DE2550107A1 - Schaltungsanordnung mit feldeffekttransistoren - Google Patents
Schaltungsanordnung mit feldeffekttransistorenInfo
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- 230000005669 field effect Effects 0.000 title claims description 53
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 13
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 4
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 2
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 229910021421 monocrystalline silicon Inorganic materials 0.000 description 1
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einem ersten und einem zweiten Feldeffekttransistor, die
in Reihe zwischen einer Bezugsspannungsquelle und einer Versorgungsquelle liegen, einem dritten Feldeffekttransistor,
dessen Source-Elektrode mit der Bezugsspannungsquelle, dessen Steuerelektrode mit einer Vorspannungsquelle und dessen Drain-Elektrode
mit der Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors verbunden ist, und einem Widerstand, der zwischen der
Drain-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors und der Versorgungsquelle liegt. Die vorliegende Erfindung betrifft
insbesondere eine Schaltungsanordnung, beispielsweise eine Impulsgenerator-Schaltung, die als integrierte Schaltung mit
Metalloxid-Halbleiterstruktur (nachfolgend als MOSIC bezeichnet) geeignet ist, und darüberhinaus insbesondere eine !Compensations-
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schaltung zur Stabilisierung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung,
so dass sie im wesentlichen unempfindlich gegen Schwankungen bzw. Änderungen der Umgebungstemperatur und der
Versorgungsspannung ist.
Bei.der Fertigung von elektronischen Rechnern, die kleine
Abmessungen aufweisen, und bei denen MOSICs verwendet werden, wurden Vorschläge gemacht, um alle Schaltungselemente, die für
einen Rechner erforderlich sind, in einem einzigen Halbleiterbaustein unterzubringen.
Um dies zu erreichen, können bei einer Art von Taktimpulsgenerator-Schaltungen,
die für ein MOSIC geeignet ist, drei in einem geschlossenen Kreis liegende Inverterschaltungen mit
zwei zwischen den Invertem liegenden Kondensatoren verwendet
werden, wie dies in der US-Anmeldung Nr. 433 483» eingereicht am 15« Januar 1974-,beschrieben ist.
Die Schwingungsperiode dieser Schaltung ist jedoch gegenüber
Änderungen und Schwankungen der Umgebungstemperatur und der Versorgungsspannung instabil. Wenn die Schaltung in einem MOSIC
verwendet wird, weisen die verschiedenen MOSICs auf Grund von Unterschieden der elektrischen Eigenschaften unterschiedliche,
über einen breiten Bereich streuende Schwingungsperioden auf.
Um diese Instabilität der Schwingungsperiode eines MOSIC-Impulsgenerators,
die auf Grund von Änderungen der Umgebungsbedingungen auftreten, zu kompensieren, und um Unterschiede der
Schwingungsperioden zwischen den in Massenfertigung hergestellten Impulsgeneratoren, die in MOSIC-Form gefertigt werden, zu
kompensieren, kann die in der US-Anmeldung Nr. 453 168 - eingereicht
am 20. März 1974·- beschriebene Kompensationsschaltung
verwendet werden. Wie in Fig. 1 dargestellt, weist diese Kompensationsschaltung
einen Widerstand 4 mit hohem Widerstandswert auf, wobei der Widerstand 4 mit einem Anschluss mit einer Versorgungsquelle
-Vqq verbunden ist, und ein MOSFET 5 vom Anrei-
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cherungstyp und ein MOSFET 6 von Verarmungstyp parallel zum MOSFET 5 liegt. Die Drain-Elektroden des MOSFETs 5 und 6 sind
mit dem anderen Anschluss des Widerstandes 4 verbunden, und die Sourceslektroden liegen an Masse. Die Steuerelektrode des
MOSFET 5 ist mit der zuvor erwähnten Versorgungsquelle verbunden,
während die Steuerelektrode des MOSFET 6 an Masse liegt.
Der Verbindungspunkt des anderen Anschlusses des Widerstandes 4 mit den Drain-Elektroden der MOSFET 5 und 6 steht mit der
Steuerelektrode eines MOSFET 1 vom Verarmungstyp in Verbindung, der als Last für den Inverter-MOSFET 2 dient.
Der Widerstand 4 sollte einen Temperaturkoeffizienten haben, der wesentlich kleiner ist als der Temperaturkoeffizient der
MOSFETs 1 und 2. Als Widerstand 4 kann ein Widerstand mit einem hohen, konstanten oder linearen Widerstandswert verwendet werden,
wobei der Widerstand 4 getrennt vom MOSIC hergestellt wird.
Wenn die Umgebungstemperatur der Schaltung ansteigt, so verringert
sich der durch den MOSFET 1 fliessende Strom, da die Steilheit gm des MOSFETs 1 abnimmt. In entsprechender Weise
nimmt auch der durch die MOSFETs 5 und 6 fliessende Strom ab, so dass über den Widerstand 4 auch ein kleinerer Spannungsabfall
auftritt. Die Spannung V zwischen Masse und der Steuerelektrode des MOSFETs 1 nimmt zu. Diese grössere Steuerspannung
V führt auch zu einem grössereii, durch den MOSFET 1 fliessenden Strom, so dass Änderungen der elektrischen Eigenschaften in
der die MOSFETs 1 und 2 enthaltenden Inverterschaltung, die auf Grund der Änderung der Umgebungstemperatur der Schaltung
auftreten, kompensiert werden.
Andererseits nimmt die Spannung V zwischen der Steuerelektrode des MOSFETs 1 und Masse bei einem Absinken der Versorgungsspannung -Vqt. ebenfalls zu. Darüberhinaus steigt die an der
Steuerelektrode des MOSFET 5 anliegende Spannung notwendigerweise an, so dass der durch den Widerstand 4 fliessende Strom
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ο Γ ■~ π ι η 7
ansteigt, wodurch der über den Widerstand 4- auftretende Spannungsabfall
grosser wird, so dass die Spannung V absinkt und dadurch sich die Spannung V unabhängig von der Änderung der
Versorgungsspannung einstellt.
Wenn die MOSFETs Λ und 6 oder die MOSFETs 2 und 5 im selben
Halbleiterbauteil unter denselben Bedingungen hergestellt werden, werden darüberhinaus Unterschiede der elektrischen Eigenschaften
kompensiert, die bei den unterschiedlichen, in Massenfertigung hergestellten HOSICs auftreten. Beispielsweise steigt
bei einer hohen Schwellwerts spannung V^ des MOSFETs 1 innerhalb
des MOSICs der Schwellwert Y^ des MOSFETs 6 an, und das
bedeutet, dass der durch den MOSFET 6 fliessende Strom relativ klein wird. Auf diese Weise steigt die Spannung V an. Als Folge
davon wird die Abnahme des durch den MOSFET 1 fliessenden Stromes, die auf Grund der im MOSFET 1 auftretenden hohen
SchwellwertsSpannung V^ zustande kommt, durch ein Ansteigen
der Vorspannung V kompensiert. Der Kompensations-Schaltungsteil kompensiert daher Änderungen und Schwankungen der elektrischen
Eigenschaften, die zwischen den verschiedenen MOSICs auftreten. Daher sind Instabilitäten der Schwingungsperioden der Taktimpulsgenerator
schaltungen, bei denen solche Kompensationsschaltungen zur Kompensation verwendet werden, zu erwarten.
Je grosser die Spannung ist, die an der Steuerelektrode eines
MOSFETs anliegt, umso kleiner sind die Schwankungen des Drain-Stromes, wie aus Fig. 5 zu entnehmen ist. Daher sind bei der
in Fig. 1 dargestellten Schaltung die Schwankungen des Drain-Stromes des MOSFETs 5, die auf Grund von Schwankungen der
Versorgungsspannung auftreten, klein , weil die Steuerelektrode des MOSFETs 5 sit einer hohen Versorgungsspannung -Ynn beäuf- ■
schlagt wird. Daher ist die zu erwartende Kompensation, die Änderungen der Spannung V ausgleichen soll, nicht zufriedenstellend.
Da darüberhinaus die Vorspannung, die an der Steuerelektrode _ des MOSFETs 5 anliegt, grosser ist als die Vorspannung an
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der Steuerelektrode des MOSFETs 6, ist der Drain-Strom des MOSFETs 6 kleiner als der Drain-Strom des MOSFETs 5· Folglich
wird die durch den MOSFET 6 geschaffene Kompensationswirkung weniger wirksam.
Da weiterhin die Vorspannung, die an der Steuerelektrode des MOSFETs 5 anliegt, gross ist, ist auch der durch den MOSFET
5 fliessende Drain-Strom gross, wodurch im Widerstand 4-, der einen hohen Widerstandswert aufweist, der Leistungsverlust
. gross ist.
Der Erfindung liegt daher unter anderem die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung zu schaffen, bei der die zuvor beschriebenen
Nachteile bekannter Schaltungen nicht auftreten.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss gelöst durch einen ersten Viderstands-Schaltungsteil, der zwischen der Versorgungsquelle und der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors
liegt und der Steuerelektrode des dritten Feldeffektransistors die Vorspannung bereitstellt.
Die Kompensationsschaltung enthält einen Widerstand mit einem hohen Widerstandswert und parallel geschalteten MOSFETs vom
Anreicherungstyp bzw. vom Verarmungstyp. Die Drain-Elektroden
der MOSFETs sind über den Widerstand mit einer Versorgungsquelle und mit der Steuerelektrode eines Last-MOSFETs vom Verarmungstyp
verbunden, der als Last für einen MOSFET vom Anreicherungstyp dient. An die Steuerelektrode des MOSFETs vom Verarmungstyp
im Kompensationsschaltungsteil wird eine gesteuerte
Vorspannung vom gemeinsamen Verbindungspunkt der MOSFETs angelegt, die zwischen der Versorgungsquelle und Masse in Reihe
liegen.
Die vorliegende Erfindung schafft also eine verbesserte Kompensationsschaltung,
die Instabilitäten der elektrischen Eigenschaften eines MOSICs bei Schwankungen der Versorgungsspannung
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ORIGINAL INSPECTED " :
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kompensiert. Die vorliegende Erfindung schafft weiterhin eine verbesserte Kompensationsschaltung, die Unterschiede oder
Schwankungen der Schwellwertspannungen der MOSPETs vom Anreicherungstyp
zwischen den einzelnen, in Massenfertigung hergestellten MOSICs kompensiert. Bei der erfindungsgemässen Kompensationsschaltung,
bei der parallel geschaltete MOSi1ETs vom
Anreicherungs- und Verarmungstyp verwendet werden, werden die Kompensationswirkungen der MOSFETs zueinander symmetriert. Die
erfindungsgemässe Kompensationsschaltung weist einen relativ
geringen Leistungsverlust auf.
Durch die vorliegende Erfindung wird eine Impulsgeneratorschaltung
mit MOSI1ETs vom Anreicherungs-/Verarmungstyp geschaffen,
die gegenüber Änderungen bei den Umgebungsbedingungen der Schaltung eine sehr stabile Schwingungsperiode aufweist. Die erfindungsgemässe
Impulsgeneratorschaltung, die mit "MOSFETs vom
Anreicherungs-ZVerarniungstyp hergestellt werden kann, weist
äusserst geringe Schwankungen der Schwingungsperiode zwischen den einzelnen MOSICs auf.
Bei Verwendung der Kompensationsschaltung in Impulsgenerator-Schaltkreisen
werden Instabilitäten der Schwingungsperiode, die auf Grund von Änderungen der Umgebungstemperatur und der Versorgungsspannung
auf tr et en, kompensiert. Weiterhin v/erden Unterschiede der Schwingungsperioden zwischen den einzelnen MOSICs
verringert.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen
gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise
näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 den Schaltungsaufbau einer bereits vorgeschlagenen MOSFET-
Kompensationsschaltung,
Fig. 2 den Schaltungsaufbau einer Atisführungsform einer erfin-
Fig. 2 den Schaltungsaufbau einer Atisführungsform einer erfin-
6098 2 1 /07 10 .Λι,Λ,;,.
ORIGINAL INSPECTED
K) 107
dungsgemässen Kompensationsschaltung,
Fig. 3 den Zusammenhang zwischen dem Drain-Strom und der Steuerspannung
für einen MOSFET,
Fig. 4- bis 6 Schaltungen weiterer Ausführungsformen der erfin-
Fig. 4- bis 6 Schaltungen weiterer Ausführungsformen der erfin-
dungsgemässen Kompensationsschaltung, Fig. 7 einen Schaltungsaufbau einer Impulsgeneratorschaltung,
bei der die erfindungsgemässe Kompensationsschaltung
verwendet wird,
Fig. 8 ein Zeitdiagramm, das zur Erläuterung der Arbeitsweise
Fig. 8 ein Zeitdiagramm, das zur Erläuterung der Arbeitsweise
der in Fig. 7 dargestellten Schaltung dient, und Fig. 9 eine Schaltungsdarstellung einer Abwandlung der in Fig.
dargestellten Impulsgeneratorschaltung.
In Fig. 2 ist eine erfindungsgemässe Kompensationsschaltung in einemMOSFET-Schaltkreis dargestellt. Darin sind zwei zusätzliche
MOSFETs 7 und 8 zwischen der Spannungsquelle -V^q und
Erde in Reihe geschaltet. Die beiden MOSFETs 7 und 8 können vom Anreicherungstyp sein und ihre Steuerelektroden sind jeweils
mit der Klemme der Versorgungsquelle verbunden. Der gemeinsame
Verbindungspunkt zwischen den MOSFETs 7 und 8 ist mit der Steuerelektrode des MOSFETs 5 verbunden, um die Steuervorspannung
des MOSFETs 5 zu verringern. Die Spannung -Vqq,
die normalerweise direkt an die Steuerelektrode des MOSFETs angelegt wird, wird auf Grund der MOSFETs 7 und 8 an einen
Spannungsteiler, der aus den MOSFETs 7 und 8 besteht, angelegt, so dass vom Verbindungspunkt zwischen den MOSFETs 7 und
8 an die Steuerelektrode des MOSFETs 5 eine niedrigere Spannung angelegt wird.
Wie in Fig. 3 dargestellt, werden bei Betrieb der Schaltung
die Schwankungen ^ V0 des Drain-Stromes des MOSFETs 5, die
bei Änderungen der Steuervorspannung, auftreten, gross, da die Steuervorspannung des MOSFETs 5 auf Grund des Spannungsteilers
7 und 8 auf einen kleineren Wert verringert wird. Infolgedessen wird die Instabilität der elektrischen Kennwerte
des MOSICs bei Änderungen der Versorgungsspannung Vqq wirkungs-
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ORfGINAL INSPECTED
ORfGINAL INSPECTED
voll kompensiert. Das bedeutet auch, dass die erfindungsgemässe
Kompensationsschaltung Schwankungen der Schwellwertspannungen
des MOSFETs vom Anreicherungstyp, die bei den in Massenproduktion
hergestellten MOSICs auftreten, wirkungsvoll kompensiert·
■Wie in Fig. 3 dargestellt ist, nimmt der Drain-Strom des MOSFETs
5 ab. Durch geeignete Wahl der Steuervorspannung kann der Drain-Strom
des HOSFETs 5 bezüglich des Drain-Stroms des MOSFETs 6
symmetrisch eingestellt werden. Als Folge davon sind die Kompensationswirkungen der MOSFETs 5 und 6 zuein^Q-der symmetrisch.
Auf Grund der Abnahme des Drain-Stromes des MOSFETs 5 nimmt
darüberhinaus der gesamte, durch den Widerstand 4 fliessende
Strom ab, wobei der Widerstand 4 mit den Drain-Elektroden der MOSFETs 5 und 6 verbunden ist. Infolgedessen verbraucht der
Widerstand 4 keine grosse Leistung.
Darüberhinaus werden Instabilitäten, die auf Grund von Schwankungen
der Versorgungsspannung V™ und auf Grund von Schwankungen
der Steuer-Schwellwertspannungen auftreten, verringert, die.Kompensationswirkungen, die durch die MOSFETs 5 und 6 hervorgerufen
werden, sind zueinander symmetrisch und die Schwankungen
der Schwingungsperiode eines in Form eines MOSIC ausgebildeten Impulsgenerators v/erden auf einen Wert von nur Ί0 %
verringert, wogegen die bereits vorgeschlagene Kompensationsschaltung gemäss Fig. 1 nur eine Kompensation von 30 % der
Schwankungen ermöglicht.
Gemäss einer zweiten, in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform der Erfindung kann ein weiterer MOSFET 9 vom Anreicherungstyp ■
zwischen der Steuerelektrode des MOSFETs 5 und dem gemeinsamen Verbindungspunkt der MOSFETs 7 und 8 geschaltet sein. An Stelle
eines durch zwei MOSFETs 7 und 8 gebildeten Spannungsteilers, wie er in Fig. 2 dargestellt ist, kann, wie in Fig. 5 dargestellt
ist, ein einziger die Spannung..verringernder HOSFET 7
verwendet werden, dessen Steuer- und Drain-Elektrode mit der
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ORIGINALfNSPECTED
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-9- ν
Versorgungsquelle verbunden Ist.
Wie in Fig. 6 dargestellt Ist, können auch Mehrfach-MOSFETs
7, 73 und 7W vom Anreieherungstyp zwischen die Steuerelektrode
des KOSPETs 5 und die Versorgungskieainie geschaltet werden.
Anstelle der in Fig. 2 dargestellten MOSFETs 7 und 8 können
darüberhinaus auch entsprechende Bauelemente mit linearem Widerstand verwendet werden. Weiterhin kann die Drain- und
Steuerelektrode des MOSFETs 7 bei den zuvor beschriebenen
Ausfuhrungsformen mit einer Drain-Versorgungsspannung -V·^
anstelle der Steuer-Versorgungsspannung -Vqq. verbunden sein.
Wie bereits zuvor erwähnt, ist die erfindungsgemässe Kompensationsschaltung
insbesondere im Zusammenhang mit einem Impulsgenerator-Schaltkreis geeignet, der in Form eines MOSICs gefertigt
wird. Fig. 7 zeigt eine Schaltung eines Ausführungsform der Erfindung, wie sie bei einem solchen Impulsgenerator-Schaltkreis
verwendet wird. Der Impulsgenerator-Schaltkreis 22 weist dabei eine Kompensationsschaltung 23 auf, die in geeigneter
Weise zwischen die Versorgungskieame Vqq und den Impulsgenerator
geschaltet ist.
In Fig. 7 sind mit den Bezugszeichen 11, 13, 15» 19i 26 und
27 P-Kanal-Oberflächen-Feldeffekttransistoren vom Anreicherungstyp und mit dem Bezugszeichen 12, 14, 16 und 20 MOSFETs gekennzeichnet,
die als P-Kanal-Transistoren vom Verarmungstyp vorliegen. Zwischen die Drain-Elektroden der MOSFETs 20 und
und der Versorgungsklemme liegt ein Widerstand 21 mit einem hohen Widerstandswert, beispielsweise mit 50 K-Q bis 300 K0..
Die Kondensatoren 17 und 18, die beispielsweise Werte von 0,1 bis 10 pF aufweisen, liegen zwischen den Steuerelektroden der
MOSFETs 13 und 15 und Masse. Die Drain-Elektroden der MOSFETs 11 und 13 sind jeweils mit den Steuerelektroden der MOSFETs
und 15 über Widerstände 24 und 25 verbunden, die beispielsweise Widerstandswerte von 10 K A aufweisen können.
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- 10 - /■ : ■■'■' ι u '
Die MOSFETs 11 bis 16, 19, 20, 26 und 27, die Kondensatoren
17 und 18 und die Widerstände 24 und 25 sind auf einem einzigen monokristallinen Silicium-Einzelbaustein als MOSIC ausgebildet.
Der Widerstand 21 mit dem grossen Widerstandswert ist extern mit dem MOSIC verbunden.
Die Inverter-MOSFETs 11, 13 und 15 sind innerhalb des Impulsgenerator-Schaltkreises
22 in Kaskadenschaltung verbunden und bilden einen geschlossenen Kreis. Die MOSFETs 12, 14 und 16
sind als Last für die Inverter-MOSFETs 11, 13 bzw. 15 geschaltet.
Die MOSFETs 19 und 20 liegen zwischen einer Quelle für eine
gemeinsame Bezugsspannung (Masse) und einem Anschluss des
Widerstands 21 parallel zueinander. Die Steuerelektrode des MOSFETs 20 vom Verarmungstyp ist mit der Source-Elektrode und
daher mit Masse verbunden.
Die Steuerelektroden der MOSFETs 12 und 14 liegen gemeinsam am Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 21 mit grossem Widerstandswert
und den Drain-Elektroden der parallel zueinander liegenden MOSFETs 19 und 20, und die Steuerelektrode des MOSFETs
16 ist mit ihrer Source-Elektrode verbunden.
•Um einer Steuerelektrode des MOSFETs 19 eine verringerte Vorspannung
bereitzustellen, enthält die Kompensationsschaltung 23 MOSFETs 26 und 27, die zwischen der Versorgungsklemme
(-VGG) und Masse in Reihe geschaltet sind. Die Steuerelektroden
der MOSFETs 26 und 27 liegen an der Versorgungskiemme, um sie
in den leitenden Zustand zu versetzen. Als Folge davon wird eine Vorspannung, die der Versorgungsspannung proportional ist,
an den MOSFETs 26 und 27 entsprechend dem Widerstandsverhältnis dieser MOSFETs 26 und 27 geteilt und wird der Steuerelektrode
des MOSFETs 29 vom Verbindungspunkt der MOSFETs 26 und 27 zugeführt,
und zwar in der gleichen Weise, wie die verringerte Versorgungs-Vorspannung an die Steuerelektrode des MOSFETs 5
60982 1/0-7%
ORIGINAL INSPECTED
ORIGINAL INSPECTED
- 11 gelegt wird, was zuvor anhand von Pig. 2 beschrieben wurde.
Die Widerstände 24 und 25 innerhalb des Impulsgenerator-Schaltkreises
22, die in geeigneter Weise gewählt werden, dienen dazu, die Zeitkonstante der RC-Schaltungseleinente 17-24 und
18-13 zu vergrössern. Wie in Pig. 9 dargestellt ist, können
die Widerstände 24 und 25 im Impulsgenerator-Schaltkreis auch
durch die MOSFETs 28 und 29 vom Verarmungstyp ersetzt werden.
Anhand der Fig. 8 soll die Arbeitsweise des in Fig. 7 dargestellten
Schaltungsteils 22 des Impulsgenerator-Schaltkreises nachfolgend beschrieben werden.
Es sei angenommen, dass der MOSFET 15 während eines Zeitraumes
ty, leitend ist, wodurch am Verbindungspunkt c eine Spannung
auftritt, die kleiner ist als die Schwellwertspannung des MOSFETs 11; während des Zeitraumes t1 befindet sich der MOSFET
13 im nicht-leitenden Zustand, so dass der Kondensator durch
den durch den Last-MOSFET 14 und den Widerstand 25 fliessenden Strom aufgeladen wird. Es sei weiterhin angenommen, dass sich
dei? Kondensator 17 während des Zeitraumes t^ aufzuladen beginnt,
da der MOSFET 11 in den nicht-leitenden Zustand gebracht wird.
Unter diesen Voraussetzungen beginnt der MOSFET 13 während des
Zeitraumes t2» wie in Fig. 8 anhand der Kurve a dargestellt ist,
der MOSFET 13 zu leiten, wenn die Spannung am Ausgang a der ersten Inverterschaltung die Schwellwertspannung des MOSFETs
übersteigt.
Infolgedessen beginnt sich der Kondensator 18 über den MOSFET 13 zu entladen.
Wenn die Spannung am Ausgang b der zweiten Inverterschaltung unter die Schwellwertspannung des MOSFETs 15 abfällt, geht
der MOSFET 15 während des Zeitraumes t, in den nicht-leitenden
Zustand über, wie dies in Fig. 8 durch die Kurve b dargestellt
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ist. Zu diesem Zeitpunkt ändert sich die Spannung an der Ausgangsklemme
c schnell, da der Ausgang des MOSFETs 15 eine grosse Kapazität aufweist.Wenn die Spannung am Ausgang c des
MOSJ1ETs 15 die Schwellwertspannung des MOSI1ETs 11 übersteigt,
beginnt der MOSFET 11 infolgedessen während des Zeitraumes t^
zu leiten, wie dies in Fig. 8 anhand der Kurve c dargestellt ist.
Wenn die Spannung am Ausgang a des MOSFETs 11 unter die Schwellwertspannung
des MOSFETs 13 abfällt, befindet sich der MOSFET
während des Zeitraumes tj- im nicht-leitenden Zustand. In dieser
Zeit ändert sich der Leitungszustand des MOSFETs 15 nicht.
Wenn die Spannung am Ausgang b des MOSFETs 13 die Schwellwertspannung
des MOSFETs 15 übersteigt, wird der MOSFET 15 leitend und die Spannung am Ausgang c fällt sofort auf Massepotential
ab. Wenn die Spannung am Ausgang c während des Zeitraumes tr?
unter die Schwellwertspannung des MOSFETs 11 absinkt, geht der MOSFET 11 in den nicht-leitenden Zustand über und die Spannung
am Ausgang a erhöht sich etwas. Danach wiederholen sich die zuvor beschriebenen Vorgänge periodisch in der gleichen Weise.
Auf Grund dieser Arbeitsweise wird die in Fig. 8 durch die Kurve c dargestellte Form der Impuls spannung am Ausgang des
dritten Inverter-MOSFETs 15 bereitgestellt und tritt an der Ausgangsklemme 0 auf.
Die Schwingungsperiode des Impulsgenerators 22 ist an sich instabil, und zwar auf Grund von Änderungen der Umgebungstemperatur
oder der Versorgungs spannung. Wenn dieser Impulsgenerator durch Massenproduktion in Form von MOSICs hergestellt wird, weisen
die MOSICs auch Fehler auf, beispielsweise besitzen die verschiedenen Schaltungen unterschiedliche Schwingungsperioden,
und zwar auf Grund von Unterschieden bei den elektrischen Schaltungsparametern
der gefertigten MOSFETs.
Um diese Fehler zu kompensieren, wird erfindungsgemäss eine
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aus dem Schaltkreis 23 bestehende Kompensationsschaltung verwendet,
die zwischen der Versorgungski emnie und de° Impulsgenerator
22 liegt. Wie bereits zuvor anhand der Fig. 2 beschrieben wurde, enthält die Kompensationsschaltung einen Widerstand 21
mit hohem Widerstandswert, der mit den MOSFETs 19 und 20 verbunden ist, und die ihrerseits mit den MOSFETs 12 und 14 in
Verbindung stehen. Mit der Kompensationsschaltung 23 wird die
Kompensationswirkung dadurch verbessert, dass die Steuervorspannung des MOSFETs 19 durch die MOSFETs 26 und 2? gesteuert
wird. Der MOSFET 20 wird unter den gleichen Fertigungsbedingungen wie die MOSFETs 12, 14 und 16 hergestellt, so dass der
MOSFET 20 dieselbe Schwellwertspannung V^ wie die MOSFETs 12,
14 und 16 aufweist.
Während die Steuerelektrode des MOSFETs 16 bei den in den Fig. 7 und 9 als Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung
dargestellten Schaltungen mit der Source-Elektrode verbunden
ist, kann die Steuerelektrode des MOSFETs 16 auch mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 21 und den Drain-Elektroden
der parallel geschalteten MOSFETs 19 und 20 in der gleichen Weise verbunden sein, wie die Steuerelektroden der MOSFETs 12 und
14, ohne dass die Steuerelektrode des MOSFETs 16 mit der Source-Elektrode des MOSFETs 16 verbunden ist.
Die zuletzt beschriebene Abwandlung ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung.
Wenn die Umgebungstemperatur des Impulsgenerator 22 ansteigt, so verringert sich der durch die MOSFETs 12 und 14 fliessende
Strom, wodurch die Zeit, die zur Aufladung der Kondensatoren 17 und 18 benötigt wird, ansteigt. Ohne Kompensationsschaltung
wird die Periode also kleiner.
Gemäss der vorliegenden Erfindung nimmt der durch die MOSFETs
19 und 20 fliessende Strom auch ab, wenn die Umgebungstemperatur ansteigt. Infolgedessen steigt die an den Steuerelektroden der
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ORlGlNALfNSPECTED
ORlGlNALfNSPECTED
MOSi1ETs 12 und 14 anliegende St euer spannung an, da der Spannungsabfall
über den Widerstand 21 abnimmt, so dass der durch die MOSEETs 12 und 14 fliessende Strom ansteigt. Die Kompensationsschaltung
ist daher dafür vorgesehen, um eine Abnahme üer Scttwingungsperiode zu verhindern.
Wenn die Versorgungsspannung -Vnn ansteigt, so wird ein Anstieg
des durch die MOSi1ETs 12 und 14 fliessenden Stromes durch einen
Anstieg der über den Widerstand 21 abfallenden Spannung kompensiert, da der durch den MOSEET 19 fliessende Strom ebenfalls
ansteigt.
Wenn der Impulsgenerator-Schaltkreis in Eorm von MOSICs hergestellt
wird, werden die Unterschiede in den Schwingungsperioden, die auf Grund von Unterschieden der Schv/ellwert spannungen der
MOSEETs 12 und 14 zwischen den einzelnen MOSICs auftreten, durch den MOSEET 20 kompensiert, der in jedem der MOSICs unter
den gleichen Herstellungsbedingungen wie für die MOSEETs 12, 14 und 16 gebildet wird.
Es wurden mehrere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung dargestellt und beschrieben. Die Erfindung ist jedoch nicht
auf diese Ausführungsformen beschränkt, vielmehr kann der Eachmann
zahlreiche Abänderungen und Modifikationen vornehmen.
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■ i
ORIGINAL INSPECTED
Claims (18)
- 2-vj !07Patentansprüche Schaltungsanordnung mit einem ersten und einem zweitenFeldeffekttransistor, die in Reihe zwischen einer Bezugsspannungsquelle und einer Versorgungsquelle liegen, einem dritten Feldeffekttransistor, dessen Sourceelektrode mit der Bezugsspannungsquelle, .dessen Steuerelektrode mit einer Vorspannungsquelle und dessen Drain-Elektrode mit der Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors verbunden ist, und einem Widerstand, der zwischen der Drain-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors und der Versorgungsquelle liegt, gekennz eich'net durch einen ersten Widerstands-Schaltungsteil, der zwischen der Versorgungsquelle C-Vqq) und der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) liegt und der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) die Vorspannung bereitstellt.
- 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen vierten Feldeffekttransistor (6), dessen Drain-■ und Source-Elektrode mit der entsprechenden Drain- bzw. Source-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) verbunden ist, wobei die Steuerelektrode des vierten Feldeffekttransistors (6) an der Bezugsspannungsquelle (Hasse) liegt.,
- 3« Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,dass der erste Widerstands-Schaltungsteil einen vierten -. Feldeffekttransistor (7) aufweist, dessen Drain-Elektrode mit der Versorgungsquelle (-Vqq) und dessen Source-Elektrode mit der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors . (5) verbunden ist.
- 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen zweiten Widerstands-Schaltungsteil, der zwischen der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (5)609821/0710
ORIGINAL INSPECTED,und der Bezugsspannungsquelle (Masse) liegt. - 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3> gekennzeichnet durch einen zweiten Widerstands-Schaltungsteil, der zwischen der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) und der Bezugsspannungsquelle (Masse) liegt.
- 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Widerstands-Schaltungsteil einen fünften Feldeffekttransistor (8) aufweist, dessen Drain-Elektrode mit der Source-Elektrode des vierten Feldeffekttransistors (7), dessen Steuerelektrode mit der Versorgungsquelle (-VGG), und dessen Steuerelektrode mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist.
- 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch einen sechsten Feldeffekttransistor (9), dessen Steuer- und Drain-Elektrode gemeinsam an der .Source-Elektrode des vierten Feldeffekttransistors (7) und an der Drain-Elektrode• des fünften Feldeffekttransistors (8) liegt und die Source-Elektrode des sechsten Feldeffekttransistors (9) mit der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) verbunden ist.
- 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3i dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerelektrode des vierten Feldeffekttransistors (7) an der Versorgungsquelle (-VGG) liegt.
- 9· Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Widerstands-Schaltungsteil einen fünften Feldeffekttransistor aufweist, dessen Source-Elektrode mit der Steuerelektrode des vierten Feldeffekttransistors, und ' dessen Drain-Elektrode mit der Versorgungsquelle (-V&G) verbunden ist.60982.1 /07 1.0
ORIGINAL INSPECTED- 17 - ' 2r: ·■' i 07 - 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9> dadurch gekennzeichnet, dass ein sechster Feldeffekttransistor vorgesehen ist, dessen Source-Elektrode mit der Steuerelektrode des fünften Feldeffekttransistors, und dessen Drain- und Steuerelektrode mit der Versorgungsquelle (-Vqq) verbunden ist.
- 11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch einen sechsten Feldeffekttransistor (6), dessen Drain- und Source-Elektrode mit entsprechenden Drain- bzw. Sourceelektroden des dritten Feldeffekttransistors (5)> und dessen Steuerelektrode mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist.
- 12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7» gekennzeichnet durch einen siebten Feldeffekttransistor (6), dessen Drain- und Source-Elektrode mit der entsprechenden Drain- bzw. Source-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) ·> und dessen Steuerelektrode mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist.
- 13· Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch einen fünften Feldeffekttransistor (6), dessen Drain- und Source-Elektrode mit der entsprechenden Drain- bzw. Source-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (5)j und dessen Steuerelektrode mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist.
- 14-. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen sechsten Feldeffekttransistor (6), dessen Drain- und Sourceelektrode mit der entsprechenden Drain- bzw. Source-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (5), und dessen Steuerelektrode mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist.
- 15· Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und dritte Transistor (2, 5) ein609821/0 7 10ORIGINAL INSPECTED ... ,-ie - 2- ■ ϋ Ί G 7Oberflächen-Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp und der zweite, und vierte Transistor (1, 6) ein FeId-•effekttransistor vom Verarmungstyp ist.
- 16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen vierten Feldeffekttransistor (6), dessen Drain- und Source-Elektrode mit der entsprechenden Drain- bzw. Source-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) und dessen Steuerelektrode mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist, wobei der erste und dritte Transistor (2, 5) ein Oberflächen-Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp und der zweite und vierte Transistor (1, 6) ein Oberflächen-Feldeffekttransisotr vom Verarmungstyp ist.
- 17· Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass ^ der erste, dritte, vierte und fünfte Transistor (2, 5i 7» 8) jeweils ein Oberflächen-Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp und der zweite und sechste Transitor (1, 6) ein Oberflächen-Feldeffektttransistor vom Verarmungstyp ist.
- 18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und dritte Transistor (2, 5) Jeweils ein Oberflächen-Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp und der zweite, vierte, fünfte und sechste Transistor (1, 7» 8» 6) jeweils ein Oberflächen-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp ist.19· Impulsgenerator-Schaltung, gekennzeichnet durch einen ersten, einen zweiten und einen dritten Oberflächen-Feldeffekttransistor (11, 13, 15) vom Anreicherungstyp, wobei die Drain-Elektrode des ersten Transistors (11) mit der Steuerelektrode des zweiten Transistors (13), die Drain-Elektrode des zweiten Transistors (13) mit der Steuerelektrode des dritten Transistors (15)-» die Drain-Elektrode■60982 1/07 1.0ORIGINAL: 1INSPBOfED- 19 - 2:5 ■·: '! Π 7des dritten Transistors (15) mit der Steuerelektrode des vierten Transistors (11) und die Source-Elektrode des ersten, zweiten und dritten Transistors (11, 13, 15) mit einer ersten Spannungsquelle (Masse) verbunden sind, und durch einen vierten, einen fünften und einen sechsten Oberflächen-Feldeffekttransistor (12, 14, 16) vom Verarmungstyp, wobei die Source-Elektroden des vierten, fünften und sechsten Transistors (12, 14, 16) mit den Drain-Elektroden des ersten, zweiten bzw. dritten Transistors (11, 13, 15)? die Drain-Elektroden des vierten, fünften und sechsten Transistors (12, 14, 16) mit einer zweiten Spannungsquelle ( Vqq), und wenigstens die Steuerelektroden des vierten und fünften Transistors (12, 14) miteinander verbunden sind. (Fig. 7)·609821/0 7 10
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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OHJ | Non-payment of the annual fee |