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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Mikrofoneinheit gemäß dem Oberbegriff
des Patentanspruchs 1.
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5 zeigt ein Schaltbild einer
herkömmlichen
Mikrofoneinheit MU2. Die Mikrofoneinheit MU2 hat einen Elektretkondensator
EC. Wenn der Elektretkondensator EC einen Schalldruck empfängt, variiert
sein Kapazitätswert,
und ein Eingangssignal Vin wird zwischen den beiden Elektroden erzeugt.
Dadurch wird eine Stimminformation in dem Eingangssignal Vin wiedergegeben.
Eine Impedanzumwandlungsschaltung, die Dioden D1 und D2, einen Widerstand
R1 und N-Kanal-MOS-Transistoren T1 und T2 enthält, ist mit beiden Anschlüssen des
Elektretkondensators EC verbunden. Genauer ausgedrückt sind die
Anode und die Kathode der Diode D1 mit der ersten bzw. der zweiten
Elektrode des Elektretkondensators EC verbunden. Die Anode und die
Kathode der Diode D2 sind in umgekehrter Weise zu der Diode D1 mit
den beiden Anschlüssen
des Elektretkondensators EC verbunden. Der Widerstand R1 ist mit beiden
Anschlüssen
des Elektretkondensators EC parallel geschaltet. Die Source und
das Gate des Transistors T1 sind mit der zweiten bzw. der ersten Elektrode
des Elektretkondensators EC verbunden. Die Source des Transistors
T2 ist mit dem Drain des Transistors T1 verbunden. Ein Leistungsversorgungspotential
Vdd und ein festgelegtes Potential Vref1 werden an das Drain bzw.
das Gate des Transistors T2 angelegt. Ein Massepotential GND wird
an jedes der Backgates der Transistoren T1 und T2 angelegt. Ein
Massepotential GND wird ferner an die zweite Elektrode des Elektretkondensators
EC angelegt.
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Wenn
kein Eingangssignal Vin angelegt wird, wird die Spannung zwischen
dem Gate und der Source des Transistors T1 durch die Dioden D1 und
D2 und den Widerstand R1 auf 0 V gehalten. Mit einem Schalldruck
variiert der Kapazitätswert
des Elektretkondensators EC und ein Eingangssignal Vin wird erzeugt,
wodurch die Spannung zwischen dem Gate und der Source des Transistors
T1 variiert. Daraufhin variiert der Strom, der zwischen Drain und
Source fließt.
Da der Transistor T1 ein Transistor des Verarmungstyps ist, fließt Strom
auch zwischen Drain und Source, wenn die Spannung zwischen dem Gate
und der Source 0 Volt ist. Aufgrund der Variationen des zwischen
dem Drain und der Source des Transistors T1 fließenden Stromes variiert der
Strom, der zwischen dem Drain und der Source des Transistors T2 fließt, und
die Spannung zwischen dem Gate und der Source des Transistors T2
variiert demgemäß. Die Potentialveränderung
in der Source des Transistors T2 erzeugt ein Ausgangssignal Vout.
Die Phase des Ausgangssignals Vout ist der des Eingangssignals Vin
entgegengesetzt. Mit Abnehmen des Wertes des Eingangssignals Vin
nimmt der Wert des Ausgangssignals Vout zu. Mit Zunehmen des Wertes
des Eingangssignals Vin nimmt der Wert des Ausgangssignals Vout
ab.
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6 zeigt ein Beispiel des
Aufbaues eines Elektretkondensators EC. Der Elektretkondensator hat
als eine erste Elektrode eine Verdrahtungsschicht IL2, die auf einem
Halbleitersubstrat SB angeordnet ist. Die Verdrahtungsschicht IL2
ist über
dem Halbleitersubstrat SB gebildet, wobei Isolierschichten IF1 und
IF2 dazwischen angeordnet sind. Der Elektretkondensator EC hat ferner
eine zweite Elektrode, eine Elektretschicht EL, die aus einem Dielektrikum aufgebaut
ist, an dem eine bestimmte Menge einer elektrostatischen Ladung
semipermanent fixiert ist. Die Elektretschicht EL ist über dem
Halbleitersubstrat SB angeordnet und von der Verdrahtungsschicht
IL2 beabstandet. Die Elektretschicht EL ist eine schwingende Schicht,
die mit einem Schalldruck schwingt. In 6 ist ein Massepotential GND an die Elektretschicht
EL angelegt.
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Das
Halbleitersubstrat SB ist beispielsweise ein Siliziumsubstrat. In 6 enthält das Halbleitersubstrat SB
beispielsweise eine Verunreinigung des P-Typs. Ein Massepotential
GND wird an das Halbleitersubstrat SB angelegt. Eine Verdrahtungsschicht IL5,
die als Verdrahtung der Schaltung dient, ist auf einer Isolierschicht
IF1 angeordnet, und eine Isolierschicht IF2 ist so gebildet, daß sie die
Isolierschicht IF1 und die Verdrahtungsschicht IL5 bedeckt. Die Isolierschichten
IF1 und IF2 sind beispielsweise eine Oxidschicht oder eine Nitridschicht
und die Verdrahtungsschichten IL2 und IL5 sind beispielsweise leitfähige Schichten,
die aus A1 oder dergleichen aufgebaut ist. Eine isolierende Schutzschicht
PF ist auf der oberen Oberfläche
der Verdrahtungsschicht IL2 und der Isolierschicht IF2 gebildet,
so daß diese
Schichten abgedeckt sind. Die Schutzschicht PF ist beispielsweise
ebenso eine Oxidschicht oder eine Nitridschicht.
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Die
Dioden D1 und D2, der Widerstand R1 und die Transistoren T1 und
T2, die in 5 gezeigt sind,
jedoch nicht in 6, sind
in der Nähe
des Elektretkondensators EC in dem Halbleitersubstrat SB gebildet.
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In
dem Elektretkondensator EC mit dem in 6 gezeigten
Aufbau tritt eine parasitäre
Kapazität
zwischen dem Halbleitersubstrat SB und der Verdrahtungsschicht IL2
auf, da die Verdrahtungsschicht IL2, die als die zweite Elektrode
dient, in der Oberfläche
des Halbleitersubstrats SB gebildet ist. In 5 ist diese parasitäre Kapazität durch "CX" dargestellt. Da
das Massepotential GND an das Halbleitersubstrat SB angelegt ist,
das eine erste Elektrode des parasitären Kondensators CX ist, hat
die erste Elektrode des parasitären
Kondensators CX dasselbe Potential wie die Elektretschicht EL. Demgemäß ist der parasitäre Kondensator
CX parallel zu dem Elektretkondensator EC geschaltet.
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Ein
parasitärer
Kondensator tritt auch zwischen dem Gate und der Source des Transistors
T1 auf. In 5 ist dieser
parasitäre
Kondensator mit "CG" bezeichnet.
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In
Abwesenheit der vorstehend beschriebenen parasitären Kondensatoren CX und CG
wird die Spannung zwischen dem Gate und der Source des Transistors
T1, d.h. ein Eingangssignal Vin, wie folgt hergeleitet: Vin = Q/Ce worin Ce der Kapazitätswert des
Elektretkondensators EC ist und Q die elektrische Ladungsmenge einer
feststehenden Menge einer elektrostatischen Ladung, die von der
Elektretschicht EL gehalten wird.
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Im
Fall von CE = 1,0 pF ist das Eingangssignal Vin Q/1,0 × 10–12 V.
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Wenn
das Vorhandensein von parasitären Kondensatoren
CX und CG berücksichtigt
wird, wird die Spannung Vin zwischen dem Gate und der Source des
Transistors T1 wie folgt hergeleitet: Vin = Q/(Ce
+ Cx + Cg)worin Cx der Kapazitätswert des parasitären Kondensators
CX ist und Cg der Kapazitätswert
des parasitären
Kondensators CG ist.
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Lässt man
den Kapazitätswert
Ce denselben Wert wie vorstehend beschrieben annehmen und die Summe
der Kapazitätswerte
Cx und Cg gleich Cx + Cg = 9,0 pF sein, so resultiert das Eingangssignal
Vin als Q/10,0 × 10–12 V.
Somit ist bei Vorhandensein der parasitären Kondensatoren CX und CG
der Wert des Eingangssignals Vin 1/10 des Wertes, der bei Fehlen der
parasitären
Kondensatoren CX und CG erhalten wird, womit das Signal, das zwischen
dem Gate und der Source des Transistors T1 eingegeben wird, geschwächt wird.
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Das
heißt,
daß durch
das Vorhandensein der parasitären
Kondensatoren CX und CG der Wert eines Eingangssignals Vin reduziert
wird und somit für Variationen
weniger empfindlich ist, womit die Empfindlichkeit einer Mikrofoneinheit
verringert wird.
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Aus
der
DE 689 131 177
T2 ist ein kapazitiver Drucksensor eines Leiter/Dielektrikum/Leiter-Typs
bekannt, bei dem eine Auslenkbewegung einer Membran infolge von
Druckänderungen
eine Kapazitätsänderung
eines Sensors herbeiführt.
Bei diesem Drucksensor ist jedoch eine Vakuumkammer unerläßlich, wodurch
sich die Herstellung desselben aufwendig und kostenintensiv gestaltet.
Weiterhin ist die Empfindlichkeit des aus der
DE 689 131 177 T2 bekannten
Drucksensors aufgrund von parasitären Kapazitäten eingeschränkt.
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Aus
der
DE 196 00 689
C2 ist eine Schaltung, die teilweise in Schichtanordnung
vorliegt, bekannt. Hierbei handelt es sich um eine Ausgestaltung eines
Quartzschwingers mit dem Ziel, eine möglichst kompakte Bauweise zu
erreichen. Auch diese Schaltung weist parasitäre Kapazitäten auf, die die Empfindlichkeit
der Vorrichtung, in der sie Verwendung findet, einschränkt.
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Aus
der
US 3 116 366 ist
eine Mikrofoneinheit bekannt, die eine Schaltungsanordnung aufweist,
die es ermöglicht,
in der Schaltung auftretende parasitäre Kapazitäten zumindest teilweise zu
kompensieren. Diese Kompensation erfolgt jedoch durch eine relativ
kompliziert aufgebaute Schaltung, die einen hohen Fertigungs- und
somit auch Kostenaufwand erfordert. Ferner ist diese Schaltung nicht
ohne weiteres in eine Mikrofoneinheit moderner Bauart zu integrieren,
in der die Mikrofoneinheit bzw. der Elektretkondensator in einer
geschichteten Bauweise vorliegt.
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Aus
der
DE 695 11 207
T2 , der
DE
197 53 279 A1 , der
DE
341 31 45 A1 , der WO 94/23547 A1, der
US 4 361 735 und der
US 5 767 545 A sind verschiedene
Ausführungsformen
von Wandlereinheiten bekannt, die u.a. einen Elektretkondensator
aufweisen, wobei die aufgrund von parasitären Kapazitäten auftretenden Probleme durch
diverse Schaltungsanordnungen reduziert werden. Auch diese Schaltungsanordnungen
weisen einen komplizierten und somit teuer herzustellenden Aufbau
auf.
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Aus
der
DE 198 39 978
A1 schließlich
ist ein Elektret-Kondensatormikrofon
bekannt, das sehr kleine Abmessungen aufweist. Auf die durch parasitäre Kapazitäten verursachten
Probleme wird jedoch in der vorstehend genannten Druckschrift nicht
näher eingegangen.
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Es
ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Mikrofoneinheit zu
schaffen, die in der Lage ist, die Reduzierung der Empfindlichkeit
aufgrund einer parasitären
Kapazität,
die in Abhängigkeit
von dem Aufbau des Elektretkondensators auftritt, auf eine einfache
und somit kostengünstige
Art und Weise zu unterdrücken.
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Diese
Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch
eine Mikrofoneinheit gelöst,
die die gegenständlichen
Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs 1 aufweist.
Unteransprüche
beziehen sich auf bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung.
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Ein
wesentlicher Punkt der Erfindung ist es also, daß eine Mikrofoneinheit folgendes
enthält:
ein Halbleitersubstrat, an das ein festgelegtes Potential angelegt
wird; eine Isolierschicht, die über
dem Halbleitersubstrat angeordnet ist; einen Elektretkondensator,
der eine erste Elektrode hat, die über der Isolierschicht angeordnet
ist, und eine zweite Elektrode, die frei schwingen kann und von
der ersten Elektrode beabstandet ist; einen Verstärker, mit
dem die zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode
des Elektretkondensators erzeugte Spannung verstärkt und anschließend ausgegeben
wird; und eine leitfähige
Schicht, welche der ersten Elektrode des Elektretkondensators gegenüberliegt,
wobei die leitfähige
Schicht unter der gesamten oder nahezu der gesamten Isolierschicht
angeordnet ist, und wobei an die leitfähige Schicht das Ausgangssignal
des Verstärkers
angelegt wird.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
ist die leitfähige
Schicht eine Störstellenschicht,
die in der Oberfläche
des Halbleitersubstrats und der Isolierschicht gebildet ist.
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Die
Mikrofoneinheit enthält
vorzugsweise eine Verdrahtungsschicht, die über der Isolierschicht angeordnet
ist, wobei die Verdrahtungsschicht mit der leitfähigen Schicht über eine
korrespondierende Aussparung in der Isolierschicht und einen Kontaktbereich
in Kontakt steht.
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In
einer weiteren bevorzugten Ausführungsform
weist die Isolierschicht einen ersten Isolierfilm auf, der über dem
Halbleitersubstrat liegt, und einen zweiten Isolierfilm, der über dem
ersten Isolierfilm liegt, wobei die leitfähige Schicht eine Verdrahtungsschicht
ist, die über
dem ersten Isolierfilm und unter dem zweiten Isolierfilm angeordnet
ist.
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Der
Verstärker
der Mikrofoneinheit weist bevorzugt folgendes auf: einen ersten
Transistor, der eine erste Stromelektrode, eine zweite Stromelektrode,
die mit der zweiten Elektrode des Elektretkondensators verbunden
ist, und eine Steuerelektrode hat, die mit der ersten Elektrode
des Elektretkondensators verbunden ist; eine Stromquelle, die mit
der ersten Stromelektrode des ersten Transistors verbunden ist;
und einen invertierenden Verstärker,
der einen Eingangsanschluß hat,
der mit der ersten Stromelektrode des ersten Transistors verbunden
ist.
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In
einer weiteren bevorzugten Ausführungsform
weist der invertierende Verstärker
der Mikrofoneinheit folgendes auf: einen ersten Widerstand, der einen
ersten Anschluß hat,
der mit der ersten Stromelektrode des ersten Transistors verbunden
ist, und einen zweiten Anschluß hat;
einen ersten Operationsverstärker,
der einen negativen Eingangsanschluß hat, der mit dem zweiten
Anschluß des
ersten Widerstands verbunden ist, einen positiven Eingangsanschluß, an den
ein erstes festgelegtes Potential angelegt wird, sowie einen Ausgangsanschluß; und einen
zweiten Widerstand, der einen ersten Anschluß hat, der mit dem negativen
Anschluß des
ersten Operationsverstärkers
verbunden ist, und einen zweiten Anschluß, der mit dem Ausgangsanschluß des ersten
Operationsverstärkers
verbunden ist.
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Bevorzugt
ist die Stromquelle ein zweiter Transistor, der eine erste Stromelektrode
hat, an die ein zweites festgelegtes Potential angelegt wird, und eine
zweite Stromelektrode hat, die mit der ersten Stromelektrode des
ersten Transistors verbunden ist, und eine Steuerelektrode hat,
an die ein drittes festgelegtes Potential angelegt wird.
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In
einer weiteren bevorzugten Ausführungsform
enthält
der Verstärker
eine Spannungsfolgeschaltung, die einen Eingangsanschluß hat, der
mit der ersten Stromelektrode des ersten Transistors verbunden ist,
sowie einen Ausgangsanschluß,
der mit dem Eingangsanschluß des
invertierenden Verstärkers
verbunden ist.
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Vorzugsweise
weist die Mikrofoneinheit ferner folgendes auf: eine erste Diode,
die eine Kathode hat, die mit der ersten Elektrode des Elektretkondensators
verbunden ist, und die eine Anode hat, die mit der zweiten Elektrode
des Elektretkondensators verbunden ist; einen zweite Diode, die
eine Anode hat, die mit der ersten Elektrode des Elektretkondensators
verbunden ist, und eine Kathode hat, die mit der zweiten Elektrode
des Elektretkondensators verbunden ist; sowie einen dritten Widerstand,
der zu dem Elektretkondensator parallel geschaltet ist.
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Gemäß einem
ersten Aspekt kann die Amplitude der zwischen der ersten und der
zweiten Elektrode des Elektretkondensators zu erzeugenden Spannung
erhöht
werden, da ein Wechselstromsignal, das durch Entfernen einer Gleichstrom-Vorspannungskomponente
aus dem Ausgangssignal des Verstärkers
mit dem Kondensator erhalten wird, zu der ersten Elektrode des Elektretkondensators übertragen
wird. Dies ermöglicht
es, eine Reduzierung der Empfindlichkeit der Mikrofoneinheit zu
unterdrücken.
Zusätzlich
können
durch Einstellen des Kapazitätswertes
des Kondensators das Potential der zweiten Elektrode des Elektretkondensators
und die Zeit der Potentialvariation eingestellt werden.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt ist die leitfähige
Schicht unter der Isolierschicht so angeordnet, daß sie der
zweiten Elektrode des Elektretkondensators gegenüberliegt, und das Ausgangssignal
des Verstärkers
wird an die leitfähige
Schicht angelegt. Daher kann die Mikrofoneinheit gemäß dem ersten Aspekt
in der Weise verwirklicht werden, daß eine parasitäre Kapazität, die zwischen
der ersten Elektrode des Elektretkondensators und der leitfähigen Schicht
erzeugt wird, als der Kondensator in der Mikrofoneinheit gemäß dem ersten
Aspekt verwendet wird.
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Gemäß einem
dritten Aspekt ist die Störstellenschicht
als eine leitfähige
Schicht auf der Oberfläche
des Halbleitersubstrats unter der Isolierschicht liegend angeordnet.
Dies erleichtert die Bildung der leitfähigen Schicht durch einen Halbleiterprozess, wie
z.B. Ionenimplantation.
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Da
gemäß einem
vierten Aspekt die Verdrahtungsschicht auf der Isolierschicht angeordnet
ist, können
die Verdrahtungsschicht und die erste Elektrode des Elektretkondensators
gleichzeitig in einem einzelnen Schritt gebildet werden, was die
Anzahl der Verarbeitungsschritte reduziert.
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Gemäß einem
fünften
Aspekt liegt die leitfähige
Schicht über
dem ersten Isolierfilm und unter dem zweiten Isolierfilm. Daher
ist es anders als gemäß dem dritten
Aspekt nicht erforderlich, eine Störstellenschicht auf der Oberfläche des
Halbleitersubstrats anzuordnen, womit die Anzahl der Verarbeitungsschritte
verringert wird. Da zusätzlich
der erste Isolierfilm zwischen der leitfähigen Schicht und dem Halbleitersubstrat
angeordnet ist, ist die Wahrscheinlichkeit relativ geringer, daß sie einen
Leckstrom verursacht. Die Verwendung eines Materials mit niedrigem
Widerstand (z.B. A1) als leitfähige
Schicht verhindert wirksam einen übermäßigen Stromverbrauch aufgrund
der Variation im Ausgangssignal des Verstärkers.
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Weitere
Aufgaben, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung
werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung der vorliegenden
Erfindung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen besser
ersichtlich.
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1 ist
ein Schaltbild, das eine Mikrofoneinheit gemäß einer ersten bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung zeigt;
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2 ist
eine Schnittansicht, die eine Mikrofoneinheit gemäß einer
zweiten bevorzugten Ausführungsform
zeigt;
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3 ist
eine Schnittansicht, die eine Mikrofoneinheit gemäß einer
dritten bevorzugten Ausführungsform
zeigt;
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4 ist
eine Schnittansicht, die eine Mikrofoneinheit gemäß einer
vierten bevorzugten Ausführungsform
zeigt;
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5 ist
ein Schaltbild, das eine herkömmliche
Mikrofoneinheit zeigt; und
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6 ist
eine Schnittansicht, die die herkömmliche Mikrofoneinheit zeigt.
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Erste bevorzugte
Ausführungsform
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1 zeigt
eine Mikrofoneinheit MU1 gemäß einer
ersten bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung. Wie die in 5 gezeigte
Mikrofoneinheit MU2 hat auch die Mikrofoneinheit MU1 einen Elektretkondensator
EC. Wenn der Elektretkondensator EC einen Schalldruck empfängt, variiert
sein Kapazitätswert,
und ein Eingangssignal Vin wird zwischen den beiden Elektroden erzeugt.
Die Anode und die Kathode einer Diode D1 sind mit der ersten bzw.
der zweiten Elektrode des Elektretkondensators EC verbunden. Die
Anode und die Kathode einer Diode D2 sind in umgekehrter Weise zu
der Diode D1 mit den beiden Anschlüssen des Elektretkondensators
EC parallel geschaltet. Ein Widerstand R1 ist mit den beiden Anschlüssen des
Elektretkondensators EC parallel geschaltet. Die Source und das
Gate eines Transistors T1 sind mit der zweiten bzw. mit der ersten Elektrode
des Elektretkondensators EC verbunden. Die Source eines Transistors
EC2 ist mit dem Drain des Transistors T1 verbunden. Ein Leistungsversorgungspotential
Vdd und ein festgelegtes Potential Vref1 werden an das Drain bzw.
das Gate des Transistors T2 angelegt. Ein Massepotential GND wird
an jedes Backgate der Transistoren T1 und T2 angelegt. Ein Massepotential
GND wird auch an die zweite Elektrode des Elektretkondensators EC
angelegt. Ein parasitärer
Kondensator CG ist zwischen dem Gate und der Source des Transistors
T1 plaziert. Ein parasitärer
Kondensator CX wird weiter unten beschrieben.
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Der
Betriebsablauf einer Impedanzumwandlungsschaltung, welche den Elektretkondensator
EC, die Dioden D1 und D2, den Widerstand R1 und die Transistoren
T1 und T2 umfasst, entspricht der Mikrofoneinheit MU2, so daß auf die
Beschreibung hier verzichtet wird.
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Die
Mikrofoneinheit MU1 gemäß der ersten bevorzugten
Ausführungsform
enthält
ferner Operationsverstärker
OP1 und OP2 sowie Widerstände
R2 und R3. Ein Ausgangssignal Vout an dem Drain des Transistors
T1 wird nicht nur als Signal ausgegeben, sondern auch dem positiven
Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP1 eingegeben. Das Ausgangssignal
des Operationsverstärkers
OP1 wird dem negativen Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP1
eingegeben, der als eine Spannungsfolgeschaltung funktioniert. Es
sei angemerkt, daß die
Spannungsfolgeschaltung vorgesehen wird, um Spannungssignale herauszunehmen,
ohne die Schaltung auf der Eingangsseite zu beeinflussen. Wenn ein
Ausgangssignal Vout erfassbar ist, ohne daß der zwischen dem Drain und
der Source der Transistoren T1 und T2 fließende Strom beeinflusst wird,
kann auf den Operationsverstärker
OP1 verzichtet werden.
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Das
Ausgangssignal des Operationsverstärkers OP1 wird über den
Widerstand R2 dem negativen Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP2
eingegeben. Ein Ausgangssignal Vfb des Operationsverstärkers OP2
wird über
den Transistor R3 dem negativen Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP2
eingegeben, der als ein invertierender Verstärker dient. Ein festgelegtes
Potential Vref2 wird an den positiven Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP2
angelegt.
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Der
invertierende Verstärker
ist vorgesehen, um das Ausgangssignal Vout an die erste Elektrode des
Elektretkondensators EC rückzukoppeln.
Das Ausgangssignal Vfb des Operationsverstärkers OP2 ist ein Rückkopplungssignal,
das dieselbe Phase wie das Eingangssignal Vin hat, das durch Umkehren und
Verstärken
eines Ausgangssignals Vout erzeugt wird. Der Grund dafür, daß das Ausgangssignal
Vfb dieselbe Phase wie das Eingangssignal Vin hat, liegt darin,
daß die
Phase des Ausgangssignals Vout die Umkehrung derjenigen des Eingangssignals
Vin ist und anschließend
von dem Operationsverstärker OP2
umgekehrt wird. Das Verstärkungsausmaß des Ausgangssignals
Vfb gegenüber
dem Eingangssignal Vin ist das Produkt des Verstärkungsausmaßes des Ausgangssignals Vout
in dem Transistor T1 bezüglich
des Eingangssignals Vin und des Verstärkungsausmaßes des Ausgangssignals Vfb
in dem Operationsverstärker
OP2 bezüglich
des Ausgangssignals Vout.
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Daher
kann davon ausgegangen werden, daß der invertierende Verstärker zusammen
mit dem Transistor T1 einen Verstärker bildet.
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Der
parasitäre
Kondensator CX wird nachfolgend beschrieben. In 5 ist
die erste Elektrode das Halbleitersubstrat SB und das Massepotential GND
ist an diese angelegt. 5 stellt somit eine Parallelschaltung
mit dem Elektretkondensator EC dar. Bei der ersten bevorzugten Ausführungsform
wird anstelle . eines Massepotentials GND ein Ausgangssignal Vfb
an die erste Elektrode eines parasitären Kondensators CX angelegt,
damit das Ausgangssignal Vfb an die erste Elektrode des Elektretkondensators
EC rückgekoppelt
wird. Somit ist in der Darstellung von 1 der parasitäre Kondensator
CX nicht mit dem Elektretkondensator EC parallel geschaltet, sondern
die erste Elektrode des parasitären
Kondensators CX ist mit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP2
verbunden und seine zweite Elektrode ist mit der ersten Elektrode
des Elektretkondensators EC verbunden.
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Wenn
ein Ausgangssignal Vfb an die erste Elektrode des parasitären Kondensators
CX angelegt wird, wirkt der parasitäre Kondensator CX als ein Kopplungskondensator
und entfernt eine Gleichstrom-Vorspannungskomponente in dem Ausgangssignal
Vfb, so daß nur
ein Wechselstromsignal zu der ersten Elektrode des Elektretkondensators
EC übertragen
wird. Hier wird der Wert des Wechselstromsignals, das zu der ersten
Elektrode des Elektretkondensators EC übertragen wird, durch Einstellen
des Verstärkungsausmaßes des
Ausgangssignals Vfb zu dem Eingangssignal Vin, das heißt das Verstärkungsausmaß des Spannungssignals
in dem Transistor T1 und dem Operationsverstärker OP2 verstärkt. Daher
nähert
sich der Amplitudenwert der Spannung zwischen dem Gate und der Source
des Transistors T1 dem Wert des Eingangssignals Vin in Abwesenheit
der parasitären
Kondensatoren CX und CG an. Wie vorstehend angegeben hat, da das
Ausgangssignal Vfb ein Rückkopplungssignal
ist, das dieselbe Phase wie das Eingangssignal Vin hat, das zu der
ersten Elektrode des Elektretkondensators EC zu übertragende Wechselstromsignal
auch dieselbe Phase wie das Eingangssignal Vin, wodurch die Potentialvariation
in der ersten Elektrode des Elektretkondensators EC verbessert wird.
Daher kann das Signal zwischen dem Gate und der Source des Transistors
T1, das unter dem Einfluss der parasitären Kondensatoren CX und CG
abgeschwächt
wurde, verstärkt
werden, um den Einfluss der parasitären Kondensatoren CX und CG
auf die Mikrofoneinheit zu unterdrücken. Das heißt, daß dann,
wenn das Ausgangssignal Vfb, das ein Rückkopplungssignal ist, das
dieselbe Phase wie das Eingangssignal Vin hat, an die erste Elektrode
des parasitären
Kondensators CX angelegt wird, die Potentialvariation in dessen
zweiter Elektrode verbessert wird. Dies ermöglicht eine Erhöhung der
Spannung zwischen dem Gate und der Source des Transistors T1 und
somit das Unterdrücken
der Absenkung der Empfindlichkeit der Mikrofoneinheit MU1 aufgrund
des parasitären
Kondensators CX.
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Wenn
der Kapazitätswert
des parasitären Kondensators
CX einstellbar ist, ist es möglich,
das Verhältnis
der an die beiden Anschlüsse
des parasitären
Kondensators CX angelegten Spannung zu der an den Elektretkondensator
EC angelegten Spannung, welche in dem Ausgangssignal Vfb enthalten sind,
sowie die Zeit der Potentialvariation in der ersten Elektrode des
Elektretkondensators EC einzustellen.
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Das
Verstärkungsausmaß des Spannungssignals,
das von dem Transistor T1 und dem Operationsverstärker OP2
erhalten wird, wird vorzugsweise so eingestellt, daß das zu
der ersten Elektrode des Elektretkondensators EC übertragene
Wechselstromsignal nicht den Wert des Eingangssignals Vin in Abwesenheit
der parasitären
Kondensatoren CX und CG übersteigt.
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Der
Grund dafür
liegt darin, daß das
Wechselstromsignal, das einen größeren Wert
als das Eingangssignal Vin in Abwesenheit der parasitären Kondensatoren
CX und CG hat, in einer positiven Rückkopplung resultiert und ein
Schwingungsphänomen auftreten
könnte,
womit die Funktion als Mikrofoneinheit nicht erfüllt werden kann.
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Bei
der Mikrofoneinheit MU1 gemäß der ersten
bevorzugten Ausführungsform
wird das Wechselstromsignal, das durch Entfernen der Gleichstrom-Vorspannungskomponente
aus dem Ausgangssignal Vfb mit dem parasitären Kondensator CX erhalten
wird, zu der ersten Elektrode des Elektretkondensators EC übertragen.
Es ist daher möglich,
das Eingangssignal Vin zu verstärken,
das zwischen der ersten und der zweiten Elektrode des Elektretkondensators
EC erzeugt wird. Dies ermöglicht eine
Erhöhung
der Spannung zwischen dem Gate und der Source des Transistors T1,
wodurch die Absenkung der Empfindlichkeit der Mikrofoneinheit MU1
aufgrund des parasitären
Kondensators CX unterdrückt
wird. Auch das Potential in der ersten Elektrode des Elektretkondensators
EC und die Zeit der Potentialvariation kann durch Steuerung des
Kapazitätswertes
des parasitären
Kondensators CX eingestellt werden.
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Obgleich
in der ersten bevorzugten Ausführungsform
die MOS-Transistoren
als Transistoren T1 und T2 verwendet werden, ist es selbstverständlich möglich, bipolare
Transistoren zu verwenden. In diesem Fall sind Gate, Drain und Source
in der vorstehenden Beschreibung jeweils durch Basis, Kollektor und
Emitter zu ersetzen.
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Zweite bevorzugte
Ausführungsform
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Eine
zweite bevorzugte Ausführungsform zeigt
ein Beispiel des Aufbaus in der Umgebung des Elektretkondensators
EC der Mikrofoneinheit MU1 gemäß der ersten
bevorzugten Ausführungsform. 2 ist
eine Schnittansicht des Aufbaus, bei dem ein Elektretkondensator
EC als eine erste Elektrode eine Verdrahtungsschicht IL2 hat, die über einem Halbleitersubstrat
SB angeordnet ist, wie auch in 6 dargestellt.
Die Verdrahtungsschicht IL2 ist über
dem Halbleitersubstrat SB angeordnet, wobei Isolierschichten IF1
und IF2 zwischengelegt sind. Der Elektretkondensator EC hat ferner
eine zweite Elektrode, eine Elektretschicht EL, die aus einem Dielektrikum
zusammengesetzt ist, an dem eine bestimmte Menge einer elektrostatischen
Ladung semipermanent fixiert ist. Die Elektretschicht IL ist über dem
Halbleitersubstrat SB angeordnet und von der Verdrahtungsschicht
IL2 beabstandet. Die Elektretschicht IL ist eine schwingende Schicht,
die unter dem Einfluss von Schalldruck schwingt. Ein Massepotential
GND ist an die Elektretschicht IL angelegt.
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Das
Halbleitersubstrat SB ist beispielsweise ein Siliziumsubstrat. In 2 enthält das Halbleitersubstrat
SB beispielsweise Störstellen
des P-Typs. Ein Massepotential GND ist an das Halbleitersubstrat SB
angelegt. Störstellenschichten
WL1 bis WL3 sind in der Oberfläche
des Halbleitersubstrats SB durch Ionenimplantation und dergleichen
gebildet. Genauer ausgedrückt
ist eine Störstellenschicht
WL2 des N-Typs unter der Verdrahtungsschicht angeordnet, und Störstellenschichten
WL1 und WL3 des P-Typs umgeben die Störstellenschicht WL2 des N-Typs,
um eine Elementisolierung zu bewirken.
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Eine
Verdrahtungsschicht IL1, die die Verdrahtung zur Herstellung der
Verbindung zu dem Ausgangsanschluss eines Operationsverstärkers OP2
darstellt, ist auf der Isolierschicht IF1 angeordnet. Die Verdrahtungsschicht
IL2 erstreckt sich durch die Isolierschicht IF1 und stellt den Kontakt
mit der Störstellenschicht
IL2 des N-Typs her, die in dem Halbleitersubstrat SB gebildet ist.
An dem Kontaktabschnitt mit der Verdrahtungsschicht IL1 ist in der
Störstellenschicht
WL2 des N-Typs ein Kontaktbereich CT, der eine relativ hohe Störstellenkonzentration hat,
vorgesehen, um den Widerstandswert in dem Kontaktabschnitt zu reduzieren.
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Eine
Isolierschicht IF2 ist so gebildet, daß sie die Isolierschicht IF1
und die Verdrahtungsschicht IL1 bedeckt. Die Isolierschichten IF1
und IF2 sind beispielsweise ein Oxidfilm oder ein Nitridfilm, und die
Verdrahtungsschichten IL1 und IL2 sind beispielsweise eine aus A1
oder dergleichen bestehende leitfähige Schicht. Eine isolierende
Schutzschicht PF ist auf der oberen Oberfläche der Verdrahtungsschicht
IL2 und der Isolierschicht IF2 so gebildet, daß diese Schichten abgedeckt
werden. Die Schutzschicht PF ist beispielsweise ebenso eine Oxidschicht
oder eine Nitridschicht.
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Ferner
sind die Dioden D1 und D2, die Widerstände R1 bis R3, die Transistoren
T1 und T2 und die Operationsverstärker OP1 und OP2, die alle
in 1 dargestellt sind, jedoch in 2 nicht,
in der Nähe
des Elektretkondensators EC in dem Halbleitersubstrat SB gebildet.
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Somit
tritt in dem Fall, in dem die Störstellenschicht
WL2 des N-Typs auf der Oberfläche
des Halbleitersubstrats SB angeordnet ist und das Ausgangssignal
Vfb des Operationsverstärkers
OP2 über
die Verdrahtungsschicht IL2 an diese angelegt wird, der parasitäre Kondensator
CX, der herkömmlicherweise
zwischen der Verdrahtungsschicht IL2 und dem Halbleitersubstrat
SB verursacht wurde, zwischen der Verdrahtungsschicht IL2 und der
Störstellenschicht
WL2 des N-Typs auf. Daher wird, wie in dem in 1 gezeigten
Schaltbild, der parasitäre Kondensator
CX zwischen der ersten Elektrode des Elektretkondensators EC und
dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP2 gebildet.
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Da
es sich bei dem Transistor 1 um einen Verarmungstyp handelt, hat
ein Ausgangssignal Vout auch in Abwesenheit der Eingabe eines Eingangssignals
Vin eine positive Gleichstromvorspannung. Demgemäß wird durch die geeignete
Einstellung eines festgelegten Potentials Vref2 das Ausgangssignal
Vfb, das von dem Operationsverstärker
OP2 ausgegeben wird, auch positiv. Daraufhin wird das Potential
der Störstellenschicht
WL2 des N-Typs positiv und
damit höher
als das Potential GND des Halbleitersubstrats SB. Als Resultat wird
der umgekehrte Vorspannungsstatus eines PN-Überganges zwischen der Störstellenschicht
WL2 des N-Typs und dem Halbleitersubstrat SB gebildet und es fließt nur ein
geringer oder kein Strom zwischen diesen.
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Bei
der Mikrofoneinheit der zweiten bevorzugten Ausführungsform ist die Störstellenschicht WL2
des N-Typs in der Oberfläche
des Halbleitersubstrats SB gebildet und das Ausgangssignal Vfb des Operationsverstärkers OP2
wird über
die Verdrahtungsschicht IL2 an dieses angelegt. Daher kann die Mikrofoneinheit
gemäß der ersten
bevorzugten Ausführungsform
ohne weiteres durch einen Halbleiterprozess, wie z.B. Ionenimplantation,
hergestellt werden.
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Der
Kapazitätswert
des parasitären
Kondensators CX ist durch die Dicke und die Dielektrizitätskonstante
der Isolierschichten IF1 und IF2 sowie die Fläche der Verdrahtungsschicht
IL2 und der Störstellenschicht
WL2 des N-Typs einstellbar. Entsprechend ist es, wie bei der ersten
bevorzugten Ausführungsform
beschrieben, möglich,
das Verhältnis
der Spannung, die an die beiden Anschlüsse des parasitären Kondensators
CX angelegt wird, zu der Spannung, die an den Elektretkondensator
EC angelegt wird, welche in dem Ausgangssignal Vfb enthalten sind,
sowie die Zeit der Potentialvariation in der ersten Elektrode des
Elektretkondensators EC einzustellen.
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Dritte bevorzugte Ausführungsform
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Eine
dritte bevorzugte Ausführungsform
ist eine Modifikation der Mikrofoneinheit gemäß der zweiten bevorzugten Ausführungsform. 3 ist eine
Schnittdarstellung, die den Aufbau zeigt. In 3 sind Bestandteile,
die dieselbe Funktion wie in der Mikrofoneinheit gemäß der zweiten
bevorzugten Ausführungsform
haben, durch dasselbe Bezugszeichen bezeichnet.
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In
einer Mikrofoneinheit der dritten bevorzugten Ausführungsform
wird keine Isolierschicht IF2 gebildet, und eine Verdrahtungsschicht
IL3, die der Verdrahtungsschicht IL2 entspricht, wird auf einer
Isolierschicht IF1 wie eine Verdrahtungsschicht IL1 gebildet. Dadurch,
daß die
Verdrahtungsschicht IL3 auf der Isolierschicht IF1 zusammen mit
der Verdrahtungsschicht IL1 angeordnet wird, können diese Verdrahtungsschichten
auf einmal in einem einzelnen Fotolithographieschritt in dem Herstellungsprozess einer
Mikrofoneinheit gebildet werden, womit die Anzahl der Verarbeitungsschritte
verringert wird. Zusätzlich
ermöglicht
es der Verzicht auf eine Isolierschicht IF2, die Materialkosten
zu reduzieren.
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Die übrigen Anordnungen
entsprechen der zweiten bevorzugten Ausführungsform, so daß auf deren
Beschreibung hier verzichtet wird.
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Vierte bevorzugte
Ausführungsform
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Eine
vierte bevorzugte Ausführungsform
ist ebenso eine Modifikation der Mikrofoneinheit gemäß der zweiten
bevorzugten Ausführungsform. 4 ist eine
Schnittdarstellung, die deren Aufbau zeigt. In 4 sind
Bestandteile, die dieselbe Funktion wie in der Mikrofoneinheit gemäß der zweiten
bevorzugten Ausführungsform
haben, durch dasselbe Bezugszeichen bezeichnet.
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In
einer Mikrofoneinheit gemäß der vierten bevorzugten
Ausführungsform
sind keine Störstellenschichten
WL1 bis WL3 sowie kein Kontaktbereich CT gebildet, und eine Verdrahtungsschicht
IL4, die der Verdrahtungsschicht IL1 entspricht, ist auf einer Isolierschicht
IF1 gebildet. Es sei angemerkt, daß die Verdrahtungsschicht IL4
sich unterhalb einer Verdrahtungsschicht IL2 erstreckt und daß sie auch
als eine erste Elektrode eines parasitären Kondensators CX anstelle
der Störstellenschicht
WL2 des N-Typs wirkt.
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Somit
besteht dadurch, daß die
Verdrahtungsschicht IL4 so gebildet wird, daß sie sich unterhalb der Verdrahtungsschicht
IL2 erstreckt, kein Bedarf, Störstellenschichten
WL1 bis WL3 und einen Kontaktbereich CT zu bilden, womit die Anzahl
der Verarbeitungsschritte reduziert wird.
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Wenn
die Störstellenschicht
WL2 des N-Typs als eine erste Elektrode des parasitären Kondensators
CX verwendet wird, wie bei der zweiten oder dritten Ausführungsform,
wird erwartet, daß ein
Leckstrom in einem Halbleitersubstrat SB auftreten könnte, womit
das Potential der Störstellenschicht
WL des N-Typs instabil
wird, oder alternativ, daß ein übermäßiger Leistungsverbrauch
mit dem Variieren des Ausgangssignals Vfb aufgrund eines hohen Widerstandswertes
der Störstellenschicht
WL2 des N-Typs auftritt.
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Bei
der vierten bevorzugten Ausführungsform
besteht dann, wenn die Verdrahtungsschicht IL4 als die erste Elektrode
des parasitären
Kondensators CX anstelle der Störstellenschicht
WL2 des N-Typs wirkt, relativ weniger Gefahr, daß ein Leckstrom verursacht
wird, da die Isolierschicht IF1 zwischen der Verdrahtungsschicht
IL4 und dem Halbleitersubstrat SB angeordnet ist. Zusätzlich besteht
dann, wenn Material mit einem niedrigen Widerstand (beispielsweise
A1) als Verdrahtungsschicht IL4 verwendet wird, weniger die Gefahr,
daß ein übermäßiger Leistungsverbrauch
mit dem Variieren des Ausgangssignal Vfb verursacht wird.
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Die übrigen Anordnungen
entsprechen der zweiten bevorzugten Ausführungsform, so daß auf deren
Beschreibung hier verzichtet wird.