DE3511688A1 - Rauschen daempfende schnittstellenschaltung fuer generatoren von taktsignalen mit zwei nicht ueberlagerten phasen - Google Patents

Description

Beschrei bung

Die Erfindung betrifft Schnittstellenschaltungen für Generatoren von Taktsignalen mit zwei nicht überlagerten Phasen und mit rechteckigen Impulswellenformen, insbesondere eine Schnittstellenschaltung mit MOS-FeIdeffekttransistören (MOS = Metall-Oxid-Halbleiter) mit isoliertem Gate, die geeignet ist, bei diesen Taktsignalen das Rauschen aufgrund von Schwankungen der Speisespannung zu dämpfen und auf diese Weise Taktsignale mit niedrigem Rauschen zu liefern, welche verwendet werden können, um Schaltungen von Vorrichtungen zu steuern, für die eine geringe Empfindlichkeit gegenüber Schwankungen der Speisespannung ein wichtiger Gütefaktor ist.

Der Einfluß, den die Schwankungen der Speisespannung auf den Ausgang der versorgten Schaltung haben und die beim Stand der Technik im allgemeinen mit "Power-Supply Rejection Ratio" (P.S.R.R.) bezeichnet ist, wird immer mehr ein wesentlicher Konstruktionsparameter, insbesondere für neuere Schaltungen, bei denen in ein und derselben integrierten Schaltung analoge und digitale Untersysteme eingesetzt werden.

In diesem Fall ist es nämlich praktisch unmöglich zu vermeiden, daß das Rauschen aufgrund von Schwankungen der Speisespannung in einem Untersystem sich auch auf das Rauschen im anderen Untersystem überträgt.

Dabei kann man beispielsweise feststellen, daß die Schwankungen der Speisespannung aufgrund von inneren oder äußeren Einflüssen auf die integrierte Schaltung direkt auf die digitalen Taktsignale übertragen werden, die von Generatoren geliefert werden, die mit dieser Spannung versorgt werden.

Diese Signale werden nämlich im allgemeinen dadurch erhalten, daß der Ausgang der Generatorschaltung für bestimmte Zeitintervalle wechselweise mit dem positiven und dem negativen Versorgungsanschluß einfach kurzgeschlossen wird.

Die Spitze-Spitze-Amplitude der Taktsignale wird damit gleich der gesamten Speisespannung und folgt somit ohne jede Dämpfung eventuellen Schwankungen.

Das "Rauschen" der Speisespannung wird dann über diese digitalen Taktsignale auf die digitalen oder analogen Untersysteme übertragen, denen diese zugeführt sind, wodurch die Leistungen des gesamten Systems verringert werden.

Dieses Problem muß bei der Herstellung von Schaltungen "mit umgeschalteten Kondensatoren" (SCC = Switched Capacitor Circuit) berücksichtigt werden, die auf elementaren Schaltungsstrukturen aufbauen, welche einen Kondensator sowie zwei oder mehr Schalter aufweisen, die aus MOS-Feldeffenktransistören bestehen.

Mittels dieser Schalter, die von Taktsignalen mit zwei nicht überlagerten Phasen gesteuert werden, welche eine rechteckige Impulswellenform haben, wird ein Belag des Kondensators abwechselnd auf zwei verschiedene Bezugspotentiale gebracht, die einander bezüglich eines festen Potentials entgegengesetzt sind, auf dem der andere Belag gehalten wird.

Bekanntlich sind diese elementaren Schaltungsstrukturen mit umgeschalteten Kondensatoren hinsichtlich des elektrischen Verhaltens gleichwertig mit einem Widerstand und sind besonders geeignet für die Herstellung von aktiven Filtern mit einer integrierten Schaltung hoher Qualität, welche in PCM-übertragungssystemen eingesetzt werden können (PCM = Puls-Code-Modulation).

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Der Einsatz einer äquivalenten Schaltungsstruktur mit umgeschaltetem Kondensator anstelle eines normalen Widerstandes hat nämlich erhebliche Vorteile hinsichtlich der Herste!!ungsgenauigkeit und Integrationskompaktheit und ist insbesondere vollständig kompatibel mit den Technologien, die für digitale integrierte Schaltungen angewendet werden.

Der Einsatz von Schaltungen mit umgeschalteten Kondensatoren in monolitisch integrierten, aktiven Filtern ist nicht nur wirtschaftlich vorteilhaft, sondern gestattet auch, besser kontrollierbare Kenndaten für diese Filter zu erzielen, ohne daß die Notwendigkeit anschließender Funktionseichungen besteht.

Die erwähnten Vorteile würden jedoch vollständig beseitigt, wenn dem Ausgang des Filters über dieselben Synchronsignale für die Steuerung der Schalter mit MOS-Tranistoren das Rauschen übertragen würde, das durch die Spannungsschwankungen der Versorgungsquelle hervorgerufen wird.

Anschließend soll untersucht werden, wie dieser Fall eintreten kann, indem beispielsweise das in Figur 1 dargestellte, bekannte Schaltungsschema einer integrierten Differenzschaltung mit umgeschaltetem Kondensator betrachtet wird, welche als Grundbaustein der aktiven Filter in PCM-Übertragungssystemen verwendet wird.

Die Schaltung der Figur 1 hat einen Kondensator C , zwei Paare von MOS-Feldeffekttransistoren MIl, M12 sowie M21, M22 und einen Differenz-Operationsverstärker Al.

Die Transistoren, die alle η-Kanal- oder p-Kanal-Transistören sind, wirken als Schalter für die Umschaltung des Kondensators C . Die Gate-Elektrode des Transistors MIl und die Gate-Elektrode des Tranistors M21 sind an einen ersten Eingangsanschluß C angeschlossen.

Die Gate-Elektrode des Transistors Ml2 und die Gate-Elektrode des Tranistors M22 sind an einen zweiten Eingangsanschluß C angeschlossen.

Die beiden EingangsanschiUsse C und "(Γ werden mit den Ausgangsanschlüssen eines Generators für Taktsignale mit zwei nicht überlagerten Phasen verbunden, welche eine in der Figur nicht dargestellte, rechteckige Impulswellenform haben.

Ein erster Anschluß des Kondensators C ist über den Transistor MIl an Masse der Schaltung und über den Transistor M12 an den invertierenden Eingang ("-") des Verstärkers Al angeschlossen.

Der zweite Eingang des Kondensators C ist über den Transistor M21 an einen ersten Spannungssignaleingang V, (t) und über den Transistor M22 an einen zweiten Spannungssignaleingang V~ (t) angeschlossen.

Der nicht invertierende Eingang ("+") des Verstärkers Al ist an Masse angeschlossen.

Der Spannungssignalausgang V_Q (t) des Verstärkers Al ist über einen Integrationskondensator C₁ an den invertierenden Anschluß ("-") angeschlossen, und zwar an einem Verbindungspunkt S, der als Summenknoten wirkt.

Man kann sofort feststellen, daß dann, wenn der Pegel des an der Gate-Elektrode des Transistors M12 anliegenden Signals hoch ist und daher die im Kondensator C gespeicherte Ladung über den Transistor M12, sofern dieser ein η-Kanal-Tranistör ist, in den Summenknoten (S) eingegeben wird, in diesen Knoten über die parasitäre Kapazität Cp^ (Gate-Kanal) des Tranistors M12 auch das eventuelle Rauschen übertragen wird, mit dem dieses Taktsignal aufgrund der Spannungsschwankungen der Versorgungsquelle des Generators behaftet ist.

Aufgrund dieses Rauschens wird auch das Ausgangssignal des Operationsverstärkers Al beeinträchtigt.

Eine Veränderung ^ V~ des Spannungspegels des am Transistor Ml2 anliegenden Taktsignals bewirkt nämlich eine Änderung <$ Vq des Pegels des Ausgangssignals V_Q (t), ausgedrückt durch die Beziehung

Das Ausgangssignal eines komplexeren Schaltungssystems, beispielsweise eines aktiven Filters in seiner Gesamtheit, das verschiedene Schaltungsstrukturen mit dem hier betrachteten, umgeschalteten Kondensator aufweist, wird noch stärker beeinträchtigt, und zwar aufgrund der zahlreichen Kopplungen, die über die Taktsignale zwischen den Summenknoten am Eingang der Operationsverstärker und der Versorgungsquelle bzw. der Vorsorgungsquellen bestehen. Die hauptsächlichen Pfade für diese Kopplungen werden gebildet durch die Streukapazitäten der monolithisch integrierten Kondensatoren, durch die Streukapazitäten der MOS-Transistoren, die als Schalter wirken, und durch die Streukapazitäten der Verbindungsbahnen.

Zur Vermeidung dieses Nachteils sind hauptsächlich technologische Lösungen bekannt, beispielsweise solche, bei denen mit an Masse angeschlossenen Diffusionszonen sowohl die integrierten Kondensatoren als auch die Verbindungsbahnen abgeschirmt und mit stabilisierten Spannungen die Diffusionszonen vorgespannt werden, in denen die MOS-Transistoren verwirklicht sind.

Um den von der Steilheit zwischen Kanal und Substrat der Eingangs-MOS-Transistoren bewirkten Einfluß auf die Operationsverstärker zu beschränken, die im allgemeinen n-Kanal-Typen sind, kann man mit dem Substrat die Source-Zone jeder dieser Transistoren verbinden.

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Eine weitere, bekannte Lösung für das Problem der Empfindlichkeit der Spannungsquellen gegen das Rauschen, die insbesondere für aktive Filter großer Trennschärfe verwendet wird und ausschließlich auf Schaltungsebene wirkt, besteht darin, daß das Schaltungssystem vollkommen in Differenzschaltungs-Form implementiert wird, um den Einfluß des Rauschens auf das Ausgangssignal auszuschalten. Diese Lösung führt jedoch zu Konstruktionseinschränkungen und größeren Kosten für die Implementierung mit integrierter Schaltung.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Rauschen dämpfende Schnittstellenschaltung für Generatoren von Taktsignalen mit zwei nicht überlagerten Phasen und mit rechteckiger Impulswellenform zu schaffen, die besonders für den Einsatz in PCM-Übertragungssystemen geeignet ist.

Diese Aufgabe wird bei der Schnittstellenschaltung der angegebenen Art durch das Kennzeichen des Patentanspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen und aus der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels, das in der Zeichnung dargestellt ist.

Es zeigen:

Figur 1 das bereits beschriebene, bekannte Schaltungsschema eines Differenz-Integrators mit umgeschaltetem Kondensator für aktive Filter und

Figur 2 das Schema einer Schnittstellenschaltung mit Rauschdämpfung gemäß der Erfindung.

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Die in Figur 2 dargestellte Schnittstellenschaltung gemäß der Erfindung kann als integrierte Schaltung mit MOS-Anreicherungsschaltung-Feldeffekttransistören mit isoliertem Gate ausgebildet sein.

Sie kann Teil einer komplexeren integrierten Schaltung sein, die nicht weiter dargestellt ist.

Die Schnittstellenschaltung hat einen ersten Transistor Ml mit p-Kanal und einen zweiten Transistor M2 mit η-Kanal, deren Source-Elektroden an den positiven Pol + V^n bzw. an den negativen Pol -Ϋςς einer Speisespannungsquelle angeschlossen sind. Die Potentiale dieser Pole sind gleich und bezüglich der Masse der Schaltung entgegengesetzt, welche bei dieser Technik auch als "Analog-Masse" bezeichnet wird.

Die Gate-Elektroden der Transistoren Ml und M2 sind mit einer ersten Bezugsspannung V⁺^ bzw. einer zweiten Bezugsspannung V" χ. verbunden, welche durch in der Figur nicht dargestellte Schaltungsmittel verwirklicht sind, die diesen Elektroden vorbestimmte Potentiale bezüglich des positiven Pols +V_DD bzw. des negativen Pols -V$_s aufprägen.

Zwischen die Drain-Elektrode des Tranistors Ml und die Drain-Elektrode des Transistors M2 sind mittels ihrer Source- und Drain-Elektroden in Reihe ein dritter Transistor M3, ein vierter Transistor M4, ein fünfter Transistor M5 und ein sechster Transistor M6 geschaltet, von denen jeder ein η-Kanal-Transistor ist und dessen Gate-Elektrode an die eigene Drain-Elektrode angeschlossen ist.

Der in der Mitte zwischen der Source-Elektrode des Transistors M4 und der Drain-Elektrode des Transistors M5 liegende Verbindungsknoten ist an Masse angeschlossen.

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Die Schnittstellenschaltung hat einen ersten Eingangsanschluß C und einen zweiten Eingangsanschluß C sowie einen ersten Ausgangsanschluß CK und einen zeiten Ausgangsanschluß CK.

Der erste Eingangsanschluß C besteht aus dem Verbindungspunkt zwischen den Gate-Elektroden eines siebten p-Kanal-Transistors M7 und eines achten η-Kanal-Transistors M8, deren Drain-Elektroden miteinander verbunden sind, um den zweiten Ausgangsanschluß Γκ zu bilden.

Die Source-Elektroden des siebten Transistors M7 und des achten Transistors M8 sind in einem Schaltungspunkt V„ an die Drain-Elektrode des ersten Transistors Ml bzw. in einem Schaltungspunkt V. an die Drain-Elektrode des zweiten Transistors M2 angeschlossen.

Der zweite Eingangsanschluß T besteht aus dem Verbindungspunkt zwischen den Gate-Elektroden eines neunten p-Kanal-Transistors M9 und eines zehnten η-Kanal-Transistors MIO, deren Drain-Elektroden miteinander verbunden sind, um den ersten Ausgangsanschluß CK zu bilden.

Die Source-Elektroden des neunten Transistors M9 und des zehnten Transistors MIO sind im Knoten Vy an die Drain-Elektrode des ersten Transistors Ml bzw. im Knoten V_L an die Drain-Elektrode des zweiten Transistors M2 angeschlossen.

Die Transistoren M7, M8, M9 und MIO dienen ausschließlich als Schalter, die von den Taktsignalen gesteuert werden, welche an den Eingangsanschlüssen C und Γ anliegen, um abwechselnd auf jeden der Ausgangsanschlüsse CK und C~K die Potential pegel der Knoten Vn und V. zu übertragen.

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Auf diese Weise ergeben sich an den AusgangsanschlUssen der in Figur 2 gezeigten Schnittstellenschaltung Taktsignale, die noch zwei nicht überlagerte Phasen und eine rechteckige Impulswellenform haben.

Im Unterschied zu den Eingangssignalen sind diese Taktsignale am Ausgang jedoch praktisch frei von Rauschen, das durch die Versorgungsquelle verursacht wird.

Gemäß der Erfindung wird nämlich die Potentialdifferenz zwischen den beiden Knoten V„ und V, konstant gehalten, indem diese Knoten elektrisch so von der Versorgung entkoppelt werden, daß ihr Potential weitgehend unabhängig von den Schwankungen der Speisespannung gehalten wird.

Um zu vermeiden, daß die Schwankungen des Potentials des negativen Pols -Vcc der Versorgungsquelle durch eine Veränderung der Vorspannung des Substrates der integrierten Schaltung auch Veränderungen der Schwellenspannung der Transistoren M3, M4, M5 und M6 verursachen, die Anreicherungs-Transistoren sind und in Dioden-Schaltung bei Sättigung arbeiten, wird die technologische Maßnahme angewandt, die mit p-Dotierstoffen dotierten Zonen, in denen diese Transistoren vorliegen, mit den Source-Elektroden der jeweiligen Transistoren kurzzuschließen.

Auf diese Weise wird der gesamte Spannungsabfall an den zwischen den Knoten Vn und V. eingesetzten Transistoren konstant gehalten.

Der grundsätzliche Aspekt der Erfindung besteht jedoch darin, daß die beiden komplementären Transistoren Ml und M2, deren jeweilige Source-Elektroden ebenfalls mit den Zonen kurzgeschlossen sind, in denen diese Transistoren liegen, so vorgespannt werden, daß sie immer bei Sättigung arbeiten.

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Zu diesem Zweck werden in geeigneter Weise die Bezugsspannungen V * und V" r- sowie die Werte der Schwellenspannungen der Transistoren M3, M4, M5 und M6, die zwischen die Knoten Vm und V. eingesetzt sind, gewählt. Da die Gate-Source-Spannungen, die an den Transistoren Ml und M2 anliegen, konstant sind, sind ihre Drain-Ströme konstant und unabhängig von den Schwankungen der Versorgungsspannung.

Aus dem Schaltungsschema der Figur 2 ergibt sich, daß einer Änderung ^"^vnn ^des Potentials des positiven Pols + V™ eine Änderung tj" Vj, des Potentials des Knotens V„ entspricht, was durch die folgende Beziehung ausgedrückt wird:

gol 2gol ,

^{v =} 5^7"^°^ ^V°^{D =} ~g~~+~2göl" ^vdd

Darin sind g die Steilheit der Transistoren M3 und M4, die als identisch angenommen werden, und gol der Leitwert am Ausgang des Transistors Ml. Eine analoge Beziehung besteht zwischen den Potential änderungen des negativen Pols -V₅₅ und den sich daraus ergebenden Potenti al änderungen des Knotens V, . Um ο Vj, zu minimieren, muß das Verhältnis gol/go so klein wie möglich gemacht werden.

Da für einen Feldeffekttransistor, der in Sättigung arbeitet, die Steilheit für einen vorbestimmten Vorspannungsstrom sehr viel größer ist als der Ausgangsleitwert, beläßt man den Transistor ill in der Sättigungszone seines Betriebsbereiches, um die Potenti al änderungen (jV„ des Knotens V_M aufgrund des Rauschens der Versorgungsquelle zu minimieren. In analoger Weise läßt man auch den Transistor M2 in Sättigung arbeiten.

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Diese Lösung des Problems des Rauschens der Versorgungsquelle kann schließlich optimiert werden, indem man geeignete technologische Maßnahmen bekannter Art ergreift, beispielsweise, dadurch, daß für Ml und M2 Transistoren mit besonders langem Kanal erzeugt werden, um das Verhältnis gol/g so weit wie möglich zu verringern.

Mit einer Schnittstellenschaltung gemäß der Erfindung läßt sich in der Praxis eine sehr starke Rauschdämpfung (ca. 4 6 dB) auf Kosten einer Reduzierung der dynamischen Amplitude des Signals erzielen, die für die Anforderungen in normalen Anwendungsfällen völlig bedeutungslos ist.

Die am Ausgang maximal zur Verfügung stehende Signal spannung während des Sättigungsbetriebes der Transistoren Ml und M2 ergibt sich aus der Beziehung

^(VH - ^VL Vx ^{= V+}ref - ^Vref " ^(VTn ⁺ l^VTpi >

wobei mit Vy und Vy die Schwellenspannungen der komplementären Transistoren M2 bzw. Ml bezeichnet sind.

Wenn die Bezugsspannungen für V , und V~ _f so gewählt werden, daß die Transistoren Ml und M2 nur wenige hundert mV über der Schwellenspannung vorgespannt sind, ist die dynamische Amplitude der Synchronsignale am Ausgang ziemlich nahe an der Versorgungsspannung zwischen + V _{D D} und -V^.

über das beschriebene und dargestellte Ausführungsbeispiel der Erfindung hinaus sind Varianten möglich, ohne dadurch den Erfindungsgedanken zu verlassen. Um die dynamische Amplitude der Impulssignale am Ausgang zu optimieren, kann beispielsweise zwischen die Knoten V,, und V, eine größere Zahl von Transistoren in Diodenschaltung eingesetzt werden, wobei bezüglich des zentralen, an Masse angeschlossenen Verbindungsknotens eine symetrische Konfiguration beibehalten wird.

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Claims (3)

1. KVlXHiKU NKEHSCHMITr-MLSONHIRSCIj;: * '-. .'·*..'- ' ^:.Λ..^: PVTEYIANWÄLTE <

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   SGS-ATES Components Elettronici S.p.A. 351 1688

   u.Z.: K 22 383SM/6 ²⁹· ^{März 1985}

   Priorität: 30. März 1984, Nr. 20337A/84 - Italien

   Rauschen dämpfende Schnittstellenschaltung für Generatoren von Taktsignalen mit zwei nicht überlagerten Phasen

   Patentansprüche

   [Ii Rauschen dämpfende Schnittstellenschaltung für Generatoren von Taktsignalen mit zwei nicht überlagerten Phasen und mit rechteckiger Impulswellenform, umfassend einen ersten Eingangsanschluß (C) und einen zweiten Eingangsanschluß (Γ) für die Verbindung mit einem Taktsignal-Generator und einen ersten Ausgangsanschluß (CK) sowie einen zweiten Ausgangsanschluß (CT() für die Verbindung mit einer Verbraucherschaltung, dadurch g e kennzeichnet, daß ein erster Feldeffekt-Transistor (Ml) und ein zweiter Feldeffekt-Transistor (M2) vorgesehen sind, deren Source-Elektroden an einen ersten Versorgungsanschluß (+Vq_D) bzw. an einen zweiten Versorgungsanschluß ("^νςς) angeschlossen sind und deren Gate-Elektroden an eine erste Bezugsspannung (^v+ _ref) bzw. an eine zweite Bezugsspannung (^v~_ref) angeschlossen sind, welche die Gate-Elektrode des ersten Transistors (Ml) bezüglich des ersten Versorgungsanschlusses (⁺V_DD) auf einem konstanten Potential bzw. die Gate-Elektrode des zweiten Transistors (M2) bezüglich des zweiten Versorgungsanschlusses (-Vc-ς) auf einem konstanten Potential halten, daß ein Schal-

   tungsknoten mit konstantem Potential (Masse) vorgesehen ist, dessen Potential zwischen dem Potential des ersten Versorgungsanschlusses (⁺Vqq) und dem Potential des zweiten Versorgungsanschlusses ("^νςς^ ^ ^S¹- ^{und sicn von} diesen Potentialen um gleiche Beträge unterscheidet, wobei zwischen diesen Schaltungsknoten und die Drain-Elektrode des ersten Transistors (Ml) mittels ihrer Source- und Drain-Elektroden wenigstens zwei Feldeffekttransistoren (M3, M4) und zwischen den Schaltungsknoten und die Drain-Elektrode des zweiten Transistors (M2) mittels ihrer Source- und Drain-Elektroden eine der Zahl der zwischen die Drain-Elektrode des ersten Transistors (Ml) und den Schaltungsknoten geschalteten Transistoren (M3, M4) gleiche Zahl von Feldeffekt-Transistoren (M5, M6) geschaltet sind, wobei jeder dieser Transistoren (M3, M4, M5, M6), die zwischen den ersten Transistor (Ml) und den zweiten Transistor (M2) geschaltet sind, mit ihrer Gate-Elektrode an die eigene Drain-Elektrode angeschlossen sind, wobei die Drain-Elektroden des ersten Transistors (Ml) und des zweiten Transistors (M2) beide an den zweiten Ausgangsanschluß (cT) angeschlossen sind, und zwar über einen ersten FeIdeffekt-Obertragungs-Transistör (M7) bzw. einen zweiten Feldeffekt-Übertragungs-Transistor (M8), deren Gate-Elektroden beide an den ersten Eingangsanschluß (C) angeschlossen sind, wobei ferner die Drain-Elektroden des ersten Transistors (Ml) und des zweiten Transistors (M2) mit dem ersten Ausgangsanschluß (CK) verbunden sind, und zwar über einen dritten Feldeffekt-Übertragung-Transistor (M9) bzw. einen vierten Feldeffekt-Übertragungs-Transistor (MIO), deren Gate-Elektroden beide an den zweiten Eingangsanschluß (C) angeschlossen sind, und daß der erste Transistor (Ml) und der zweite Transistor (M2) so vorgespannt sind, daß sie im Sättigungsbereich ihres Kennlinienfeldes arbeiten.

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2. 2. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Feldeffekt-Transistor (Ml), der erste Feldeffekt-Übertragungs-Transistor (M7) und der dritte Feldeffekt-übertragungs-Transistor (M9) p-Kanäle haben und daß alle anderen Transistoren der Schaltung η-Kanäle haben.
3. 3. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß alle in ihr enthaltene Transistoren MOS-Anreicherungs-Feldeffekttransistören mit isoliertem Gate sind.

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