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HINTERGRUND
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1 zeigt
einen konventionellen Digital Temperature Sensor (Digitaler Temperaturfühler, DTS),
der eine bekannte Art der Bandlückenschaltung 104,
gekoppelt mit einer konventionellen Quotientenmesserschaltung 101,
verwendet. Die Verhältnisschaltung 101 enthält
einen stromquellenbasierten DAC (Digital-Analog-Wandler, digital-to-analog converter) 106,
um eine temperaturabhängige Funktion M (ein Multiplikator
für den DAC) beruhend auf der Nulleinstellung eines Wertes
Vout vom Comparator 108 zu generieren. Die Bandlückenschaltung 102 kann
einen standardmäßigen diodenbasierten PTAT-(proportional
zur absoluten Temperatur)-Block umfassen, der zwei temperaturabhängige
DC-Spannungen, Vbe und ΔVbe erzeugt. Bei einigen Ausführungsformen
hat die Spannung Vbe ein negatives Temperaturgefälle, während
die Spannung ΔVbe ein positives oder flaches Temperaturgefälle
hat. Durch den DAC 106 wird die Spannung ΔVbe
mit einem Faktor M multipliziert. Der DAC 106 kann, wie
beispielsweise in 2 gezeigt, einen konventionellen stromquellenmäßigen
DAC umfassen. In diesem Beispiel ist M ein diskreter 4-Bit-Wert,
der mit einem Analoglevel korrespondiert, welcher ΔVbe
multipliziert. Dies resultiert im Wert: MΔVbe (auch als
Spannung Vref bezeichnet). Die Spannung Vref hat eine positive oder
flache Temperaturabhängigkeit und ihr Gefälle
und Offset wird durch M bestimmt. 3 ist ein
Diagramm, das für Vbe und Vref verschiedene beispielhafte
Kurven bei verschiedenen Werten von M zeigt und wie diese von der
Temperatur abhängig sind.
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Der
Comparator 108 wird verwendet, um den Wert von M zu erkennen,
bei dem die negativ geneigte Spannung Vbe von der positiven oder
flach geneigten Spannung Vref geschnitten wird, d. h. wenn: Vbe – Vref
= 0: Der Wert von M entspricht einer bestimmten Temperatur, die
identifiziert werden kann, indem irgendeine geeignete Art und Weise
wie z. B. eine Look-Up-Tabelle verwendet wird. Es ist ersichtlich,
dass diese Schaltung 101 als ein Quotientenmesser agiert,
da M ein Verhältnis zwischen Vbe und ΔVbe ist,
das mit der Temperatur der Bandlückenschaltung 102 korrespondiert.
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Ein
Nachteil dieses Ansatzes ergibt sich aus dem stromquellenartigen
DAC. Nur einige Transistoren werden für das Least Significant
(niedrigstwertige, LS) Bit verwendet, aber jedes folgende Bit hat
die doppelte Anzahl an Transistoren. (Jeder Bit-Pfad in 2 zeigt
einen einzelnen Bezugstransistor PiA, aber jeder Transistor kann
abhängig davon, wie die Schaltung implementiert ist, tatsächlich
einen oder mehre Transistoren umfassen, um einen passenden binär
gewichteten DAC zu erhalten.) Ein Problem tritt auf, wenn es erforderlich
ist, einen signifikanten Dynamikbereich abzudecken, der sich typischerweise aus
normalen Prozessveränderungen ergibt. Zum Beispiel kann,
abhängig von Designbelangen, ein 9-Bit- oder sogar ein
10-Bit-DAC-Bereich erforderlich sein. (Es wären sogar noch
mehr, noch viel mehr Bits erforderlich, wenn nichtbinär
gewichtete Ausführungsformen verwendet werden.) In diesen
Fällen wird die Anzahl an Transistoren untragbar hoch und sie
können über eine große Fläche
verteilt sein, was Nebenwirkungen wie beispielsweise übermäßiges Lecken,
VT-Abweichungen, R0-
und Entleerungsauswirkungs-Veränderungen und Ähnliches
erzeugen kann. Diese Auswirkungen können zu Messfehlern, beispielsweise
hervorgerufen durch Unterschiede im DAC-Verhalten zwischen der Kalibrierung
und der Systemoperation, beitragen. Des Weiteren können die
Veränderungen den Strom veranlassen, eine nichtmonotone
Funktion der digitalen Bits zu sein, wenn zwischen verschiedenen
Stromquellengruppen gewechselt wird. Das kann auf signifikante Temperaturfehler
hinauslaufen. Ein weiteres Problem kann ein minderwertiges PSRR
(power supply rejection ratio) des DAC sein, der normalerweise einen
guten SFR (super filtered regulator) erfordert, um Leistung für
den DTS bereitzustellen. Das Hinzufügen des SFR führt
zu erhöhtem Raumbedarf, einer erhöhten Leistungsaufnahme
und einer zusätzlichen Notwendigkeit zur Kalibrierung.
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Demgemäß ist
ein neuer Ansatz erwünscht.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Ausführungsformen
der Erfindung werden exemplarisch und in keiner Weise einschränkend
in den Figuren der begleitenden Zeichnungen dargestellt, wobei Bezugsnummern
zum Verweis auf ähnliche Elemente verwendet werden.
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1 ist
ein Diagramm einer konventionellen Temperaturfühlerschaltung.
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2 ist
ein Diagramm eines Digital-to-Analog-Converter (Digital-Analog-Wandler,
DAC) für die Temperaturfühlerschaltung von 1.
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3 ist
ein Diagramm, das Werte von Vbe und Vref für verschiedene
Werte von M für den Temperaturfühler von 1 zeigt.
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4 ist
ein Diagramm eines Temperaturfühlers mit einem oszillatorbasierten
Quotientenmesser gemäß einigen Ausführungsformen.
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5 ist
ein Diagramm einer Oszillatorschaltung, die gemäß einiger
Ausführungsformen für die Verwendung mit dem Quotientenmesser
der 4 geeignet ist.
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6 ist
ein Diagramm einer Frequenz-Quotientenmesserschaltung, die für
die Verwendung mit dem Quotientenmesser der 4 gemäß einigen Ausführungsformen
geeignet ist.
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7 ist
ein Diagramm, das gemäß einiger Ausführungsformen
für die Schaltung von 4 Spannungs-
und Frequenzverhältnis-Kurven über der Temperatur
zeigt.
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8 ist
ein Diagramm eines Temperaturfühlers mit einem oszillatorbasierten
Quotientenmesser gemäß zusätzlicher Ausführungsformen.
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9 ist
ein Diagramm eines Computersystems, das gemäß einigen
Ausführungsformen einen Prozessor mit einem Temperaturfühler
besitzt, der mit einem Quotientenmesser versehen ist.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
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Bei
einigen Ausführungsformen wird eine neue DTS-Implementierung
ermöglicht, die konventionelle Vbe/ΔVbe temperaturabhängige
Grundsätze verwenden kann, aber einen Voltage-to-Frequency-(Spannung-Frequenz,
V/F)-basierten Quotientenmesser anstatt dem DAC-basierten einsetzt.
Dieser neue Ansatz kann in einer vereinfachten Schaltung resultieren,
die abweichungstoleranter sein kann und weniger Leistung und Raum
erfordert.
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4 zeigt
ein Diagramm eines DTS gemäß einigen Ausführungsformen.
Er umfasst einen Quotientenmesser 401 mit Voltage-to-Frequency-(Spannung-Frequenz,
V/F)-Wandlern (oder Oszillatoren) 404 (V/F1), 406 (V/F2)
und einen Frequenzteiler, d. h. Verhältnisrechner, (F1/F2) 408,
der wie gezeigt mit einer konventionellen Bandlückenschaltung 102 gekoppelt
ist, um einen Temperaturfaktor M zu ermöglichen, dessen
Wert dem der Bandlückenschaltung entspricht. Die Bandlückenschaltung 102 umfasst
einen diodenbasierten PTAT-Block, der die zwei temperaturabhängigen
DC-Spannungen Vbe und ΔVbe erzeugt. (Bei einigen Bandlückenschaltungen
kann der ΔVbe manchmal als Vref oder ähnlich bezeichnet werden.
(Siehe zum Beispiel Barba et al., „A CMOS Bandgag
Reference Circuit with Sub-1-V Operation", IEEE JOURNAL
OF SOLID-STATE CIRCUITS, BD. 34, NR. 5, MAI 1999)
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Die
Spannungen Vbe und ΔVbe haben verschiedene Temperaturgefälle.
Bei einigen Implementierungen hat Vbe einen negativen Temperaturkoeffizienten,
während ΔVbe/Vref einen positiven oder Null-(flachen)-Temperaturkoeffizienten
hat.
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Unter
der Annahme, dass die V/F-Schaltungen angemessen ähnlich
sind, d. h. mit angemessen gleichen Verstärkungsfaktoren
(∝), wird die generierte Frequenz von V/F1 (F1) sein: cc/ΔVbe
und die Frequenz (F2) von V/F2 wird sein: ∝/Vbe. Wenn somit
F1 mit dem Teiler 408 durch F2 geteilt wird, ist das Resultat:
Vbe/ΔVbe, was das Spannungs- oder Frequenz)-Verhältnis
M ist. Dieser Wert M kann dann zu einer bestimmten Temperatur beispielsweise über eine
Look-Up-Tabelle oder Ähnliches in Beziehung gesetzt werden. 7 ist
ein Diagramm, das beispielhafte Verhältnis-Funktionen für
F (z. B. F1/F2) und V (z. B. Vbe/ΔVbe) als eine Funktion
der Temperatur zeigt. (Bei idealen Zuständen waren sie
gleich. Sie weichen aber geringfügig mit experimentell
abgeleiteten Daten infolge nichtidealer Komponenten ab, obwohl die
Funktionen sehr nahe beieinander liegen.)
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Für
den Fall, dass die zwei VIF-Schaltungen infolge des zufälligen
Offsets sehr unterschiedlich sind, ist es möglich, die
Eingaben „abzuhacken”. Bei diesem Verfahren gibt
es zwei Messungen. Bei der ersten Messung ist ΔVbe mit
V/F1 verbunden, während Vbe mit V/F2 verbunden ist. Der
Wert von F1/F2 wird als M1 gespeichert. Bei der zweiten Messung werden
die Eingaben gewechselt und ΔVbe ist mit V/F2 verbunden,
während Vbe mit V/F1 verbunden ist und der Wert als M2
gespeichert wird. Der Durchschnitt zwischen den zwei Werten M1 und
M2 ist eine genauere Temperatur.
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5 zeigt
eine Spannung-Frequenz-Schaltung, die in einem Quotientenmesser
gemäß einigen Ausführungsformen verwendet
werden kann. Sie umfasst die Schalttransistoren N1, N2, ein Flipflop (FF),
Comparatoren (Cmp1, Cmp2), Lade-/Entlade-Kondensatoren (C1, C2)
und Kaskoden-Stromspiegel-Transistoren (M), die wie gezeigt gekoppelt sind.
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Bei
einigen Ausführungsformen sind die Lade-/Entlade-Kondensatoren
(C1, C2) Metallkondensatoren. Beide arbeiten als Verknüpfungsstufen
und werden mit angemessen konstanten und äquivalenten Strömen
(I1, I2) geladen, was in der gewünschten Verstärkungslinearität
und einem breiten Eingangsspannungs-(Vin)-Bereich resultiert. Um
den gewünschten Konstantstrom mit gutem PSRR und niedriger
Entleerungsauswirkung zu erhalten, wird die verstärkte
Kaskoden-Spiegel-Technik verwendet, wobei die Ströme vom
Bandlücken-Block selbst gespiegelt werden. (Das ist nicht
erforderlich, kann aber die Genauigkeit erhöhen und Fehler
auf Grund von Prozessveränderungen und Ähnlichem
reduzieren.) Es kann viel Bauhöhe für die Kaskoden
geben, da in vielen Fällen ausreichende Versorgungen, z.
B. 1,6~1,8 V. verfügbar sind.
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Die
Kondensatoren sind mit den Comparatoren Cmp1 und Cmp2 gekoppelt,
wobei die Ausgänge der Comparatoren mit dem Flipflop gekoppelt
sind. Mit dieser Konfiguration wird jeder der Kondensatoren C1 und
C2 in abwechselnder Reihenfolge geladen. Während C1 sich
auflädt, entlädt sich C2 durch den Transistor
N2. Wenn die Spannung an C1 den Comparator-(Cmp1)-Schwellenwert
(Vin) erreicht, schaltet das Flipflop um und dann lädt
C2 während C1 durch N1 entlädt, bis er den Cmp2-Schwellenwert (auch
an Vin) erreicht. Das setzt sich fort und generiert dadurch eine
Ausgangsfrequenz (F), die umgekehrt proportional zum Level von Vin
ist.
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6 zeigt
einen Frequenzverhältnis-Rechner, der für den
Frequenzteiler 408 gemäß einigen Ausführungsformen
verwendet werden kann. Dies ist ein digitaler Rechner, der einen
Wert M' entsprechend dem Verhältnis zwischen F1 und F2
bestimmt. (Der F1/F2 Rechner findet eigentlich einen Wert M', der
im Verhältnis M resultiert, wenn er durch einen konstanten
Wert geteilt wird.) Er umfasst zwei Zähler Cntr1 und Cntr2
und die UND-Gatter U1 und U2, die wie gezeigt gekoppelt sind. Er
erfordert keinen externen Taktgeber und ermöglicht somit
dem Wärmesensor Funktionen auszuführen, die beispielsweise
nicht von einem PLL abhängig sind und die vorteilhaft sein können,
da ein PLL bei übermäßigen Wärmezuständen,
z. B. auf Grund von Abschaltung oder beeinträchtigter Schaltungsoperation,
versagen oder beeinträchtigt werden kann.
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Unter
der Annahme, dass bei Betrieb sowohl F1 als auch F2 arbeiten, beginnen
beide Zähler gleichzeitig zu zählen, nachdem der
Reset # freigegeben ist. Beim Start und für die Zähldauer
ist das MSB# Bit von Cntr2'1, sodass die F1- und F2-Signale über
ihre UND-Gatter aktiviert sind. Sie zählen bis das MSB#
Bit auf '0 geht, was das UND-Gatter deaktiviert. Somit kann das
MSB# Bit des zweiten Zählers als ein „Zählung-Stopp”-Bit
bezeichnet werden. Die Zählungen werden bis zur nächsten
Assertion von Reset # angehalten. Auf diese Weise befindet sich
für jede Zählung immer der gleiche Wert (nennen
wir ihn Count2) in Cntr2. Der Wert Count2 wird der Wert sein, der
entsprechend MSB# assertiert wird, wobei die restlichen Bits deassertiert
sind.
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Wenn
daher die Zählung angehalten ist, werden die Bits des Cntr1-Zählers
die Zahl (M'), die das Verhältnis zwischen F1/F2 geteilt
durch Count2 repräsentiert, enthalten. So kann es als ein
Beispiel mit einem Elf-Bit-Zähler für Cntr2 so
erscheinen, dass Cntr2 immer bis auf 2048 zählt. Der Cntr1-Zähler
enthält somit das temperaturabhängige Verhältnis M·Count2
und somit könnte M leicht erlangt werden, indem der Wert
bei Cntr1 durch Count2 geteilt wird. Es ist jedoch zu verstehen,
dass das nicht getan werden muss, da die Konstante Count2 in jedem
beliebigen Verfahren, das verwendet wird, um die Temperatur aus
M zu extrahieren, als Faktor eingesetzt werden könnte.
Das heißt, wenn zum Beispiel eine Look-Up-Tabelle verwendet
wird, könnten die Werte angepasst werden, um den Count2-Wert
zu berücksichtigen. Um es anders auszudrücken,
könnten sie zugeordnet werden, um Cntr1 zu entsprechen.
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Ein
Vorteil dabei, Zähler auf diese Weise zu verwenden, besteht
darin, dass sie Oszillator-Funkelrauschen effektiv von den Oszillatoren
fernhalten. D. h. jedes durch die Oszillatoren hervorgerufene Schaltgeräusch
wird normalerweise durch die Zähler, die als Tiefpassfilter
fungieren, verhindert, da sie die durchschnittliche Anzahl an gezählten
Impulsen bereitstellen können. Die Auswirkungen des Wärmerauschens
werden normalerweise auch durch diese Filterung begrenzt.
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Es
ist zu verstehen, dass alle geeigneten Schaltungen für
die Implementierung der verschiedenen hier beschriebenen Funktionen
verwendet werden können. Zum Beispiel wird eine Bandlückenschaltung
verwendet, um zwei temperaturabhängige Spannungen zu generieren.
Um jedoch die Temperatur zu erfassen, könnte jede Schaltung,
die zwei Signale (z. B. Spannungssignale) mit verschiedenen Temperaturabhängigkeiten
erzeugt, verwendet werden. Zum Beispiel könnte ein transistorbasierter PTAT
verwendet werden. Des Weiteren ist die Verwendung von zwei Oszillatoren,
wie in 4 gezeigt, optional. Zum Beispiel ist es, wie
in 8 gezeigt, möglich, einen einzelnen Oszillator
zu verwenden. Die Signale Vref und Vbe könnten mit dem
Oszillator, z. B. über einen Multiplexer 802,
in Reihenfolge gekoppelt werden. In diesem Fall aber kann ein Zeitgeber
oder Taktgeber im F1/F2-Teiler erforderlich sein, um jede Frequenz
für die gleiche Dauer zu „zählen”. Die
Auswahl des Oszillators kann auch erweitert werden. Jedoch sollte
er in Bezug auf seine Eingangsspannung linear sein. Er sollte auch
bei einer hohen Spanne von Vin, welche die volle Änderung
von Vbe und ΔVbe (oder Entsprechungen) über Prozess-
und Temperaturänderungen abdeckt, arbeiten.
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Unter
Bezugnahme auf 9 wird ein Beispiel eines Teils
einer Computer-Plattform gezeigt. Der dargestellte Teil umfasst
einen Prozessor 902, Hub-Funktionalitätsblock 904,
Speicher 906, die drahtlose Netzwerkschnittstelle 908 und
eine Antenne 909. Der Prozessor 902 ist mit dem
Speicher 906 und der drahtlosen Netzwerkschnittstelle 908 durch den
Hub 904 gekoppelt. Die Hub-Funktionalität 904 kann
einen oder mehrere Schaltungsblocks umfassen, um verschiedene Schnittstellensteuerungsfunktionen
auszuführen (z. B. Speichersteuerung, Grafiksteuerung,
I/O-Schnittstellensteuerung, u. Ä.). Diese Schaltungen
können auf einem oder auf mehreren separaten Chips implementiert
und/oder teilweise oder ganz in den Prozessor 902 eingebunden
werden. Der Prozessor 902 umfasst wie hier beschrieben
zumindest einen Temperature Sensor (Temperaturfühler, TS) 903 mit
einem oszillatorbasierten Quotientenmesser.
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Der
Speicher 906 umfasst einen oder mehrere Speicherblocks,
um zusätzliche Random Access Memory zu Prozessor 902 zu
ermöglichen. Er kann mit jedem geeigneten Speicher u. a.
ohne Einschränkung dynamische Random Access Memory, statische
Random Access Memory, Flash-Speicher oder Ähnlichem implementiert
werden. Die drahtlose Netzwerkschnittstelle 908 ist mit
der Antenne 909 gekoppelt, um den Prozessor 902 mit
einem drahtlosen Netzwerk (nicht abgebildet), z. B. einem drahtlosen lokalen
Netzwerk oder einem Mobilfunknetz, zu koppeln.
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Die
mobile Plattform 401 kann eine Vielfalt von verschiedenen
Rechnern oder anderen Geräten mit Rechnerfähigkeit
einbinden. Solche Geräte sind u. a. ohne Eingrenzung Laptop-Computer,
Notebook-Computer, Personal Digital Assistant Devices (PDA), Handys,
Audio- und/oder Video-Wiedergabegeräte u. Ä. Sie
kann aus einem oder aus mehreren kompletten Rechnersystemen bestehen
oder alternativ einen oder mehrere Komponenten enthalten, die innerhalb
eines Rechnersystems zum Einsatz kommen.
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In
der vorstehenden Beschreibung wurden zahlreiche spezifische Details
erläutert. Es ist jedoch offensichtlich, dass erfindungsgemäße
Ausführungsformen auch ohne diese spezifischen Details
realisierbar sind. In anderen Fällen wurden allgemein bekannte
Schaltungen, Strukturen und Techniken eventuell nicht im Detail
dargestellt, um das Verständnis der Beschreibung nicht
zu erschweren. In diesem Sinne haben Bezugnahmen auf „eine
Ausführungsform”, „bestimmte Ausführungsformen”, „verschiedene
Ausführungsformen” usw. die Bedeutung, dass die
Ausführungsform(en) bestimmte Merkmale, Strukturen oder
Eigenschaften umfassen können, aber dass nicht unbedingt
jede Ausführungsform die besonderen Merkmale, Strukturen
oder Eigenschaften umfassen muss. Des Weiteren können bestimmte
Ausführungsformen einige, alle oder keine der Merkmale
aufweisen, die für andere Ausführungsformen beschrieben
sind.
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In
der vorstehenden Beschreibung und in den nachfolgenden Ansprüchen
sind die folgenden Begriffe wie unten beschrieben auszulegen: Die
Begriffe „gekoppelt” und „verbunden” und
deren Ableitungen können verwendet werden. Diese Begriffe sind
jedoch nicht als Synonyme füreinander zu verstehen. In
bestimmten Ausführungsformen wird „verbunden” verwendet,
um anzuzeigen, dass zwei oder mehrere Elemente durch direkten physischen
oder elektrischen Kontakt miteinander verbunden sind. „Gekoppelt” bedeutet
dagegen, dass zwei oder mehrere Elemente zusammenarbeiten oder interagieren, jedoch
nicht unbedingt durch einen direkten physischen oder elektrischen
Kontakt miteinander verbunden sind.
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Der
Begriff „PMOS-Transistor” bezieht sich auf einen
Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor des Typs P und „NMOS-Transistor” bezieht
sich auf Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor des Typs N. Es
ist zu verstehen, dass die Verwendung der Begriffe „MOS-Transistor”, „NMOS-Transistor” oder „PMOS-Transistor” exemplarisch
ist, außer wenn ausdrücklich anderweitig angegeben
oder durch die Art ihrer Verwendung vorgegeben. Sie umfassen die verschiedenen
Varianten von MOS-Geräten, u. a. auch Geräte mit
verschiedenen VT, Materialarten, Insulatorstärken, Gate-Konfigurationen,
um nur einige zu nennen. Wenn nicht spezifisch auf MOS oder einen ähnlichen
Begriff Bezug genommen wird, kann der Begriff Transistor auch andere
geeignete Transistorarten umfassen, z. B. Sperrschicht-Feldeffekttransistoren,
Bipolartransistoren, MES-Feldeffekttransistoren, verschiedene dreidimensionale
Transistortypen, MOS oder andere, die heute bekannt oder noch nicht
entwickelt sind.
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Die
Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen
begrenzt, sondern kann mit Modifizierungen und Änderungen
im Rahmen des Umfangs der angehängten Ansprüche
realisiert werden. Es ist z. B. zu verstehen, dass die vorliegende
Erfindung für die Verwendung mit allen Arten von integrierten
(IC) Halbleiterbausteinen anwendbar ist. Beispiele dieser IC-Bausteine
sind u. a. ohne Eingrenzung Prozessoren, Steuerungen, Chipsatz-Komponenten,
Programmable Logic Arrays (PLA), Speicherbausteine, Netzwerkbausteine
u. Ä.
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Es
ist auch zu verstehen, dass in bestimmten Zeichnungen die Signalleiter
durch Linien dargestellt werden. Einige davon können dicker
sein, um maßgeblichere Signalwege darzustellen, andere
können eine Beschriftung enthalten, um eine Anzahl von
dazugehörigen Signalwegen anzuzeigen, und/oder sie können
Pfeile an einem oder an mehreren Enden enthalten, um die primäre
Flussrichtung der Daten anzuzeigen. Dies soll jedoch in keiner Weise
als eingrenzend ausgelegt werden. Solche zusätzlichen Details
können in Verbindung mit einem oder mit mehreren exemplarischen
Ausführungsformen verwendet werden, um ein besseres Verständnis
der Schaltung zu ermöglichen. Alle dargestellten Signalleitungen,
ob mit oder ohne zusätzliche Informationen, können
eines oder mehrere in mehrere Richtungen abgehende Signale umfassen
und können mit jedem geeigneten Signalschema implementiert
werden, z. B. können digitale oder analoge Leitungen mit Differential-Paaren,
Lichtwellenleitern und/oder asymmetrischen Leitungen implementiert
werden.
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Es
ist zu verstehen, dass Größen/Modelle/Werte/Bereiche
als Beispiele angegeben werden und keinerlei Eingrenzung der vorliegenden
Erfindung darstellen. Mit der Ausreifung von Fertigungstechniken
(z. B. Fotolithografie) im Laufe der Zeit ist zu erwarten, dass
immer kleinere Geräte hergestellt werden können.
Des Weiteren ist es möglich, dass allgemein bekannte Leistungs-/Masseverbindungen mit
den IC-Bausteinen und anderen Komponenten in den FIGUREN gezeigt
bzw. nicht gezeigt werden, was aus Gründen der Vereinfachung
und besseren Darstellung und Erklärung der Erfindung geschieht. Des
Weiteren können Anordnungen im Blockdiagrammformat gezeigt
werden, um eine klare Darstellung der Erfindung zu ermöglichen,
und auch um aufzuzeigen, dass bestimmte Details in Bezug auf die Implementierung
solcher Blockdiagrammanordnungen in hohem Maß von der Plattform
abhängen, in die die Erfindung implementiert werden soll,
d. h., dass die fachkundige Person mit solchen spezifischen Details
vertraut sein sollte. Wo spezifische Details (z. B. Schaltungen)
angeführt werden, um Ausführungsformen der Erfindung
zu beschreiben, sollte eine fachkundige Person erkennen, dass die
Erfindung mit oder ohne Variationen dieser spezifischen Details
realisiert werden kann. Die Beschreibung ist daher als eine nicht
einschränkende Veranschaulichung zu verstehen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information
des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen
Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt
keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- - Barba et al., „A
CMOS Bandgag Reference Circuit with Sub-1-V Operation”,
IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, BD. 34, NR. 5, MAI 1999 [0016]