß zu der aus den Transistoren Tr 207, Tr 208 und Tr 209 und dem Widerstand R 205 gebildeten Strom-Spiegelschaltung zu verursachen, und die Transistoren Tr 210 und Tr 211 werden auf EIN geschaltet, um keinen Basisstrom zu den Transistoren Tr 205 und Tr 206 fließen zu lassen und sie so auf AUS zu schalten, so daß kein Strom durch das Lichtsender-Element 216 fließt.

Angenommen, ein photoelektrischer Strom I 8 wird an einem solchen Lichtempfänger-Element 218 bei Lichteinstrahlung erzeugt, dann ist eine Änderungskomponente v _o in dem Ausgang V _o dieses Elements

v _o = I 8 · R 206 (6).

In diesem Fall ist die Eingangsimpedanz des Betriebsverstärkers 221 a sehr hoch, und der photoelektrische Strom I 8 in dem Lichtempfänger-Element 218 wird dazu gebracht, ganz durch den Rückkopplungswiderstand R 206 zu fließen, und die oben genannte Formel (6) ist erfüllt. Der Ausgang von der Referenz- Spannungsquelle 221 b wird dem Betriebsverstärker 221 geliefert.

Nach der Formel (6) beträgt die Temperaturschwankungs-Komponente v _o

(l/v _o) · (∂v _o/∂T) = (1/I 8) · (∂I 8/∂T) + (1/R 206) · (∂R 206/∂T) (7).

Angenommen, daß das Lichtempfänger-Element 218 hier eine Photodiode ist, der Widerstand R 206 einen als integrierte Schaltung ausgebildeten Diffusionswiderstand aufweist und ihre Temperaturschwankungs-Komponenten (1/I 8) · (∂I 8/∂T) und (1/R 206) · (∂R 206/∂T) jeweils 3000 ppm/°C und 3700 ppm/°C betragen, dann beträgt die Temperaturschwankungs-Komponente (l/v _o), · (∂v _o/∂T) der Ausgangsspannung v _o 6700 ppm/°C. Falls das in Fig. 15 gezeigte Lichtsender-Element 216 als allgemein verwendete lichtemittierende Diode (LED) ausgelegt ist und die gesamte Temperaturschwankungs-Komponente Null erreichen soll, kann es genügen, die Temperaturschwankungs-Komponente des Ansteuerstroms I 6 der Ansteuerschaltung 217 für das Lichtsender-Element 216 auf 3300 ppm/°C zu setzen.

Der Ansteuerstrom I 6 läßt sich durch die Formel (5) darstellen, seine Temperaturschwankungs-Komponente ist dann

(1/I 6) · (∂I 6/∂T) = [{(∂V _B/∂T) - (∂V _{BE 206}/∂T) }/(V _B - V _{-BE 206})] - (1/R 204) · (∂ R 204/∂T) (8).

Aus der oben genannten Formel (3) wird der Temperaturkoeffizient der Spannung am Punkt B

(∂V _B/∂T) = (∂V _{BE 203}/∂T) + (∂V _T/∂T) · (R 205/R 203) · l · -n (R 202/R 201) (9).

Wird hier angenommen, daß der Widerstand R 204 ein diskretes Teil mit einer zu vernachlässigenden Temperaturschwankung und wird

V _{BE 203} = V _{BE 206} = 0,7 V, ∂V _{BE 203}/∂T = ∂V _{BE 206}/∂T = -2 mV/°C, ∂ V _T/∂T = 0,085 mV/°C

gesetzt, sowie die Werte der jeweiligen Widerstände R 201 bis R 203 mit R 201 = KΩ, R 204 = 30 KΩ und R 205 = 1 KΩ, dann gilt V _B = 2,5 V aus der oben genannten Formel (3).

Aus der Formel (9) ergibt sich

∂V _B/∂T = -2 mV/°C + 5,87 mV/°C = 3,87 mV/°C (10).

Werden die oben genannten Formeln (10) und (11) durch die Formel (8) ersetzt, dann gilt

(I/I 6) · (∂I 6/∂T) = {3,87 mV/°C - (-2 mV/°C)}/(2,5-0,7)-0 ≒ 3300 ppm/°C

Es sei aus dem oben Gesagten gewürdigt, daß die Temperaturschwankungskomponente von in den Fig. 15 und 16 gezeigten verbundenen Schaltungen der Lichtsender- und -empfängerelemente 216 und 218 durch eine optimale Einstellung des Werts der Widerstände R 202 bis R 203 auf Null gebracht werden kann.

Fig. 17 zeigt einen weiteren Arbeitsaspekt der Analogsignal- Verarbeitungseinheit, der sich auf den als integrierte Schaltung ausgebildeten Sensor nach der vorliegenden Erfindung anwenden läßt. Dabei ist die Schaltung 421 im Aufbau noch vereinfachter als die aus 21 in Fig. 4, und die Schaltung läßt sich noch besser in Einchip-Bauweise ausführen. Die Elemente, die denen in Fig. 4 entsprechen, sind in Fig. 17 mit denselben, um 400 erhöhten Bezugsziffern bezeichnet. Genauer weist die Analog-Verarbeitungsschaltung 421 in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel Dreistufen-Betriebsverstärker OP 401 bis OP 403 auf, Kondensatoren C 401 und C 403, die jeweils in Nebenschluß zu einer Ausgangsklemme und einer invertierten Eingangsklemme der Betriebsverstärker OP 401 und OP 403 gelegt sind, sowie ein bilaterales Schaltelement SW 401, das mit dem Betriebsverstärker OP 403 in Parallelschaltung mit dem Kondensator C 403 verbunden ist. In Fig. 18 verursacht ein Gate-Signal SW mit einem H-Pegel das EINschalten des Schaltelements SW 401, und die Ausgangsspannung des Betriebsverstärkers OP 403 wird als Referenz-Spannung V _ref eingestellt. Das Gate-Signal SW wird eine vorbestimmte Zeit lang auf einem H-Pegel gehalten und weist danach einen L-Pegel auf. In dem Komparator 421 c wird ein JFET- oder MOS-Transistor mit hoher Eingangsimpedanz als ein Eingangsstufen-Transistor verwendet, dessen Eingangs- Umgehungsstrom extern niedrig, von einigen pA bis zu etwa 100 pA, ist. Deshalb wird die Ausgangsklemmen-Spannung des Betriebsverstärkers OP 403 nach dem AUSschalten des Schaltelements SW 401 für einige ms im wesentlichen auf der Referenz-Spannung V _ref gehalten, selbst wenn die Kapazität der Kondensatoren C 402 und C 403 etwa in einem niedrigen Bereich von 10pF liegt. Steigt das Gate-Signal SW und bringt das Schwingsignal des Schwingkreises das Lichtsender-Element 416 dazu, Licht zu emittieren, dann erzeugt die Verstärkereinrichtung 421 a der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung ein Ausgangssignal Vs, woraufhin sich das Schaltelement SW 421 in einem AUS-Zustand befindet und der Betriebsverstärker OP 403 als ein Gegentaktverstärker mit einem Faktor von -(jwC 403/ jwC 402) arbeitet. Gilt beispielsweise C 402 = C 403, dann liefert das Ausgangssignal der Verstärkungseinrichtung 421 a, das sogar eine in Gleichstromrichtung erzeugte Fehlerspannung von Δ V umfaßt, ein invertiertes Ausgangssignal des Ausgangssignals des Betriebsverstärkers OP 403 als dem invertierenden Verstärker. Beträgt die Schwankung dieser Eingangsspannung mehr als einen vorbestimmten Wert, dann liefert der Komparator 421 c ein Erfassungssignal. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann sich die an die nicht-invertierte Eingangsklemme des Betriebsverstärkers OP 403 als dem invertierenden Verstärker gelieferte Referenz-Spannung von der Referenz-Spannung V _ref unterscheiden, die der Verstärkereinrichtung 421 a geliefert wird.

Nach einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung wird eine Anordnung vorgeschlagen, die die genaue Erfassung sogar eines schwachen Eingangssignals erlaubt. In Fig. 19 ist ein Gleichstrom-Trennkreis zwischen die Verstärkereinrichtung 521 a und den Komparator 521 c eingefügt, und ein CMOS- Transistor Tr 501 mit einem NMOS-Transistor 501 a und einem PMOS-Transistor Tr 501 b ist zwischen die Ausgangsklemme des Kondensators 502 und die Referenz-Spannungsquelle V _ref geschaltet. Der NMOS-Transistor Tr 501 a kann mittels des Gate- Signals SW auf EIN und AUS geschaltet werden, während der PMOS-Transistor Tr 501 b durch ein invertiertes Signal des Gate-Signals SW durch einen Inverter N 500 auf EIN und AUS geschaltet wird. Die Referenz-Spannung V _ref kann eine Erdspannung (Nullspannung) sein. Entsprechend verursacht in Fig. 20 das Gate-Signal SW, das einen H-Pegel erreicht, daß der NMOS-Transistor Tr 501 a und der PMOS-Transistor Tr 501 b auf EIN geschaltet werden, und die Spannung Vc an der Ausgangsklemme des Kondensators C 502 wird auf der Referenz-Spannung eingestellt. Das Gate-Signal SW wird für etwa 50 µs auf einem H-Pegel gehalten und wird danach auf einen L-Pegel gebracht. Der Komparator 521 C weist im wesentlichen den gleichen Aufbau wie der Komparator 421 c aus Fig. 17 auf, der Eingangs- Umgehungsstrom liegt in einem so kleinen Bereich wie einige pA bis 100 pA und wird einige ms auf der Referenz-Spannung V _ref gehalten, selbst wenn die Kapazität des Kondensators C 502 gering ist, und ein Erfassungssignal wird in Reaktion auf eine Komponente des Ausgangssignals Vs ebenso wie bei dem Ausführungsbeispiel aus Fig. 17 geliefert. In diesem Fall wird die Ausgangsklemmen-Spannung des Kondensators C 502 auf der Referenz-Spannung V _ref nach dem Gate-Signal SW vor der Erfassungsperiode des Eingangssignals eingestellt, selbst wenn der Ausgang des Betriebsverstärkers OP 502 das Fehlersignal Δ V wegen einer versetzten Spannung der Betriebsverstärker OP 501 und OP 502 und einem Dunkelstrom des Lichtempfänger-Elements 518 umfaßt, und das Fehlersignal Δ V wird dem Komparator 521 c nicht geliefert. Dementsprechend ist es möglich, das schwache Eingangssignal alleine genau zu erfassen.

Fig. 21 schlägt eine Verstärkeranordnung vor, die gegenüber der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung aus Fig. 17 in der Erfassungsfunktion des schwachen Stroms weiter verbessert ist. D. h., im vorliegenden Fall sind Dreistufen-Betriebsverstärker OP 601, OP 602 und OP 603 ebenso wie bei dem Verstärker aus der Fig. 4 vorgesehen, und die CMOS-Transistoren Tr 601 und Tr 602, die den gleichen Gleichstrom-Trennkreis wie den in Fig. 17 gezeigten bilden, sind jeweils zwischen die Ausgangsklemme des zweiten Betriebsverstärkers OP 602 und die Eingangsklemme des dritten Betriebsverstärkers OP 603 und zwischen den ersten Betriebsverstärker OP 603 und den Komparator 621 c eingefügt, so daß der Gleichstrom-Trennkreis, der zwischen dem zweiten und dritten Betriebsverstärker OP 602 und OP 603 eingefügt ist, verhindert, daß die durch den Ausgang des zweiten Betriebsverstärkers OP 602 erzeugte Fehlerspannung Δ V durch den dritten Betriebsverstärker OP 603 verstärkt wird. Der Verstärkungsfaktor kann so erhöht werden, und gleichzeitig kann die etwaige Verstärkung eines Fehlers vermieden werden, so daß die Erfassungsfunktion des Sensors merklich verbessert werden kann.

Nach einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung ist der Vorwärts-Rückwärts-Zähler mit einer automatischen Rückstell-Funktion versehen. Die Fig. 22 zeigt einen weiteren Arbeitsaspekt des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 715 b, der vier D-Flipflops D 610 bis D 613 und drei Logik-Schaltkreise 613 bis 615 aufweist. Im vorliegenden Fall ist die Funktion dieselbe wie bei dem Vorwärts-Rückwärts-Zähler 15 b aus Fig. 5, nämlich das Auslösesignal für das Kurzschließen der Sensorkreisleitungen l 1 und l 2 bei drei sequentiellen H-Pegel-Ausgängen der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung bereitzustellen. Jedoch werden hier statt des in dem Schaltelement aus Fig. 5 verwendeten Thyristors der npn-Transistor Tr 611 und der Widerstand R 611 wie in Fig. 23 verwendet, so daß, selbst wenn das Ausgangssignal OUT des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 715 b einen H-Pegel aufweist, die Spannung über die Quellen-Leitungen V _CL und V _Sl auf einer Spannung gehalten werden, die einer Differenz aus der Spannung zwischen den Leitungen l 1 und l 2 und der Abfallspannung 2V _D an der Diodenbrücke entspricht, d. h. V _IN-2-V _D, so daß der Schaltungsbetrieb weitergeführt wird. In diesem Fall verursacht ein durch den npn-Transistor Tr 611 fließender Strom eine Erhöhung des Stromflusses, der Empfänger, der zwischen die Kreisleitungen l 1 und l 2 geschaltet ist, erfaßt diese Erhöhung des Stromflusses, und ein Alarmsignal wird dadurch erzeugt. Deshalb erhält das Ausgangssignal OUT des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 715 b aus Fig. 22 einen L-Pegel, wenn der Erfassungseingang verschwindet, der npn-Transistor 611 wird in Reaktion darauf auf AUS geschaltet, und die Schaltung kann automatisch zürückgestellt werden.

Claims (10)

1. Als integrierte Schaltung ausgebildeter Sensor, bei welchem eine Schalteinrichtung zwischen Sensorkreisleitungen geschaltet ist, um sie kurzzuschließen, eine Stromquellen- Einrichtung mit den Kreisleitungen verbunden ist, um daraus eine Stromquellen-Spannung abzunehmen, bei welchem
eine intermittierende Betriebseinrichtung, ein Lichtsender und eine Ansteuereinrichtung für den Lichtsender jeweils als Nachfolgestufen mit der Stromquellen-Einrichtung verbunden sind, wobei die intermittierende Betriebseinrichtung zur Betätigung der Ansteuereinrichtung für einen intermittierenden Betrieb des Lichtsenders vorgesehen ist, bei welchem
ein Lichtempfänger für den Empfang eines schwachen gepulsten Lichts angeordnet ist, das durch Streuung des von dem Lichtsender emittierten Lichts erzeugt ist, eine Vergleichseinrichtung zum Empfang von verstärkten Signalen von dem Lichtempfänger zum Vergleich mit einem Referenz-Signal vorgesehen ist, und bei welchem
ein Ausgang der Vergleichseinrichtung einer Zähleinrichtung geliefert wird, die zur Bereitstellung eines Auslösesignals für die Schalteinrichtung angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilelemente der jeweiligen Einrichtungen, die für die Ausbildung als integrierte Schaltungen geeignet sind, als integrierte Schaltungen auf einem dielektrischen Isolatorsubstrat ausgebildet sind.

2. Sensor nach Anspruch 1, bei welchem die als integrierte Schaltungen ausgebildeten Teilelemente alle Elemente sind, die die Schalt-, Ansteuer-, intermittierende Betriebs-, Lichtsender-, Lichtempfänger-, Vergleichs- und Zähleinrichtung bilden, aber nicht ein Lichtsender-Element der Lichtsender-Einrichtung und ein Widerstand mit hoher Spannungsfestigkeit sowie hohem Widerstandswert in einer Konstantspannungsschaltung, die in der intermittierenden Betriebseinichtung angeordnet ist.

3. Sensor nach Anspruch 2, bei welchem der Widerstand ebenfalls als eine integrierte Schaltung ausgebildet ist.

4. Sensor nach Anspruch 1, der außerdem eine Einrichtung zur Regulierung des Temperaturkoeffizienten eines Ansteuerstroms der Ansteuereinrichtung bezüglich des Temperaturkoeffizienten eines Lichtsender-Elements des Lichtsenders aufweist.

5. Sensor nach Anspruch 1, der außerdem eine Einrichtung zur Ermittlung der Gesamtsumme aus einem Temperaturkoeffizienten eines Lichtempfangs-Ausgabestroms von dem Lichtempfänger und einem Temperaturkoeffizienten eines Widerstandswerts einer Widerstandseinrichtung zur Umwandlung des Lichtempfangs- Ausgabestroms in ein Spannungssignal, das im wesentlichen Null beträgt, aufweist.

6. Sensor nach Anspruch 1, der außerdem eine erste und zweite Energieversorgungsleistung aufweist, die mit den Kreisleitungen verbunden sind, wobei die Schalteinrichtung in einem elektrischen Pfad zwischen der ersten und zweiten Energieversorgungsleitung positioniert ist, um in einen Zustand niedriger Impedanz verschoben zu werden, wenn ein an der intermittierenden Betriebseinrichtung erzeugtes Steuersignal aus einem logischen Wert besteht, aber in einen Zustand hoher Impedanz, wenn das Steuersignal aus dem anderen logischen Wert besteht.

7. Sensor nach Anspruch 1, der außerdem eine zwischen den Lichtempfänger und die Vergleichseinrichtung geschaltete Verstärkereinrichtung aufweist, wobei die Verstärkereinrichtung eine Einrichtung zur invertierten Verstärkung aufweist, sowie
einen ersten Kondensator, der zwischen eine invertierte Eingangsklemme der Einrichtung zur invertierten Verstärkung und den Lichtempfänger geschaltet ist, und
eine Parallelschaltung eines Schaltelements und eines zweiten Kondensators in Nebenschluß zu der Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme der Einrichtung zur invertierten Verstärkung, wobei das Schaltelement vor dem Betrieb des Lichtsenders auf EIN und AUS geschaltet wird.

8. Sensor nach Anspruch 7, der außerdem einen Gleichstrom- Trenntransistor aufweist, der bezüglich der Einrichtung zur invertierten Verstärkung vorgesehen ist.

9. Sensor nach Anspruch 7, bei welchem die Verstärkereinrichtung eine Vielzahl von Verstärkerelementen und eine Vielzahl von Gleichstrom-Trenntransistoren aufweist.

10. Sensor nach Anspruch 1, bei welchem die Zähleinrichtung einen Vorwärts-Rückwärts-Zähler mit einer automatischen Rückstellfunktion aufweist.