CH678990A5

CH678990A5 -

Info

Publication number: CH678990A5
Application number: CH3807/89A
Authority: CH
Inventors: Masao Arakawa; Tomizo Terasawa; Masanobu Ogawa; Hironori Kami
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Priority date: 1988-10-21
Filing date: 1989-10-20
Publication date: 1991-11-29
Also published as: GB8923496D0; GB2225108A; DE3934873C2; JPH02112096A; DE3934873A1; SE505767C2; SE8903487D0; US5025169A; GB2225108B; SE8903487L

Description

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

CH 678 990 A5

Beschreibung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen auf einer einzigen Halbleiterscheibe (Chip) als integrierte Schaltung ausgebildeten Sensor.

Der Sensor der angegebenen Art kann wirkungsvoll als photoelektrischer Rauchsensor oder als ein photoelektrischer Einbruchsensor verwendet werden.

Der photoelektrische Sensor hat weitverbreitete Anwendung gefunden bei der Erfassung von Rauch im Anfangsstadium eines Brandes oder bei der Erfassung eines Einbruchs einer Person in einen Erfassungsbereich oder in Gebäuden.

Der in der US-Patentschrift Nr. 4 481 506 (Hiroshi Honma) offenbarte Rauchsensor sei als ein Bei* spiel der bekannten photoelektrischen Sensoren erwähnt; danach weist der Sensor Sensorkreisleitungen i\ und £2 auf, die mit einem Empfänger verbunden sind, und eine Gleichspannung wird zwischen diesen Leitungen 11 und 12 angelegt, so dass eine Eigenstromfluss-Zunahme erfasst und ein Alarmsignal erzeugt wird, wenn die Leitungen kurzgeschlossen werden. Genauer ist der Sensor dieses Patents mit einer Diodenbrücke versehen, die sogar dann normal arbeitet, wenn die Leitungen 11 und £2 in umgekehrter Polung geschaltet sind, und ein Schaltkreis ist so in der nächsten Stufe der Diodenbrücke vorgesehen, dass er durch ein Auslösesignal von einer Zählschaltung einer Nachfolgerstufe auf EIN geschaltet wird, um die Leitungen 11 und 12 kurzzuschliessen.

Ausserdem ist eine Konstantspannungsschaltung mit den Leitungen £\ und £2 verbunden, um die an einer Gleichstrom-Ausgangsklemme der Diodenbrücke erhaltene Spannung in eine vorbesiimmte Konstantspannung umzuwandeln, die an vorbestimmte innere Schaltkreise gelegt wird. An der nächsten Stufe der Konstantspannungsschaltung ist ein Schwingkreis so geschaltet, dass ein Referenz-Taktsignal von diesem Schwingkreis zu einer Ablauf-Steuerschaltung geliefert wird, wo das Referenz-Taktsignal frequenzgeteilt wird, um einer Ansteuerschaltung für ein Lichtsender-Element der Nachfolgestufe ein Liehtsende-Steuersignal zur Steuerung des Lichtsende-Ablaufs des Lichtsender-Elements bereitzustellen, das dadurch intermittierend angesteuert wird.

Ein Lichtempfänger-Element ist zum Empfang eines schwachen gepulsten Lichts angeordnet, das erzeugt wird, wenn ein emittiertes gepulstes Licht von dem Lichtsender-Element durch Rauchpartikel gestreut wird, und ein Ausgangssignal, das von dem Lichtempfänger-Element in Reaktion auf das empfangene gepulste Licht bereitgestellt wird, wird über einen Verstärker als erste Eingabe für einen Kompara-tor einer Nachfolgestufe verstärkt. In diesem Moment wird ein Referenzsignal als eine zweite Eingabe für den Komparator von einer Referenz-Spannungsquelle bereitgestellt, die erste und die zweite Eingabe werden miteinander verglichen, und es wird auf diese Weise entschieden, ob das Ausgangssignal von dem Lichtempfänger-Eiement wegen des Rauchs ein Streuniveau aufweist. In diesem Fall wird der Komparator mit einer Zählerschaltung verbunden, die einen Schaltkreis so auf EIN stellt, dass die Zählerschaltung dem Schaltkreis ein Auslösesignal liefert, wenn der Komparator sein Ausgangssignal beispielsweise mehr als zweimal abgibt

Für die Herstellung einer solch relativ umfangreichen Sensorschaltung, wie sie in der obengenannten US-Patentschrift gezeigt ist, in Form eines in Grösse und Gewicht miniaturisierten und preisgünstigen Sensors, wird die Schaltung allgemein unter Verwendung eines pn-Übergangs und einer Isolierung zur Ausbildung von CMOS- und DMOS-Elementen sowie von bipolaren Elementen, die voneinander durch eine an den pn-Übergang angelegte Vorspannung in Sperr-Richtung elektrisch isoliert sind, zu einer integrierten Halbleiterschaltung ausgebildet. Diese Schaltung, die den pn-Übergang und die Isolierung verwendet, ist sicher einfacher und preisgünstiger; dennoch bleibt das Problem, dass die elektrische Isolierung der Elemente unvollständig bleibt, wenn Licht auf den pn-Übergang fällt, und ein weiteres Problem besteht darin, dass ein Lecksfrom zwischen den betreffenden Elementen wahrscheinlich relativ gross wird, so dass es schwierig wird, eine Kopplung zwischen den Elementen zu vermeiden.

Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Hauptaufgabe zugrunde, einen als integrierte Schaltung ausgebildeten Sensor bereitzustellen, der es erlaubt, eine vollständige Isolierung zwischen den jeweiligen Teilelementen ungeachtet des Lichteinfalls sogar in einer relativ komplexen photoelektrischen Sensoranordnung zu erreichen, die eine Vielfalt von Bestandteilen mit hoher und niedriger Spannungsfestigkeit aufweist, und die in der Lage ist, das Auftreten von Funktionsstörungen aufgrund von Störeinflüssen zwischen den Bestandteilen merklich zu vermindern, indem zwischen ihnen auftretende Leckströme eingedämmt werden, und die Möglichkeit des Auslösens einer Fehlalarmabgabe oder eines Versagens bei der Alarmabgabe weitestgehend zu verhindern.

Nach der vorliegenden Erfindung wird die oben angegebene Aufgabe durch einen Sensor gelöst, der als integrierte Schaltung ausgebildet ist, bei der Sensorkreisleitungen mit einer Schalteinrichtung zum Erzeugen eines Kurzschlusses zwischen den Leitungen und einer Stromquelleneinrichtung zur Abnahme einer Quellenspannung von den Leitungen verbunden sind, bei der die Stromquelleneinrichtung in ihrer Nachfolgestufe mit einer intermittierenden Betriebseinrichtung sowie mit einem Lichtsender und einer AnSteuereinrichtung für den Lichtsender verbunden ist, wobei die intermittierende Betriebseinrichtung zum Ansteuern der Ansteuereinrichtung angeordnet ist, um den Lichtsender intermittierend zu betätigen, bei der ein Uchtempfänger vorgesehen ist, um ein schwaches gepulstes Licht zu empfangen, das erzeugt wird, wenn ein Licht von dem Lichtsender gestreut wird, und es ist eine Vergleichseinrichtung vorgesehen, um ein verstärktes Signal eines Ausgangs des Lichtempfängers zusammen mit einem Refe-

2

CH 678 990 A5

renz-Signal zu empfangen, wobei ein Ausgang der Vergleichseinrichtung einer Zähleinrichtung geliefert wird, um der Schalteinrichtung ein Auslösesignal bereitzustellen; der Sensor ist dadurch gekennzeichnet, dass die jeweiligen Einrichtungen in integrierten Schaltungen von Teilelementen auf einem dielektrischen Isolatorsubstrat ausgebildet sind.

5 Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nun folgenden Beschreibung einiger Ausführungsbeispiele und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen wird. Darin zeigen

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines als integrierte Schaltung ausgebildeten Sensors nach der vorliegenden Erfindung,

10 Fig. 2 eine Schnittansicht einer integrierten Schaltung mit dielektrischem Isolator zur Realisierung des in Fig. 1 gezeigten Sensors,

Fig. 3 ein detailliertes Schaltbild des Sensors aus Fig. 1,

Fig. 4 ein detailliertes Schaltbild eines Schwingkreises und einer Ablaufsteuerschaltung in dem Sensor aus Fig. 1,

15 Fig. 5 ein detailliertes Schaltbild einer Zählerschaltung in dem Sensor aus Fig. 1,

Fig. 6 ein detailliertes Schaltbild eines Betriebsverstärkers in der Ablaufsteuerschaltung in dem Sensor aus Fig. 1,

Fig. 7 ein detailliertes Schaltbild einer Referenz-Stromquellenschaltung in dem Sensor aus Fig. 1, Fig. 8 Wellenformen an verschiedenen Teilen in dem Sensor aus Fig. 1,

20 Fig. 9 Betriebs-Wellenformen der Zählerschaltung in dem Sensor aus Fig. 1,

die Fig. 10 bis 13 Schnittansichten eines Herstellungsablaufs einer integrierten Schaltung mit dielektrischem Isolator zur Realisierung des Sensors aus Fig. 1,

Fig. 14 ein detailliertes Schaltbild eines weiteren Arbeitsaspekts des Lichtsender-Elements und seiner Ansteuerschaltung, die bei dem Sensor aus Fig. 1 verwendet werden können,

25 Fig. 15 ebenfalls ein detailliertes Schaltbild eines anderen Arbeitsaspekts des Lichtsender-Elements und seiner Ansteuerschaltung, die bei dem Sensor aus Fig. 1 verwendet werden können,

Fig. 16 ein Schaltbild eines Lichtempfänger-Elements, das in Verbindung mit dem Lichtsender-Element aus Fig. 15 verwendet werden kann,

Fig. 17 ein Schaltbild einer Lichtempfänger- und Signalverarbeitungsschaltung in einem weiteren Ar-30 beitsaspekt, die bei dem Sensor aus Fig. 1 verwendet werden kann,

Fig. 18 Betriebs-Wellenformen in der Schaltung aus Fig. 17,

Fig. 19 ein Schaltbild einer Lichtempfänger- und Signalverarbeitungsschaltung in einem anderen Arbeitsaspekt, die bei dem Sensor aus Fig. 1 verwendet werden kann,

Fig. 20 Betriebs-Wellenformen in der Schaltung aus Fig. 19,

35 Fig. 21 das Lichtempfänger-Element und die Signalverarbeitungsschaltung in noch einem Arbeitsaspekt, die bei dem Sensor aus Fig. 1 verwendet werden kann,

Fig. 22 ein detailliertes Schaltbild in einem anderen Arbeitsaspekt der Zählerschaltung, die bei dem Sensor aus Fig. 1 verwendet werden kann, und Fig. 23 ein detailliertes Teil-Schaltbild in einem anderen Arbeitsaspekt des Sensors, bei dem die Zäh-40 lerschaltung aus Fig. 22 verwendet wird.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 1 bis 3 weist ein Sensor nach der vorliegenden Erfindung Sensorkreisleitungen £A und £2 auf, die mit einer (nicht gezeigten) Signalempfänger-Einrichtung verbunden sind, sowie eine Diodenbrücke 11, die die mit den Leitungen £1 und £2 verbunden sind, um betreibbar zu bleiben, 45 selbst wenn die Verbindung der Leitungen £\ und £2 zu dem Signalempfänger umgekehrt ist. Ausserdem sind bezüglich der Sensorleitungen £i und £2 ein Schaltkreis 12, eine Konstantspannungsschaltung 13 und ein Betriebskreis 14 sequentiell geschaltet.

Der Schaltkreis 12 kann entweder wie in Fig. 1 ein Thyristor sein oder eine Kombination eines pnp-Tran-sistors Tri und eines npn-Transistors Tr2 wie in Fig. 3 sein, die einen selbständigen Kreis bilden. Im letz-50 teren Falle ist der pnp-Transistor Tri an seinem Emitter mit einer positiven Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 verbunden, während der npn-Transistor Tr2 an seinem Emitter mit einer negativen Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 verbunden ist. Die Basis des pnp-Transistors Tri ist mit dem Kollektor des npn-Transistors Tr2 verbunden, während die Basis des npn-Transistors Tr2 mit dem Kollektor des pnp-Transistors Tri verbunden ist, und Widerstände R1 und R2 sind jeweils zwischen der Basis und dem Emit-55 ter des Transistors Tri und Tr2 eingefügt. Hier bildet die Basis des npn-Transistors Tr2 eine Auslöseklemme des Schaltkreises 12, die mit einer Ausgangsklemme eines später beschriebenen Zählerkreises 15 verbunden ist. Deshalb wird, wenn der Zählerkreis 15 einen H-Pegelausgang liefert, ein Basisstrom durch eine Diode DO zu dem npn-Transistor Tr2 geschickt, ein resultierender Kollektorstrom dieses Transistors verursacht den Fluss eines Basisstroms zu dem pnp-Transistor 1, ein resultierender Kollek-60 torstrom dieses pnp-Transistors Tri verursacht den Fluss eines Basisstroms des npn-Transistors Tr2, und der Schaltkreis 12 wird in einen selbständigen Zustand gebracht.

Hier sind die Gleichstrom-Ausgangsklemmen der Diodenbrücke 11 über den Schaltkreis 12 kurzgeschlossen, und schliesslich tritt ein Kurzschluss zwischen den Kreisleitungen £1 und £2 auf, aufgrund dessen der Stromfluss, der zwischen den Leitungen £1 und £2 fliesst, zunimmt, und ein Ausgangsstrom 65 wird von dem Empfänger erfasst, der mit dem anderen Ende der Leitungen £i und £2 verbunden ist. Die-

3

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

CH 678 990 A5

ser Zustand veranlasst die Betätigung eines Rückstellschalters, der empfängerseitig vorgesehen ist, um diesen Zustand aufrechtzuerhalten, bis der Schaltungsstrom, der durch die Kreisleitungen ii und 12 fliesst, unterbrochen wird.

Die Konstantspannungsschaltung 13 weist drei npn-Transistoren Tr3, Tr4 und Tr5 auf, bei welchen der Transistor Tr3 am Kollektor mit der positiven Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 und an der Basis über ein erstes Konstantspannungselement mit einer Reihenschaltung aus einer Zenerdiode ZD1 und einer Diode D1 und ein zweites Konstantspannungselement mit einer Reihenschaltung aus einer Zenerdiode ZD2 und einer Diode D2 mit der negativen Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 verbunden ist. Die Dioden D1 und D2 sind zum Ausgleich des Zenerspannungs-Temperaturkoeffizlenten der Zenerdioden ZD1 und ZD2 vorgesehen. Der Fluss eines Stroms zu dem ersten und zweiten Konstantspannungselement von der positiven Ausgangsklemme der Diodenbrücke 11 durch einen Vorspannungs-Widerstand R3, der zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors Tr3 geschaltet ist, wird veranlasst, wodurch eine Konstantspannung Vzdi+Vf als Summe einer Zenerspannung Vzdi der Zenerdiode ZD1 und einer normalen, gerichteten Abfallspannung Vf der Diode D1 über das erste Konstantspannungselement erzeugt wird. Andererseits wird an dem zweiten Konstantspannungselement eine Konstantspannung Vzd2+Vf aus der Summe der Zenerspannung Vzd2 der Zenerdiode ZD2 und dem normalen Spannungsabfall Vf der Diode D2 in Durchlässrichtung erzeugt.

Deshalb wird an der Basis des Transistors Tr3 eine Spannung Vzdi+Vzd2+2Vf als Gesamtsumme der Spannungen über das erste und zweite Konstantspannungselement erzeugt Es sei angenommen, dass eine Spannung über die Basis und den Emitter des Transistors Tr3 Vbe3 beträgt, dann beträgt eine Emit-ferspannung des Transistors Tr3 Vzdi+Vzd2+2Vf-Vbe3, die konstant gehalten ist, und diese Spannung wird durch einen niederohmigen Widerstand R4 in einen Stromquellen-Kondensator C1 geladen, so dass sie über die Stromquellenleitungen Vc und Vs1 eine Quellenspannung bilden. Der Transistor Tr4 ist zur Verhinderung eines Überstroms vorgesehen und arbeitet nicht, da die Spannung, die über den niederohmigen Widerstand R4 auftritt, gering ist, solange der Emitterstrom des Transistors Tr3 ein korrektes Niveau aufweist Steigt der Emitterstrom des Transistors Tr3 anormal an, dann verursacht eine Spannung, die über den Widerstand R4 auftritt, den Fluss eines Basisstroms zu der Basis des Transistors Tr4, der Basisstrom des Transistors Tr3 wird durch den Kollektor und den Emitter des Transistors Tr4 in Nebenschluss gelegt, und der Emitterstrom des Transistors Tr3 ist unter Kontrolle.

Wird andererseits davon ausgegangen, dass eine Spannung über die Basis und den Emitter des Transistors Tr5 vße5 beträgt, dann ist die Emitterspannung des Transistors Tr5 bei Vzd2+Vf-Vbe5 konstant, und diese Spannung wird in einen Stromquellen-Kondensator C2 als Quellenspannung zwischen die Stromquellen-Leitungen Vd und Vs2 geladen.

Der Betriebskreis 14 weist ein Lichtsender-Element 16 auf, eine Ansteuerschaltung 17, ein Lichtemp-fänger-Element 18, einen Schwingkreis 19, eine Ablaufsteuerschaltung 20, eine Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 und den Zählerkreis 15, der, wie oben erwähnt, den Auslöseausgang bereitstellt, und eine Wiedereinschalt-Rückstellschaltung ist zwischen die Konstantspannungsschaltung 13 und die Ansteuerschaltung 17 eingefügt

Die Ansteuerschaltung 17 weist zwei npn-Transistoren Tr6 und Tr7, drei NMOS-Transistoren Tr8, Tr9 und TrlQ sowie einen PMOS-Transistor Tri 1 auf, die so angeordnet sind, dass ein Ansteuerstrom 16 dem Lichtsender-Element 16 zugeführt wird, wenn ein Lichtsende-Steuersignal LEDON von der Ablaufsteuerschaltung 20 einen H-Pegel aufweist, dass aber der Strom dem Element 16 nicht zugeführt wird und die Ansteuerschattung 17 zusätzlich selbst in einen Zustand hoher Impedanz gebracht wird, indem keine Energie verbraucht wird, wenn das Signal LEDON einen L-Pegel aufweist. Das Lichtsende-Steuersignal LEDON von der Ablaufsteuerschaltung 20 wird an das Gate des NMOS-Transistors Tr8 angelegt, so dass der Source-Anschluss dieses NMOS-Transistors Tr8 mit der Quellen-Leitung Vs1 verbunden wird, während der Drain-Anschluss mit der Quellen-Leitung Vc durch einen Vorspannungswiderstand R5 verbunden wird. Ein Punkt der Übergangszone des Widerstands R5 und des NMOS-Transistors Tr6 ist mit den Gate-Anschlüssen der NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 und des PMOS-Transistors Tr11 verbunden, während die NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 an ihren Source-Anschlüs-sen mit der Quellen-Leitung Vs1 verbunden sind und der PMOS-Transistor Tr11 an dem Source-Anschluss mit der Quellen-Leitung Vc verbunden ist. Der NMOS-Transistor Tr9 und der PMOS-Transistor 11 sind an ihren Drain-Anschlüssen gemeinsam mit der Basis des npn-Transistors Tr6 verbunden, der an dem Kollektor mit der Quellen-Leitung Vc und an dem Emitter durch einen Widerstand R6 mit der Kathode einer Zenerdiode ZD3 verbunden ist, deren Anode mit der Quellen-Leitung Vsl verbunden ist.

Der Drain-Anschluss des NMOS-Transistors Tr10 ist mit der Kathode der Zenerdiode ZD3 verbunden, ebenso wie die Basis des npn-Transistors Tr7 über eine in Reihe geschaltete Anordnung von (n-1) Dioden, während dieser Transistor Tr7 auch am Emitter durch den Widerstand R7 mit der Quellen-Leitung Vs1 verbunden ist Der Kollektor dieses npn-Transistors Tr7 ist ausserdem mit der Kathode des Lichtsender-Elements 16 verbunden, das an der Anode mit der Quellen-Leitung Vc verbunden ist.

Wird das Lichtsende-Steuersignal LEDON von der Ablaufsteuerschaltung 20 in der Ansteuerschaltung 17 auf einem H-Pegel eingestellt, dann wird der NMOS-Transistor Tr8 deshalb auf EIN geschaltet, um das Gate-Potential der NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 und des PMOS-Transistors Tr11 zu senken, so dass die NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 in einen AUS-Zustand gebracht werden, während

4

CH678 990 A5

der PMOS-Transistor Tr11 auf EIN geschaltet wird. Deshalb wird das Basispotential des npn-Transistors Tr6 angehoben, um einen Stromfluss durch den Kollektor und den Emitter des npn-Transistors Tr6 zu einer Reihenschaltung aus dem Widerstand R6 und der Zenerdiode ZD3 zu bewirken, wodurch an der Kathode der Zenerdiode ZD3 eine Spannung erzeugt wird, die gleich der Zenerspannung Vzd3 ist. Eine 5 Spannung, die die so erzeugte Spannung ausgleicht, von der der normale, gerichtete Spannungsabfall (n-t) x Vf an der Reihenschaltung der (n-1) Dioden abgezogen wird, wird an die Basis des npn-Transistors Tr7 angelegt, um ihn auf EIN zu schalten, und der Stromfluss des Ansteuerstroms 16 zu dem Uchtsende-Element 16 wird veranlasst.

Weist das Lichtsende-Steuersignal LEDON von der Ablaufsfeuerschaltung 20 einen L-Pegel auf, 1° dann wird der NMOS-Transistor Tr8 in einen AUS-Zustand gebracht, das Gate-Potential der NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 und des PMOS-Transistors Tr11 wird durch den Vorspannungs-Widerstand R5 angehoben, um die NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 in einen EIN-Zustand zu schalten, während der PMOS-Transistor Tr11 dadurch in einen AUS-Zustand geschaltet wird, aufgrund dessen das Basispotential des npn-Transistors Tr6 abfällt, so dass kein Strom durch den Kollektor und den Emitter des npn-15 Transistors Tr6 fliesst. Wenn ein Kurzschluss-Zustand über die Zenerdiode ZD3 durch den NMOS-Transistor Tr10 erreicht ist, wird das Kathodenpotential der Zenerdiode ZD3 gesenkt, so dass der npn-Transistor Tr7 sich in einem AUS-Zustand befindet und kein Ansteuerstrom 16 durch das Lichtsender-Element 16 fliesst.

Die Einschalt-Rückstelischaltung 22 erfasst einen Spannungsanstieg in der Stromquellen-Kapazität 20 C1 und liefert ein Einschalt-Rückstellsignal RESET an den Schwingkreis 19, die Ablaufsteuerschaltung

20 und den Zählerkreis 15. Die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 weist, wie später erläutert wird, einen Verstärker, einen Komparator und eine Referenzspannungs-Schaltung auf und ist direkt mit dem Lichtempfänger-Element 18 verbunden.

Im vorliegenden Fall wird ein Referenz-Taktsignal OSC von dem Schwingkreis 19 der Ablaufsteuer-25 Schaltung 20 zugeführt, wo das Referenz-Taktsignal OSC frequenzgeteilt wird, und die Ablaufsteuerschaltung 20 liefert zusätzlich zur Abgabe des Lichtsende-Steuersignals LEDON an die Ansteuerschaltung 17 Ablaufsteuersignale PHI1 und PHI2 an die Analogsignal-Verarbeitungseinrichtung 21 und liefert auch ein Rückstellsignal RST und ein Hochzähl-Signal UPCLK an den Zählerkreis 15. Ein Vergleichs-Ausgangssignal COMP wird von der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 an den Zählerkreis 15 ge-30 liefert. Der Schwingkreis 19, die Ablaufsteuerschaltung 20, die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung

21 und der Zählerkreis 15 können bei einer niedrigen Spannung betrieben werden und sie verbrauchen weniger Strom, und sie erhalten ihren Quellenstrom von dem Kondensator C2. Andererseits verbraucht die Ansteuerschaltung 17 für das Lichtsender-Element 16 momentan einen hohen Strom und ist so ausgelegt, dass sie den Strom von einem anderen Kondensator C1 als dem Kondensator C2 erhält. Dadurch,

35 dass die Quellen-Leitung für die Ansteuerschaltung 17 von der Quellen-Leitung Vd für andere Schaltungen getrennt ist, ist es möglich, die Verminderung der Quellenspannung für solche anderen Schaltungen in einem Moment der Lichtemission von dem Lichfsende-Eiement 16 zu verhindern, und so zu verhindern, dass irgendwelche Funktionsstörungen bei den anderen Schaltungen auftreten.

Der Schwingkreis 19 aus Fig. 4 weist konkret einen Kondensator CT und einen Widerstand RT zum 40 Einstellen einer Zeitkonstante, zwei Inverter G1 und G2 und ein NAND-Gate G3 zur Steuerung der Schwingung auf. Eine Eingangsklemme dieses NAND-Gates G3 ist über den Widerstand RT mit einer Ausgangsklemme des Inverters G1 und durch den Kondensator CT mit einer Eingangsklemme des Inver-ters G2 verbunden, während eine Ausgangsklemme des NAND-Gates G3 mit einer Eingangsklemme des Inverters G2 verbunden ist, und das Einschalt-Rückstellsignal RESET wird durch einen Inverter G4 zu 45 der anderen Eingangsklemme des NAND-Gates G3 geliefert. Weist das Einschalt-Rückstellsignal RESET einen L-Pegel auf, dann weist ein Ausgang des Inverters G4 einen H-Pegel auf, um ein NAND-Gate G3 in einen Zustand zu versetzen, in dem jedes Signal durchgelassen wird, und ein Referenz-Takt-signal OSC mit einer Periode, die durch eine Zeitkonstante des Resistors RT und des Kondensators CT bestimmt ist, wird aus der Ausgangsklemme des Inverters G2 bereitgestellt.

50 Dieses Referenz-Taktsignal OSC wird einem Frequenzteiler 20a in der Ablaufsteuerschaltung 20 zugeführt. Der Frequenzteiler 20a selbst ist bevorzugt mittels einer Kaskadenverbindung mit 15 Stufen von D-FIipflops ausgebildet, die jeweils eine invertierte Ausgangsklemme Q aufweisen, die mit ihrer eigenen Dateneingangsklemme D sowie mit einer Takteingangsklemme CLK des danebenliegenden 55 Flipflops in der nächsten Stufe verbunden ist. Das Referenz-Taktsignal OSC wird an einer Takteingangsklemme in der ersten Stufe empfangen, und ein frequenzgeteilter Ausgang B15 des Referenz-Taktsignals OSC wird an einer Ausgangsklemme Q des letzten Flipflops der Stufe D erhalten. Dieser frequenzgeteilte Ausgang B15 wird an ein siebenstufiges Schieberegister 20b geliefert, das sich ebenfalls in der Ablaufsteuerschaltung 20 befindet, wobei das Schieberegister 20b ebenfalls eine siebenstu-60 fige Kaskadenverbindung aus den D-Flipflops aufweist, von denen eine Ausgangsklemme Q jeweils mit der Dateneingangsklemme D des D-Fiipflops der nächsten Stufe verbunden ist. Der frequenzgeteilte Ausgang B15 wird an die Dateneingangsklemme D des D-Fiipflops der ersten Stufe geliefert, während die D-Fiipflops der jeweiligen Stufe an ihrer Takteingangsklemme CLK einen frequenzgeteilten Ausgang B2 von der Ausgangsklemme Q des D-Flipflops der zweiten Stufe in dem Frequenzteiler 20a erhalten. 65 Das Einschalt-Rückstellsignal wird den Rückstell-Eingangsklemmen R der jeweiligen D-Flipflops des

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

CH678 990 A5

Frequenzteilers 20a als auch des Schieberegisters 20b geliefert. Die Ausgänge von den Ausgangsklemmen Q3, Q3, Q4, Q5, Q5, Q6, Q7 der D-Flipflops der dritten bis siebten Stufe in dem Schieberegister 20b sowie der frequenzgeteilte Ausgang B15 des Frequenzteilers 20a werden AND-Gates G5 bis G9 geliefert, die einen Logik-Schaltkreis 20c in der Ablaufsteuerschaltung 20 bilden, so dass jeweils die Steuersignale PHI1, PHI2, LEDON, RST und UPCLK dargestellt werden.

Die Analogsignai-Verarbeitungsschaltung 21 weist eine Verstärkereinrichtung 210 mit einer dreistufigen Kaskadenschaltung aus Operationsverstärkern OP1, OP2 und OP3 auf, an deren nicht-invertierte Eingangsklemmen eine Referenz-Spannung Vr von einer Referenz-Spannungsschaltung 21b angelegt wird. Mit der invertierten Eingangsklemme des Operationsverstärkers OP1 der ersten Stufe ist an der Kathode eine Silizium-Photodiode SPD verbunden, die das Lichtempfänger-Element 18 bildet, während die Anode des Elements 18 mit der Stromquellenleitung Vs2 verbunden ist, so dass der pn-Übergang in dem Element 18 in Sperr-Richtung vorgespannt wird und ein photoelektischer Strom, der aufgrund einer Lichteinstrahlung in umgekehrter Richtung durch den pn-Übergang fliesst, von dem Operationsverstärker OP1 als ein Spannungssignal erfasst wird. Zu diesem Zweck ist ein Rückkopplungs-Widerstand R8 zwischen eine Ausgangsklemme geschaltet, und die invertierte Eingangsklemme des Operationsverstärkers OP1 der ersten Stufe wird auf einen hohen Widerstandswert eingestellt. Für den zweiten Operationsverstärker ÖP2 wird eine Spannungsverstärkungs-Schaltung verwendet, deren Spannungsver-stärkungs-Faktor durch das Verhältnis eines Eingangswiderstands R9 und eines Rückkopplungswiderstands R10 bestimmt ist. Eine Ausgangsklemme des Operationsverstärkers OP3 der dritten Stufe ist mit einem Ende eines Gleichstrom-Trennkondensators C3 verbunden, dessen anderes Ende mit einer nichtinvertierten Eingangsklemme eines weiteren Operationsverstärkers ÓP4 verbunden ist. Eine Ausgangsklemme dieses Operationsverstärkers OP4 ist mit seiner eigenen invertierten Eingangsklemme rückgekoppelt und gilt damit als Pufferverstärker, der als ein Impedanzwandler arbeitet.

Die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers OP4 ist auch durch ein Tiefpassfilter mit einem Widerstand R13 und einem Kondensator C4 mit einer nicht-invertierten Eingangsklemme eines Operationsverstärkers OP5 verbunden, der als Komparator verwendet wird. Der Gleichstrom-Trennkondensator C3 ist ebenfalls an dem anderen Ende durch einen Analog-Schalter SW1 mit einer Ausgangsklemme der Referenzspannungs-Schaltung 21b verbunden, und ein Ausgang dieser Schaltung 21b wird auch der nicht-invertierten Eingangsklemme eines weiteren Operationsverstärkers OP6 geliefert, der an seiner Ausgangsklemme durch die Widerstände R14 und R15 mit der Stromquellen-Leitung Vs2 verbunden ist, und diese Widerstände R14 und R15 sind an ihrem Übergangspunkt mit der invertierten Eingangsklemme des Operationsverstärkers OP6 verbunden. Hier wird eine an dem Widerstand R14 erhaltene Referenz-Spannung Vref einer invertierten Eingangsklemme des Operationsverstärkers OP5 als Komparator geliefert, und ein Ausgang dieses Operationsverstärkers ÖP5 wird als ein SET-Eingang für das RS-Flipffop 15a mit den NOR-Gates G10 und G11 verwendet, die zu der Zählerschaltung 15 gehören. Ein Rückstell-Signal RST von dem AND-gate G8 wird als ein Rückstell-Eingangssignal für diese RS-Flipflop 15a verwendet, und ein Ausgang des RS-Flipflops 15a wird zu einem Vorwärts-Rückwärts-Wahlsignal UDS für einen Vorwärts-Rückwärts-Zähler 15b in der Zählerschaltung 15. Das Einschalt-Rückstellsignal RESET wird einer Rückstell-Eingangsklemme des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 15b zugeführt, während ein Hochzähl-Signal UPCLK, das aus dem AND-Gate G9 geliefert wird, der Hochzähl-Eingangs-klemme UPCLK zugeführt wird.

Der Vorwärts-Rückwärts-Zähler 15b in Fig. 5 weist konkret zwei D-Flipflops D10 und D20 auf, das Einschalt-Rückstellsignal RESET wird an die Rückstell-Eingangskiemmen R der jeweiligen Füpflops geliefert, und das Hochzähl-Signal UPCLK wird ihren Takt-Eingangsklemmen CLK zugeführt. Die Ausgänge dieser Flipflops DIO und D20 werden einem AND-Gate G12 zugeführt, und ein Ausgang dieses AND-Gates G12 wird zu einem Ausgangssignal OUT des Zählerkreises 15. Die Daten-Eingangsklemmen D der beiden Flipflops D10 und D2Q sollen die Signale empfangen, die von den Logik-Schaltkreisen G13 und G14 auf der Grundlage des Vorwärts-Rückwärts-Wahlsignals UDS und der Ausgangssignale von den Ausgangsklemmen Q der beiden Flipflops erzeugt wurden. In dem vorliegenden Fall wird das Ausgangssignal OUT bei Anwesenheit von drei H-Pegel-Signalen des Vergleichs-Ausgangssignals COMP auf einen H-Pegel gebracht, und der Schaltkreis 12 wird dadurch ausgelöst.

Dagegen wird in der Ansteuerschaltung 17 der Ansteuerstrom für das Lichtsender-Element 16 unter Annahme von Vzds für die Zenerspannung der Zenerdiode ZD3

^*VZD3~^n~^ X VF~VBE7^R^ ^VZD3~n x wobei angenommen sei, dass die Spannung Vbe7 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr7 gleich der normalen, gerichteten Abfallspannung Vf jeder der (n-1) Dioden ist. In der Ansteuerschaltung 17 sollen die Temperafureigenschaften der Spannung Vbe7 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr7, wie aus dem oben gesagten deutlich wird, die Temperatureigenschaften des Ansteuer-stroms 16 für das Lichtsender-Element 16 beeinflussen.

6

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

CH678 990 A5

Unter Bezug auf Fig. 6 weisen die Operationsverstärker OP1 bis OP6 der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21, die in der folgenden Beschreibung auch als Betriebsverstärker bezeichnet werden, konkret die MOS-Transistoren TR18 bis TR30, den Widerstand R17 und den Inverter G15 auf, die so angeordnet sind, dass ein verstärktes Spannungssignal einer Differentialspannung an beiden Eingangs-klemmen IN1 und IN2 an einer Ausgangsklemme OUT1 erzeugt wird, wenn das Steuersignal PHI1 einen H-Pegel aufweist, und dass die Ausgangsklemme OUT1 auf einen L-Pegel gebracht wird, so dass sie keinen Stromfluss zwischen den Stromquellen-Leitungen Vd und Vs2 verursacht, wenn das Steuersignal PHI1 einen H-Pegel aufweist. Genauer verursacht ein Steuersignal PHI1 auf einem H-Pegel die Erhöhung des Gate-Potentials des PMOS-Transistors Tri 8 und des NMOS-Transistors Tr20, so dass sich der PMOS-Transistor Tr18 in einem AUS-Zustand befindet, während sich der NMOS-Transistor 20 in einem EIN-Zustand befindet. Die anderen PMOS-Transistoren Tr19, Tr21, Tr26 und Tr28 werden dazu gebracht, das Gate-Potential zu senken und wirken damit als Widerstandselemente. Deshalb wird von einem aus den MOS-Transistoren Tr22 bis Tr25 gebildeten Differentialverstärker eine Spannung vorbereitet, die einer Spannungsdifferenz entspricht, die an die beiden Eingangsklemmen IN1 und IN2 angelegt wird, und diese Spannung wird durch zwei Stufen aus den MOS-Transistoren Tr27 und Tr29 verstärkt und an der Ausgangsklemme OUT1 bereitgestellt, woraufhin die MOS-Transistoren Tr26 und Tr28 als ein Lastwiderstand der MOS-Transistoren Tr27 und Tr29 arbeiten sollen. Befindet sich das Steuersignal PHI1 auf einem L-Pegel, dann wird die Gate-Spannung an dem PMOS-Transistor und dem NMOS-Transistor Tr20 gesenkt, so dass der PMOS-Transistor Tri 8 sich in einem EIN-Zustand befindet, während der NMOS-Transistor Tr20 in einen AUS-Zustand gebracht wird. Entsprechend erhöhen die PMOS-Transistoren Tr19, Tr21, Tr26 und Tr28 ihr Gate-Potential und schalten auf einen Unterbrecher-Zustand, so dass kein Stromfluss von der Stromquellen-Leitung Vd zu der anderen Stromquellen-Lel-tung Vs2 auftritt. Der Inverter G15 erhält den Strom von den beiden Leitungen Vd und Vs2, aber nach dem Zustands-Übergang fliesst kein Strom, da die Inverter in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel alle aus einem CMOS-lnverter bestehen. Deshalb verbrauchen die Betriebsverstärker OP1 bis OP6 in dem L-Pegel-Zustand des Steuersignals PH 11 nicht die geringste elektrische Energie.

Unter Bezugnahme auf Fig. 7 erzeugt die Referenz-Spannungsschaltung 21b konkret an ihrer Ausgangsklemme OUT2 die Referenzspannung Vr, wenn ein invertiertes Signal PHI1 des Steuersignals PHI1 einen L-Pegel aufweist, und bewirkt die Unterbrechung des Stroms von der Stromquellen-Leitung Vd zu der Stromquellen-Leitung Vs2, wenn dieses invertierte Signal PH 11 einen H-Pegel aufweist. Genauer gilt unter der Annahme, dass die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter der Transistoren Tr36 und Tr39 Vbe36 und Vbe39 und der Strom, der durch die Transistoren Tr36 und Tr39 fliesst, I sind vbe36 = vbe39 +1 • R (1 )

Wird das Verhältnis der Emitterflächen der beiden Transistoren Tr36 und Tr39 mit l:S gewählt, dann sind ihre Kollektorströme Ic36 und Ic39

Ic36= ls • exp(VBE36/Vr), Ic39 = S • Is - exp(VßE39/VT)

mit Is als Sättigungsstrom, Vy = Kt/q k als Botemannschem Faktor, q als einer Elektronenladung und T als absoluter Temperatur.

Die obige Formel (1) sei durch diese Gleichungen ersetzt,

I = (V-r/RKnS

und die Anzahl der Transistoren Tr41, Tr42... sei m,

V0 = I • KR + mVbe = mVßE + (Vr/R^nS.

Die Temperaturkennlinien werden gleich Null gesetzt,

3 Vo/3T = m • aVßE/a T + k-^nS-3Vt/3 T = O.

m sei hier 2 und S = 2, dann gilt

3Vbe/3 T = —2 mV/°C 3Vt/3T = 0,085 mW°C und k = 67,89.

Bei R = 1 kn ist KR 67,9 kn, als eine Konstantspannungsschaltung mit einem Temperaturkoeffizienten 0. Werden m und s optimal gewählt, dann kann die Ausgangsspannung Vr konstant gehalten werden.

7

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

CH 678 990 A5

Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel soll eine optische Detektorschaltung, deren Lichtemp-fangs-Ausgang Vo keine Schwankungen bezüglich der Temperatur aufweist, dadurch realisiert werden, dass die Temperatureigenschaften des Ansteuerstroms 16 für die Ansteuerschaltung 17 auf der Basis des Temperaturkoeffizienten der Lichtsender- und Empfängerelemente 16 und 18, des Widerstands R8 mit hohem Widerstandswert für die Strom-Spannungs-Umwandlung und der Ausgangsspannung Vr der Referenz-Spannungsschaltung 21 b.

Ein Lichtempfangs-Ausgangsstrom Ks fliesst durch den starken Widerstand R8 des Betriebsverstärkers OPt der ersten Stufe und wird in ein Spannungssignal umgewandelt. Wird eine Ausgangsspannung der Referenz-Spannungsschaltung 21b zu Vr, dann ist die Ausgangsspannung Vo des Betriebsverstärkers OP1

Vo = Vr—18 • R8.

Erhält man den partiellen Differential-Koeffizienten bezüglich einer Schwankung 3T bei der Temperatur T auf beiden Seiten dieser Gleichung, dann wird sie zu avo[ 3T = 3Vr/3T - (IS • 3R8/3T + R8 • 38/3T).

Wird die Gleichung so verändert, dass 3Vr/3T = O, dann gilt

3Vo/3T =-(18- 3R8/3T + R8 - 3I8/3T)

=-18- R8 (1/R8 • (3R8/3T) +1/18 • (3I8/3T)

Unter der Annahme, dass der hochohmige Widerstand R8 für die Strom-Spannungs-Umwandlung einen Diffusionswiderstand einer integrierten Schaltung aufweist, dass seine Temperaturschwankungs-Komponente {(1/R8) - (3R8/3T)} 2000 ppm/°C ist, und dass ausserdem die Temperaturschwankungs-Kom-ponente {(1/18) • (3R8/3T)} der Uchtempfangs-Ausgangsspannung 18 bei dem Lichtempfänger-Element 18 -2000 ppm/°C ist, dann beträgt der partielle Differentialkoeffizient

3Vo/3T=—I8-R8- 0 ppm/°C = Ov/°C.

Solange jedoch das Lichtempfänger-Element 18 eine gewöhnliche Silizium-Photodiode (SPD) ist, ist der Temperaturkoeffizient des Lichtempfangs-Ausgangsstrom 18 positiv, und es ist unmöglich, die Temperaturschwankung der-Ausgangsspannung Vo auf Null zu bringen. Um die Schwankung auf Null zu bringen, genügt es, den Betrag des gesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16 zu vermindern, wenn die Temperatur steigt, so dass die Temperaturschwankungs-Komponente des Lichtempfangs-Ausgangsstroms 18 des Lichtempfänger-Elements 18 einen negativen Gradienten aufweist. D.h., es ist nur erforderlich, den Betrag des ausgesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16 entsprechend dem Temperaturanstieg zu vermindern, da angenommen wird, dass der Lichtempfangs-Ausgangsstrom 18 des Lichtempfänger-Elements 18 proportional zu dem Betrag des gesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16 ist, während der Betrag des gesendeten Lichts des Elements 16 proportional zu dem Ansteuerstrom 16 ist. Es sollte hier gewürdigt werden, dass, wenn der Temperaturkoeffizient des Lichtempfänger-Elements 18 alleine mit 3000 ppm/°C angenommen wird, sich der Temperaturkoeffizient (3Vo/3T) im wesentlichen Null nähern kann, indem der Temperaturkoeffizient des Betrags des ausgesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16 auf-5000 ppm/°C gebracht wird.

Ausserdem sei unter Bezug auf die Temperatureigenschaften der Ansteuerschaltung 17 angenommen, dass die Zener-Spannung der Zenerdiode ZD3 in Fig. 3 Vzd3 ist, und dass die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr7 als auch die normale, gerichtete Abfallspannung an jeder der (n-1) Dioden aus der Reihenanordnung Vf ist, dann ist der Strom, der zu dem Lichtsender-Element 16 fliesst

16 = {Vzd3 - n • Vf}/R7.

Wird der partielle Differentialkoeffizient bezüglich der Schwankung T bei der Temperatur T an beiden Seiten der Gleichung erhalten, dann gilt

3I6/3T = 1/R7- (3VZD3/3T) - 1/R7 - (3/R7/3T) • VzD3 -n/R7 • (3Vf/3T) + 1/R7 • (3R7/3T) - n • Vf = I6[{1 /(Vzd3 - n • Vf)} - {(3vzd3/3T)

-n - (3VF/3T)} - (3R7/3T) (2).

Wird die Temperaturschwankung der Lichtsende-Wirkung des Lichtsender-Elements 16 mit -6250 ppm/°C angenommen, dann schwankt der Betrag des ausgesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16 in einem Temperaturbereich von -15 bis 65°C um +25% bis -25%. Der Betrag des ausgesendeten Lichts

8

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

CH678 990 A5

des Lichtsender-Elements 16 nimmt ab, wenn die Temperatur steigt, und selbst wenn der Lichtempfangs-Ausgangsstrom 18 des Lichtempfänger-Elements 18 vermindert wird, zeigen sowohl der Lichtsende-Aus-gangsstrom des Lichtempfänger-Elements 18 alleine als auch der hohe Widerstandswert des Widerstands R8 für die Strom-Spannungs-Umwandlung eine Neigung zur Zunahme, wenn die Temperatur steigt. Beträgt also der Betrag des ausgesendeten Lichts des Lichtsender-Elements 16 -5000 ppm/aC, dann lässt sich der Temperaturkoeffizient (dVo/dT) der Ausgangsspannung Vo des Lichtempfänger-Kreises auf Null einstellen, und es ist möglich, den Temperaturkoeffizienten der gesamten Schaltung schliesslich auf Null zu bringen, indem der Temperaturkoeffizient des Ansteuerstroms 16 in der Ansteuerschaltung 17 für das Lichtsender-Element 16 auf 1250 ppm/°C eingestellt wird.

In der oben genannten Formel (2), soll der Widerstand R7 durch ein diskretes Teil mit einem zu vernachlässigenden Temperaturkoeffizienten gebildet sein, und er wird so eingestellt, dass Vzd3 = 6,9 V, 9Vzd3/3T=3 mV/°C, 3Vf/3T=-2 mV/°C und Vf = 0,7 V; dann genügt es, den Wert

{1/(6,9 - n x 0,7)} - (3 x 10-3 + n x 2 x 10"3)

auf 1250 ppm/°C = 1,25 x 10-3 zu setzen, wobei n = 1,956 4> 2.

Dementsprechend kann die Anzahl der Dioden auf (n-1) = 1 festgelegt werden.

Wird die Einstellung der Anzahl der (n-1) Dioden in der Ansteuerschaltung 17 in der oben angegebenen Art optimal durchgeführt, dann lässt sich der Temperaturkoeffizient der Ausgangsspannung des Lichterfassungs-Kreises auf Null bringen.

Fig. 8 zeigt ein Zeitdiagramm der Arbeitsweise des Sensors nach der vorliegenden Erfindung, mit den Operationen an den jeweiligen Teilen des Sensors. Weist das Referenz-Taktsignal OSC von dem Schwingkreis 19 eine Frequenz von 10 KHz (die Wellenformen (a) und (b) in Fig. 8) auf, dann ist der frequenzgeteilte Ausgang B15 des fünfzehnstufigen Frequenzteilers 20a (die Wellenform (d) in Fig. 8) ein Takt mit einer Periode von 3,276 s. Dieser frequenzgeteilte Ausgang B15 wird der siebenstufigen Schieberegister-Schaltung 20b geliefert, die mittels des frequenzgeteilten Ausgangs B2 der zweiten Stufe der Frequenzteiler-Schaltung 20a (die Wellenform (c) in Fig. 8) verschoben wird, und so werden die Ausgänge Q1 bis Q7 der jeweiligen Stufen der Schieberegister-Schaltung 20b (die Wellenformen (e) bis (k) der Fig. 8) vorbereitet. Die Signale dieser Ausgänge werden in dem Logik-Schaltkreis 20c dekodiert, und die Steuersignale PHI1 und PHI2, das Lichtsende-Steuersignal LEDON, die Hochzähl-Signale UPCLK und das Rückstell-Signal RST werden vorbereitet (die Wellenformen (1) bis (P) aus Fig. 8). Das Steursignal PHI1 soll die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 mit dem Verstärker 21a, der Referenz-Spannungsquelle 21b und dem Komparator 21c wirksam werden lassen, und der Quellenstrom zu der Analogsignal-Verarbeitungseinrichtung 21 wird für die Zeit unterbrochen, während der dieses Steuersignal PHI1 einen L-Pegel aufweist, um den erforderlichen Verbrauch an elektrischem Strom zu vermindern. Gleichzeitig steigt das andere Steuersignal PHI2, um den Analogschalter SW1 auf EIN zu schalten, die pufferseitige Klemme des Gleichstrom-Trennkondensators C3 wird durch die Referenz-Spannung Vo geladen, und eine Spannung wird über den Kondensator C3 erreicht, die gleich der Referenz-Spannung Vo ist.

Weist andererseits das Steuersignal PHI2 einen L-Pegel auf, und wird der Analogschalter SW1 dadurch auf AUS geschaltet, dann weist das Lichtsende-Steuersignal LEDON einen H-Pegel auf, und der Fluss des Ansteuerstroms 16 zu dem Lichtsender-Element 16 wird durch die Ansteuerschaltung 17 ausgelöst. Während der Zeit des L-Pegels des Lichtsende-Steuersignals LEDON, wird der Verbrauchsstrom der Ansteuerschaltung 17 ebenfalls Null. Das Ausgangssignai des Lichtempfänger-Elements 18, das mit dem Erfassungssignal des ausgesendeten Lichts von dem Lichtsender-Element 16 erhalten wird, wird an dem Verstärker 21a verstärkt, und das Vergleichs-Ausgangssignal COMP des Komparators 21c (die Wellenform (r) aus Fig. 8) weist einen H-Pegel auf, da das Lichtempfangs-Signal CPLS (die Wellenform (q) aus Fig. 8) die Referenz-Spannung Vref des Komparators 21 übersteigt. Dieses Vergleichs-Ausgangssignal COMP wird durch das RS-Flipflop 15a in der Zählerschaltung 15 dem Selbsthalten unterworfen, und das Signal COMP soll mittels des Hochzähl-Signals UPCLK in den Vorwärts-Rückwärts-Zähler 15b in der Zähierschaltung 15 genommen werden, wenn sich das Vorwärts-Rückwärts-Wählsignal UDS (die Wellenform (s) aus Fig. 8) auf einem H-Pegel befindet. An der Zähierschaltung 15 verursacht ein sequentielles dreimaliges Übersteigen der Referenz-Spannung Vref durch das Lichtempfangs-Si-gnal CPLS einen H-Pegel (vgl. auch Fig. 9) für ein Ausgangssignal OUT des Zählerkreises 15. Die Häufigkeit des Vergleichs des Lichtempfangs-Signais CPLS und des Referenz-Signals Vref miteinander, kann durch geeignete Einsteilung des Zahlerkretses 15 erhöht oder vermindert werden.

Eine grössere Anzahl von Sensoren der in Rede stehenden Art sind allgemein voneinander getrennt zwischen den Schaltungsleitungen £1 und £2 angeordnet, und eine Verminderung des Energieverbrauchs ist wünschenswert. Bei der oben genannten Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 wird ebenfalls versucht, an der Verbrauchsenergie der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 zu sparen. Im vorliegenden Fall wird die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 intermittierend durch das Steuersignal PHI1 betätigt, das bei der Ablaufsteuerschaltung 20 erzeugt wurde, um Energie zu sparen. Es sei hier angenommen, dass die Quellenspannungen Vc und Vd jeweils 10V und 5 V betragen, und dass die H-Pegel-Periode des Steuersignals PHI1 1,4 ms beträgt, das die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21

9

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

CH 678 990 A5

wirksam werden lässt, dann sollte ein Stromverbrauch von 10 mA, der hier praktisch für die gesamte Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 21 erforderlich ist, nur in einer Energieverbrauchs-Periode von 1,4 ms lediglich einmal in einer Periode von etwa 3,2 s resultieren, so dass 10 mA x 1,4 ms/3,2s = 4,38 jiA, wodurch eine merkliche Ersparnis in dem erforderlichen Energieverbrauch erreicht wird. Ausserdem fliesst überhaupt kein Strom durch die Ansteuerschaltung 17, solange das Lichtsende-Steuersignal LEDON einen L-Pegel aufweist. Deshalb lässt sich erreichen, dass 100 mA x 200 jis/3,2 s = 6,25 (iA, und es kann eine merkliche Energieersparnis erreicht werden, selbst wenn der Ansteuerstrom 16 für das Lichtsender-Element 16 auf 100 m A liegt, bei einer H-Pegel-Periode des Lichtsende-Steuer-signals LEDON bei 200 |is.

Zusätzlich ergibt sich an der Konstantspannungsschaltung 21b und an der Einschalt-Rückstellschal-tung 22 ein weiterer Energieverbrauch von etwa 7 nA, aber der gesamte Energieverbrauch lässt sich vermutlich bei 10 jtA begrenzen, selbst wenn der Schwingkreis 19 von 10 KHz eingeschlossen ist, da der Teil des Logik-Schaltkreises 20 und der Zähierschaltung 15 weniger Energie verbraucht. Deshalb wird die Gesamtsumme des Energieverbrauchs

4,38 + 6,25 + 7+10 = 27.63 (nA),

und dementsprechend weist der Sensor insgesamt einen niedrigen Energieverbrauch von weniger als 30jiA auf. Ausserdem wird bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel versucht, eine Ersparnis im Energieverbrauch nicht dadurch zu erreichen, dass die Energiequelle der Quellen-Leitungen Vc und Vd verbunden und getrennt wird;, indem solche Analogschaltungs-Teile wie die Ansteuerschaltung 17, die AnalogsignalVerarbeitungseinhelt 21 und ähnliches intermittierend angesteuert werden, sondern eher dadurch, dass der Strom unterbrochen wird, wobei die Transistoren diskret zur Steuerung der Stromunterbrechung bezüglich der jeweiligen Analogschaltungs-Teile vorgesehen sind, so dass die für das Erreichen des Betriebszustands erforderliche Zeit bei den jeweiligen Analogschaltungs-Teilen kürzer ist, als wenn die Quellenleitungs-Spannung ein- und abgeschaltet wird, und folglich wird es möglich, den Lichtempfangs-Ausgang des Lichtempfänger-Elements 18 innerhalb einer Gesamtzeitdauer von insgesamt nicht mehr als 1,4 ms an der Zähierschaltung 15 aufzunehmen. Dementsprechend wird hierdurch die effektive Betriebszeit an den Analogschaltungs-Teilen verkürzt, und eine Energieersparnis wird erreicht.

Nach einem bemerkenswerten Merkmal der vorliegenden Erfindung sind die Haupt-Schaltungsteüe, die den Sensor in dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel bilden, als eine auf einem dielektrischen Isolatorsubstrat ausgebildete integrierte Halbleiterschaltung vorgesehen. Wie in den Fig. 10 bis 13 gezeigt, wird ein n-leitendes Einkristall-Siliziumsubstrat 31 einer bekannten Halbleiterbearbeitung mit der Ausbildung eines Isolierfilms 32 aus einem Oxid (SiOg) unterworfen, die gewünschten Teile dieses Oxidfilms 32 werden mittels photolithographischer und Oxidfilm-Ätztechniken geätzt, danach wird mittels einer alkalinen anisotropischen Ätzflüssigkeit ein anisotropischer Ätzvorgang bezüglich des Siliziumkristalls durchgeführt, und dadurch werden V-förmige Rinnen ausgebildet (vgl. Fig. 10). Danach wird der Isolierfilm 32 auch auf den Rinnenflächen ausgebildet. Da dieser Film 32 der Isolierung dient, lässt sich nicht nur S1O2, sondern auch SÌ3N4 üblicherweise verwenden. Danach wird eine polykristalline Siliziumschicht 33 als eine Stützschicht auf dem Isolierfilm 32 ausgebildet (vgl. Fig. 11). Es bestehen keine besonderen Grenzwerte, aber diese polykristalline Siliziumschicht 33 sollte bevorzugt eine Dicke aufweisen, die im wesentlichen gleich der des Einkristall-Siliziumsubstrats ist. Dann wird von der Seite des Siliziumsubstrats 31 aus die Oberfläche geschliffen, um das Substrat solange zu entfernen, bis der Isolierfilm 32 und die polykristalline Siliziumschicht 33 in den Bodenbereichen der geätzten Rinnen freigelegt sind (vgl Fig. 12). Der Schleifvorgang beginnt mit einem Grobläppen und wird mit schrittweise feinerem Läppen fortgeführt, und schliesslich wird eine Hochglanzpolitur durchgeführt

Durch die vorhergehenden Schritte ist die Herstellung des dielektrischen Isolatorsubstrats mit einer Vielzahl von Einkristall-Siliziumzonen abgeschlossen, die von einem Isolierfilm 32 eingeschlossen und in Form vieler Anschlussflächen auf der polykristallinen Siliziumschicht 33 angeordnet sind. Wie offenbart, werden die Teilelemente der Sensorschaltung, d.h., die Sensorelemente auf den jeweiligen an-schlussflächen-artigen Einkristall-Siliziumzonen 31 ausgebildet, die als integrierte Schaltung bereitgestellt werden sollen. Bei dem der oben beschriebenen Sensorschaltung können die Stromquellen-Kondensatoren C1 und G2, das Lichtsender-Element 16 und der Widerstand R3 mit hoher Spannungsfestig-keit und hohem Widerstandswert in der Konstantspannungsschaltung 13 nicht als integrierte Schaltungen ausgeführt sein; alle anderen Schaltungselemente lassen sich zu integrierten Schaltungen auf einem Chip ausbilden, wobei gleichzeitig eine wirksame Minimierung in der Grösse und im Gewicht bewirkt wird. Der Widerstand R3 mit der hohen Spannungsfestigkeit und dem hohen Widerstandswert kann auf dem einen Chip aufgenommen werden, solange die Erhöhung des Besetzungsbereichs der Elemente keine Probleme schafft.

Nach der vorliegenden Erfindung sind ausserdem eine Vielzahl von Konstruktions-Modifikationen möglich. Die Fig. 14 zeigt einen weiteren Arbeitsaspekt der Ansteuerschaltung für den Sensor nach der vorliegenden Erfindung. In diesem Fall unterscheidet sich die Ansteuerschaltung 117 von der Ansteuerschaltung 17 aus Fig. 3 darin, dass eine Strom-Spiegelschaltung mit den pnp-Transistoren Tr14 und Tr15 hinzugefügt wurde, um einen konstanten Strom als Basis-Stromquelle für den Transistor Tr6 zu errei10

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

CH678 990 A5

chen, und dass die Spannung Vbe7 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr7 durch eine Spannung Vbe-17 zwischen der Basis und dem Emitter eines Transistors Tr17 aufgehoben wird, so dass die Temperatureigenschaften des Ansteuerstroms 16 für das Lichtsender-Element 116 nur durch die Zenerdiode ZD3 und (n-1) Dioden bestimmt werden. Sämtliche anderen Anordnungen sind die gleichen wie in der Ansteuerschaltung 17 aus Fig. 3, und die gleichen Teilelemente wie die in der Schaltung 17 aus Fig. 3 sind mit denselben Bezugsziffern bezeichnet.

Im vorliegenden Fall sorgt das Lichtsende-Steuersignal LEDON mit H-Pegel dafür, dass, wie in Bezug auf Fig. 3 schon angesprochen, der NMOS-Transistor Tr8 auf EIN geschaltet wird, dass die NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 auf AUS geschaltet werden, und dass der PMOS-Transistor Tr11 auf EIN geschaltet wird, wodurch das Gate-Potential an dem PMOS-Transistor Tr12 und an dem NMOS-Transistor Tr13 erhöht wird, so dass der PMOS-Transistor Tr12 auf AUS und der NMOS-Transistor auf EIN geschaltet wird. Folglich fliesst ein durch den Widerstand R16 bestimmter konstanter Strom zu dem pnp-Transistor Tr14, und es fliesst auch ein identischer Strom durch den pnp-Transistor Tr15 zu der Basis des Transistors Tr6. Das Gate-Potential an dem NMOS-Transistor Tr16 ist in diesem Moment niedrig, und dieser Transistor Tr16 wird auf AUS geschaltet, und der npn-Transistor Tr17 wird betriebsbereit gemacht. Dieser npn-Transistor Tr17 soll eine negative Rückkopplungssteuerung so durchführen, dass, wenn die Spannung über den Widerstand R6 ansteigt, der Basisstrom des npn-Transistors Tr6 in Ne~ benschluss gelegt wird, um die Spannung über den Widerstand R6 soweit zu senken, dass sie gleich der Spannung Vbei7 zwischen der Basis und dem Emitter des npn-Transistors Tr17 wird. Folglich wird der Ansteuerstrom 16 für das Lichtsender-Element 116 in der Ansteuerschaltung 117

16 = {(Vzd3 - (n-1) • Vf}/R7.

Dies liegt daran, dass die Spannung Vbet zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr7 und die Spannung Vbei7 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr17 sich aufheben sollen. Danach sorgt ein Lichtsende-Steuersignal LEDON mit L-Pegel dafür, dass der NMOS-Transistor Tr8 auf AUS geschaltet wird, dass die NMOS-Transistoren Tr9 und Tr10 auf EIN und der PMOS-Transistor Tr11 auf AUS geschaltet werden, so dass das Gate-Potential des PMOS-Transistors Tr12 und NMOS-Transistors Tr13 gesenkt wird, um den PMOS-Transistor Trl2 auf EIN und den NMOS-Transistor Tr13 auf AUS zu schalten. Dementsprechend fliesst kein Strom zu dem pnp-Transistor Tr14, noch zu dem pnp-Transistor 15. Wenn die NMOS-Transistoren Tr16 und Tr10 auf EIN geschaltet werden, dann wird das Basis-Potential der npn-Transistoren Tr6 und Tr7 dadurch gesenkt, und die beiden npn-Transistoren befinden sich in einem vollständigen AUS-Zustand. Deshalb sorgt der L-Pegel des Steuersignals PHI1 dafür, dass überhaupt kein Strom von der Source-Leitung Vc zu der anderen Source-Leitung V$1 fliesst.

Jetzt soll die Anzahl der in der Ansteuerschaltung 117 verwendeten (n-1) Dioden so eingestellt werden, dass der lichtsender- und der lichtempfängerseitige Temperaturkoeffizient im Ganzen Null ergibt, wobei der Temperaturkoeffizient der Zenerspannung Vzd3 der Zenerdiode ZD3 berücksichtigt wird, die Lichtsende-Wirksamkeit des Lichtsender-Elements 116, die Lichtempfangs-Wirksamkeit des Lichtemp-fanger-Elements sowie der Temperaturkoeffizient des hochohmigen Widerstands R8 für die Strom-Spannungs-Umwandlung. Konkret ergibt sich ein Ansteuerstrom 16 zu dem Lichtsender-Element 116 von

16 = {VzD3 + Vbe- (n-1)VF - Vbé}/R7) = {VzD3 - (n-1)VF}/R7.

Wird dieselbe Rechnung wie oben durchgeführt, dann ergibt dies n = 3, und die Anzahl der Dioden sollte (n-1), also 2 sein. Also kann auf diese Weise die Lichtsende-Ansteuerschaltung mit einem konstanten Temperaturkoeffizienten für die Ausgangsspannung realisiert werden.

Fig. 15 zeigt ein'weiteres Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung in Anpassung an den als integrierte Schaltung ausgebildeten Sensor nach der vorliegenden Erfindung, und es soll in der Ansteuerschaltung 217 dieses Ausführungsbeispiels die Temperaturschwankungs-Komponente ebenfalls auf Null gebracht werden. Genauer wird im vorliegenden Fall ein Lichtsende-Signal S an die Gates des PMOS-Transistors Tr206 und den NMOS-Transistor Tr209 angelegt, und der durch einen Inverter N200 invertierte logische Wert wird den Gates der NMOS-Transistoren Tr21Ö und Tr211 zugeführt. Weist also das Lichtsende-Signal S einen H-Pegel auf, dann wird der PMOS-Transistor Tr206 auf AUS geschaltet, während der NMOS-Transistor Tr209 auf EIN geschaltet wird, wodurch eine von den PMOS-Transisto-ren Tr207 und Tr208 sowie dem NMOS-Transistor 209 und dem Widerstand R205 gebildete Strom-Spiegelschaltung betätigt wird. Der Ausgang des Inverters N200 weist einen L-Pegel auf, und die NMOS-Transistoren Tr10 und Tri 1 werden auf AUS geschaltet. Deshalb wird einer Bandkappen-Referenzschaltung aus den npn-Transistoren Tr201, Tr202, Tr203 und Tr204 und den Widerständen R201, R202 und R203 ein Strom zugeführt.

Eine durch die folgende Formel dargestellte Spannung wird dadurch am Punkt B der Ansteuerschaltung 217 aus Fig. 15 erzeugt:

VB = Vbes + VT {(R202/R203) - n • (R202/R201)} (3),

11

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

CH 678 990 A5

wobei Vbës die normale, gerichtete Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr203 ist, und Vt durch die folgende Formel dargestellt werden soll, mit k für die Boltzmannsche Konstante, g für die Elektronenladung und T für die absolute Temperatur,

Vt = kt/q (4).

Da hier der npn-Transistor Tr205 in einem Nicht-Sättigungszustand arbeitet, wird an dem Punkt C, bei einer angenommenen Spannung zwischen der Basis und dem Emitter dieses Transistors von Vbe205 eine durch

Vc = Vß —vße205

dargestellte Spannung erzeugt, so dass ein durch

16 = Vc/R204 =(VB-Vbe205)/R4 (5)

dargestellter Strom durch das Lichtsender-Element 216 fliesst.

Weist hier das Lichtsende-Signal S einen L-Pegel auf, dann wird der Transistor Tr206 auf EIN geschaltet, während der Transistor 209 auf AUS geschaltet wird, um keinen Stromfluss zu der aus den Transistoren Tr207, Tr208 und Tr209 und dem Widerstand R205 gebildeten Strom-Spiegelsehaltung zu verursachen, und die Transistoren Tr210 und Tr211 werden auf EIN geschaltet, um keinen Basisstrom zu den Transistoren Tr205 und Tr206 fliessen zu lassen und sie so auf AUS zu schalten, so dass kein Strom durch das Lichtsender-Element 216 fliesst.

Angenommen, ein photoeiektrischer Strom 18 wird an einem solchen Lichtempfänger-Element 218 bei Lichteinstrahlung erzeugt, dann ist eine Änderungskomponente vo in dem Ausgang Vo dieses Elements

Vo = 18 • R206 (6).

In diesem Fall ist die Eingangsimpedanz des Betriebsverstärkers 221a sehr hoch, und der photoelektrische Strom 18 in dem Lichtempfänger-Element 218 wird dazu gebracht, ganz durch den Rückkopplungswiderstand R206 zu fliessen, und die oben genannte Formel (6) ist erfüllt. Der Ausgang von der Refe-renzSpannungsquelle 221 b wird dem Betriebsverstärker 221 geliefert.

Nach der Formel (6) beträgt die Temperaturschwankungs-Komponente Vo

(1/Vo) - dVo/dT) = (1/18) • (3I8/3T) + (1/R206) • (3R206/3T) (7).

Angenommen, dass das Lichtempfänger-Element 218 hier eine Photodiode ist, der Widerstand R2Û6 einen als integrierte Schaltung ausgebildeten Diffusionswiderstand aufweist und ihre Temperaturschwan-kungs-Komponenten (1/18) - (3I8/3T) und (1/R206) • (3R206/3T) jeweils 3000 ppm/°C und 3700 ppm/°C betragen, dann beträgt die Temperaturschwankungs-Komponente (1/vo) • (3vo/3T) der Ausgangsspannung vo 6700 ppm/°C. Falls das in Fig. 15 gezeigte Lichtsender-Element 216 als allgemein verwendete lichtemittierende Diode (LED) ausgelegt ist und die gesamte Temperaturschwankungs-Komponente Null erreichen soll, kann es genügen, die Temperaturschwankungs-Komponente des Ansteuerstroms I6 der Ansteuerschaltung 217 für das Lichtsender-Element 216 auf 3300 ppm/°C zu setzen.

Der Ansteuerstrom 16 lässt sich durch die Formel (5) darstellen, seine Temperaturschwankungs-Kom-ponente ist dann

(1/16) • (3I6/3T) = [{(3Vb/3T) - (3Vbe206/3T)}/Vb - Vbe206)] - (1/R204) • (3R204/3T) (8)

Aus der oben genannten Formel (3) wird der Temperaturkoeffizient der Spannung am Punkt B

(3Vb/3T) = (3vbe203/3T) + (3VT/3T) • (R205/R203)-£-n (R202/R201 ) (9).

Wird hier angenommen, dass der Widerstand R204 ein diskretes Teil mit einer zu vernachlässigenden Temperaturschwankung und wird Vbe203 = Vbe206 = 0,7V, 3Vbe203/3T = 3Vbe206/3T = -2 mV/°C, 3Vy/3T = 0,085 mV/°C gesetzt, sowie die Werte der jeweiligen Widerstände R201 bis R203 mit R201 = Kn, R204 = 30 Kn und R205 = 1 Kn, dann gilt Vb = 2,5 V aus der oben genannten Formel (3).

Aus der Formel (9) ergibt sich

3Vb/3T=-2 mV/°C + 5,87 mV/°C = 3,87 mV/°C (10).

Werden die oben genannten Formeln (10) und (11) durch die Formel (8) ersetzt, dann gilt

12

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

CH 678 990 A5

(1/16) • (916/3T) = {3,87 mV/°C - (-2 mV/°C)}/(2,5-0,7) - 0 = 3300 ppm/°C

Es sei aus dem oben gesagten gewürdigt, dass die Temperaturschwankungskomponente von in den Fig. 15 und 16 gezeigten verbundenen Schaltungen der Lichtsender- und -empfängerelemente 216 und 218 durch eine optimale Einstellung des Werts der Widerstände R202 bis R203 auf Null gebracht werden kann.

Fig. 17 zeigt einen weiteren Arbeitsaspekt der Analogsignal-Verarbeitungseinheit, der sich auf den als integrierte Schaltung ausgebildeten Sensor nach der vorliegenden Erfindung anwenden lässt. Dabei ist die Schaltung 421 im Aufbau noch vereinfachter als die aus 21 in Fig. 4, und die Schaltung lässt sich noch besser in Einchip-Bauweise ausführen. Die Elemente, die denen in Fig. 4 entsprechen, sind in Fig. 17 mit denselben, um 400 erhöhten Bezugsziffern bezeichnet. Genauer weist die Analogsignal-Verarbeitungsschaltung 421 in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel Dreistufen-Betriebsverstärker OP401 bis OP403 auf, Kondensatoren C401 und C403, die jeweils in Nebenschluss zu einer Ausgangsklemme und einer invertierten Eingangsklemme der Betriebsverstärker OP4Q1 und OP403 gelegt sind, sowie ein bilaterales Schaltelement SW401, das mit dem Betriebsverstärker OP403 in Parallelschaltung mit dem Kondensator C403 verbunden ist. In Fig. 18 verursacht ein Gate-Signal SW mit einem H-Pegel das EINschalten des Schaltelements SW401, und die Ausgangsspannung des Betriebsverstärkers OP403 wird als Referenz-Spannung Vref eingestellt. Das Gate-Signal SW wird eine vorbestimmte Zeit lang auf einem H-Pegel gehalten und weist danach einen L-Pegel auf. In dem Komparator 421c wird ein JFET- oder MOS-Transistor mit hoher Eingangsimpedanz als ein Eingangsstufen-Transistor verwendet, dessen Eingangs-Umgehungsstrom extrem niedrig, von einigen pA bis zu etwa 100 pA, ist. Deshalb wird die Ausgangsklemmen-Spannung des Betriebsverstärkers OP4Û3 nach dem AUSschalten des Schaltelements SW401 für einige ms im wesentlichen auf der Referenz-Spannung Vref gehalten, selbst wenn die Kapazität der Kondensatoren C402 und C403 etwa in einem niedrigen Bereich von 10 pF liegt. Steigt das Gate-Signal SW und bringt das Schwingsignal des Schwingkreises das Lichtsender-Element 416 dazu, Licht zu emittieren, dann erzeugt die Verstärkereinrichtung 421a der Analogsignal-Verarbeitungsschaltung ein Ausgangssignal Vs, woraufhin sich das Schaltelement SW421 in einem AUS-Zustand befindet und der Betriebsverstärker OP403 als ein Gegentaktverstärker mit einem Faktor von —(jwC403/jwC402) arbeitet. Gilt beispielsweise C402 = C403, dann liefert das Ausgangssignal der Verstärkungseinrichtung 421a, das sogar eine in Gleichstromrichtung erzeugte Fehlerspannung von aV umfasst, ein invertiertes Ausgangssignal des Ausgangssignals des Betriebsverstärkers OP403 als dem invertierenden Verstärker. Beträgt die Schwankung dieser Eingangsspannung mehr als einen vorbestimmten Wert, dann liefert der Komparator 421c ein Erfassungssignal. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann sich die an die nicht-invertierte Eingangsklemme des Betriebsverstärkers OP4Ö3 als dem invertierenden Verstärker gelieferte Referenz-Spannung von der Referenz-Spannung Vref unterscheiden, die der Verstärkereinrichtung 421 a geliefert wird.

Nach einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung wird eine Anordnung vorgeschlagen, die die genaue Erfassung sogar eines schwachen Eingangssignals erlaubt. In Fig. 19 ist ein Gleichstrom-Trennkreis zwischen die Verstärkereinrichtung 521a und den Komparator 521c eingefügt, und ein CMOS-Transistor Tr501 mit einem NMOS-Transistor 501a und einem PMOS-Transistor Tr501b ist zwischen die Ausgangsklemme des Kondensators 502 und die Referenz-Spannungsquelie Vref geschaltet. Der NMOS-Transistor Tr501a kann mittels des Gate-Signals SW auf EIN und AUS geschaltet werden, während der PMOS-Transistor Tr501b durch ein invertiertes Signal des Gate-Signals SW durch einen Inverter N500 auf EIN und AUS geschaltet wird. Die Referenz-Spannung Vref kann eine Erdspannung (Nulispanung) sein. Entsprechend verursacht in Fig. 20 das Gate-Signal SW, das einen H-Pegel erreicht, dass der NMOS-Transistor Tr501a und der PMOS-Transistor Tr501b auf EIN geschaltet werden, und die Spannung Vc an der Ausgangsklemme des Kondensators C502 wird auf der Referenz-Spannung eingestellt. Das Gate-Signal SW wird für etwa 50 (is auf einem H-Pegel gehalten und wird danach auf einen L-Pegel gebracht. Der Komparator 521c weist im wesentlichen den gleichen Aufbau wie der Komparator 421c aus Fig. 17 auf, der Eingangs-Umgehungsstrom liegt in einem so kleinen Bereich wie einige pA bis 100 pA und wird einige ms auf der Referenz-Spannung Vref gehalten, selbst wenn die Kapazität des Kondensators C502 gering ist, und ein Erfassungssignal wird in Reaktion auf eine Komponente des Ausgangssignals Vs ebenso wie bei dem Ausführungsbeispiel aus Fig. 17 geliefert. In diesem Fall wird die Ausgangsklemmen-Spannung des Kondensators C502 auf der Referenz-Spannung Vref nach dem Gate-Signal SW vor der Erfassungsperiode des Eingangssignals eingestellt, selbst wenn der Ausgang des Betriebsverstärkers OP502 das Fehlersignald AV wegen einer versetzten Spannung der Betriebsverstärker OP501 und OP502 und einem Dunkelstrom des Lichtempfänger-Elements 518 umfasst, und das Fehlersignal AV wird dem Komparator 521c nicht geliefert. Dementsprechend ist es möglich, das schwache Eingangssignal alleine genau zu erfassen.

Fig. 21 schlägt eine Verstärkeranordnung vor, die gegenüber der Analogsignai-Verarbeitungsschal-tung aus Fig. 17 in der Erfassungsfunktion des schwachen Stroms weiter verbessert ist. D.h., im vorliegenden Fall sind Dreistufen-Betriebsverstärker OP601, OP602 und OP603 ebenso wie bei dem Verstärker aus der Fig. 4 vorgesehen, und die CMOS-Transistoren Tr601 und Tr602, die den gleichen Gleichstrom-Trennkreis wie den in Flg. 17 gezeigten bilden, sind jeweils zwischen die Ausgangsklemme des

13

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

CH678 990 A5

zweiten Betriebsverstärkers OP602 und die Eingangsklemme des dritten Betriebsverstärkers OP6Q3 und zwischen den ersten Betriebsverstärker OP6Q3 und den Komparator 621c eingefügt, so dass der Gleichstrom-Trennkreis, der zwischen dem zweiten und dritten Betriebsverstärker OP602 und OP603 eingefügt ist, verhindert, dass die durch den Ausgang des zweiten Betriebsverstärkers QP602 erzeugte Fehierspannung AV durch den dritten Betriebsverstärker OP6Q3 verstärkt wird. Der Verstärkungsfaktor kann so erhöht werden, und gleichzeitig kann die etwaige Verstärkung eines Fehlers vermieden werden, so dass die Erfassungsfunktion des Sensors merklich verbessert werden kann.

Nach einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung ist der Vorwärts-Rückwärts-Zähler mit einer automatischen Rücksteil-Funktion versehen. Die Fig. 22 zeigt einen weiteren Arbeitsaspekt des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 715b, der vier D-Flipflops D610 bis D613 und drei Logik-Schaltkreise 613 bis 615 aufweist. Im vorliegenden Fall ist die Funktion dieselbe wie bei dem Vorwärts-Rückwärts-Zähler 15b aus Fig. 5, nämlich das Auslösesignal für das Kurzschliessen der Sensorkreisleitungen £\ und £2 bei drei sequentiellen H-Pegel-Ausgängen der Analogsìgnal-Verarbeitungsschaltung bereitzustellen. Jedoch werden hier statt des in dem Schaltelement aus Fig. 5 verwendeten Thyristors der npn-Transistor Tr611 und der Widerstand R611 wie in Fig. 23 verwendet, so dass, selbst wenn das Ausgangssignal OUT des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 715b einen H-Pegel aufweist, die Spannung über die Quellen-Leitungen Vcl und Vst auf einer Spannung gehalten werden, die einer Differenz aus der Spannung zwischen den Leitungen £\ und £2 und der Abfallspannung 2Vd an der Diodenbrücke entspricht, d.h. Vin-2-Vd, so dass der Schaltungsbetrieb weitergeführt wird. In diesem Fall verursacht ein durch den npn-Transistor Tr611 fliessender Strom eine Erhöhung des Stromflusses, der Empfänger, der zwischen die Kreisleitungen 11 und £2 geschaltet ist, erfasst diese Erhöhung des Stromflusses, und ein Alarmsignal wird dadurch erzeugt. Deshalb erhält das Ausgangssignal OUT des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 715b aus Fig. 22 einen L-Pegel, wenn der Erfassungseingang verschwindet, der npn-Transistor 611 wird in Reaktion darauf auf AUS geschaltet, und die Schaltung kann automatisch zurückgestellt werden,

Claims

Patentansprüche

1. Als integrierte Schaltung ausgebildeter Sensor, bei welchem eine Schalteinrichtung zwischen Sensorkreisleitungen geschaltet ist, um sie kurzzuschliessen, eine Stromquellen-Einrichtung mit den Kreisleitungenverbunden ist, um daraus eine Stromquellen-Spannung abzunehmen, bei welchem eine intermittierende Betriebseinrichtung, ein Lichtsender und eine Ansteuereinrichtung für den Lichtsender jeweils als Nachfoigestufen mit der Stromquellen-Einrichtung verbunden sind, wobei die intermittierende Betriebseinrichtung zur Betätigung der Ansteuereinrichtung für einen intermittierenden Betrieb des Lichtsenders vorgesehen ist, bei welchem ein Lichtempfänger für den Empfang eines schwachen gepulsten Lichts angeordnet ist, das durch Streuung des von dem Lichtsender emittierten Lichts erzeugt ist, eine Vergleichseinrichtung zum Empfang von verstärkten Signalen von dem Lichtempfänger zum Vergleich mit einem Referenz-Signal vorgesehen ist, und bei welchem ein Ausgang der Vergleichseinrichtung einer Zähleinrichtung geliefert wird, die zur Bereitstellung eines Auslösesignals für die Schalteinrichtung angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Teilelemente der jeweiligen Einrichtungen, die für die Ausbildung als integrierte Schaltungen geeignet sind, als integrierte Schaltungen auf einem dielektrischen Isolaforsubstrat ausgebildet sind.

2. Sensor nach Anspruch 1, bei welchem die als integrierte Schaltungen ausgebildeten Teilelemente alle Elemente sind, die die Schalt-, Ansteuer-, intermittierende Betriebs-, Lichtsender-, Lichtempfänger-, Vergleichs- und Zähleinrichtung bilden, aber nicht ein Lichtsender-Element der Lichtsender-Einrichtung und ein Widerstand mit hoher Spannungsfestigkeit sowie hohem Widerstandswert in einer Konstantspannungsschaltung, die in der intermittierenden Betriebseinrichtung angeordnet ist.

3. Sensor nach Anspruch 2, bei welchem der Widerstand ebenfalls als eine integrierte Schaltung ausgebildet ist,

4. Sensor nach Anspruch 1, der ausserdem eine Einrichtung zur Regulierung des Temperaturkoeffizienten eines Ansteuerstroms der Ansteuereinrichtung bezüglich des Temperaturkoeffizienten eines Lichtsender-Elements des Lichtsenders aufweist.

5. Sensor nach Anspruch 1, der ausserdem eine Einrichtung zur Ermittlung der Gesamtsumme aus einem Temperaturkoeffizienten eines Lichtempfangs-Ausgabestroms von dem Lichtempfänger und einem Temperaturkoeffizienten eines Widerstandswerts einer Widerstandseinrichtung zur Umwandlung des Lichtempfangs-Ausgabestroms in ein Spannungssignal, das im wesentlichen Null beträgt, aufweist.

6. Sensor nach Anspruch 1, der ausserdem eine erste und zweite Energieversorgungsleitung aufweist, die mit den Kreisleitungen verbunden sind, wobei die Schalteinrichtung in einem elegischen Pfad zwischen der ersten und zweiten Energieversorgungsleitung positioniert ist, um in einen Zustand niedriger Impedanz verschoben zu werden, wenn ein an der intermittierenden Betriebseinrichtung erzeugtes Steuersignal aus einem logischen Wert besteht, aber in einen Zustand hoher Impedanz, wenn das Steuersignal aus dem anderen logischen Wert besteht.

7. Sensor nach Anspruch 1, der ausserdem eine zwischen den Lichtempfänger und die Vergleichsein-richtung geschaltete Verstärkereinrichtung aufweist, wobei die Verstärkereinrichtung eine Einrichtung zur invertierten Verstärkung aufweist, sowie einen ersten Kondensator, der zwischen eine invertierte

14

5

10

15

20

25

SO

35

40

45

50

55

CH678 99ÛA5

Eingangsklemme der Einrichtung zur invertierten Verstärkung und den Lichtempfänger geschaltet ist, und eine Parallelschaltung eines Schaltelements und eines zweiten Kondensators in Nebenschluss zu der Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme der Einrichtung zur invertierten Verstärkung, wobei das Schaltelement vor dem Betrieb des Lichtsenders auf EIN und AUS geschaltet wird.

8. Sensor nach Anspruch 7, der ausserdem einen Gleichstrom-Trenntransistor aufweist, der bezüglich der Einrichtung zur invertierten Verstärkung vorgesehen ist.

9. Sensor nach Anspruch 7, bei welchem die Verstärkereinrichtung eine Vielzahl von Verstärkerelementen und eine Vielzahl von Gleichstrom-Trenntransistoren aufweist.

10. Sensor nach Anspruch 1, bei welchem die Zähleinrichtung einen Vorwärts-Rückwärts-Zähler mit einer automatischen Rückstellfunktion aufweist.

15