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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Halbleitervorrichtung und eine
Temperaturveränderungsdetektionsvorrichtung.
Im besonderen betrifft die vorliegende Erfindung eine Halbleitervorrichtung,
die eine Verarbeitungsschaltung enthält, die eine Temperaturkompensation
erfordert, um beabsichtigte Funktionen richtig vorzusehen, und eine
Temperaturveränderungsdetektionsvorrichtung,
die Veränderungen der
Temperatur eines betreffenden Objektes detektiert.
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Es
ist bekannt, daß die
Charakteristiken von Bauelementen von einer elektronischen Schaltung, die
auf einem Halbleitersubstrat gebildet sind, eine gewisse Temperaturabhängigkeit
haben. Chipintegrierte Widerstände
weisen zum Beispiel Abweichungen im Widerstandswert auf, wenn sich
die Temperatur verändert.
Aus diesem Grund würde
die Grenzfrequenz eines aktiven Filters, das auf einem Halbleiterchip
implementiert ist, einhergehend mit der Substrattemperatur schwanken,
falls dessen temperaturempfindliche Elemente nicht angemessen korrigiert worden
wären.
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Forscher
haben verschiedenste Temperaturkompensationsverfahren vorgeschlagen,
die sich auf das obige Problem richten. 10 zeigt
eine zuvor in Betracht gezogene Kompensationsschaltung, bei der ein
solches Verfahren implementiert wird. Die gezeigte Schaltung ist
gebildet aus einer ersten Konstantstromquelle 10, einem
internen Bauelement 11, einer zweiten Konstantstromquelle 12,
einem externen Bauelement 13, einem Spannungsdifferenzdetektor 14 und
einer Schaltung 15, die eine Temperaturkorrektur erfordert.
Diese Schaltungselemente sind außer dem externen Bauelement 13 auf
einer Halbleitervorrichtung gebildet.
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Die
erste Konstantstromquelle 10 führt dem internen Bauelement 11 einen
konstanten Strom zu. Das interne Bauele ment 11 ist zum
Beispiel ein Widerstandselement, das als Teil der Halbleitervorrichtung
gebildet ist. Die zweite Konstantstromquelle 12 führt dem
externen Bauelement 13 einen konstanten Strom zu. Das externe
Bauelement 13 ist ein anderes Widerstandselement, das außerhalb
der Halbleitervorrichtung plaziert ist, um von der Temperatur der Vorrichtung
nicht beeinflußt
zu werden.
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Der
Spannungsdifferenzdetektor 14 erfaßt die Spannungsdifferenz zwischen
dem internen Bauelement 11 und dem externen Bauelement 13 und
bildet ein n-Bit-Signal, das jene Differenz darstellt. Dieses Signal
wird der Schaltung 15 (z. B. aktives Filter) zugeführt, die
eine Temperaturkompensation erfordert.
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Die
Schaltung von 10 arbeitet wie folgt. Beim
Einschalten der Energie beginnen die ersten und zweiten Konstantstromquellen 10 und 12 mit
der Zufuhr eines konstanten Stroms zu ihren jeweiligen Lastschaltungen 11 und 13,
von denen die erstere innerhalb der Vorrichtung und die letztere
außerhalb der
Vorrichtung angeordnet ist. Zum Beispiel wird angenommen, daß die Konstantstromquellen 10 und 12,
das interne Bauelement 11 und das externe Bauelement 13 so
konstruiert sind, um null Volt als Spannungsdifferenz zwischen den
oberen Knoten des internen Bauelementes 11 und des externen
Bauelementes 13 bei Raumtemperatur (25 Grad Celsius)
zu ergeben. Da diese Bedingung während
einer gewissen Periode unmittelbar nach dem Einschalten der Energie
für die
Vorrichtung gilt, führt
der Spannungsdifferenzdetektor 14 der Schaltung 15 ein
n-Bit-Signal zu, das angibt, daß keine
Spannungsdifferenz detektiert wird. Bei diesem n-Bit-Signal führt die
Schaltung 15 eine vorgeschriebene Signalverarbei tungsfunktion
(z. B. ein Filtern) an dem gegebenen Eingangssignal mit ihren Standardschaltungsparametern
aus.
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Nun
wird angenommen, daß eine
gewisse Zeit abgelaufen ist und die Temperatur der Halbleitervorrichtung
angestiegen ist. Während
die Temperatur des internen Bauelementes 11 entsprechend
ansteigt, bleibt das externe Bauelement 13, das außerhalb
der Halbleitervorrichtung angeordnet ist, auf derselben Temperatur.
Falls das interne Bauelement 11 und das externe Bauelement 13 einen
positiven Temperaturkoeffizienten haben (d. h., ihre Widerstände steigen
mit der Temperatur), wird das interne Bauelement 11 einen
größeren Widerstand
als das externe Bauelement 13 aufweisen. Dies bedeutet,
daß die Spannung,
die sich im internen Bauelement 11 entwickelt, größer als
jene des externen Bauelementes 13 sein wird (wenn angenommen
wird, daß die
zwei Konstantstromquellen 10 und 12 dieselbe Strommenge
ausgeben).
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Der
Spannungsdifferenzdetektor 14 detektiert jetzt eine Spannungsdifferenz
zwischen dem internen Bauelement 11 und dem externen Bauelement 13,
die nicht Null ist, und bildet ein n-Bit-Signal, das jene Differenz
darstellt, zum Zuführen
zu der Schaltung 15. Nun wird angenommen, daß der Spannungsabfall
des internen Bauelementes 11 5,2 Volt beträgt, während jener
des externen Bauelementes 13 5,1 Volt beträgt. Der
Spannungsdifferenzdetektor 14 teilt dann der Schaltung 15 die
Spannungsdifferenz mit, indem er ein n-Bit-Signal sendet, das jenen Wert,
nämlich
0,1 Volt, darstellt.
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Die
Schaltung 15 korrigiert sich selbst unter Bezugnahme auf
das n-Bit-Signal, das von dem Spannungsdifferenzdetektor 14 empfangen
wird. Da es sich bei dem vorliegenden Beispiel auf 0,1 Volt beläuft, steuert
die Schaltung 15 ein integriertes Widerstandselement auf
solch eine weise, daß sein
widerstandswert reduziert wird, um die temperaturinduzierte Erhöhung aufzuheben.
Dadurch kann die Schaltung 15 ihre eigenen Operationscharakteristiken
auch dann beibehalten, wenn die Vorrichtungstemperatur ansteigt.
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Die
zuvor in Betracht gezogene Konfiguration, die oben in 10 erläutert wurde,
erfordert jedoch einen Montageraum für das externe Bauelement 13,
der nicht die Halbleitervorrichtung selbst ist. Dies stellt unter
gewissen Umständen,
wenn der Raum begrenzt ist, einen Nachteil dar. Ein anderes Problem
der zuvor in Betracht gezogenen Schaltung liegt darin, daß sich der
Ausgangsstrom der Konstantstromquellen 10 und 12 auf
Grund der Temperaturabhängigkeit
von Schaltungsbauelementen, die in ihnen verwendet werden, mit der
Temperatur verändern
kann. Dies bedeutet, daß ein
Meßfehler
hinsichtlich der detektierten Differenzspannung eingeschleppt werden
würde.
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Unter
Bezugnahme als nächstes
auf 11 ist ein anderes Beispiel für ein zuvor in Betracht gezogenes
Temperaturkompensationsverfahren gezeigt. Die gezeigte Schaltungsanordnung
umfaßt eine
Schaltung 20, einen Subtrahierer & Integrator 21, eine Bewertungsschaltung 22,
einen Widerstandscontroller 23 und einen Taktgenerator 24.
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Die
Schaltung 20 ist ein aktives Filter, das aus Widerständen, Kondensatoren,
Integratoren und anderen Elementen gebildet ist. Der Subtrahierer & Integrator 21 integriert
die Spannung, die sich in einem der Widerstände in der Schaltung 20 entwickelt. Er
subtrahiert eine Gleichstromversetzung von jener Spannung, falls
vorhanden, um solch eine Versetzung nicht in das Integrationsresultat
einzubeziehen.
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Die
Bewertungsschaltung 22 vergleicht die Ausgabe des Subtrahierers & Integrators 21 mit
einem vorbestimmten Referenzsignal und überträgt das Resultat zu dem Widerstandscontroller 23.
Gemäß dem Vergleichsresultat
steuert der Widerstandscontroller 23 den Wert eines gewissen
Widerstandselementes, das für
die Charakteristiken der Schaltung 20 maßgebend
ist. Der Taktgenerator 24 versieht den Subtrahierer & Integrator 21 und
die Bewertungsschaltung 22 mit einem Taktsignal, da sie Schaltkondensatorverfahren
nutzen.
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Die
Schaltung von 11 arbeitet wie folgt. Wenn
die Energie der Halbleitervorrichtung eingeschaltet ist, startet
die Schaltung 20 die Operation als aktives Filter. In zeitlicher
Abstimmung bezüglich
des Taktsignals, das von dem Taktgenerator 24 zugeführt wird,
integriert der Subtrahierer & Integrator 21 die Spannung,
die sich in einem besonderen Widerstand in der Schaltung 20 entwickelt,
und sendet das Resultat zu der Bewertungsschaltung 22.
Das Integrationsresultat enthält
keine Gleichstromversetzungskomponente der betreffenden Spannung,
da der Subtrahierer & Integrator 21 diese
vor der Integration zurückweist.
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Die
Bewertungsschaltung 22 vergleicht das Ausgangssignal des
Subtrahierers & Integrators 21 mit
einem vorbestimmten Referenzsignal und überträgt das Resultat zu dem Widerstandscontroller 23. Es
wird zum Beispiel angenommen, daß diese zwei Signale bei Raumtemperatur
(25 Grad Celsius) übereinstimmen.
Die Bewertungsschaltung 22 teilt dann dem Widerstandscontroller 23 die Übereinstimmung zwischen
den zwei Signalen mit, da die Vorrichtungstemperatur fast dieselbe
wie die Umgebungstemperatur gerade nach dem Einschalten der Energie
ist. Während
die Konstruktion so ist, um den Wert eines gewissen Widerstandselementes
in der Schaltung 20 gemäß dem Vergleichsresultat
abzuwandeln, unternimmt der Widerstandscontroller 23 an
der Schaltung 20 in dem Moment nichts, da beobachtet worden
ist, daß der
Differenzwert Null beträgt.
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Im
Laufe der Zeit erhöht
sich nach Einschalten der Energie die Temperatur des betreffenden
Widerstandselementes mit der Vorrichtungstemperatur, wodurch eine
Veränderung
des Schaltungsparameters (d. h. des Widerstandes) verursacht wird.
Diese Veränderung
kann am Ausgang des Subtrahierers & Integrators 21 beobachtet
werden. Indem das Ausgangssignal mit einem vorbestimmten Referenzsignal
verglichen wird, detektiert die Bewertungsschaltung 22 die
Veränderung
und benachrichtigt somit den Widerstandscontroller 23.
Der Widerstandscontroller 23 interpretiert dies als Veränderung
des Widerstandsparameters in der Schaltung 20, wodurch
die interne Einstellung der Schaltung 20 abgewandelt wird,
um die Veränderung
zu kompensieren. Falls das betreffende Widerstandselement einen
positiven Temperaturkoeffizienten hat (d. h., der Widerstand erhöht sich,
wenn die Temperatur ansteigt), ergreift der Widerstandscontroller 23 eine
Maßnahme
zum Reduzieren des Widerstandes, um die Temperaturerhöhung zu
kompensieren. Durch die obige Verarbeitung können die Operationscharakteristiken
ihrer internen Schaltung 20 auch dann beibehalten werden, wenn
sich die Vorrichtungstemperatur erhöht.
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Die
oben beschriebene zuvor in Betracht gezogene Schaltung von 11 weist
jedoch eine gewisse Temperaturabhängigkeit in einem ihrer Schaltungsblöcke auf,
der das Referenzsignal erzeugt. Dies bedeutet, daß das Referenzsignal
schwanken kann, wenn sich die Temperatur verändert, wodurch ein Fehler bei
der Temperaturmessung eingeschleppt wird.
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Angesichts
dessen ist es wünschenswert, eine
Halbleitervorrichtung mit einer Temperaturkompensationsschaltung vorzusehen,
die Temperaturveränderungen
akkurat detektiert, ohne einen Extramontageraum zu benötigen.
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Es
ist auch wünschenswert,
eine Temperaturveränderungsdetektionsvorrichtung
vorzusehen, die Temperaturveränderungen
akkurat detektiert, ohne einen Extramontageraum zu benötigen.
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Von
einer anderen Halbleitervorrichtung, die in EP-A-0868024 offenbart ist, kann angenommen werden,
daß sie
umfaßt:
eine Verarbeitungsschaltung, die betriebsfähig ist, um eine vorbestimmte Funktion
auszuführen;
einen Temperaturveränderungsdetektor,
der betriebsfähig
ist, um eine Temperaturveränderung
zu detektieren; und einen Temperaturkorrigierer, der betriebsfähig ist,
um die Funktion der Verarbeitungsschaltung zu korrigieren, um die Temperaturveränderung
zu kompensieren, die durch den Temperaturveränderungsdetektor detektiert
wurde. In dieser Halbleitervorrichtung ist die Verarbeitungsschaltung
eine RF-Abstimmschaltung. Falls detektiert wird, daß die Temperatur
unter oder über
einem normalen Bereich liegt, wird eine Abstimmfrequenz einer Feineinstellung
unterzogen, um niedriger bzw. höher
zu werden.
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EP-A-0695933
offenbart einen Temperatursensor, der eine Brückenschaltung umfaßt, die
vier integrierte Dünnfilmsilizium-
oder -polysiliziumwiderstände
hat, die mit selektierten Konzentrationen von Verunreinigungen dotiert
sind. Die Typen und Mengen der Dotanten werden so gewählt, daß die zwei Widerstände, die
mit den Enden mit Vcc verbunden sind, einen ersten Temperaturkoeffizienten
von 967 ppm/°C
haben und die anderen zwei Widerstände, die mit den Enden mit
Erde verbunden sind, einen zweiten, verschiedenen Temperaturkoeffizienten
von 427 ppm/°C
haben.
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GB-A-2345597
offenbart eine Brückenschaltung,
die zum Detektieren einer Überhitzung
eines Dickfilmheizelementes in einem schnurlosen Kessel verwendet
wird. Die Brückenschaltung
hat zwei Widerstände
mit positiven Temperaturkoeffizienten PTC und zwei Widerstände mit
negativen Temperaturkoeffizienten NTC.
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US 4345477 offenbart eine
Brückenschaltung,
die als Sensor zum Detektieren einer Belastung verwendet wird, und
eine Signalverarbeitungsschaltung, die mit den Ausgängen der
Sensorbrückenschaltung
verbunden ist, zum Kompensieren von Temperaturauswirkungen auf die
Sensorbrückenschaltung.
Die Signalverarbeitungsschaltung hat drei seriell verbundene widerstände, wobei
die zwei äußeren widerstände denselben
positiven Temperaturkoeffizienten haben und der mittlere widerstand
gegenüber
der Temperatur im wesentlichen unempfindlich ist.
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Eine
Halbleitervorrichtung, die die vorliegende Erfindung verkörpert, ist
gekennzeichnet durch: eine Brückenschaltung,
die in der Nähe
der Verarbeitungsschaltung angeordnet ist, mit: einem ersten Halbleiterbauelement,
von dem ein Ende mit einer ersten Konstantspannungsquelle verbunden
ist, einem zweiten Halbleiterbauelement mit einem Temperaturkoeffizienten,
der sich von jenem des ersten Halbleiterbauelementes unterscheidet,
von dem ein Ende mit dem anderen Ende des ersten Halbleiterbauelementes
verbunden ist und dessen anderes Ende mit einer zweiten Konstantspannungsquelle verbunden
ist, einem dritten Halbleiterbauelement mit demselben Temperaturkoeffizienten
wie jenem des zweiten Halbleiterbauelementes, von dem ein Ende mit
der ersten Konstantspannungsquelle verbunden ist, und einem vierten
Halbleiterbauelement mit demselben Temperaturkoeffizienten wie jenem des
ersten Halbleiterbauelementes, von dem ein Ende mit den anderen
Ende des dritten Halbleiterbauelementes verbunden ist und dessen
anderes Ende mit der zweiten Konstantspannungsquelle verbunden ist;
und ferner dadurch gekennzeichnet, daß der Temperaturveränderungsdetektor
betriebsfähig ist,
um solch eine Temperaturveränderung
durch Überwachen
einer Veränderung
einer Spannungsdifferenz zwischen ersten und zweiten Knoten der
Brückenschaltung
zu detektieren, wobei der erste Knoten ein Verbindungspunkt der
ersten und zweiten Halbleiterbauelemente ist und der zweite Knoten
ein Verbindungspunkt der dritten und vierten Halbleiterbauelemente
ist.
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Beispielhaft
wird nun Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen genommen, in denen:
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1 eine
Konzeptansicht einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist;
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2 ein
Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist;
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3 die
Einzelheiten von Konstantspannungsquellen von 2 zeigt;
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4 die
detaillierte Struktur eines Abtastwiderstandes des Typs A von 2 zeigt;
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5 die
detaillierte Struktur eines Abtastwiderstandes des Typs B von 2 zeigt;
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6 ein
Beispiel für
Temperaturcharakteristiken der Abtastwiderstände des Typs A und des Typs
B zeigt;
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7 ein
Temperaturverhalten der Brückenschaltung
von 2 zeigt;
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8 die
Beziehung zwischen der Temperatur der vorgeschlagenen Halbleitervorrichtung
von 2 und der Abweichung ihrer Grenzfrequenz zeigt;
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9 ein
Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist;
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10 ein
Beispiel für
eine Temperaturkompensationsschaltung zeigt, die in einer zuvor
in Betracht gezogenen Halbleitervorrichtung verwendet wird; und
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11 ein
anderes Beispiel für
eine Temperaturkompensationsschaltung zeigt, die in einer zuvor
in Betracht gezogenen Halbleitervorrichtung verwendet wird.
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Unter
Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen werden unten bevorzugte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung beschrieben.
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1 ist
eine Konzeptansicht einer Halbleitervorrichtung gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Die vorgeschlagene Halbleitervorrichtung
umfaßt,
wie ersichtlich ist, die folgenden Elemente: eine Sensoreinheit 30 (die
Widerstände
des ersten Typs 30b und 30d und Widerstände des
zweiten Typs 30a und 30c enthält), einen Temperaturveränderungsdetektor 31,
einen Temperaturkorrigierer 32 und eine Verarbeitungsschaltung 33.
Hier ist die Verarbeitungsschaltung 33 ein Schaltungsblock,
der eine Temperaturkorrektur benötigt.
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Die
Widerstände
des ersten Typs 30b und 30d haben eine Temperaturcharakteristik,
die sich von jener der Widerstände
des zweiten Typs 30a und 30c unterscheidet. Innerhalb
der Sensoreinheit 30 bilden jene vier Widerstände 30a bis 30d eine
Brückenschaltung
wie folgt. Die oberen Anschlußleitun gen
des Widerstandes des zweiten Typs 30a und des Widerstandes
des ersten Typs 30d sind mit einer Zufuhrspannung verbunden,
während
die unteren Anschlußleitungen
des Widerstandes des ersten Typs 30b und des Widerstandes
des zweiten Typs 30c mit einer anderen Zufuhrspannung verbunden
sind, die niedriger als die andere ist. Ferner sind der Widerstand
des ersten Typs 30d und der Widerstand des zweiten Typs 30c seriell
verbunden, wie auch der Widerstand des zweiten Typs 30a und
der Widerstand des ersten Typs 30b. Der Verbindungspunkt
der ersteren zwei Widerstände 30c und 30d wird
hierin als Knoten N1 bezeichnet, und jener der letzteren zwei Widerstände 30a und 30b wird
als Knoten N2 bezeichnet. Spannungen an diesen Knoten N1 und N2 werden
dem Temperaturveränderungsdetektor 31 zur
Detektion ihrer Differenz zugeführt.
Durch das Überwachen
dieser Spannungsdifferenz ertastet der Temperaturveränderungsdetektor 31 Temperaturveränderungen
in der Verarbeitungsschaltung 33, die eine gewisse Temperaturabhängigkeit
aufweist und somit eine zweckmäßige Kompensation
erfordert.
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Der
Temperaturkorrigierer 32 empfängt das Resultat der Temperaturdetektion
von dem Temperaturveränderungsdetektor 31 und
korrigiert die Operation der Verarbeitungsschaltung 33 entsprechend. Die
Verarbeitungsschaltung 33 verwendet die Ausgabe des Temperaturkorrigierers 32,
um zum Beispiel den Widerstand ihres integrierten Widerstandselementes
auf solch eine Weise abzuwandeln, daß das Ergebnis der Verarbeitungsschaltung 33 durch
keinerlei Temperaturveränderungen
beeinflußt
wird.
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Die
obige Schaltungsanordnung arbeitet wie folgt. Wenn die Energie der
Halbleitervorrichtung von 1 eingeschaltet
wird, beginnt ihre Energiezufuhrschaltung (nicht ge zeigt) mit der
Erregung der Sensoreinheit 30. Hier wird angenommen, daß alle vier
Widerstände 30a bis 30d so
konstruiert sind, um bei Raumtemperatur denselben Widerstandswert
zu haben. Da die Temperatur der Halbleitervorrichtung der Umgebungstemperatur
(Raumtemperatur) in solch einer Anfangsperiode nach dem Einschalten
der Energie sehr nahe kommt, ist die Brückenschaltung in einem symmetrischen
Zustand. Daher gibt die Sensoreinheit 30 null Volt aus,
mit der Bedeutung, daß zwischen
den Knoten N1 und N2 keine Spannungsdifferenz existiert.
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Da
zwischen den Knoten N1 und N2 keine Spannungsdifferenz gefunden
wird, bestimmt der Temperaturveränderungsdetektor 31,
daß die
Halbleitervorrichtung bei Raumtemperatur arbeitet, und er teilt
dies dem Temperaturkorrigierer 32 mit. Der Temperaturkorrigierer 32 erkennt
somit die gegenwärtige Operationsbedingung
als normal an. Da es nicht notwendig ist, eine Kompensation für die Verarbeitungsschaltung 33 vorzusehen,
die bei Raumtemperatur arbeitet, unternimmt der Temperaturkorrigierer 32 in dem
Moment nichts.
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Die
Temperatur der Halbleitervorrichtung steigt mit der Zeit an, wodurch
bewirkt wird, daß die vorgeschlagene
Schaltung wie folgt arbeitet. Die zwei Gruppen von widerständen in
der Sensoreinheit 30 haben, wie vorher erwähnt, verschiedene
Temperaturcharakteristiken. Genauer gesagt, es wird angenommen,
daß die
Widerstände
des ersten Typs 30b und 30d einen positiven Temperaturkoeffizienten
haben (d. h., der Widerstand nimmt mit der Temperatur zu), während die
Widerstände
des zweiten Typs 30a und 30c einen negativen Temperaturkoeffizienten haben
(d. h., der Widerstand nimmt ab, wenn die Temperatur ansteigt).
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Auf
Grund ihrer verschiedenen Temperaturwiderstandskoeffizienten bewirkt
die erhöhte
Temperatur, daß die
Widerstände
des ersten Typs 30b und 30d einen größeren Spannungsabfall
aufweisen und die Widerstände
des zweiten Typs 30a und 30c einen kleineren Spannungsabfall
aufweisen. Als Resultat dieser Differenz wird die Spannung am zweiten
Knoten N2 höher
als die Spannung am ersten Knoten N1. Der Temperaturveränderungsdetektor 31 beobachtet diese
Spannungsdifferenz und interpretiert sie als Temperaturerhöhung bezüglich der
Raumtemperatur. Der Temperaturveränderungsdetektor 31 gibt
somit an den Temperaturkorrigierer 32 ein Detektionssignal
aus, daß zu
der detektierten Spannungsdifferenz proportional ist.
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Bei
Empfang der Mitteilung korrigiert der Temperaturkorrigierer 32 einen
gewissen Schaltungsparameter der Verarbeitungsschaltung 33,
um die Charakteristiken der Verarbeitungsschaltung 33 von
der Temperaturerhöhung
unabhängig
zu machen. Zum Beispiel wird angenommen, daß die Verarbeitungsschaltung 33 einen
Widerstand mit einem positiven Temperaturkoeffizienten enthält und daß er für die Charakteristiken
der Verarbeitungsschaltung 33 insgesamt maßgebend
ist. Da dieser Widerstand einen größeren Widerstandswert aufweist,
wenn die Temperatur ansteigt, manipuliert der Temperaturkorrigierer 32 jenen
Widerstand, um seinen Wert zu reduzieren, oder er ergreift eine
indirekte Maßnahme, um
den Äquivalenzeffekt
herbeizuführen,
wodurch die Widerstandserhöhung
unterdrückt
wird. Als Resultat von solch einer Temperaturkompensation wird die
Verarbeitungsschaltung 33 trotz der Temperaturerhöhung arbeiten
können,
ohne ihre Charakteristiken oder ihre Leistung zu verändern.
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Die
Umgebungstemperatur kann ihrerseits unter 25 Grad Celsius, nämlich die
nominale Raumtemperatur, fallen, was tatsächlich passiert, wenn zum Beispiel
eine Person die Vorrichtung in einen Raum gebracht hat, in dem eine
Klimaanlage arbeitet. In solch einem Fall wird die Vorrichtungstemperatur
verringert, wodurch bewirkt wird, daß die Spannung am ersten Knoten
N1 höher
als am zweiten Knoten N2 wird. Der Temperaturkorrigierer 32 manipuliert
dann den Widerstand in der Verarbeitungsschaltung 33 auf
solch eine Weise, daß sein
Widerstandswert erhöht
wird. Auf diese Weise verhindert der Temperaturkorrigierer 32,
daß die
Charakteristiken der Verarbeitungsschaltung 33 durch einen
Temperaturabfall beeinflußt
werden.
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Wie
aus der obigen Erläuterung
ersichtlich ist, sieht eine Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine Halbleitervorrichtung vor, die Widerstände des
ersten Typs 30b und 30d und Widerstände des
zweiten Typs 30a und 30c enthält, um Temperaturabweichungen
zu detektieren. Im Vergleich zu der zuvor in Betracht gezogenen
Schaltung, die in Verbindung mit 10 diskutiert
wurde, ist die vorgeschlagene Temperaturkompensationsschaltung hinsichtlich
ihres kleineren Montageraums vorteilhaft, da kein externes Bauelement
benötigt
wird.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung verwendet die vorgeschlagene Halbleitervorrichtung
ferner eine Brückenschaltung, die
aus den Widerständen
des ersten Typs 30b und 30d und den Widerständen des
zweiten Typs 30a und 30c, die verschiedene Temperaturcharakteristiken
haben, gebildet ist, um Temperaturveränderungen zu detektieren. Hinsichtlich
der Meßgenauigkeit hat
die vorgeschlagene Temperaturdetektionsschaltung den im folgenden
diskutierten Vorteil gegenüber den
zuvor in Betracht gezogenen Schaltungen, die in 10 und 11 gezeigt
sind.
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Es
sei daran erinnert, daß die
zuvor in Betracht gezogene Schaltung von 10 eine
zweite Konstantstromquelle 12 hat, um Strom für ein externes
Bauelement 13 vorzusehen. Dieser Strom weist jedoch eine
gewisse Abhängigkeit
von der Temperatur auf. Hierbei muß berücksichtigt werden, daß das externe
Bauelement 13 einen Widerstandswert R hat. Dann wird eine
Veränderung ΔI der Stromquellenausgabe
als Veränderung
der Spannung im externen Bauelement 13 beobachtet. Die
Größe dieser Veränderung
(oder des Fehlers) wird ausgedrückt
als ΔI × R, mit
der Bedeutung, daß der
Spannungsdifferenzdetektor 14 die temperaturinduzierte
Stromveränderung ΔI R-mal als
Fehler empfängt.
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Anders
als die zuvor in Betracht gezogene Schaltung verwendet die vorgeschlagene
Schaltung von 1 eine vorteilhafte Sensoreinheit 30,
die gegenüber
Abweichungen ihrer Zufuhrspannung unempfindlich ist, solange die
Brückenschaltung
symmetrisch ist. Denn im symmetrischen Zustand erscheint keine Spannung
am Differenzausgang der Brückenschaltung,
ungeachtet der Zufuhrspannung. wenn die Brückenschaltung etwas aus dem
Gleichgewicht gerät,
würde eine
Abweichung ΔV
in der Zufuhrspannung zu einem Fehler in der Ausgabe der Brückenschaltung
führen.
Der Betrag dieses Fehlers beläuft
sich jedoch nur auf ΔV/(R1
+ R2), wobei R1 der Wert der widerstände des ersten Typs 30b und 30d ist
und R2 der Wert der Widerstände
des zweiten Typs 30a und 30c ist. Dies bedeutet,
daß der
Temperaturveränderungsdetektor 31 1/(R1
+ R2)-mal die Zufuhrspannungsabweichung ΔV empfängt. Das heißt, die
vorgeschlagene Schaltung ist im Vergleich zu der herkömmlichen
Schaltung von 10 gegenüber Zufuhrspannungsabweichungen
weit weniger empfindlich.
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Unter
Bezugnahme als nächstes
auf 2 wird unten eine spezifischere Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung erläutert. 2 ist
ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung. Die gezeigte Ausführungsform umfaßt die folgenden
Elemente: erste und zweite Konstantspannungsquellen 50 und 51,
einen Abtastwiderstand des Typs B 52, einen Abtastwiderstand des
Typs A 53, einen anderen Abtastwiderstand des Typs B 54,
einen anderen Abtastwiderstand des Typs A 55, noch einen
anderen Abtastwiderstand des Typs B 56, einen Analog-Digital-(A/D)-Konverter 57,
einen Zeitgeber 58, eine Steuerschaltung 59, Widerstände 61 bis 63,
Schalter 64 bis 66 und einen Kondensator 67.
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Die
ersten und zweiten Konstantspannungsquellen 50 und 51 sind
für die
Erzeugung von vorbestimmten Spannungspegeln aus einer Spannung verantwortlich,
die der Halbleitervorrichtung zugeführt wird. Die erzeugten Spannungen
werden einem Paar von gegenüberliegenden
Knoten der Brückenschaltung
zugeführt,
die aus den Widerständen 52 bis 56 gebildet
ist.
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3 zeigt
die Einzelheiten der ersten und zweiten Konstantspannungsquellen 50 und 51,
die in 2 gezeigt sind. Aus diesem Diagramm ist ersichtlich,
daß die
ersten und zweiten Konstantspannungsquellen 50 und 51 jeweils
die folgenden Bauelemente umfassen: zwei p-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren
(MOS-FETs) 70 und 71 und zwei N-Kanal MOS-FETs 72 und 73.
Die Schaltung erzeugt eine vorbestimmte Spannung aus einer höheren Zufuhrspannung
VDD und einer niedrigeren Zufuhrspannung VSS zur Zuführung zu
der Brückenschaltung.
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Unter
erneuter Bezugnahme auf 2 haben die Abtastwiderstände des
Typs A 53 und 55 einen Temperaturkoeffizienten,
der sich von jenem der Abtastwiderstände des Typs B 52, 54 und 56 unterscheidet.
Sie sind zusammen in der Nähe
der Widerstände 61 bis 63 plaziert,
die temperaturgesteuert sein sollten. Unten wird nun die Struktur
von solchen Abtastwiderständen
erläutert.
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4 zeigt
die Einzelheiten der Abtastwiderstände des Typs A 53 und 55.
Aus diesem Diagramm ist ersichtlich, daß die Abtastwiderstände des
Typs A 53 und 55 Silizidwiderstände sind,
die auf einem Halbleitersubstrat gebildet sind, wobei jeder aus
einer Silizidschicht 80, einer Polysiliziumschicht 81,
einem Oxidfilm 82 und einer p-Kanal-Mulde 83 gebildet ist.
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5 zeigt
die Einzelheiten der Abtastwiderstände des Typs B 52, 54 und 56.
Aus diesem Diagramm ist ersichtlich, daß die Abtastwiderstände des Typs
B 52, 54 und 56 Polysiliziumwiderstände sind, die
auf einem Halbleitersubstrat gebildet sind, wobei jeder eine Polysiliziumschicht 90,
einen Oxidfilm 91 und eine p-Kanal-Mulde 92 umfaßt. Aus 4 und 5 geht
hervor, daß die
zwei Arten von chipinternen Widerständen ähnliche Strukturen haben, außer daß der Silizidwiderstand
von 4 eine Silizidschicht 80 auf der Polysiliziumschicht 81 hat.
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6 zeigt
typische Temperaturcharakteristiken der Abtastwiderstände des
Typs A 53 und 55 und der Abtastwiderstände des
Typs B 52, 54 und 56. In diesem Graph
stellen die vollen Kreise die Charakteristik der Abtastwiderstände des
Typs A (Silizidwiderstände)
dar und stellen die vollen Kästchen
jene der Abtastwiderstände
des Typs B (Polysiliziumwiderstände)
dar. Abtastwiderstände
des Typs A haben einen positiven Temperaturkoeffizienten, wobei
sich ihr Widerstandswert linear erhöht, wenn die Temperatur ansteigt.
Abtastwiderstände
des Typs B haben andererseits einen negativen Temperaturkoeffizienten,
der eine nichtlineare Widerstandskurve aufweist, die sich mit der
Temperatur allmählich
verringert.
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Unter
erneuter Bezugnahme auf das Blockdiagramm von 2 empfängt der
A/D-Konverter 57 analoge Ausgangssignale von der Brückenschaltung und
konvertiert sie in digitale Form. Der Zeitgeber 58 zählt die
Zeit und sendet ein Zeitlagensignal zu der Steuerschaltung 59 zu
einer vordefinierten Tageszeit oder wenn eine vorbestimmte Zeit
seit einem besonderen Zeitpunkt abgelaufen ist. Die Steuerschaltung 59 ist
zum Beispiel aus einer zentralen Verarbeitungseinheit (CPU), Nur-Lese-Speicher-(ROM)-Vorrichtungen
und Speichervorrichtungen mit wahlfreiem Zugriff (RAM) gebildet.
Getriggert durch den Zeitgeber 58 steuert sie die Schalter 64 bis 66 gemäß den digitalen
Signalen, die von dem A/D-Konverter 57 vorgesehen werden.
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Die
Widerstände 61 bis 63 sind
mit einem Kondensator 67 durch die Schalter 64 bis 66 verbunden,
die seriell mit ihnen dazwischen angeordnet sind. Ein einfaches
Widerstands-Kondensator-(RC)-Filter
mit einer gewissen Grenzfrequenz wird durch jenen Kondensator 67 und
(wenigstens) einen der Widerstände 61 bis 63 gebildet,
wenn sein entsprechender Schalter 64 bis 66 eingeschaltet
ist. Die Schalter 64 bis 66 sind Halbleiterschalter,
deren Ein/Aus-Zustand durch die Steuerschaltung 59 bestimmt
wird.
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Gemäß der ersten
Ausführungsform
arbeitet die vorgeschlagene Halbleitervorrichtung wie folgt. Wenn
die Energie der Vorrichtung eingeschaltet wird, werden die ersten
und zweiten Konstantspannungsquellen 50 und 51 durch
die höhere
Energiezufuhr VDD und die niedrigere Energiezufuhr VSS (3) erregt.
Die zwei Spannungsquellen 50 und 51 starten somit
die Anwendung von vorbestimmten Spannungen auf die Brückenschaltung.
Die Spannung, die sich im zentralen Abtastwiderstand des Typs B 56 entwickelt,
wird als Ausgangsspannung Vo der Brückenschaltung bezeichnet, die
gegeben ist durch: Vo
= E·(Ra – Rb)/(3·Ra + Rb) ............(1)wobei
Ra der Widerstandswert der Abtastwiderstände des Typs A 53 und 55 ist,
Rb der Widerstandswert der Abtastwiderstände des Typs B 52, 54 und 56 ist und
E die Zufuhrspannung darstellt, die auf die Brückenschaltung angewendet wird.
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7 zeigt
die Beziehung zwischen der Temperatur und der Ausgangsspannung Vo
der Brückenschaltung.
Dieser Graph zeigt, daß sich
die Ausgangsspannung Vo mit der Temperatur erhöht. Es wird angenommen, daß die Vorrichtung
so konstruiert ist, daß die
Widerstandswerte Ra und Rb bei Raumtemperatur (25 Grad Celsius) übereinstimmen. Dann
müßte die
gezeigte Brückenschaltung
null Volt ausgeben, wenn die Energie eingeschaltet wird, da die
Temperatur der Vorrichtung (die die betreffenden Widerstände 61 bis 63 enthält) der
Raumtemperatur zu der Zeit des Einschaltens der Energie ungefähr gleich
sein sollte, und der Zähler
des Bruchausdruckes (1) ist bei jener Temperatur Null. Der A/D-Konverter 57 konvertiert
dieses Null-Volt-Signal in einen digitalen Code, der "Null" darstellt, und führt ihn
der Steuerschaltung 59 zu. Die Steuerschaltung 59 verwendet
diesen Code als Angabe der Raumtemperatur (25 Grad Celsius). Deshalb
schal tet sie den ersten Schalter 64 ein, der dem Code "Null" zugeordnet ist, während die
anderen Schalter 65 und 66 in dem Aus-Zustand
belassen werden. Der selektierte Widerstand 61 und der
Kondensator 67 dienen jetzt als RC-Filter, das hohe Spektralanteile
eines gegebenen Eingangssignals über
seiner Grenzfrequenz zurückweist.
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Der
Zeitgeber 58 sendet ein Zeitlagensignal aus, wenn eine
vorbestimmte Zeit (z. B. 3 Minuten) seit der Energieeinschaltung
abgelaufen ist, wodurch bewirkt wird, daß die Steuerschaltung 59 einen
anderen Abtastwert der Ausgabe des A/D-Konverters 57 verwendet.
Diese Maßnahme
erfolgt aus folgendem Grund. Die Temperatur der Halbleitervorrichtung
von 2 steigt im Laufe der Zeit nach dem Einschalten der
Energie an. Dies beeinflußt
den Widerstandswert des Widerstandes 61, was zu einer Abweichung
der Grenzfrequenz des RC-Filters führt, das aus dem Widerstand 61 und
dem Kondensator 67 gebildet ist. Falls der Widerstand 61 ein
Silizidwiderstand ähnlich wie
die Abtastwiderstände
des Typs A 53 und 55 ist, nimmt sein Widerstandswert
mit der Temperatur zu, wie in 6 gezeigt,
mit der Bedeutung, daß die Grenzfrequenz
verringert wird, wenn die Temperatur ansteigt. Um solch eine Temperaturveränderung
zu detektieren, prüft
die Steuerschaltung 59 die Ausgabe des A/D-Konverters 57,
wenn der Zeitgeber 58 angibt, daß eine vorbestimmte Zeit seit
dem Einschalten der Energie abgelaufen ist. Falls eine Temperaturerhöhung beobachtet
wird, manipuliert die Steuerschaltung 59 die Schalter 64 bis 66 auf
geeignete Weise, so daß sich
die Grenzfrequenz des RC-Filters nicht verändert.
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8 zeigt
die Beziehung zwischen der Temperatur der vorgeschlagenen Halbleitervorrichtung
von 2 und der Abweichung ihrer Grenzfrequenz. Dieser
Graph zeigt drei abwärtige
Linien, die die Temperaturcharakteristiken der Grenzfrequenz darstellen.
Die mittlere Linie kennzeichnet den Fall, wenn der erste Widerstand 61 mit
dem Kondensator 67 verbunden ist. Die obere Linie kennzeichnet
den Fall, wenn der zweite Widerstand 62 mit dem Kondensator 67 verbunden
ist. Die untere Linie kennzeichnet den Fall, wenn der dritte Widerstand 63 mit dem
Kondensator 67 verbunden ist.
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Die
vorgeschlagene Schaltung von 2 kompensiert
Temperaturveränderungen
durch die kombinierte Verwendung jener drei Charakteristiken, wie
es durch die dicke Linie in 8 gekennzeichnet ist.
Das heißt,
der erste Widerstand 61 wird in dem mittleren Temperaturbereich
von 10 bis 40 Grad Celsius selektiert; der zweite Widerstand 62 wird
in dem hohen Temperaturbereich über
40 Grad Celsius selektiert; und der dritte widerstand 63 wird in
dem niedrigen Temperaturbereich unter 10 Grad Celsius selektiert.
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Bei
dem vorliegenden Beispiel wird angenommen, daß die gegenwärtige Temperatur
50 Grad beträgt.
In dieser Situation gibt die Brückenschaltung ungefähr 10 mV
aus, wie aus 7 hervorgeht. Die Steuerschaltung 59 erkennt
diese Spannung von dem Ausgang des A/D-Konverters 57 und
schaltet daher den zweiten Schalter 65 ein, während die
anderen Schalter im Aus-Zustand belassen werden. (Die Steuerschaltung 59 kann
eine Referenztabelle in ihrem internen ROM zum Bestimmen dessen
haben, welcher Schalter zu selektieren ist, wenn eine spezifische
Brückenspannung
gegeben ist.) Als Resultat der obigen Selektion bilden der zweite
Widerstand 62 und der Kondensator 67 ein RC-Filter
zum Herausfiltern der niedrigen Frequenzkomponenten eines gegebenen
Eingangssignals.
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Durch
die oben beschriebene erste Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann die Temperaturabhängigkeit
des RC-Filters reduziert werden, wobei die Abweichung seiner Grenzfrequenz
gesteuert wird, um ein Prozent ihres Nominalwertes nicht zu überschreiten,
solange die Vorrichtungstemperatur innerhalb des Bereiches zwischen –20 und
70 Grad Celsius liegt.
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Ein
anderes vorteilhaftes Merkmal der vorliegenden Ausführungsform
liegt darin, daß die
Abtastwiderstände 52 bis 56 dicht
bei den Widerständen 61 bis 63 angeordnet
sein können,
die Gegenstand der Temperaturkorrektur sind. Außer daß eine akkurate Messung möglich wird,
benötigt
die vorgeschlagene Vorrichtung keine chipexternen Bauelemente, wodurch
die effektive Nutzung des Plattenraums ermöglicht wird.
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Noch
ein anderes herausragendes Merkmal der vorliegenden Ausführungsform
ist die Verwendung einer Brückenschaltung,
die Widerstände
umfaßt,
die verschiedene Temperaturkoeffizienten haben. Diese Brückenschaltung
minimiert den Effekt von Zufuhrspannungsschwankungen, die einen
Fehler in die Temperaturmessung einschleppen könnten.
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Wie
bereits festgestellt, verwendet die Brückenschaltung in der ersten
Ausführungsform
einen Abtastwiderstand des Typs B 56, über den die Ausgangsspannung
abgetastet wird. Das Vorhandensein dieses Widerstandes 56 mindert
tatsächlich
den Effekt der nichtlinearen Charakteristik der Widerstände des
Typs B in der Brückenschaltung.
Genauer gesagt, die Brückenausgangsspannung
Vo würde durch
die folgende Gleichung gegeben sein, falls ein Widerstand des Typs
A anstelle des Abtastwiderstandes des Typs B 56 verwendet
würde. Vo = E·(Ra – Rb)/(3·Rb + Ra) ............(2)
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Diese
Gleichung (2) soll nun mit der vorherigen (1) verglichen werden.
Dann wird festgestellt, daß der
Nenner (3·Ra
+ Rb) auf der rechten Seite der Gleichung (1) bedeutet, daß Ra dominanter
als Rb ist, während
(3·Rb
+ Ra) der Gleichung (2) das Gegenteil angibt. Das heißt, die
Brückenausgabe
Vo wird durch die Charakteristiken der Abtastwiderstände des
Typs A beherrscht, die sich bei Temperaturveränderungen linear verhalten,
und dies erklärt,
warum die Brückenschaltung
eine gute Linearität
in 7 aufweist.
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Aus
der obigen Diskussion ist erkennbar, daß dann, wenn eine Brückenschaltung
aus einer Kombination von linearen Widerständen und nichtlinearen Widerständen gebildet
ist, die Verwendung eines nichtlinearen Abtastwiderstandes, um ihre
Ausgangsknoten zu verbinden, die Linearität der Brückenschaltung insgesamt verbessern
würde.
Die Struktur der nachfolgenden Steuerschaltung 59 kann durch
Linearisierung der Brückenschaltung
auf diese Weise vereinfacht werden.
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Unter
Bezugnahme als nächstes
auf 9 wird unten eine andere Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung erläutert.
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9 ist
ein Blockdiagramm einer Halbleitervorrichtung mit einer Temperaturkompensationsschaltung
gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Auf Grund der Ähnlichkeit zwischen 2 und 9 konzentriert
sich die folgende Erläuterung
auf die herausragenden Merkmale der zweiten Ausführungsform, während gleiche Bezugszeichen
gleichen Elementen zugeordnet sind. Tatsächlich unterscheidet sich die
zweite Ausführungsform
von der ersten Ausführungsform
darin, daß ein
Energiezufuhrverwalter 100 und Flipflops (FFs) 101 bis 103 hinzugekommen
sind (die anderen Elemente sind mit jenen identisch, die in 2 erläutert wurden).
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Der
Energiezufuhrverwalter 100 gestattet die Zufuhr der Operationsenergie
zu zwei Konstantspannungsquellen 50 und 51, dem
A/D-Konverter 57 und der Steuerschaltung 59, wenn
die Energie der Vorrichtung eingeschaltet wird oder wenn der Zeitgeber 58 angibt,
daß eine
vorbestimmte Zeit seit der Energieeinschaltung abgelaufen ist. Anderenfalls
stoppt er die Energiezufuhr.
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Die
Flipflops 101 bis 103 tasten die Steuerausgaben
der Steuerschaltung 59 zu gewissen besonderen Zeitlagen
ab und halten sie zur Verwendung durch die Schalter 64 bis 66.
Da ihnen immer Energie zugeführt
wird, können
diese Flipflops 101 bis 103 den Zustand der Schalter 64 bis 66 auch dann
beibehalten, wenn die Steuerschaltung 59 nicht erregt wird.
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Die
zweite Ausführungsform
arbeitet wie folgt. Wenn eine Energiezufuhr auf die Halbleitervorrichtung
von 9 angewendet wird, wird der Energiezufuhrverwalter 100 aktiv
und beginnt mit der Energiezufuhr zu den ersten und zweiten Konstantspannungsquellen 50 und 51,
dem A/D-Konverter 57 und der Steuerschaltung 59.
Die Brückenschaltung gibt
ein Spannungssignal an den A/D-Konverter 57 aus, das eine
Temperaturveränderung
an den betreffenden Widerständen 61 bis 63 angibt.
Der A/D-Konverter 57 konvertiert dieses Signal in einen
digitalen Code und führt
ihn der Steuerschaltung 59 zu.
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Unter
Berücksichtigung
der gegenwärtigen Temperatur,
die gemäß der Ausgabe
des A/D-Konverters 57 identifiziert wird, bestimmt die
Steuerschaltung 59, welcher Schalter eingeschaltet wird. Zum
Beispiel wird angenommen, daß die
Steuerschaltung das Steuersignal am weitesten links aufge prägt hat,
um den ersten Schalter 64 zu aktivieren. Dies bedeutet,
daß die
Ausgabe des Flipflops 101 den H-Zustand erreicht, während die
anderen Flipflops 102 und 103 in dem L-Zustand
bleiben. Die Flipflops 101 bis 103 halten solche
Ausgaben der Steuerschaltung 59 zur Verwendung durch die
Schalter 64 bis 66. Der erste Widerstand 61,
der durch den aktivierten Schalter 64 selektiert wird,
wird nun mit dem Kondensator 67 kombiniert, wodurch sie
als RC-Filter fungieren, das Spektralanteile über seiner Grenzfrequenz aus
dem gegebenen Eingangssignal zurückweist.
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Wenn
eine gewisse Zeit seit der Energieeinschaltung (oder seit der letzten
Ausgabe von Steuersignalen von der Steuerschaltung 59)
abgelaufen ist, erkennt dies der Energiezufuhrverwalter 100 gemäß dem Zeitgeber 58 und
unterbricht er die Energiezufuhr. Die zwei Konstantspannungsquellen 50 und 51, der
A/D-Konverter 57 und die Steuerschaltung 59 werden
dementsprechend abgeschaltet.
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Wenn
eine andere vorbestimmte Zeit (z. B. drei Minuten) seit der obigen
Energieunterbrechung abgelaufen ist, erkennt dies der Energiezufuhrverwalter 100 aus
dem Zeitgeber 58 und startet die Energiezufuhr erneut.
Die zwei Konstantspannungsquellen 50 und 51, der
A/D-Konverter 57 und die Steuerschaltung 59 werden
wieder erregt und beginnen damit, den Ein/Aus-Zustand von jedem
Schalter 64 bis 66 auf dieselbe Weise, wie zuvor
beschrieben, zu aktualisieren. Auf diese Weise bleibt die Grenzfrequenz
des RC-Filters innerhalb eines vorgeschriebenen Bereiches, auch
wenn die Temperatur ansteigt. Obwohl der Energiezufuhrverwalter 100 die
Zufuhr der Energie wieder stoppen kann, wird der letzte Zustand
der Schalter 64 bis 66 in den Flipflops 101 bis 103 gehalten,
denen immer Energie zugeführt
wird.
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Wie
aus der obigen Erläuterung
hervorgeht, kann durch die zweite Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung Energie eingespart werden, indem der größte Teil
der Temperaturkompensationsschaltung nur dann erregt wird, wenn
es tatsächlich
erforderlich ist. Die Energie wird sonst lediglich durch die Flipflops 101 bis 103 verbraucht,
um den gegenwärtigen
Zustand der Schalter 64 bis 66 beizubehalten.
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In
den zwei Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung verwendet die Brückenschaltung einen Abtastwiderstand
des Typs B 56 an ihrem Ausgangsknoten, um die Linearität zu verbessern.
Es ist jedoch nicht unbedingt erforderlich, daß der Abtastwiderstand des
Typs B 56 eine lineare Temperaturcharakteristik hat.
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Während das
gezeigte RC-Filter eine Vielzahl von Widerständen zum Zwecke der Grenzfrequenzsteuerung
vorsieht, ist es auch möglich,
ein ähnliches
Filter mit einer Vielzahl von Kondensatoren anstelle der Widerstände zu bilden.
Falls dies der Fall ist, würde
die Steuerschaltung einen besonderen Kondensator selektieren, indem
je nach Ausgabe des A/D-Konverters
der ihm zugeordnete Schalter eingeschaltet wird.
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Als
andere Möglichkeit
zum Steuern des RC-Filters können
zwei oder mehr Widerstände 61 bis 63 auf
einmal selektiert werden. Auch wenn eine kleine Anzahl von Widerständen verfügbar ist,
kann eine Vielfalt von Widerstandswerten durch das Kombinieren von
zwei oder mehr Widerständen,
je nach Bedarf, realisiert werden.
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Während bei
beiden Ausführungsformen
ein RC-Filter als Objekt, das der Kompensation bedarf, angenommen
worden ist, sollen andere Ausführungsformen
der Erfindung nicht auf diese spezifische Anwendung begrenzt werden.
Die vorliegende Erfindung kann vielmehr auf beliebige Arten von
temperaturempfindlichen elektronischen Schaltungen angewendet werden.
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In
den oben beschriebenen Ausführungsformen
wird eine Brückenschaltung,
die auf einer Halbleitervorrichtung implementiert wird, zum Steuern von
anderen Schaltungen auf demselben Chip verwendet. Die Ausgabe von
solch einer Brückenschaltung
kann auch durch gewisse andere Vorrichtungen oder Schaltungen außerhalb
der vorgeschlagenen Vorrichtung verwendet werden. Zu diesem Zweck kann
die Vorrichtung eine Schnittstelle und Anschlüsse haben, über die die Brückensignale
ausgesendet werden.
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Die
in den obigen Ausführungsformen
beschriebene Brückenschaltung
umfaßt
Widerstandselemente. Andere Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung sollten jedoch nicht auf diesen spezifischen
Typ von Elementen begrenzt werden, sondern sie können auch mit anderen Typen
von Elementen implementiert werden.
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Die
obige Diskussion wird wie folgt zusammengefaßt. Gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung hat die vorgeschlagene Halbleitervorrichtung
die folgenden Elemente. Eine Verarbeitungsschaltung führt eine
vorbestimmte Funktion aus. Eine Brückenschaltung ist in der Nähe der Verarbeitungsschaltung
angeordnet, die erste bis vierte Halbleiterbauelemente umfaßt, wobei
die zweiten und dritten Halbleiterbauelemente Temperaturkoeffizienten
haben, die sich von den ersten und vierten Halbleiterbauelementen
unterscheiden. Ein Temperaturveränderungsdetektor
detektiert Temperaturveränderungen
durch das Beobachten einer Veränderung
einer Spannungsdifferenz zwischen ersten und zweiten Knoten der
Brückenschaltung.
Ein Temperaturkorrigierer wandelt dann einen Schaltungsparameter
der Verarbeitungs schaltung ab, um die Temperaturveränderung
zu kompensieren, die durch den Temperaturveränderungsdetektor detektiert
wurde. Diese strukturelle Anordnung macht es möglich, die Temperatur einer
temperaturempfindlichen Verarbeitungsschaltung akkurater zu detektieren,
ohne einen Extramontageraum zu erfordern, und auch die Charakteristiken
der Verarbeitungsschaltung gemäß den detektierten
werten zu korrigieren.