DE69525807T2

DE69525807T2 - Stromdetektorschaltung

Info

Publication number: DE69525807T2
Application number: DE69525807T
Authority: DE
Inventors: Koichi Murakami; Motohiro Oomichi
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1994-10-06
Filing date: 1995-10-05
Publication date: 2002-10-10
Anticipated expiration: 2015-10-06
Also published as: US5635823A; DE69525807D1; EP0706265A3; EP0706265A2; EP0706265B1; MY113482A; JPH08111524A; JP3302193B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Stromerfassungsschaltung, welche die Merkmale des Oberbegriffs des Anspruchs 1 hat, wobei eine solche Schaltung aus EP-A-0 585 926 bekannt ist.
Bei Leistungs-IC-Halbleitervorrichtungen (z. B. Leistungs-IC- Vorrichtungen) mit einem Leistungsschaltelement, wie einem IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor, d. h. Bipolar- Transistor mit isoliertem Gate) und einem MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, d. h. Metall-Oxid- Halbleiter-Feldeffekttransistor) zum Schalten eines großen Laststroms ist oft eine Stromerfassungsschaltung vorgesehen, um einen Überstrom des Leistungsschaltelements zu erfassen. Auch eine Schutzschaltung ist vorgesehen, um die IC- Vorrichtung gegen die thermische Zerstörung zu schützen, die durch den Überstrom verursacht wird.
Die Fig. 8 und Fig. 9 A zeigen jeweils herkömmliche Stromerfassungsschaltungen.
Um einen Hauptstrom Io zu erfassen, der durch einen IGBT 1 fließt, welcher als Hauptausgangselement dient, lässt die in Fig. 8 gezeigte Stromerfassungsschaltung des ersten Standes der Technik einen IGBT 2, welcher als Messelement dient, einen Teil des Hauptstroms messen. Wenn der Messstrom Is durch ein Stromerfassungs-Widerstandselement Rs fließt, tritt ein Spannungsabfall Vs am Widerstandselement Rs auf. Wenn der Spannungsabfall Vs die Basis-Emitter-Schwellspannung eines Steuerungstransistors 3 (npn-Transistor in diesem Beispiel) überschreitet, wird der. Steuerungstransistor 3 ausgelöst, so dass ein Steuerungsstrom Icont aus einer Versorgungsschaltung durch den Steuerungstransistor 3 fließt. Wenn der Steuerungsstrom Icont fließt, wird ein dem Steuerungsstrom Icont entsprechendes Steuerungssignal aus einer Stromverstärkerschaltung 25 ausgegeben, welche als Steuerungsschaltung arbeitet. Der Überstrom des Hauptelements wird unter Verwendung dieses Steuerungssignals erfasst, wodurch eine Schutzschaltung (nicht abgebildet) dazu gebracht wird, das Hauptelement vor dem Überstrom zu schützen.
In der Schaltung des ersten Standes der Technik verändert sich jedoch die Basis-Emitter-Schwellspannung des Steuerungstransistors abhängig von einer Temperaturabhängigkeit gemäß einer Temperaturerhöhung (Temperaturänderung), welche durch Ströme verursacht wird, die während des Betriebs durch die jeweiligen Teile fließen.
Die als zweiter Stand der Technik in Fig. 9 A gezeigte Stromerfassungsschaltung ist eine Schaltung, die verbessert ist, um die Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter- Schwellspannung des Steuerungstransistors 3 in der Stromerfassungsschaltung des ersten Standes der Technik zu kompensieren. Die Schaltung des zweiten Standes der Technik unterscheidet sich von der Schaltung des ersten Standes der Technik darin, dass eine Diode 12, welche im wesentlichen die gleiche Temperaturabhängigkeit aufweist wie die Basis- Emitter-Schwellspannung des Steuerungstransistors 3, in Reihe geschaltet ist mit dem Stromerfassungs-Widerstandselement Rs. Die Diode 12 wird durch einen p-n-Übergang gebildet, welcher im wesentlichen die gleiche Charakteristik hat wie der Basis- Emitter-p-n-Übergang des Steuerungstransistors 3.
Der Betrieb der Schaltung des zweiten Standes der Technik ist im Grunde genommen gleich wie jener der Schaltung des ersten Standes der Technik, bis auf den Betrieb, der mit der Temperaturkompensation durch die Diode 12 einhergeht. Wenn die Basis-Emitter-Schwellspannung des Steuerungstransistors 3 sich abhängig von ihrer Temperaturabhängigkeit ändert, ändert sich der Durchlassspannungsabfall der Diode 12, die in Reihe geschaltet ist mit dem Stromdetektor-Widerstandselement Rs (Erfassungswiderstand) abhängig von ihrer Temperaturabhängigkeit. Da die Temperaturabhängigkeit des Steuerungstransistors 3 jener der Diode 12 beinahe gleich ist, kann eine Änderung der Basis-Emitter-Schwellspannung des Steuerungstransistors 3 kompensiert werden.
Bei jeder der oben beschriebenen Schaltungen des Standes der Technik kann das Messelement 2 monolithisch in einem IC-Chip gebildet sein, der das Hauptelement 1 auf einem Silizium- Substrat hat. Alternativ kann das Messelement 2 in einem IC- Chip gebildet sein, der sich von jenem des Hauptelements unterscheidet, und der sich ergebende Messelement-IC-Chip kann extern mit dem Hauptelement-IC verbunden werden.
In jeder der oben beschriebenen Schaltungen des Standes der Technik wird die Stromerfassung unter der Annahme durchgeführt, dass der Hauptstrom Io und der Messstrom Is ein vorbestimmtes Verhältnis aufweisen (z. B. n : 1). Das bedeutet, dass die folgende Gleichung gilt:
Io = n·Is
Man beachte, dass Vs durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden kann:
Vs = Rs·Is
so dass der Hauptstrom Io unter Verwendung der obigen zwei Gleichungen ausgedrückt werden kann als:
Io = n·Vs/Rs ... (1)
Von dem Steuerungsstrom Icont, welcher durch den Steuerungstransistor 3 fließt, und dem Hauptstrom Io, welcher durch das Hauptelement IGBT 1 fließt, wird angenommen, dass sie so eingestellt sind, dass sie eine vorbestimmte Beziehung erfüllen. Wenn ein voreingestellter Wert für den Steuerungsstrom Icont im voraus auf der Grundlage einer Annahme bestimmt wird, kann der Wert des Hauptstroms Io gesteuert werden.
Im tatsächlichen Betrieb gilt jedoch die durch Gleichung (1) dargestellte Beziehung möglicherweise nicht. Ein Schutzvorgang für das Hauptelement auf der Grundlage der Erfassung eines vorbestimmten Pegels des Hauptstroms Io, d. h. ein normaler Schutzvorgang, kann möglicherweise nicht verwirklicht werden. Dieses Phänomen kann aufgrund der folgenden Gründe (A) und (B) abgeschätzt werden.
(A) In der Schaltung des ersten Standes der Technik wird das obige Phänomen durch eine Vergrößerung der Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Spannung VBE (oder der Gate-Source-Spannung VGS in einem MOS-Transistor) des Steuerungstransistors 3 bewirkt (wenn die Temperatur zunimmt, sinken die Spannungen VBE und VGS im allgemeinen). Genauer gesagt, wie in Fig. 11 gezeigt, ändert sich die Schwellspannung Vth der Spannung VBE (oder VGS) des Steuerungstransistors 3 sehr stark, wenn sich die Temperatur ändert. Aus diesem Grund ändert sich der Erfassungspegel für einen Überstrom des Hauptstroms Io gemäß dem Spannungsabfall Vs (= Rs·Is) über den Erfassungswiderstand Rs, um den Steuerungstransistor 3 einzuschalten, stark mit sich ändernder Temperatur, wie in Fig. 12 gezeigt (der Erfassungspegel des Überstroms des Hauptstroms Io sinkt normalerweise bei höheren Temperaturen). Daher kann der Schutzbetrieb gegenüber dem Überstrom nicht ausgeführt werden.
(B) Obwohl die Schaltung des zweiten Standes der Technik eine gegenüber dem ersten Stand der Technik verbesserte Schaltung ist, um die Temperaturabhängigkeit der Basis- Emitter-Schwellspannung des Steuerungstransistors 3 zu kompensieren, tritt das obige Phänomen auf, da ein vorbestimmtes Messverhältnis (= Io/Is) nicht erzielt werden kann.
Das Äquivalentschaltbild der Schaltung des zweiten Standes der Technik ist in Fig. 9B gezeigt, und es gilt die folgende Gleichung:
Vs = Io·Rs·(VCESAT - VF)/(n·WCESAT + Io·Rs)
wobei VCESAT die Sättigungsspannung der Schaltung ist, welche die Hauptelement-Schaltung und die Messstrom-Schaltung enthält, von den äußeren Anschlüssen C und E her gesehen.
Wenn hierbei der Durchlassspannungsabfall VF der Temperaturkompensationsdiode ausreichend kleiner ist als der Spannungswert VCESAT, und der Spannungsabfall Vs am Erfassungswiderstand Rs ausreichend kleiner als VCESAT ist, d. h. wenn die folgenden Bedingungen erfüllt sind:
VCESAT > > VF
VCESAT > > RS·Is = Rs·Io/n
wird Gleichung (2) wie folgt umgeschrieben:
Vs = Rs·Io/n
was gleich Gleichung (1) ist.
In der Praxis gilt jedoch VF = 0,5 bis 0,6 V für VCESAT = 2 bis 3 V, womit die Bedingungen für die Gültigkeit der Gleichung (1) nicht erfüllt sind.
Im tatsächlichen Betrieb ist der Auslösepegel des Steuerungstransistors 3 nicht ausreichend konstant bezüglich des Hauptstroms Io. Das Problem, demzufolge der Schutzvorgang gegenüber dem Überstrom nicht stabil bewirkt werden kann, wie bei der Schaltung des ersten Standes der Technik, bleibt ungelöst.
Zusätzlich, wie aus Gleichung (1) hervorgeht, muss auch Rs ausreichend niedrig eingestellt sein, und die Basis-Emitter- Schwellspannung des Steuerungstransistors 3 und der Messstromwert müssen sorgfältig bestimmt werden.
Wie in den Kennlinien gezeigt (tatsächliche Messdaten, welche die Linearität des Erfassungsstroms gegenüber dem Ausgangsstrom in Fig. 13 zeigen), findet man, dass die Schaltungen des ersten und zweiten Standes der Technik eine große Stromerfassungsverschiebung aufweisen (d. h. ein Betriebs-Verzögerungsbereich bis ein Erfassungsstrom nach dem Fließen des Hauptstroms Io fließt). Diese große Stromerfassungsverschiebung kann bewirkt werden, da der Spannungsabfall Vs am Erfassungswiderstand Rs oder die Spannung Vs + VF im Nennbetriebsbereich des Hauptstroms Io (d. h. ein Bereich, in dem VCESAT niedrig ist) nicht vernachlässigt werden kann, und der Erfassungsstrom Is des den Strom erfassenden IGBT 2 neigt dazu, nicht zu fließen. Daher vermögen die Schaltungen des ersten und zweiten Standes der Technik nicht, Ströme genau zu erfassen.
In der Stromerfassungsschaltung des ersten Standes der Technik liegt eine Temperaturabhängigkeit von der Basis- Emitter-Schwellspannung des Steuerungstransistors 3 vor. Der Überstrom-Erfassungspegel des Hauptstroms, der dem Spannungsabfall am Erfassungswiderstand im Einschaltmoment des Steuerungstransistors 3 entspricht, variiert stark in Abhängigkeit von der Temperatur. Der Schutzvorgang gegen den Überstrom kann auf der Grundlage des Erfassungsstromausgangs nicht normal durchgeführt werden.
Obwohl die Stromerfassungsschaltung des zweiten Standes der Technik die Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter- Schwellspannung des Steuerungstransistors 3 kompensieren kann, kann ein konstantes Messverhältnis n (= Io/Is) des Hauptstroms Io zum Messstrom Is nicht erzielt werden. Als Ergebnis kann der Schutzvorgang gegen den Überstrom nicht wie gewünscht ausgeführt werden.
US-A-3 796 943 beschreibt eine Strombegrenzungsschaltung, welche einen Temperaturkompensations-Transistor enthält. Die allgemeine Anordnung der Strombegrenzungsschaltung umfasst einen Strommesswiderstand und einen Stromsteuerungstransistor, wobei der Temperaturkompensations- Transistor zwischen dem Strommesswiderstand und dem Steuerungseingang (d. h. Basis) des Stromsteuerungstransistors angeschlossen ist. Es ist gezeigt und ausdrücklich erwähnt, dass der Temperaturkompensations-Transistor als Diode angeschlossen ist.
Die vorliegende Erfindung wurde gemacht, um die oben beschriebenen Probleme zu lösen und hat als Aufgabe die Schaffung einer Stromerfassungsschaltung zur Bewirkung, dass ein Messstrom, welcher durch ein Messelement fließt, um einen Teil des Hauptstroms zu messen, der durch ein Hauptelement fließt, durch einen Erfassungswiderstand fließt, wodurch bewirkt wird, dass ein Steuerungstransistor einen Spannungsabfall am Erfassungswiderstand erfasst, wobei die Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Schwellspannung des Steuerungstransistors kompensiert werden kann, ein Ausgangsüberstrom während des Betriebs mit beinahe konstantem Strompegel erfasst werden kann, und ein Schutzvorgang gegen den Überstrom auf der Grundlage des Erfassungsstromausgangs wie gewünscht durchgeführt werden kann.
Diese Aufgabe wird durch das Kennzeichen des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausführungen werden in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
Nach der Erfindung ist die Temperaturcharakteristik- Kompensationsschaltung zwischen der Basis oder dem Gate des Steuerungstransistors und dem Emitter des Messtransistors angeschlossen. Mit dieser Anordnung kompensiert die Kompensationsschaltung die Temperaturabhängigkeits- Charakteristik der Basis-Emitter-Schwellspannung des Steuerungstransistors zur Erfassung des Spannungsabfalls am Erfassungswiderstand. Ferner beeinflusst die Kompensationsschaltung mit dieser Anordnung das Potential des Emitters des Messtransistors nicht. Somit fließt der Steuerungsstrom beinahe, gleichzeitig mit dem Hauptstrom. Der Hauptstrom kann während des Betriebs mit beinahe konstantem Strompegel erfasst werden.
Die Erfindung ist besser verständlich aus der folgenden ausführlichen Beschreibung, zusammengenommen mit den begleitenden Zeichnungen, in welchen:
Fig. 1 ein Schaltbild ist, welches eine Stromerfassungsschaltung nach einer Ausführung zeigt, die nicht unter den Anspruch 1 fällt;
Fig. 2 ein Schaubild ist, welches tatsächliche Messdaten der Temperaturabhängigkeit eines Ausgangsstroms in der Stromerfassungsschaltung der Ausführung der Fig. 1, der Ausführung der Fig. 4, des ersten Standes der Technik und des zweiten Standes der Technik zeigt;
Fig. 3 ein Schaubild ist, welches tatsächliche Messdaten der Linearität des Erfassungsstroms gegenüber dem Ausgangsstrom in der in Fig. 1 und Fig. 4 gezeigten Stromerfassungsschaltung zeigt;
Fig. 4 ein Schaltbild ist, welches eine Stromerfassungsschaltung nach einer Ausführung zeigt, welche nicht unter Anspruch 1 fällt;
Fig. 5 ein Schaltbild ist, welches eine Modifikation der in Fig. 1 gezeigten Stromerfassungsschaltung zeigt;
Fig. 6 ein Schaltbild ist, welches eine Modifikation der in Fig. 4 gezeigten Stromerfassungsschaltung zeigt;
Fig. 7 ein Äquivalentschaltbild ist, welches eine Temperaturkompensationsschaltung in der Stromerfassungsschaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 8 ein Schaltbild ist, welches eine herkömmliche Stromerfassungsschaltung zeigt;
Fig. 9A ein Schaltbild ist, welches eine weitere herkömmliche Stromerfassungsschaltung zeigt;
Fig. 9B ein Äquivalentschaltbild ist, welches einen Teil der in Fig. 9A gezeigten herkömmlichen Stromerfassungsschaltung zeigt;
Fig. 10 ein Schaubild ist, welches tatsächliche Messdaten der Temperaturabhängigkeit einer Basis-Emitter- Spannung VBE des Steuerungstransistors in der in Fig. 9A gezeigten herkömmlichen Stromerfassungsschaltung zeigt;
Fig. 11 ein Schaubild ist, welches das Verhältnis zwischen einem Steuerungsstrom Icont, der durch den Steuerungstransistor fließt, und der Basis-Emitter- Spannung VBE des Steuerungstransistors in der in Fig. 9A gezeigten herkömmlichen Stromerfassungsschaltung zeigt;
Fig. 12 ein Schaubild ist, welches das Verhältnis zwischen dem Hauptstrom Io, der durch das Hauptelement in der in Fig. 9 A gezeigten Stromerfassungsschaltung fließt, und einem Steuerungsstrom Icont, der durch den Steuerungstransistor fließt, zeigt;
Fig. 13 ein Schaubild ist, welches tatsächliche Messdaten der Linearität des Erfassungsstroms gegenüber dem Ausgangsstrom in der in den Fig. 8 und 9A gezeigten herkömmlichen Stromerfassungsschaltung zeigt; und
Fig. 14 ein Schaltbild ist, welches eine Modifikation der in Fig. 1 gezeigten Stromerfassungsschaltung zeigt, wobei der npn-Steuerungstransistor in Fig. 1 durch einen n-Kanal MOS-Transistor ersetzt ist.
Die bevorzugten Ausführungen der vorliegenden Erfindung werden nun ausführlich unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben. Fig. 1 zeigt eine Stromerfassungsschaltung, welche nicht unter den Anspruch 1 fällt. Diese Stromerfassungsschaltung ist in einer Leistungsle-Vorrichtung angeordnet, welche ein Leistungsschaltelement hat (in dieser Ausführung ein IGBT 1), um einen großen Laststrom zu schalten, und sie erfasst einen Überstrom des als Leistungsschaltelement dienenden IGBT 1. Die IC- Vorrichtung ist gegenüber thermischer Zerstörung geschützt, welche durch den Überstrom verursacht wird, mittels einer Schutzschaltung (nicht abgebildet).
In Fig. 1 bezeichnet die Bezugsziffer 2 einen zweiten IGBT, welcher als Messelement dient, um einen Teil eines Hauptstroms des IGBT 1 zu messen, um den Hauptstrom zu erfassen, der durch den als Ausgangshauptelement dienenden IGBT 1 fließt. Die Basen der ersten und zweiten IGBTs 1 und 2 sind miteinander verbunden, und auch mit einem Ansteuer-Gate- Anschluss G der IC-Vorrichtung über einen Gate- Eingangswiderstand 11 verbunden. Die Kollektoren der ersten und zweiten IGBTs 1 und 2 sind mit einem Hauptkollektoranschluss C der IC-Vorrichtung verbunden. Der Emitter des ersten IGBT 1 ist mit einem Hauptemitteranschluss E der IC-Vorrichtung verbunden. Der Emitter des zweiten IGBT 2 ist mit dem Hauptemitteranschluss E über ein Stromerfassungs-Widerstandselement Rs verbunden. Man beachte, dass der Hauptkollektoranschluss C der IC-Vorrichtung über eine externe Last 21 mit einer externen Gleichstrom- Energieversorgung verbunden ist, und dass der Hauptemitteranschluss E geerdet ist. Ein Signal- Emitteranschluss Es der IC-Vorrichtung ist mit dem Hauptemitteranschluss E verbunden.
Die Bezugsziffer 3 bezeichnet einen Steuerungstransistor (in dieser Ausführung ein bipolarer npn-Transistor) zur Erfassung eines Spannungsabfalls am Stromerfassungs-Widerstandselement Rs. Der Emitter des npn-Transistors ist über einen Emitter- Widerstand 5 mit dem Emitteranschluss E verbunden, welcher Widerstand eingefügt ist, um die Auswirkung von Schwankungen des Emitter-Basis-Widerstands des npn-Transistors 3 zu verringern. Der npn-Steuerungstransistor 3 kann ein n-Kanal MOS-Transistor sein. Fig. 14 zeigt eine Stromerfassungsschaltung, welche der Stromerfassungsschaltung in Fig. 1 entspricht und einen n-Kanal MOS-Transistor verwendet. Der n-Kanal MOS-Transistor in Fig. 14 wird durch die Bezugsziffer 30 bezeichnet.
Zusätzlich ist eine Kompensationsdiode 12 zwischen der Basis des npn-Transistors 3 und dem Emitter des zweiten IGBT 2 angeschlossen. Die Anode der Diode 12 ist mit der Basis des npn-Transistors 3 verbunden, und die Kathode der Diode 2 ist mit dem Emitter des zweiten IGBT 2 verbunden. Die Diode 12 wird gebildet durch einen p-n-Übergang, wie in der herkömmlichen Anordnung, und hat beinahe die gleiche Charakteristik wie jene eines p-n-Übergangs zwischen der Basis und dem Emitter des Steuerungstransistors 3. Daher haben diese p-n-Übergänge im wesentlichen die gleiche Temperaturabhängigkeit. Das bedeutet, dass die Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Schwellspannung des Steuerungstransistors 3 jener der Diode beinahe gleich ist. Ein Widerstandselement 13, um die Diode 12 für ein Zeitintervall, während welchem der Hauptstrom fließt, in Durchlassrichtung zu schalten, ist zwischen der Basis des IGBT 1 und der Basis des npn-Transistors 3 angeschlossen. Da die Diode 12 nicht zwischen dem Emitter des zweiten IGBT 2 und dem Widerstandselement Rs eingefügt ist, beeinflusst die Diode 12 das Potential des Emitters des zweiten IGBT 2 nicht.
Bei der obigen Stromerfassungsschaltung wird eine Gate- Spannung aus einer Ansteuerschaltung 23 am Ansteuer-Gate- Anschluss G und dem Signal-Emitteranschluss Es angelegt, so dass die Gates des ersten und zweiten IGBTs 1 und 2 auf positive Potentiale bezüglich ihrer Emitter eingestellt werden. Wenn die Gate-Spannung die Schwellspannungs-Pegel des ersten und zweiten IGBT 1 und 2 überschreitet, beginnen Kollektor-Ströme aus der externen Gleichstrom- Energieversorgung 22 zu dem ersten und zweiten IBGT 1 und 2 zu fließen, durch die externe Last 21. Zu diesem Zeitpunkt wird ein durch das Widerstandselement 13 zur Erzeugung der Durchlassvorspannung fließender Strom an die Basis des npn- Transistors 3 geliefert, und an den Signal-Emitteranschluss Es der Hauptelement-Ansteuerschaltung 23, über die Kompensationsdiode 12 und das Stromerfassungs- Widerstandselement Rs, wodurch die Diode 12 in Durchlassrichtung geschaltet wird.
Das Widerstandselement 13 zur Erzeugung der Durchlassvorspannung erzeugt nur einen Strom, welcher größer ist als die Summe des Basisstromwerts (bestimmt auf der Grundlage eines Stromverstärkungsfaktors hFE des npn-Transistors 3 und eines voreingestellten Werts des durch den npn-Transistor 3 fließenden Steuerungsstroms Icont) und eines Stromwerts, der gewählt ist, um die Diode 12 in Durchlassrichtung zu schalten. Zu diesem Zweck gilt allgemein die Beziehung R13 > > Rs, wobei R13 der Widerstandswert des Widerstandselements 13 zur Erzeugung der Durchlassvorspannung ist, und Rs der Widerstandswert des Stromerfassungs-Widerstandselements Rs ist. Man beachte, dass der Stromverbrauch unerwünscht ansteigt, wenn der Widerstandswert R13 des Widerstandselements 13 zur Erzeugung der Durchlassvorspannung zu klein ist, was vermieden werden sollte.
Wenn der Hauptstrom Io zu fließen beginnt, und auch der Messstrom Is zu fließen beginnt, wird der npn-Transistor 3 ausgelöst, damit der Steuerungsstrom Icont vom npn-Transistor 3 zu einer Vorspannschaltung 24 fließt. Dieser Steuerungsstrom Icont wird über eine Stromverstärkerschaltung 25 zur Vorspannschaltung 24 zurückgekoppelt. Ein Steuerungssignal, das dem Rückkopplungseingang entspricht, wird aus einer Stromverstärkerschaltung 25 ausgegeben. Ein Überstrom des IGBT 1 wird auf der Grundlage dieses Steuerungssignals erfasst, damit eine Schutzschaltung (nicht abgebildet) eine Steuerung durchführt, um den ersten IGBT 1 vor einem durch den Überstrom verursachten Durchbruch zu schützen.
Das charakteristische Merkmal des Betriebs der Stromerfassungsschaltung der oben beschriebenen Ausführung liegt darin, dass der Steuerungsstrom Icont gleichzeitig beginnt in den npn-Transistor zu fließen, wenn der Hauptstrom Io und der Messstrom Is beginnen durch den ersten bzw. zweiten IGBT 1 und 2 zu fließen, da das Emitterpotential des IGBT 2 nicht dadurch beeinflusst wird, dass die Kompensationsdiode 12 eingefügt ist zwischen dem Emitter des IGBT 2 und dem Erfassungswiderstand Rs. Das Problem, welches sich in der herkömmlichen Anordnung ergibt, in welcher der Hauptstrom Io erfasst wird, um eine Referenz-, d. h. eine Schwellspannung, zu bestimmen, damit der Steuerungsstrom Icont fließen kann, kann in der oben beschriebenen Ausführung gelöst werden. In der in Fig. 10 gezeigten herkömmlichen Anordnung fließt der Steuerungsstrom Icont erst wenn die Basis-Emitter-Spannung des Steuerungstransistors die Schwellspannung Vth erreicht.
Die Basis-Emitter-Spannung VBE des npn-Transistors 3 sinkt während des Betriebs der Schaltung mit zunehmender Temperatur. Eine durch diese Temperaturänderung verursachte Spannungsänderung kann korrigiert werden durch eine Änderung des Durchlassspannungsabfalls VF der Diode 12, welche durch die Temperaturänderung bewirkt wird. Der Emitterwiderstand 5 für den npn-Transistor 3 und das Stromerfassungs- Widerstandselement Rs sind auf geeignete Werte eingestellt, um einen beinahe konstanten Hauptstrom Io bezüglich des voreingestellten Werts des Steuerungsstroms Icont zu erhalten, wodurch die Temperaturabhängigkeit des Hauptstroms Io im Vergleich mit dem herkömmlichen Fall sehr verbessert wird.
Der obige Effekt der Ausführung der Fig. 1 ist erkennbar aus den Kennlinien (tatsächliche Messdaten der Temperaturabhängigkeit des Konstantstrom-Ausgangswerts beim voreingestellten Wert des Steuerungsstroms Icont) in Fig. 2, und der Kennlinien (tatsächliche Messdaten der Linearität des Erfassungsstroms gegenüber dem Ausgangsstrom) in Fig. 3. In diesem Fall, wie aus Fig. 2 hervorgeht, wird in der Ausführung der Fig. 1 ein Überstrom in einem variablen Bereich des Stromerfassungs-Widerstandselements Rs erfasst, in dem ein Verhältnis (Io/IN) des Hauptstroms Io zu einem Nennelementstrom IN des Elements 100% oder weniger ist. Die Werte des Widerstandselements Rs und des Steuerungsstroms Icont sind jedoch geeignet eingestellt, um den Betrieb der Stromerfassungsschaltung zu optimieren.
Wie oben beschrieben kann die Temperaturabhängigkeit der Überstromerfassung stark verbessert werden. Ferner hat die Kennlinie des Steuerungsstroms Icont und des Hauptstroms Io keinen Bereich des Nichtansprechens und ändert sich linear. Das bedeutet, dass zusätzlich zu den Vorteilen der Überstromerfassung und des Durchbruchschutzes, der Steuerungsstrom Icont gleichzeitig zu fließen beginnt, wenn der Hauptstrom Io zu fließen beginnt, und ferner linear gesteuert werden kann in Übereinstimmung mit dem Wert des Hauptstroms Io.
Fig. 4 zeigt eine Stromerfassungsschaltung nach einer weiteren Ausführung, welche nicht unter den Anspruch 1 fällt. Diese Stromerfassungsschaltung unterscheidet sich von der Stromerfassungsschaltung der Ausführung der Fig. 1 darin, dass (1) eine Konstantstromschaltung 40 zwischen dem Emitter (Hauptemitteranschluss E) eines ersten IGBT 1 als Hauptelement und dem Emitter eines zweiten IGBT 2 als Messelement angeschlossen ist, um die Emitter-Potentiale dieser Transistoren so einzustellen, dass sie gleich sind, (2) eine Temperaturkompensationsdiode 12 in Reihe geschaltet ist mit einem Stromerfassungs-Widerstandselement Rs zwischen dem Emitter des zweiten IGBT 2 und dem negativen Vorspannungsanschluss P durch einen Teil der Konstantstromschaltung 40, die Basis des steuernden npn- Transistors 3 mit der Anode der Diode 12 verbunden ist, und das Widerstandselement 13 zur Erzeugung der Durchlassvorspannung weggelassen ist, (3) ein Emitterwiderstand 5 für den steuernden npn-Transistor 3 mit dem negativen Vorspannungsanschluss P verbunden ist, (4) eine Hauptelement-Ansteuerschaltung 41 an den Ansteuergate- Anschluss G eine Gate-Spannung anlegt, welche sich positiv und negativ bezüglich einem Signal-Emitteranschluss Es (Erdungspotential) verändert, (5) eine Steuerungsvorspannungsschaltung einen Widerstand 42 umfasst, der zwischen dem Kollektor des Steuerungstransistors 3 und dem Erdanschluss 3 angeschlossen ist, und (6) eine Stromverstärkerschaltung 25 zwischen dem negativen Vorspannungsanschluss P und einer Energieversorgung negativer Vorspannung (-VGG) angeschlossen ist. Die verbleibende Anordnung der Stromerfassungsschaltung dieser Ausführung ist gleich jener der Ausführung der Fig. 1. Die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 bezeichnen in Fig. 4 gleiche Teile, und deren ausführliche Beschreibung wird weggelassen.
Die Konstantstromschaltung 40 umfasst z. B. eine bipolare Stromspiegelschaltung. Die Konstantstromschaltung 40 umfasst einen ersten pnp-Transistor 15, dessen Emitter mit dem Emitter des ersten IGBT 1 verbunden ist, und dessen Basis und Kollektor miteinander verbunden sind, ein Widerstandselement 14 zur Einstellung eines Konstantstromwerts, das zwischen dem Kollektor des ersten pnp-Transistors und dem negativen Vorspannungsanschluss P angeschlossen ist, und einen zweiten pnp-Transistor 16, dessen Emitter mit dem Emitter des zweiten IGBT 2 verbunden ist, und dessen Basis mit der Basis des ersten pnp-Transistors 15 verbunden ist. Die Anode der Diode 12 ist mit dem Kollektor des zweiten pnp-Transistors 16 verbunden. Der erste pnp-Transistor 15 und das Widerstandselement 14 bilden einen Strompfad, durch welchen ein Referenzstrom fließt. Der zweite pnp-Transistor 16 bildet einen Ausgangsstrompfad, durch welchen ein Ausgangsstrom fließt, der dem Referenzstrom gleich ist.
Der Betrieb der Stromerfassungsschaltung nach der vorliegenden Ausführung der Fig. 4 ist gleich wie jener der Ausführung der Fig. 1, wie im folgenden dargelegt. Mit einer Temperaturerhöhung während des Schaltungsbetriebs sinkt die Basis-Emitter-Spannung VBE des Steuerungstransistors 3. Eine durch die Temperaturänderung bewirkte Spannungsänderung wird korrigiert durch eine Änderung im Durchlassspannungsabfall VF, die durch die Temperaturänderung in der Diode 12 bewirkt wird, welche einen p-n-Übergang hat, der beinahe die gleiche Charakteristik hat wie jene des p-n-Übergangs des Steuerungstransistors 3. Der Emitterwiderstand 5 für den Steuerungstransistor 3 und das Stromerfassungs- Widerstandselement Rs sind eingestellt, um geeignete Werte zu haben, um einen beinahe konstanten Hauptstrom Io bezüglich des voreingestellten Werts eines Steuerungsstroms Icont zu erhalten. Eine Veränderung (variables Verhältnis) im Strommessverhältnis, was durch eine Differenz zwischen dem Emitterpotential des ersten IGBT 1 und dem Emitterpotential des zweiten IGBT 2 verursacht wird, welches Phänomen im herkömmlichen Beispiel aufgetreten ist, kann ausgeschlossen werden, da die Konstantstromschaltung 40 angeschlossen ist, damit die Emitterpotentiale der obigen Transistoren gleich eingestellt sind. Genauer gesagt wird ein negatives Vorspannpotential (-VGG) angelegt, durch die Stromverstärkerschaltung 25, an einen negativen Vorspannanschluss P, welcher mit einem Ausgangselementabschnitt, einem Messelementabschnitt und einem Stromsteuerungsschaltungs-Abschnitt verbunden ist. Gleichzeitig fließt ein Kollektorstrom Ic des ersten pnp- Transistors 15, welcher durch den Wert des Widerstandselements 14 zur Einstellung eines konstanten Stromwerts bestimmt wird, zwischen dem Hauptemitteranschluss E und dem negativen Vorspannanschluss P. Hierbei ist das Emitterpotential des zweiten IGBT 2 immer gleich VE, d. h. VE + VBEQP1 - VBEQP2, wobei VBEQP1 und VBEQP2 Basis-Emitter- Spannungen des ersten und zweiten pnp-Transistors 15 und 16 sind, bezüglich des Emitter-Potentials VE des ersten IGBT 1. Somit ist das Emitterpotential des ersten IGBT 1 gleich jenem des zweiten IGBT 2 während des Betriebs. Dementsprechend kann das Stromteilungsverhältnis von n : 1 des Haupt-IGBT 1 und des Mess-IGBT 2 im wesentlichen über den gesamten Betriebsbereich erzielt werden.
Bei der vorliegenden Ausführung wird der Nachteil der Ausführung der Fig. 1 beseitigt, dass die Emitter-Potentiale des Haupt- und Mess-IGBT nicht gleich eingestellt werden können. Genauer gesagt wird die Temperaturabhängigkeit im Vergleich zum Stand der Technik bedeutend verbessert, was verständlich wird, wenn die Kennlinien in Fig. 13 mit den Kennlinien in Fig. 3 verglichen werden. Ferner, durch Wählen eines optimalen Werts für den Widerstand Rs, wie in Fig. 2 gezeigt, kann der Erfassungsstrom (Erfassungspegel des Erfassungsstroms) in einem tatsächlich effektiven Bereich bezüglich des Nennelementstromwerts eingestellt werden.
Der obige Effekt der vorliegenden Ausführung geht hervor aus den Kennlinien (tatsächliche Messdaten der Temperaturabhängigkeit des Konstantstrom-Ausgangswerts beim voreingestellten Wert des Steuerungsstroms Icont) in Fig. 2 und den Kennlinien (tatsächliche Messdaten der Linearität des Erfassungsstroms gegenüber dem Ausgangsstrom) in Fig. 3.
Fig. 5 zeigt eine Modifikation der ersten Ausführung, die in Fig. 1 gezeigt wurde. Fig. 6 zeigt eine Modifikation der in Fig. 4 gezeigten Ausführung. In einer in Fig. 5 oder 6 gezeigten Stromerfassungsschaltung ist im Vergleich mit der Stromerfassungsschaltung der in Fig. 1 oder 4 gezeigten Ausführung der Kollektor des steuernden npn-Transistors 3 mit den Gates des ersten und zweiten IBGT 1 und 2 verbunden. Wenn bei dieser Anordnung ein Strom in die Basis des Steuerungstransistors 3 fließt, aus der Ansteuerschaltung 23 durch den Widerstand 13, wird der Steuerungs-npn-Transistor 3 eingeschaltet, um das Potential am Gateknoten des ersten IGBT 1 zu verringern, um den Hauptstrom Io zu unterdrücken, wodurch der Strom des ersten IGBT 1 verringert wird. Daher kann eine Überstromerfassung und ein Schutz der Schaltungsvorrichtung gegenüber Durchbruch aufgrund von Überstrom durch eine Schutzschaltung bewirkt werden. In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird die Diode 12 der Fig. 1 oder 5 durch eine Schaltung ersetzt, welche einen Thermistor als temperaturvariables (der Widerstandswert ändert sich mit einer Temperaturänderung) Widerstandselement 71, sowie feste Widerstandselemente 72 und 73 verwendet, wie in Fig. 7 gezeigt.
Gemäß einer Stromerfassungsschaltung der vorliegenden Erfindung, wie oben beschrieben, wenn ein Messstrom, welcher durch ein Messelement fließt, um einen Teil eines durch ein Hauptelement fließenden Stroms zu messen, durch einen Erfassungswiderstand fließen soll, um zu bewirken, dass ein Steuerungstransistor einen Spannungsabfall am Erfassungswiderstand erfasst, haben der Steuerungsstrom Icont und der Hauptstrom Io beinahe lineare Kennlinien, die Temperaturabhängigkeit einer Basis-Emitter-Schwellspannung eines Steuerungstransistors kann während des Betriebs kompensiert werden, der Steuerungsstrom fließt gleichzeitig, wenn der Hauptstrom Io fließt, und ein Überstrom kann bei beinahe konstantem Strompegel bezüglich des Hauptstroms Io während des Betriebs erfasst werden. Die Überstromerfassung und der Schutzvorgang können im Vergleich mit dem herkömmlichen Fall stabil und genau durchgeführt werden. Die Stromerfassungsschaltung der vorliegenden Erfindung kann effektiv in einer IC-Vorrichtung mit Leistungsschaltelement verwendet werden, welche eine große Zahl von parallel geschalteten Schaltelementen für eine große Kapazität hat, oder eine Leistungselement-IC-Vorrichtung, in der ein Hauptelement und ein Messelement auf einem einzigen Substrat monolithisch gebildet sind.

Claims

1. Stromerfassungsschaltung umfassend

einen ersten Transistor (1) mit isoliertem Gate, als ein Hauptelement;

einen zweiten Transistor (2) mit isoliertem Gate, als Messelement, dessen Stromeingangsanschluss mit einem Stromeingangsanschluss des ersten Transistors (1) mit isoliertem Gate verbunden ist, und dessen Steueranschluss mit einem Steueranschluss des ersten Transistors (1) mit isoliertem Gate verbunden ist, wobei der zweite Transistor (2) mit isoliertem Gate vorgesehen ist, um einen Teil des durch den ersten Transistor (1) mit isoliertem Gate fließenden Hauptstroms (IO) zu erfassen;

einen Stromerfassungswiderstand (Rs), durch welchen ein Messstrom fließt, der durch den zweiten Transistor (2) mit isoliertem Gate fließt; und

einen Steuertransistor (3) zur Erfassung eines Spannungsabfalls am Stromerfassungswiderstand (Rs);

dadurch gekennzeichnet, dass

eine Temperaturkompensationsschaltung (71, 72, 73) mit Elementen (72, 73) festen Widerstands und einem Thermistor (71) vorgesehen ist, um die Temperaturabhängigkeitscharakteristik der Schwellspannung des Steuertransistors (3) zu kompensieren, und

die Temperaturkompensationsschaltung (71, 72, 73) zwischen dem Steueranschluss des Steuertransistors (3) und dem Stromausgangsanschluss des zweiten Transistors (2) mit isoliertem Gate angeschlossen ist, und

wobei ein Vorspannwiderstand (13) zwischen dem Steueranschluss des Steuertransistors (3) und dem Steueranschluss des zweiten Transistors (2) mit isoliertem Gate vorgesehen ist.

2. Stromerfassungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Kollektor des Steuertransistors (3) gemeinsam verbunden ist mit dem Steueranschluss des zweiten Transistors (2) mit isoliertem Gate.

3. Stromerfassungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Temperaturkompensationsschaltung (71, 72, 73) zwei feste Widerstandselemente (72, 73) umfasst, von welchen eines (72) eine Reihenschaltung mit dem Thermistor (71) bildet, und das andere (73) parallel zu der Reihenschaltung geschaltet ist.