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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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1. GEBIET DER ERFINDUNG:
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Leistungsversorgungssphalung,
die zur Unterdrückung
der Erzeugung von Leistungsversorgungsrauschen und von Schwankungen
in einer Leistungsversorgungsspannung geeignet ist, indem von Lastschwankungen
der Schaltung verursachte Stromschwankungen kompensiert werden,
und auf eine HF-Transponder-IC-Karte, die eine solche Leistungsversorgungsschalung
verwendet.
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2. BESCHREIBUNG DES VERWANDTEN
GEBIETS:
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Im
Allgemeinen wird eine elektronische Schaltung, etwa eine analoge
Schaltung oder eine digitale Schaltung, betrieben, indem eine Leistungsversorgungsschaltung
daran angelegt wird. Schwankungen in einem durch die Schaltung fließenden Strom hängen von
der Art der Schaltung ab. Insbesondere treten große Stromschwankungen
in einer digitalen Schaltung, etwa einer CPU, einer Logikschaltung oder
einem Speicher auf. Solche Stromschwankungen führen zur Erzeugung von Leistungsversorgungsrauschen
oder Schwankungen in einer Leistungsversorgungsspannung. Der Mechanismus
der Erzeugung von Leistungsversorgungsrauschen wird im Folgenden
beschrieben.
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11 ist ein Schaltbild, das eine Struktur
einer herkömmlichen
integrierten Halbleiterschaltung 3 veranschaulicht. Die
integrierte Halbleiterschaltung 3 umfasst eine digitale
Schaltung 300 und eine analoge Schaltung 310.
Die digitale Schaltung 300 umfasst eine CPU 301 und
einen Speicher 302. Die integrierte Halbleiterschaltung 3 wird über eine
Induktivität
L1 von außen
mit einer Leistungsversorgungsspannung VDD versorgt. Die Induktivität L1 ist
eine parasitäre Induktivität, die in
einer Leiterbahnleitung oder in einem Kontaktierungsdraht auftritt
und hat einen Wert von beispielsweise einigen Nanofarad. In diesem
Fall ist VDD1 eine interne Leistungsversorgungsspannung der integrierten
Halbleiterschaltung 3 (des Chips).
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Falls
ein durch die integrierte Halbleiterschaltung 3 (die digitale
Schaltung 300 und die analoge Schaltung 310) fließender Strom
I1 wie in 12B veranschaulicht variiert,
schwankt die interne Leistungsversorgungsspannung VDD1 der integrierten
Halbleiterschaltung 3 (des Chips) wie in 12A veranschaulicht gleichzeitig mit dem variierenden
Strom I1.
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Ein
auf diese Weise erzeugtes Leistungsversorgungsrauschen beeinflusst
den Schaltungsbetrieb der analogen Schaltung 310 nachhaltig.
Zum Beispiel variiert, falls die analoge Schaltung 310 ein Komparator
mit Hystereseeigenschaft ist, ein Vergleichswert aufgrund von Schwankungen
in der Leistungsversorgungsspannung VDD1, so dass eine Störung in
der analogen Schaltung 310 verursacht werden kann. Falls
die analoge Schaltung 310 ein Verstärker ist, entsteht ein Problem,
dass eine Leistungsversorgungsschwankungskomponente zu der Leistungsversorgungsspannung
VDD1 addiert wird und sich die Qualität einer Signalausgabe von dem
Verstärker
verschlechtert. Bestimmte Beispiele einer Störung und einer Eigenschaftsverschlechterung
einer analogen Schaltung werden im Folgenden gegeben.
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13 ist
eine graphische Darstellung, die die Eingangs/Ausgangs-Charakteristiken
eines Komparators mit Hystereseeigenschaft veranschaulicht. Im Allgemeinen
ist ein Komparator in einem HOCH-Zustand, wenn eine Eingangsspannung
höher als
eine Referenzspannung ist, während
der Komparator in einem NIEDRIG-Zustand ist, wenn die Eingangsspannung
niedriger als die Referenzspannung ist. Im Gegensatz dazu ist in
einem Komparator mit Hystereseeigenschaft, wie in 13 veranschaulicht
ist, ein Ausgangssignal Vout in einem HOCH-Zustand, wenn eine Eingangsspannung
(ein Eingangssignal Vin) gleich einer oder größer als eine Spannung VH ist,
die höher
als eine durch eine Offsetspannung gegebene Referenzspannung Vref1
ist, während
das Ausgangssignal Vout in einem NIEDRIG-Zustand ist, wenn die Eingangsspannung
(das Eingangssignal Vin) gleich einer oder niedriger als eine Spannung
VL ist, die niedriger als die durch die Offsetspannung gegebene
Referenzspannung Vref1 ist. Falls ein Ausgang des Komparators mit
Hystereseeigenschaft in dem HOCH-Zustand ist und eine Spannungseingabe
in den Komparator gleich der Referenzspannung Vref1 ist, ändert sich,
wenn die Eingangsspannung wegen der Erzeugung von Versorgungsleistungsrauschen
reduziert wird, so dass sie gleich der oder niedriger als die Spannung
VL ist, der Ausgang des Komparators von dem HOCH-Zustand zu dem
NIEDRIG-Zustand, wobei ein Wert der Ausgabe nicht zu dem vorherigen
Wert (HOCH-Zustand) zurückspringt.
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Um
ein derartiges Problem zu lösen,
wird in der integrierten Halbleiterschaltung 3 üblicherweise ein
Verfahren angewendet, das getrennte Leistungsversorgungen für eine analoge
Schaltung und eine digitale Schaltung verwendet oder einen kapazitiven Abschnitt
vorsieht, der eine große
Kapazität
zwischen der Leistungsversorgungsspannungsspannung VDD1 und einer
Masse VSS hat, um Schwankungen in einer Leistungsversorgungsspannung
zu unterdrücken.
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Jedoch
führen
die zuvor beschriebenen Verfahren zu einer Erhöhung der Anzahl von Anschlussstiften
(Anschlüssen)
der integrierten Halbleiterschaltung 3 (des Chips) oder
zu einer Vergrößerung der Fläche des
in der integrierten Halbleiterschaltung 3 (in dem Chip)
vorgesehenen kapazitiven Abschnitts. Vorzugsweise ist ein Kapazitätswert gleich
oder höher
als 1 μF,
wobei aber ein Kapazitätswert,
der in der integrierten Halbleiterschaltung 3 (in dem Chip)
vorgesehen werden kann, meistens etwa 1 μF ist, falls ein Standard-CMOS-Verfahren
eingesetzt wird, was nicht sehr wirkungsvoll für große Lastschwankungen der integrierten
Halbleiterschaltung 3 (des Chips) ist.
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EP 0 899 643 A1 offenbart
einen linearen Spannungsregulierer mit niedrigem Verbrauch, der einen
zum Empfangen einer Versorgungsspannung ausgelegten Eingangsanschluss
besitzt, einen zum Liefern einer regulierten Ausgangsspannung ausgelegten
Ausgangsanschluss besitzt und dafür einen Leistungstransistor
und eine Treiberschaltung umfasst; die Treiberschaltung umfasst
grundsätzlich
einen Operationsverstärker
mit einer Differenzeingangsstufe, die mit einem Vorspannungsstrom
vorgespannt ist, der sich proportional zu dem Ausgangsstrom des
Regulierers verändert.
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US
5.365.161 offenbart eine stabilisierte Spannungsversorgung, die
ein Halbleitersubstrat und einen auf dem Halbleitersubstrat gebildeten
Ausgangstransistor hat, und die auf eine Leistungsspannung reagiert.
Wenn die Leistungsspannung auf einen Pegel gleich oder kleiner einem
vorgegebenen Pegel sinkt, wird der Ausgangstransistor gesättigt. Zu dieser
Zeit wird das Halbleitersubstrat erwärmt.
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Die
stabilisierte Spannungsversorgung hat auch einen ohmschen Spannungsteilungswiderstand,
um den Ausgangsstrom des Ausgangstransistors in eine stabilisierte
Ausgangsspannung umzuwandeln, die wiederum geteilt wird, um eine
Rückkopplungsspannung
zu bilden. Die stabilisierte Spannungsversorgung hat ferner einen
Differenzverstärker,
um eine Differenzspannung zwischen der Rückkopplungsspannung und einer
vorgegebenen Referenzspannung zu verstärken, wobei die Differenzspannung
dann an die Steuerelektrode des Ausgangstransistors angelegt wird.
Die Steuerelektrode des Ausgangstransistors empfängt einen Strom, der dem daran
angelegten Strom entspricht. Die stabilisierte Spannungsversorgung
hat ferner eine Spannungserfassungsschaltung, um zu erfassen, wenn die
Leistungsspannung auf einen gleichen Pegel wie oder niedrigeren
Pegel als der vorgegebene Pegel absinkt, und eine Stromrückkopplungsschaltung,
um den Ausgangsstrom des Ausgangstransistors zu teilen und um einen
Strom zu subtrahieren, der dem geteilten Strom von dem Strom bei
der Steuerelektrode des Ausgangstransistors entspricht, wenn die
Leistungsspannung auf einen gleichen Pegel wie oder niedrigeren
Pegel als ein vorgegebener Pegel absinkt.
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EP 0 994 401 A2 offenbart
eine Leistungsversorgungsvorrichtung mit Gleichstromstabilisierung,
die einen ohmschen Stromerfassungswiderstand, etwa einen Metallwiderstand,
hat, der in Reihe mit einem Leistungstransistor ausgebildet ist,
wobei eine Überstromschutzschaltung
als Reaktion auf eine Ausgangsspannung des Stromerfassungswiderstandes
einen Überstromunterdrückungsbetrieb
mit hoher Genauigkeit ausführt,
ohne von einer Unregelmäßigkeit
eines Strommultiplikationsfaktors usw. beeinflusst zu sein.
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GB
2 333 495 A offenbart eine berührungslose
Chipkarte, die eine induktive Leistungsversorgung mit einem Lastwiderstand
hat.
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US
5.825.214 offenbart eine integrierte Schaltung mit einer Diodencharakteristik.
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Die
Patent Abstracts of Japan Bd. 1998, Nr. 12, 31. Oktober 1998 (1998-10-31),
und
JP 10 201 088 A offenbaren
eine Konstantspannungs-Leistungsversorgungsschaltung,
bei der eine von einer Bandlücken-Referenzspannungserzeugungsschaltung
erzeugte Referenzspannung einem Pegel unterworfen ist, der durch
eine Pegelverschiebungsschaltung verschoben und durch eine ohmsche
Widerstands-Spannungsteilungsschaltung geteilt wird, bevor sie zu
einer Ausgangsschaltung geliefert wird, die eine einen Ausgangsstrom
erzeugende invertierte Darlington-Schaltung umfasst.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Eine
Leistungsversorgungsschaltung der vorliegenden Erfindung ist in
Anspruch 1 definiert.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur wird die Stromerfassungsschaltung verwendet,
um den Strom zu überwachen,
der durch den zweiten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt fließt, um Stromschwankungen
zu erfassen, die durch Lastschwankungen einer digitalen Schaltung
usw. verursacht sind, wobei die Leistungsversorgungskompensationsschaltung
zur Kompensation von Stromschwankungen verwendet wird, um so die
Erzeugung von Leistungsversorgungsrauschen und Schwankungen in einer
Leistungsversorgungsspannung zu unterdrücken, so dass damit eine Hochleistungs-Leistungsversorgungsschaltung
verwirklicht wird, die niedrigeres Rauschen erzeugt und eine Störung einer
Schaltung (z. B. einer analogen Schaltung), die dazu neigt, nachteilig
von der Erzeugung von Leistungsversorgungsrauschen und Schwankungen
in einer Leistungsversorgungsspannung oder von einer Verschlechterung
der Qualität
einer Signalausgabe von einer Schaltung (z. B. eine analoge Schaltung)
beeinflusst zu sein, unterdrücken kann.
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Die
Stromerfassungsschaltung umfasst einen linearen Regulierer, der
einen Operationsverstärker
mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss
enthält,
einen Transistor sowie einen ersten und einen zweiten Widerstand,
wobei der Transistor mit einer Source mit dem ersten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt
verbunden ist, mit einem Gate mit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers verbunden
ist und mit einem Drain mit dem zweiten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt
verbunden ist, wobei der ersten und der zweite ohmschen Widerstand
zwischen dem zweiten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt und
Masse in Reihe geschaltet ist und ein Kontaktpunkt zwischen dem
ersten und dem zweiten ohmschen Widerstand mit dem nicht invertierenden
Eingangsanschluss des Operationsverstärkers verbunden ist, und wobei
der nicht invertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers mit
einem Referenzspannungsabschnitt verbunden ist und der Operationsverstärkerausgangsanschluss
als der Überwachungsanschluss
dient.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es unter Verwendung des
linearen Regulierers möglich,
wie es in dem folgenden Beispiel 1 beschrieben ist, Stromschwankungen
zu überwachen,
die durch Lastschwankungen einer digitalen Schaltung usw. verursacht
werden.
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Die
Stromerfassungsschaltung umfasst einen dritten ohmschen Widerstand,
der zwischen dem ersten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt und
dem zweiten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt geschaltet ist,
und einen Überwachungsanschluss
auf Seiten des zweiten Leistungsversorgungsspannungsabschnitts.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es unter Verwendung der
Stromerfassungsschaltung möglich,
wie in dem folgenden Beispiel 2 beschrieben wird, durch Lastschwankungen
einer digitalen Schaltung usw. verursachte Stromschwankungen zu überwachen.
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Die
Stromkompensationsschaltung umfasst: eine Subtraktionsschaltung,
um einen Differenzstrom zwischen einem vorgeschriebenen Strom und
einem durch den Überwachungsanschluss
gesteuerten Strom zu erzeugen; und eine Stromschaltung, die veranlasst,
dass ein zu dem Differenzstrom proportionaler Kompensationsstrom
von dem ersten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt zur Masse
fließt.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es unter Verwendung der Leistungsversorgungskompensationsschaltung möglich, wie
es in dem folgenden Beispiel 1 beschrieben ist, Stromschwankungen
einer digitalen Schaltung usw. zu kompensieren.
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Die
Stromkompensationsschaltung umfasst: eine Referenzspannungserzeugungsschaltung,
um eine Referenzspannung zu erzeugen; eine Differenzverstärkerschaltung,
um einen Strom zu erzeugen, der der Summe aus einem vorgeschriebenen
Strom und einem Differenzstrom entspricht, wobei der Differenzstrom
zu einem Wert einer Differenzspannung proportional ist, die eine
Differenz zwischen der Referenzspannung und einer Spannung an dem Überwachungsanschluss
repräsentiert;
und eine Stromschaltung, die veranlasst, dass ein zu der Summe aus
dem vorgeschriebenen Strom und dem Differenzstrom proportionaler
Kompensationsstrom von dem ersten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt
zur Masse fließt.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es unter Verwendung der Leistungsversorgungskompensationsschaltung möglich, wie
es in dem folgenden Beispiel 2 beschrieben ist, Stromschwankungen
einer digitalen Schaltung usw. zu kompensieren.
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Der
erste Leistungsversorgungsspannungsabschnitt ist an eine analoge
Schaltung angeschlossen.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es möglich, eine Störung einer analogen
Schaltung zu unterdrücken,
die dazu neigt, nachteilig von Schwankungen in einer Leistungsversorgungsspannung
oder von einer Verschlechterung der Qualität der Signalausgabe von einer
Schaltung beeinflusst zu sein.
-
Der
zweite Leistungsversorgungsspannungsabschnitt ist an eine digitale
Schaltung angeschlossen.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es möglich, Stromschwankungen zu
erfassen, die durch Lastschwankungen einer digitalen Schaltung usw.,
in der große
Stromschwankungen auftreten, verursacht werden.
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Die
Stromschaltung erzeugt den Kompensationsstrom, der über den
vierten ohmschen Widerstand zur Masse fließt.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es möglich, die Erzeugung von Leistungsversorgungsrauschen
zu unterdrücken,
indem Schwankungen in einem Strom, der durch den zweiten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt fließt, kompensiert
werden. Die Summe aus dem Kompensationsstrom und dem Strom, der
durch den zweiten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt fließt, ist
möglicherweise
nicht konstant. In diesem Fall kann ein erzeugtes Leistungsversorgungsrauschen
verringert werden, indem Stromschwankungen teilweise kompensiert
werden.
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Die
Summe aus einem von dem ersten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt
zu dem zweiten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt fließenden Strom
und dem von dem ersten Leistungsversorgungsspannungsabschnitt zur
Masse fließenden
Kompensationsstrom ist konstant.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es möglich zu unterdrücken, dass ein
Strom, der aufgrund einer Abweichung in den Elementeigenschaften
usw. eines Transistors in der Stromschaltung zu fließen veranlasst
wird, unnötig durch
eine Stromschaltung fließt.
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Eine
HF-Transponder-IC-Karte der vorliegenden Erfindung ist in Anspruch
11 definiert.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es möglich, eine Störung einer analogen
Schaltung usw., die durch Lastschwankungen in einer digitalen Schaltung
usw. verursacht wird, oder die Verschlechterung der Qualität der Signalausgabe
von der analogen Schaltung zu unterdrücken und dabei eine Hochleistungs-HF-Transponder-IC-Karte
zu verwirklichen.
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Die
analoge Schaltung umfasst eine Demodulatorschaltung.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es möglich, wie in dem folgenden Beispiel
3 beschrieben ist, eine Hochleistungs-HF-Transponder-IC-Karte zu verwirklichen.
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Die
integrierte Halbleiterschaltung umfasst ferner eine Modulatorschaltung,
die parallel zu dem Abstimmkapazitätsabschnitt an einen Eingang
der Gleichrichterschaltung angeschlossen ist.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es möglich, wie in dem folgenden Beispiel
4 beschrieben ist, eine Hochleistungs-HF-Transponder-IC-Karte mit einer
Modulatorschaltung zu verwirklichen.
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Die
Modulatorschaltung moduliert unter Verwendung eines Modulationssignals
eine Schaltungsimpedanz.
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In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es möglich, wie in dem folgenden Beispiel
4 beschrieben ist, eine Hochleistungs-HF-Transponder-IC-Karte mit einem
Vollwellengleichrichter zu verwirklichen.
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Die
Gleichrichterschaltung ist eine Vollwellengleichrichterschaltung.
-
In Übereinstimmung
mit der zuvor beschriebenen Struktur ist es möglich, wie in dem folgenden Beispiel
4 beschrieben ist, eine Hochleistungs-HF-Transponder-IC-Karte mit einem
Vollwellengleichrichter zu verwirklichen. Ein Halbwellengleichrichter
kann ebenfalls als der Gleichrichter verwendet werden. In einem
solchen Fall ist es möglich, eine
Hochleistungs-HF-Transponder-IC-Karte
mit einem Halbwellengleichrichter zu verwirklichen.
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Folglich
ermöglicht
die hier beschriebene Erfindung die Vorteile der Schaffung: eine
Hochleistungs-Leistungsversorgungsschalung und eine Hochleistungs-HF-Transponder-IC-Karte,
die die Erzeugung von Leistungsversorgungsrauschen und Schwankungen
in einer Leistungsversorgungsspannung unterdrücken können, indem die durch Lastschwankungen
einer digitalen Schaltung oder ähnlichem
veranlassten Stromschwankungen kompensiert werden, und die die Störung einer
Schaltung (z. B. einer analogen Schaltung) unterdrücken kann,
die dazu neigt, nachteilig von der Erzeugung von Leistungsversorgungsrauschen
und Schwankungen in einer Leistungsversorgungsspannung oder von
einer Verschlechterung der Qualität einer Signalausgabe von einer
Schaltung (z. B. einer analogen Schaltung) beeinflusst zu sein.
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Diese
und weitere Vorteile der vorliegenden Erfindung werden für den Fachmann
auf dem Gebiet offensichtlich, wenn er die folgende ausführliche
Beschreibung mit Hilfe der beigefügten Figuren liest und versteht.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNG
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1 ist
ein Schaltbild, das eine Struktur einer Leistungsversorgungsschaltung
in Übereinstimmung
mit Beispiel 1 der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
-
2 ist
ein Schaltbild, das eine Struktur einer Leistungsversorgungsschaltung
in Übereinstimmung
mit Beispiel 2 der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
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3 ist
ein Schaltbild, das eine beispielhafte Struktur einer Leistungsversorgungsschaltung
in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
-
4 ist
ein Schaltbild, das eine Struktur einer weiteren Leistungsversorgungsschaltung
in Übereinstimmung
mit den Beispielen 1 und 2 der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
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5 ist
ein Schaltbild, das eine Struktur einer HF-Transponder-IC-Karte
in Übereinstimmung mit
Beispiel 3 der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
-
6 ist
ein Schaltbild, das eine Struktur einer Gleichrichterschaltung in
der HF-Transponder-IC-Karte
in Übereinstimmung
mit Beispiel 3 der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
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7 ist
eine graphische Darstellung, die eine Signalform einer Leistungsversorgungsspannung
AVDD veranschaulicht, nachdem ein amplitudenmoduliertes Signal in
Beispiel 3 gleichgerichtet wurde.
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8A ist
eine graphische Darstellung, die eine Signalform eines Verbrauchsstroms
einer digitalen Schaltung in Beispiel 3 veranschaulicht.
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8B ist
eine graphische Darstellung, die jeweils Signalformen der Leistungsversorgungsspannung
AVDD in Beispiel 3 bezüglich
der HF-Transponder-IC-Karte
mit einer Leistungsversorgungsschaltung und bezüglich der HF-Transponder-IC-Karte ohne
eine Leistungsversorgungsschaltung veranschaulicht.
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8C ist
eine graphische Darstellung, die jeweils Signalformen eines demodulierten
Signals in Beispiel 3 bezüglich
der HF-Transponder-IC-Karte mit einer Leistungsversorgungsschaltung
und bezüglich
der HF-Transponder-IC-Karte ohne eine Leistungsversorgungsschaltung
veranschaulicht.
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9 ist
ein Schaltbild, das eine Struktur einer HF-Transponder-IC-Karte
in Übereinstimmung mit
Beispiel 4 der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
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10A ist eine graphische Darstellung, die jeweils
Signalformen einer Impedanz einer Spule L2 bezüglich der HF-Transponder-IC-Karte
mit einer Leistungsversorgungsschaltung und bezüglich der HF-Transponder-IC-Karte
ohne eine Leistungsversorgungsschaltung in Beispiel 4 veranschaulicht.
-
10B ist eine graphische Darstellung, die eine
Signalform eines modulierten Signals in Beispiel 4 veranschaulicht.
-
10C ist eine graphische Darstellung, die eine
Signalform eines Verbrauchsstroms einer digitalen Schaltung in Beispiel
4 veranschaulicht.
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11 ist ein Schaltbild, das eine Struktur
einer herkömmlichen
integrierten Halbleiterschaltung veranschaulicht.
-
12A ist eine graphische Darstellung, die eine
Signalform eines durch eine herkömmliche
integrierte Halbleiterschaltung fließenden Stroms I1 veranschaulicht.
-
12B ist eine graphische Darstellung, die eine
Signalform einer an eine herkömmliche
integrierte Halbleiterschaltung angelegten Leistungsversorgungsspannung
VDD1 veranschaulicht.
-
13 ist
eine graphische Darstellung, die eine Eingangs/Ausgangs-Charakteristik eines
Komparators mit Hystereseeigenschaft veranschaulicht.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
-
Nachstehend
werden hier mit Hilfe der beigefügten
Zeichnung Beispiele der vor liegenden Erfindung gegeben. In der im
Folgenden beschriebenen Zeichnung werden Komponenten, die ähnlich den zuvor
beschriebenen herkömmlichen
Komponenten sind, mit den gleichen Referenznummern bezeichnet und
deswegen ihre ausführliche
Erläuterung
weggelassen.
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(Beispiel 1)
-
1 ist
ein Schaltbild, das eine Struktur einer Leistungsversorgungsschaltung 1 in Übereinstimmung
mit Beispiel 1 der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Die Leistungsversorgungsschaltung 1 umfasst
eine Stromerfassungsschaltung 500 und eine Stromkompensationsschaltung 400.
Eine digitale Schaltung 300 wird mit einer digitalen Leistungsversorgungsspannung
DVDD als eine Leistungsversorgungsspannung versorgt und eine analoge
Schaltung 310 wird mit einer analogen Leistungsversorgungsspannung
AVDD als eine Leistungsversorgungsspannung versorgt.
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Die
Stromerfassungsschaltung 500 umfasst einen linearen Regulierer 200 als
eine Hauptkomponente. Der lineare Regulierer 200 umfasst
die ohmschen Widerstände
R1 und R2, einen Operationsverstärker 210 und
einen pMOS-Transistor
M1. Der Transistor M1 hat eine an einen analogen Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt
angeschlossene Source, ein an einen Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 210 angeschlossenes
Gate und einen an einen digitalen Leistungsversorgungsspannungs-DVDD-Abschnitt angeschlossenen
Drain. Der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 210 ist ein Überwachungsanschluss
T1 (an den eine Überwachungsspannung
Va angelegt ist) zum Überwachen
eines Stroms, der durch den digitalen Leistungsversorgungsspannungs-DVDD-Abschnitt
fließt
(d. h. eines Stroms, der durch die digitale Schaltung 300 fließt). Der
ohmsche Widerstand R1 ist mit dem digitalen Leistungsversorgungsspannungs-DVDD-Abschnitt und mit
einem nicht invertierenden Eingangsanschluss T2 des Operationsverstärkers 210 verbunden.
Der ohmsche Widerstand R2 ist mit einer Masse VSS und mit dem nicht
invertierenden Eingangsanschluss T2 des Operationsverstärkers 210 verbunden.
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Die
Stromkompensationsschaltung 400 umfasst eine Subtraktionsschaltung 410 und
eine Stromschaltung 420. Die Subtraktionsschaltung 410 umfasst
eine vor geschriebene Stromquelle Ic, einen Transistor M2 und einen
Transistor M3. Die Stromquelle Ic ist mit der Masse VSS, einem Drain
des Transistors M2 und einem Drain eines Transistors M3 verbunden.
Jeder der Transistoren M2 und M3 hat eine Source, die an den analogen
Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt angeschlossen ist. Der Transistor
M2 hat ein Gate, das an den Überwachungsanschluss
T1 (an den eine Überwachungsspannung
Va angelegt ist) des linearen Regulierers 200 angeschlossen
ist. Der Transistor M3 hat ein Gate, das mit seinem Drain verbunden
ist, um einen Steuerspannungs-Vc-Abschnitt
für die
Stromschaltung 420 zu bilden. Die Stromschaltung 420 umfasst den
Transistor M4. Der Transistor M4 hat eine Source, die an den analogen
Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt angeschlossen ist,
einen Drain, der an die Masse VSS angeschlossen ist, und das Gate,
das an den Steuerspannungs-Vc-Abschnitt angeschlossen ist.
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Falls
ein nicht invertierender Eingangsanschluss T3 des Operationsverstärkers 210 von
außen
mit einer Referenzspannung Vref2 versorgt wird, wird die digitale
Leistungsversorgungsspannung DVDD repräsentiert durch: DVDD = Vref · (R1 +
R2)/R2 (1).
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Wenn
ein durch die ohmschen Widerstände R1
und R2 fließender
Strom so eingestellt wird, dass er viel niedriger als ein Strom
I1 (ein Strom, der zu der digitalen Schaltung 300 fließt) ist,
werden die jeweils durch die Transistoren M2, M3 und M4 fließenden Ströme I2, I3
und I4 in diesem Fall repräsentiert durch: I2 = n · I1 (2) I3 = Ic – n· I1 (3) und I4=m· (Ic – n · I1) (4).
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In
der Subtraktionsschaltung 410 wird der Differenzstrom I3
zwischen dem vorgeschriebenen Storm Ic und dem von dem Überwachungsanschluss T1
(an den eine Überwachungsspannung
Va angelegt wird) gesteuerten Strom I2 erzeugt. In der Stromschaltung 420 fließt der zu
dem Differenzstrom I3 proportionale Strom I4 als ein Kompensationsstrom von
dem analogen Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt zur Masse
VSS. In den zuvor beschriebenen Ausdrücken ist n ein Größenverhältnis des
Transistors M1 zu dem Transistor M2 und m ein Größenverhältnis des Transistors M3 zu
dem Transistor M4. I1 ist ein durch den Transistor M1 fließender Strom.
Zum Beispiel werden, wenn die Gate-Breiten der Transistoren M1,
M2, M3 und M4 jeweils die Breiten W1, W2, W3 und W4 sind und die Gate-Längen der
Transistoren M1, M2, M3 und M4 jeweils die Längen L1, L2, L3 und L4 sind,
n und m repräsentiert
durch: n = (W2 · L1) /
(L2 · W1) (5) und m = (W4 · L3) / (L4 · W3) (6).
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In
dem Ausdruck (4) wird, wenn die folgenden Ausdrücke: Ic
= n · I0
und m = 1/ngegeben sind, der durch den
Transistor M4 fließende Strom
I4 repräsentiert
durch: I4=I0 – I1.
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In
diesem Fall ist, wenn der zu der digitalen Schaltung 300 fließende Strom
I1 um einen Wert Δ I1 auf
I1 + Δ I1
erhöht
wird, I4 gleich I0 – I1 – Δ I1, so dass
durch die Stromschaltung 420 ein Strom fließt, der
Schwankungen in dem zu der digitalen Schaltung 300 fließenden Strom
I1 kompensiert. In 1 hat ein Strom, der von dem
analogen Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt zu der analogen Schaltung 310 fließt, einen
Wert der Summe (I0 + Ic) des zu der digitalen Schaltung 300 fließenden Stroms I1,
wobei der Strom Ic durch die Subtraktionsschaltung 410 fließt und der
Strom (I0 – I1)
durch die Stromkompensationsschaltung 420 fließt. Folglich sind
außer
dem zu der analogen Schaltung 310 fließenden Strom die Ströme, die
von dem analogen Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt fließen, konstant.
Das bedeutet, dass das in der analogen Leistungsversorgungsspannung
AVDD aufgrund von Lastschwankungen der digitalen Schaltung 300 erzeugte
Rauschen verringert ist.
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Wie
aus der obigen Beschreibung ersichtlich ist, ist es in Beispiel
1 nicht erforderlich, für
eine digitale Schaltung und für
eine analoge Schaltung zwecks Schwankungsunterdrückung in einer Leistungsversorgungsspannung
getrennte Leistungsversorgungen zu verwenden, wodurch die Anzahl
von Anschlussstiften eines Chips verringert wird. Darüber hinaus
ist es nicht erforderlich, zwecks Schwankungsunterdrückung in
einer Leistungsversorgungsspannung einen kapazitiven Abschnitt vorzusehen, der
eine große
Kapazität
in dem Chip zwischen einem digitalen Leistungsversorgungsspannungsabschnitt
und der Masse hat, wodurch vermieden werden kann, dass eine in der
integrierten Halbleiterschaltung (in dem Chip) ausgebildete Kapazitätsfläche vergrößert werden
muss. Folglich kann eine Hochleistungs-Leistungsversorgungsschaltung
verwirklicht werden, die einfach in einen Chip implementiert werden
kann und die ein niedriges Leistungsversorgungsrauschen hat.
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(Beispiel 2)
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2 ist
ein Schaltbild, das eine Struktur einer Leistungsversorgungsschaltung 1 in Übereinstimmung
mit Beispiel 2 der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Die Leistungsversorgungsschaltung 1 umfasst
eine Stromerfassungsschaltung 500 und eine Stromkompensationsschaltung 400.
Die digitale Schaltung 300 wird mit der digitalen Leistungsversorgungsspannung
DVDD als eine Leistungsversorgungsspannung versorgt und die analoge
Schaltung 310 wird mit der analogen Leistungsversorgungsspannung
AVDD als eine Leistungsversorgungsspannung versorgt.
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Die
Stromerfassungsschaltung 500 umfasst einen ohmschen Widerstand
R10, der zwischen den analogen Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt
und den digitalen Leistungsversorgungs-DVDD-Abschnitt geschaltet
ist, und hat auf Seiten des digitalen Leistungsversorgungsspannungs-DVDD-Abschnitts
einen Überwachungsanschluss
T4 (an den eine Überwachungsspannung
Va angelegt wird) zum Überwachen
eines durch den digitalen Leistungsversorgungsspannungs-DVDD-Abschnitt
fließenden
Stroms (d. h. eines zu der digitalen Schaltung 300 fließenden Stroms).
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Die
Stromkompensationsschaltung 400 umfasst eine Referenzspannungserzeugungsschaltung 440,
eine Differenzverstärkerschaltung 430 und
eine Stromschaltung 420. Die Referenzspannungserzeugungsschaltung 440 umfasst
die ohmschen Widerstände
R11 und R12, die zwischen dem analogen Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt und
Masse VSS in Reihe geschaltet sind. Die Referenzspannungserzeugungsschaltung 440 gibt eine Spannung
aus, die basierend auf der Widerstandsteilung zwischen den ohmschen
Widerständen
R11 und R12 als eine Referenzspannung Vref3 erzeugt wurde. Die Differenzverstärkerschaltung 430 umfasst
nMOS-Transistoren
M10 und M11, pMOS-Transistoren M12 und M13 und eine Stromquelle
Q10. Die Stromquelle I10 ist mit der Masse VSS und mit Sources der
Transistoren M10 und M11 verbunden. Der Transistor M10 hat einen
Drain, der mit einem Drain des Transistors M12 verbunden ist. Der
Transistor M11 hat einen Drain, der mit einem Drain des Transistors
M13 verbunden ist. Die Transistoren M12 und M13 sind getrennt als
Dioden geschaltet (um eine Struktur zu erhalten, in der eine Source
und ein Gate verbunden sind, um als eine Katode zu dienen, während ein
Drain als eine Anode dient). Der Drain des Transistors M11 und ein
Gate und der Drain des Transistors M13 sind an dem Steuerspannungs-Vc-Abschnitt
der Stromschaltung 420 angeschlossen. Die Transistoren
M12 und M13 haben Sources, die jeweils an den analogen Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt
angeschlossen sind. Der Transistor M11 hat ein Gate, das an den Überwachungsanschluss
T4 angeschlossen ist (an den eine Überwachungsspannung Va angelegt
wird). Der Transistor M10 hat ein Gate, das an den Referenzspannungs-Vref3-Abschnitt
angeschlossen ist. Die Stromschaltung 420 umfasst einen Transistor
M4, der eine an den analogen Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt
angeschlossene Source, einen an die Masse VSS angeschlossenen Drain,
und ein an den Steuerspannungs-Vc-Abschnitt angeschlossenes Gate
hat. Die Stromschaltung 420 steuert die Steuerspannung
Vc in der Differenzverstärkerschaltung 430,
um einen von dem analogen Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt
zur Masse VSS fließenden Strom
zu steuern.
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Falls
ein Lastwiderstand Rmax ist, wenn ein maximaler Strom durch die
digitale Schaltung 300 fließt, wird die Beziehung zwischen
den ohmschen Widerständen
R10 zu R12 und Rmax repräsentiert durch: (R10/(Rmax + R10)/2 = R11 /(R11 + R12) (7).
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Zum
Beispiel ist, wenn die jeweiligen Werte von Rmax, R10, R11 und R12
wie folgt gegeben sind: Rmax = 90 Ω, R10 = 10 Ω, R11 = 10 kΩ und R12
= 190 kΩ,
die Beziehung zwischen R10 und R11 zu R11/R10 = 1000 gegeben und
dient somit dem Zweck der Absenkung eines Verbrauchsstroms.
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Wenn
die analoge Leistungsversorgungsspannung AVDD 3V beträgt, beträgt die Referenzspannung
Vref3 2,85 V, die Leistungsversorgungsspannung bei der maximalen
digitalen Last DVDD 2,7 V, und der maximale Laststrom der digitalen Schaltung
300 30 mA. In diesem Fall wird, wenn ein Spiegelverhältnis (äquivalent
zu dem Größenverhältnis in
Beispiel 1) des Transistors M13 zu dem Transistor M4 M ist und eine
Stromverstärkung
der Differenzverstärkerschaltung
430 A ist, ein durch den Transistor M4 fließender Strom I4 repräsentiert durch: I4 = M · (A ·(DVDD – Vref3) + I10/2) (8).
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Dies
bedeutet, dass der durch den Transistor M4 fließende Strom I4 proportional
zu der Summe eines Stroms (A · (DVDD – Vref3),
der durch eine Differenz zwischen der Leistungsversorgungsspannung DVDD
und der Referenzspannung Vref3 zum Fliessen gebracht wird, und eines
vorgeschriebenen Strom I10/2 ist.
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Falls
die Werte von A, I10 und M jeweils wie folgt gegeben sind: A = 0,001,
I10 = 300 μA
und M = 100, ist, wenn der zu der digitalen Schaltung 300 fließende Laststrom
maximal ist (d. h. 30 mA), ein durch die Stromschaltung 420 fließender Strom
näherungsweise
0 mA, und wenn der zu der digitalen Schaltung 300 fließende Laststrom
minimal ist (d. h., 0 mA), der durch die Stromschaltung 420 fließende Strom
näherungsweise
30 mA. Folglich sind die durch die integrierte Halbleiterschaltung 3 fließenden Ströme mit Ausnahme
des von dem analogen Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt
zu der analogen Schaltung 310 fließenden Stroms immer konstant und
betragen ungefähr
30 mA, ohne von Lastschwankungen der digitalen Schaltung 300 beeinflusst
zu sein. Die durch die Differenzverstärkerschaltung 430 und
durch die Referenzspannungserzeugungsschaltung 440 fließenden Ströme sind
im Vergleich zu dem durch die Stromschaltung 420 und die digitale
Schaltung 300 fließenden
Strom sehr klein und daher vernachlässigbar. Folglich ist es möglich, die
Erzeugung von Rauschen in dem Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt, das durch Lastschwankungen
der digitalen Schaltung 300 verursacht wird, zu unterdrücken wodurch
eine Hochleistungs-Leistungsversorgungsschaltung
verwirklicht werden kann.
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Wie
anhand der obigen Beschreibung ersichtlich ist, ist es im Beispiel
2 nicht erforderlich, für eine
digitale Schaltung und für
eine analoge Schaltung zwecks Schwankungsunterdrückung in einer Leistungsversorgungsspannung
getrennte Leistungsversorgungen zu verwenden, wodurch die Anzahl
von Anschlussstiften auf einem Chip verringert werden kann. Darüber hinaus
ist es nicht erforderlich, zwecks Schwankungsunterdrückung in
einer Leistungsversorgungsspannung einen kapazitiven Abschnitt auszubilden,
der eine große
Kapazität
in dem Chip zwischen einem digitalen Leistungsversorgungsspannungsabschnitt
und der Masse hat, wodurch vermieden werden kann, dass eine in der
integrierten Halbleiterschaltung (in dem Chip) ausgebildete Kapazitätsfläche vergrößert werden
muss. Folglich kann eine Hochleistungs-Leistungsversorgungsschaltung
verwirklicht werden, die einfach in einem Chip implementiert werden
kann und die ein niedriges Leistungsversorgungsrauschen hat.
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Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf spezielle Beispiele der zuvor
mit Hilfe der Beispiele 1 und 2 beschriebenen Stromerfassungsschaltung 500 und der
Stromkompensationsschaltung 400 beschränkt. Wie in 3 veranschaulicht
ist, fällt
jede beliebige Leistungsversorgungsschaltung in den Umfang der vorliegenden
Erfindung, solange die Leistungsversorgungsschaltung einen durch
den digitalen Leistungsversorgungsspannungs-DVDD-Abschnitt fließenden Strom
(d. h. einen zu der digitalen Schaltung 300 fließenden Strom)
unter Verwendung der Stromerfassungsschaltung 500 überwacht
und einen von dem analogen Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt
zur Masse VSS fließenden Kompensationsstrom
unter Verwendung der Stromkompensationsschaltung 400 steuert,
um Stromschwankungen der digitalen Schaltung 300 zu kompensieren.
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In
Beispiel 2 ist die Summe eines Kompensationsstroms und eines durch
den digitalen Leistungsversorgungsspannungs-DVDD-Abschnitt fließenden Stroms
konstant, wobei sie aber nicht konstant sein muss. Die Erzeugung
von Leistungsversorgungsrauschen kann durch teilweise Kompensation
der Schwankungen eines durch den digitalen Leistungsversorgungsspannungs-DVDD-Abschnitt fließenden Stroms
mit Hilfe der Stromkompensationsschaltung 400 verringert
werden.
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In
den Beispielen 1 und 2 ist bei der Stromschaltung 420 der
Drain des Transistors M4 direkt an die Masse VSS angeschlossen,
wobei der Drain des Transistors M4 aber auch wie in 4 veranschaulicht über den
ohmschen Widerstand R3 an die Masse VSS angeschlossen sein kann.
In diesem Fall ist es möglich
zu unterdrücken,
dass ein Strom, der aufgrund einer Abweichung von Elementeigenschaften usw.
des Transistors M4 veranlasst wird, unnötig durch die Schaltung fließt.
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Darüber hinaus
werden in den Beispielen 1 und 2 die digitale Schaltung 300 und
die analoge Schaltung 310 verwendet, wobei aber anstelle
der digitalen Schaltung 300 jede beliebige Schaltung verwendet
werden kann, solange die Schaltung nicht von Schwankungen in einer
Leistungsversorgungsspannung beeinflusst werden kann, und anstelle
der analogen Schaltung 310 jede beliebige Schaltung verwendet
werden kann, solange die Schaltung einfach von Schwankungen in einer
Leistungsversorgungsspannung beeinflusst wird Wie anhand der obigen
Beschreibung ersichtlich ist, ist die vorliegende Erfindung höchst wirkungsvoll
darin, eine Hochleistungs-Leistungsversorgungsschaltung
zu schaffen, wobei sie äußerst nützlich ist.
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(Beispiel 3)
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5 ist
eine graphische Darstellung, die eine Struktur einer HF-Transponder-IC-Karte 4 in Übereinstimmung
mit Beispiel 3 der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Die IC-Karte 4 umfasst
eine Ringantenne L2 und eine integrierte Halbleiterschaltung 3.
Die integrierte Halbleiterschaltung 3 umfasst einen Abstimmkapazitätsabschnitt
C3 mit einer Abstimmkapazität
C3, einen Ladungskapazitätsabschnitt
C4 mit einer Ladungskapazität
C4, eine Gleichrichterschaltung 2, eine analoge Schaltung 310,
eine digitale Schaltung 300 und eine Leistungsversorgungssphalung 1.
Der Abstimmkapazitätsabschnitt
C3 und die Ringantenne L2 sind beide parallel an einen Eingang der
Gleichrichterschaltung 2 angeschlossen. Ein Ausgangsabschnitt
der Gleichrichterschaltung 2 ist mit dem Ladungskapazitätsabschnitt C4
verbunden. Die analoge Schaltung 310 wird mit einer Leistungsversorgungsspannung
AVDD als eine Leistungsversorgungsspannung versorgt. Die analoge
Schaltung 310 ist mit einer Demodulatorschaltung 311 versehen,
die ein Eingangssignal von einem Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt wiedergewinnt.
Die Leistungsversorgungsschanung 1 erzeugt eine Leistungsversorgungsspannung DVDD,
die von dem Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt zu der
digitalen Schaltung 300 geliefert wird. Die in den Beispielen
1 und 2 beschriebenen Leistungsversorgungsschaltungen können als
die Leistungsversorgungsschaltung 1 verwendet werden.
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Die
Ringantenne L2 empfängt
eine von der HF-Transponder-IC-Karte 4 verbrauchte elektrische Leistung
und ein Eingangssignal. Das von der Ringantenne L2 zu empfangende
Eingangssignal ist amplitudenmoduliert. Eine Vollwellengleichrichterschaltung,
die, wie in 6 veranschaulicht ist, Dioden D1-D4
verwendet, wird als die Gleichrichterschaltung 2 verwendet.
Ein Komparator mit Hystereseeigenschaft wird als die Demodulatorschaltung 311 verwendet.
Das von der Ringantenne L2 empfangene Eingangssignal wird von der
Gleichrichterschaltung 2 gleichgerichtet, um eine Leistungsversorgungsspannung
AVDD zu erzeugen, die eine in 7 veranschaulichte
Signalform besitzt. Die Demodulatorschaltung 311 extrahiert
eine Signalkomponente von der Leistungsversorgungsspannung AVDD.
Die Demodulatorschaltung 311 gewinnt die Leistungsversorgungsspannung
AVDD als ein Signal von dem Leistungsversorgungsspannungs-AVDD-Abschnitt wieder,
wenn ein Pegel der Leistungsversorgungsspannung AVDD bezüglich eines
Referenzpegels oder höher
variiert.
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Wenn
ein Strom in der digitalen Schaltung 300 in einer wie in 8A veranschaulichten
Art schwankt, hat die Leistungsversorgungsspannung AVDD eine durch
die Strichlinie in 8B repräsentierte Signalform. Wenn
die HF-Transponder-IC-Karte 4 keine
Leistungsversorgungsschaltung 1 besitzt, verursachen solche
Stromschwankungen (Lastschwankungen) in der digitalen Schaltung 300 eine Störung der
Demodulatorschaltung 311, so dass eine demodulierte Signalausgabe
von der Demodulatorschaltung 311 eine wie durch die Strichlinie
in 8C dargestellte Signalform hat. Im Gegensatz dazu
können
in der HF-Transponder-IC-Karte 4 mit der Leistungsversorgungsschaltung 1 des
Beispiels 3 durch die Lastschwankungen der digitalen Schaltung 300 verursachte
Schwankungen in der Leistungsversorgungsspannung AVDD so unterdrückt werden,
dass eine demodulierte Signalausgabe von der Demodulatorschaltung 311 eine
durch die durchgezogene Linie in 8B repräsentierte
Signalform hat. Folglich kann die Demodulatorschaltung 311 ein
Signal ohne Störung
demodulieren, so dass das demodulierte Signal eine durch die Strichlinie
in 8C repräsentierte
Signalform hat.
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Wie
anhand der obigen Beschreibung ersichtlich ist, kann in Beispiel
3 eine durch Lastschwankungen der digitalen Schaltung 300 verursachte
Störung
der analogen Schaltung 310 verringert werden. Folglich
kann eine Hochleistungs-HF-Transponder-IC-Karte
verwirklicht werden.
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(Beispiel 4)
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9 ist
ein Schaltbild, das eine Struktur einer HF-Transponder-IC-Karte 4 in Übereinstimmung mit
Beispiel 4 der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Beispiel
4 weicht von Beispiel 3 darin ab, dass die HF-Transponder-IC-Karte 4 in Übereinstimmung
mit Beispiel 4 eine Modulatorschaltung 315 umfasst, die
parallel zu dem Abstimmkapazitätsabschnitt
C3 an einen Eingang der Gleichrichterschaltung 2 angeschlossen
ist. Die Modulatorschaltung 315 moduliert unter Verwendung
eines modulierten Signals eine Impedanz der Ringantenne L2 in der
integrierten Halbleiterschaltung 3.
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10A ist eine graphische Darstellung, die die jeweiligen
Signalformen einer Impedanz der Ringantenne L2 bezüglich der
HF-Transponder-IC-Karte 4 mit einer Leistungsversorgungsschaltung 1 und
bezüglich
der HF-Transponder-IC-Karte 4 ohne
die Leistungsversorgungsschaltung 1 veranschaulicht, wenn
ein moduliertes Signal mit einer wie in 10B veranschaulichten
Signalform in die HF-Transponder-IC-Karte 4 eingegeben
wird. In 10A repräsentiert die durchgezogene
Linie eine Signalform der Impedanz der Ringantenne L2 der HF-Transponder-IC-Karte 4 mit
der Leistungsversorgungsschaltung 1, während die Strichlinie eine
Signalform der Impedanz der Ringantenne L2 der HF-Transponder-IC-Karte 4 ohne
die Leistungsversorgungsschaltung 1 repräsentiert.
Wenn ein Strom wie in 10C veranschaulicht
in der digitalen Schaltung 300 der HF-Transponder-IC-Karte
ohne die Leistungsversorgungsschaltung 1 schwankt (Lastschwankungen), wird
die Impedanz der Ringantenne L2 in einer Weise beeinflusst, die
durch die Strichlinie in 10A dargestellt
ist. Im Gegensatz dazu kann in der HF-Transponder-IC-Karte 4 mit
der Leistungsversorgungsschaltung 1 des Beispiels 4 eine
durch Lastschwankungen der digitalen Schaltung 300 verursachte
Leistungsversorgungsimpedanz so stabilisiert werden, dass die Leistungsversorgungsimpedanz
eine wie durch die durchgezogenen Linie in 10A repräsentierte
Signalform hat.
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Wie
aus der obigen Beschreibung ersichtlich ist, kann in Beispiel 3
eine durch Lastschwankungen der digitalen Schaltung 300 verursachte
Störung
der analogen Schaltung 310 verringert werden. Folglich kann
eine Hochleistungs-HF-Transponder-IC-Karte verwirklicht
werden.
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Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf die besonderen Beispiele der
zuvor in Übereinstimmung mit
den Beispielen 3 und 4 beschriebenen integrierten
Halbleiterschaltung 3 beschränkt. Irgendeine HF-Transponder-IC-Karte
fällt in
den Umfang der vorliegenden Erfindung, solange die HF-Transponder-IC-Karte
mit einer wie in den Beispielen 1 und 2 beschriebenen
Leistungsversorgungsschaltung versehen ist.
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In
Beispiel 4 ist der Abstimmkapazitätsabschnitt C3 in der integrierten
Halbleiterschaltung 3 enthalten, wobei er aber auf der
Außenseite
der integrierten Halbleiterschaltung 3 (des Chips) vorgesehen
sein kann oder anstelle des Abstimmkapazitätsabschnitts C3 eine parasitäre Kapazität der Gleichrichterschaltung 2 oder
der Ringantenne L2 verwendet werden kann.
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In
den Beispielen 3 und 4 ist eine Vollwellengleichrichterschaltung
als die Gleichrichterschaltung 2 verwendet, wobei aber
eine Halbwellengleichrichterschaltung verwendet werden kann.
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Wie
anhand der obigen Beschreibung ersichtlich ist, ist die vorliegende
Erfindung höchst
wirkungsvoll darin, eine HF-Transponder-IC-Karte zuschaffen, wobei
sie äußerst nützlich ist.
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Wie
zuvor ausführlich
beschrieben wurde, wird in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung eine Stromerfassungsschaltung verwendet,
um einen durch einen digitalen Leistungsversorgungsspannungsabschnitt
usw. fließenden
Strom zu überwachen,
um durch Lastschwankungen einer digitalen Schaltung usw. verursachte
Stromschwankungen zu erfassen, wobei eine Leistungsversorgungskompensationsschaltung
für die
Kompensation von Stromschwankungen verwendet wird, wodurch eine
Hochleistungs-Leistungsversorgungsschaltung verwirklicht wird, die
niedrigeres Rauschen erzeugt.
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Darüber hinaus
schafft die vorliegende Erfindung eine Leistungsversorgungsschaltung,
die eine Hochleistungs-HF-Transponder-IC-Karte mit einer Demodulatorschaltung
und einer Modulatorschaltung verwirklichen kann.