DE2550107A1

DE2550107A1 - Schaltungsanordnung mit feldeffekttransistoren

Info

Publication number: DE2550107A1
Application number: DE19752550107
Authority: DE
Inventors: Hiroto Kawagoe
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1974-11-07
Filing date: 1975-11-07
Publication date: 1976-05-20
Also published as: NL7513099A; CA1046143A; JPS51135348A; GB1533231A; IT1048770B; US4008406A; FR2290790A1

Description

Schaltungsanordnung; mit Feldeffekttransistoren

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einem ersten und einem zweiten Feldeffekttransistor, die in Reihe zwischen einer Bezugsspannungsquelle und einer Versorgungsquelle liegen, einem dritten Feldeffekttransistor, dessen Source-Elektrode mit der Bezugsspannungsquelle, dessen Steuerelektrode mit einer Vorspannungsquelle und dessen Drain-Elektrode mit der Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors verbunden ist, und einem Widerstand, der zwischen der Drain-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors und der Versorgungsquelle liegt. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere eine Schaltungsanordnung, beispielsweise eine Impulsgenerator-Schaltung, die als integrierte Schaltung mit Metalloxid-Halbleiterstruktur (nachfolgend als MOSIC bezeichnet) geeignet ist, und darüberhinaus insbesondere eine !Compensations-

609821/0710

-2- 2 5"5 ΟΊ 07

schaltung zur Stabilisierung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung, so dass sie im wesentlichen unempfindlich gegen Schwankungen bzw. Änderungen der Umgebungstemperatur und der Versorgungsspannung ist.

Bei.der Fertigung von elektronischen Rechnern, die kleine Abmessungen aufweisen, und bei denen MOSICs verwendet werden, wurden Vorschläge gemacht, um alle Schaltungselemente, die für einen Rechner erforderlich sind, in einem einzigen Halbleiterbaustein unterzubringen.

Um dies zu erreichen, können bei einer Art von Taktimpulsgenerator-Schaltungen, die für ein MOSIC geeignet ist, drei in einem geschlossenen Kreis liegende Inverterschaltungen mit zwei zwischen den Invertem liegenden Kondensatoren verwendet werden, wie dies in der US-Anmeldung Nr. 433 483» eingereicht am 15« Januar 1974-,beschrieben ist.

Die Schwingungsperiode dieser Schaltung ist jedoch gegenüber Änderungen und Schwankungen der Umgebungstemperatur und der Versorgungsspannung instabil. Wenn die Schaltung in einem MOSIC verwendet wird, weisen die verschiedenen MOSICs auf Grund von Unterschieden der elektrischen Eigenschaften unterschiedliche, über einen breiten Bereich streuende Schwingungsperioden auf.

Um diese Instabilität der Schwingungsperiode eines MOSIC-Impulsgenerators, die auf Grund von Änderungen der Umgebungsbedingungen auftreten, zu kompensieren, und um Unterschiede der Schwingungsperioden zwischen den in Massenfertigung hergestellten Impulsgeneratoren, die in MOSIC-Form gefertigt werden, zu kompensieren, kann die in der US-Anmeldung Nr. 453 168 - eingereicht am 20. März 1974·- beschriebene Kompensationsschaltung verwendet werden. Wie in Fig. 1 dargestellt, weist diese Kompensationsschaltung einen Widerstand 4 mit hohem Widerstandswert auf, wobei der Widerstand 4 mit einem Anschluss mit einer Versorgungsquelle -Vqq verbunden ist, und ein MOSFET 5 vom Anrei-

60982 1/07 10

cherungstyp und ein MOSFET 6 von Verarmungstyp parallel zum MOSFET 5 liegt. Die Drain-Elektroden des MOSFETs 5 und 6 sind mit dem anderen Anschluss des Widerstandes 4 verbunden, und die Sourceslektroden liegen an Masse. Die Steuerelektrode des MOSFET 5 ist mit der zuvor erwähnten Versorgungsquelle verbunden, während die Steuerelektrode des MOSFET 6 an Masse liegt.

Der Verbindungspunkt des anderen Anschlusses des Widerstandes 4 mit den Drain-Elektroden der MOSFET 5 und 6 steht mit der Steuerelektrode eines MOSFET 1 vom Verarmungstyp in Verbindung, der als Last für den Inverter-MOSFET 2 dient.

Der Widerstand 4 sollte einen Temperaturkoeffizienten haben, der wesentlich kleiner ist als der Temperaturkoeffizient der MOSFETs 1 und 2. Als Widerstand 4 kann ein Widerstand mit einem hohen, konstanten oder linearen Widerstandswert verwendet werden, wobei der Widerstand 4 getrennt vom MOSIC hergestellt wird.

Wenn die Umgebungstemperatur der Schaltung ansteigt, so verringert sich der durch den MOSFET 1 fliessende Strom, da die Steilheit gm des MOSFETs 1 abnimmt. In entsprechender Weise nimmt auch der durch die MOSFETs 5 und 6 fliessende Strom ab, so dass über den Widerstand 4 auch ein kleinerer Spannungsabfall auftritt. Die Spannung V zwischen Masse und der Steuerelektrode des MOSFETs 1 nimmt zu. Diese grössere Steuerspannung V führt auch zu einem grössereii, durch den MOSFET 1 fliessenden Strom, so dass Änderungen der elektrischen Eigenschaften in der die MOSFETs 1 und 2 enthaltenden Inverterschaltung, die auf Grund der Änderung der Umgebungstemperatur der Schaltung auftreten, kompensiert werden.

Andererseits nimmt die Spannung V zwischen der Steuerelektrode des MOSFETs 1 und Masse bei einem Absinken der Versorgungsspannung -Vqt. ebenfalls zu. Darüberhinaus steigt die an der Steuerelektrode des MOSFET 5 anliegende Spannung notwendigerweise an, so dass der durch den Widerstand 4 fliessende Strom

609821 /0710

ο ^Γ ■~ π ι η 7

ansteigt, wodurch der über den Widerstand 4- auftretende Spannungsabfall grosser wird, so dass die Spannung V absinkt und dadurch sich die Spannung V unabhängig von der Änderung der Versorgungsspannung einstellt.

Wenn die MOSFETs Λ und 6 oder die MOSFETs 2 und 5 im selben Halbleiterbauteil unter denselben Bedingungen hergestellt werden, werden darüberhinaus Unterschiede der elektrischen Eigenschaften kompensiert, die bei den unterschiedlichen, in Massenfertigung hergestellten HOSICs auftreten. Beispielsweise steigt bei einer hohen Schwellwerts spannung V^ des MOSFETs 1 innerhalb des MOSICs der Schwellwert Y^ des MOSFETs 6 an, und das bedeutet, dass der durch den MOSFET 6 fliessende Strom relativ klein wird. Auf diese Weise steigt die Spannung V an. Als Folge davon wird die Abnahme des durch den MOSFET 1 fliessenden Stromes, die auf Grund der im MOSFET 1 auftretenden hohen SchwellwertsSpannung V^ zustande kommt, durch ein Ansteigen der Vorspannung V kompensiert. Der Kompensations-Schaltungsteil kompensiert daher Änderungen und Schwankungen der elektrischen Eigenschaften, die zwischen den verschiedenen MOSICs auftreten. Daher sind Instabilitäten der Schwingungsperioden der Taktimpulsgenerator schaltungen, bei denen solche Kompensationsschaltungen zur Kompensation verwendet werden, zu erwarten.

Je grosser die Spannung ist, die an der Steuerelektrode eines MOSFETs anliegt, umso kleiner sind die Schwankungen des Drain-Stromes, wie aus Fig. 5 zu entnehmen ist. Daher sind bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltung die Schwankungen des Drain-Stromes des MOSFETs 5, die auf Grund von Schwankungen der Versorgungsspannung auftreten, klein , weil die Steuerelektrode des MOSFETs 5 sit einer hohen Versorgungsspannung -Ynn beäuf- ■ schlagt wird. Daher ist die zu erwartende Kompensation, die Änderungen der Spannung V ausgleichen soll, nicht zufriedenstellend.

Da darüberhinaus die Vorspannung, die an der Steuerelektrode _ des MOSFETs 5 anliegt, grosser ist als die Vorspannung an

609821/0 7 10

ORIGINAL INSPECTED ^

2 l·. : U 1 O 7

der Steuerelektrode des MOSFETs 6, ist der Drain-Strom des MOSFETs 6 kleiner als der Drain-Strom des MOSFETs 5· Folglich wird die durch den MOSFET 6 geschaffene Kompensationswirkung weniger wirksam.

Da weiterhin die Vorspannung, die an der Steuerelektrode des MOSFETs 5 anliegt, gross ist, ist auch der durch den MOSFET 5 fliessende Drain-Strom gross, wodurch im Widerstand 4-, der einen hohen Widerstandswert aufweist, der Leistungsverlust . gross ist.

Der Erfindung liegt daher unter anderem die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung zu schaffen, bei der die zuvor beschriebenen Nachteile bekannter Schaltungen nicht auftreten.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss gelöst durch einen ersten Viderstands-Schaltungsteil, der zwischen der Versorgungsquelle und der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors liegt und der Steuerelektrode des dritten Feldeffektransistors die Vorspannung bereitstellt.

Die Kompensationsschaltung enthält einen Widerstand mit einem hohen Widerstandswert und parallel geschalteten MOSFETs vom Anreicherungstyp bzw. vom Verarmungstyp. Die Drain-Elektroden der MOSFETs sind über den Widerstand mit einer Versorgungsquelle und mit der Steuerelektrode eines Last-MOSFETs vom Verarmungstyp verbunden, der als Last für einen MOSFET vom Anreicherungstyp dient. An die Steuerelektrode des MOSFETs vom Verarmungstyp im Kompensationsschaltungsteil wird eine gesteuerte Vorspannung vom gemeinsamen Verbindungspunkt der MOSFETs angelegt, die zwischen der Versorgungsquelle und Masse in Reihe liegen.

Die vorliegende Erfindung schafft also eine verbesserte Kompensationsschaltung, die Instabilitäten der elektrischen Eigenschaften eines MOSICs bei Schwankungen der Versorgungsspannung

809821/0 7 10
ORIGINAL INSPECTED " :

23-JÜ107

kompensiert. Die vorliegende Erfindung schafft weiterhin eine verbesserte Kompensationsschaltung, die Unterschiede oder Schwankungen der Schwellwertspannungen der MOSPETs vom Anreicherungstyp zwischen den einzelnen, in Massenfertigung hergestellten MOSICs kompensiert. Bei der erfindungsgemässen Kompensationsschaltung, bei der parallel geschaltete MOSi¹ETs vom Anreicherungs- und Verarmungstyp verwendet werden, werden die Kompensationswirkungen der MOSFETs zueinander symmetriert. Die erfindungsgemässe Kompensationsschaltung weist einen relativ geringen Leistungsverlust auf.

Durch die vorliegende Erfindung wird eine Impulsgeneratorschaltung mit MOSI¹ETs vom Anreicherungs-/Verarmungstyp geschaffen, die gegenüber Änderungen bei den Umgebungsbedingungen der Schaltung eine sehr stabile Schwingungsperiode aufweist. Die erfindungsgemässe Impulsgeneratorschaltung, die mit "MOSFETs vom Anreicherungs-ZVerarniungstyp hergestellt werden kann, weist äusserst geringe Schwankungen der Schwingungsperiode zwischen den einzelnen MOSICs auf.

Bei Verwendung der Kompensationsschaltung in Impulsgenerator-Schaltkreisen werden Instabilitäten der Schwingungsperiode, die auf Grund von Änderungen der Umgebungstemperatur und der Versorgungsspannung auf tr et en, kompensiert. Weiterhin v/erden Unterschiede der Schwingungsperioden zwischen den einzelnen MOSICs verringert.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 den Schaltungsaufbau einer bereits vorgeschlagenen MOSFET-

Kompensationsschaltung,
Fig. 2 den Schaltungsaufbau einer Atisführungsform einer erfin-

6098 2 1 /07 10 ._Λι,_Λ,_;,. ORIGINAL INSPECTED

K) 107

dungsgemässen Kompensationsschaltung,

Fig. 3 den Zusammenhang zwischen dem Drain-Strom und der Steuerspannung für einen MOSFET,
Fig. 4- bis 6 Schaltungen weiterer Ausführungsformen der erfin-

dungsgemässen Kompensationsschaltung, Fig. 7 einen Schaltungsaufbau einer Impulsgeneratorschaltung, bei der die erfindungsgemässe Kompensationsschaltung

verwendet wird,
Fig. 8 ein Zeitdiagramm, das zur Erläuterung der Arbeitsweise

der in Fig. 7 dargestellten Schaltung dient, und Fig. 9 eine Schaltungsdarstellung einer Abwandlung der in Fig.

dargestellten Impulsgeneratorschaltung.

In Fig. 2 ist eine erfindungsgemässe Kompensationsschaltung in einemMOSFET-Schaltkreis dargestellt. Darin sind zwei zusätzliche MOSFETs 7 und 8 zwischen der Spannungsquelle -V^q und Erde in Reihe geschaltet. Die beiden MOSFETs 7 und 8 können vom Anreicherungstyp sein und ihre Steuerelektroden sind jeweils mit der Klemme der Versorgungsquelle verbunden. Der gemeinsame Verbindungspunkt zwischen den MOSFETs 7 und 8 ist mit der Steuerelektrode des MOSFETs 5 verbunden, um die Steuervorspannung des MOSFETs 5 zu verringern. Die Spannung -Vqq, die normalerweise direkt an die Steuerelektrode des MOSFETs angelegt wird, wird auf Grund der MOSFETs 7 und 8 an einen Spannungsteiler, der aus den MOSFETs 7 und 8 besteht, angelegt, so dass vom Verbindungspunkt zwischen den MOSFETs 7 und 8 an die Steuerelektrode des MOSFETs 5 eine niedrigere Spannung angelegt wird.

Wie in Fig. 3 dargestellt, werden bei Betrieb der Schaltung die Schwankungen ^ V₀ des Drain-Stromes des MOSFETs 5, die bei Änderungen der Steuervorspannung, auftreten, gross, da die Steuervorspannung des MOSFETs 5 auf Grund des Spannungsteilers 7 und 8 auf einen kleineren Wert verringert wird. Infolgedessen wird die Instabilität der elektrischen Kennwerte des MOSICs bei Änderungen der Versorgungsspannung Vqq wirkungs-

609821/07 10
ORfGINAL INSPECTED

voll kompensiert. Das bedeutet auch, dass die erfindungsgemässe Kompensationsschaltung Schwankungen der Schwellwertspannungen des MOSFETs vom Anreicherungstyp, die bei den in Massenproduktion hergestellten MOSICs auftreten, wirkungsvoll kompensiert·

■Wie in Fig. 3 dargestellt ist, nimmt der Drain-Strom des MOSFETs 5 ab. Durch geeignete Wahl der Steuervorspannung kann der Drain-Strom des HOSFETs 5 bezüglich des Drain-Stroms des MOSFETs 6 symmetrisch eingestellt werden. Als Folge davon sind die Kompensationswirkungen der MOSFETs 5 und 6 zuein^Q-der symmetrisch.

Auf Grund der Abnahme des Drain-Stromes des MOSFETs 5 nimmt darüberhinaus der gesamte, durch den Widerstand 4 fliessende Strom ab, wobei der Widerstand 4 mit den Drain-Elektroden der MOSFETs 5 und 6 verbunden ist. Infolgedessen verbraucht der Widerstand 4 keine grosse Leistung.

Darüberhinaus werden Instabilitäten, die auf Grund von Schwankungen der Versorgungsspannung V™ und auf Grund von Schwankungen der Steuer-Schwellwertspannungen auftreten, verringert, die.Kompensationswirkungen, die durch die MOSFETs 5 und 6 hervorgerufen werden, sind zueinander symmetrisch und die Schwankungen der Schwingungsperiode eines in Form eines MOSIC ausgebildeten Impulsgenerators v/erden auf einen Wert von nur Ί0 % verringert, wogegen die bereits vorgeschlagene Kompensationsschaltung gemäss Fig. 1 nur eine Kompensation von 30 % der Schwankungen ermöglicht.

Gemäss einer zweiten, in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform der Erfindung kann ein weiterer MOSFET 9 vom Anreicherungstyp ■ zwischen der Steuerelektrode des MOSFETs 5 und dem gemeinsamen Verbindungspunkt der MOSFETs 7 und 8 geschaltet sein. An Stelle eines durch zwei MOSFETs 7 und 8 gebildeten Spannungsteilers, wie er in Fig. 2 dargestellt ist, kann, wie in Fig. 5 dargestellt ist, ein einziger die Spannung..verringernder HOSFET 7 verwendet werden, dessen Steuer- und Drain-Elektrode mit der

6 0 9 8 2 1/0710
ORIGINALfNSPECTED

-9- ν

Versorgungsquelle verbunden Ist.

Wie in Fig. 6 dargestellt Ist, können auch Mehrfach-MOSFETs 7, 7³ und 7^W vom Anreieherungstyp zwischen die Steuerelektrode des KOSPETs 5 und die Versorgungskieainie geschaltet werden.

Anstelle der in Fig. 2 dargestellten MOSFETs 7 und 8 können darüberhinaus auch entsprechende Bauelemente mit linearem Widerstand verwendet werden. Weiterhin kann die Drain- und Steuerelektrode des MOSFETs 7 bei den zuvor beschriebenen Ausfuhrungsformen mit einer Drain-Versorgungsspannung -V·^ anstelle der Steuer-Versorgungsspannung -Vqq. verbunden sein.

Wie bereits zuvor erwähnt, ist die erfindungsgemässe Kompensationsschaltung insbesondere im Zusammenhang mit einem Impulsgenerator-Schaltkreis geeignet, der in Form eines MOSICs gefertigt wird. Fig. 7 zeigt eine Schaltung eines Ausführungsform der Erfindung, wie sie bei einem solchen Impulsgenerator-Schaltkreis verwendet wird. Der Impulsgenerator-Schaltkreis 22 weist dabei eine Kompensationsschaltung 23 auf, die in geeigneter Weise zwischen die Versorgungskieame Vqq und den Impulsgenerator geschaltet ist.

In Fig. 7 sind mit den Bezugszeichen 11, 13, 15» 19i 26 und 27 P-Kanal-Oberflächen-Feldeffekttransistoren vom Anreicherungstyp und mit dem Bezugszeichen 12, 14, 16 und 20 MOSFETs gekennzeichnet, die als P-Kanal-Transistoren vom Verarmungstyp vorliegen. Zwischen die Drain-Elektroden der MOSFETs 20 und und der Versorgungsklemme liegt ein Widerstand 21 mit einem hohen Widerstandswert, beispielsweise mit 50 K-Q bis 300 K0.. Die Kondensatoren 17 und 18, die beispielsweise Werte von 0,1 bis 10 pF aufweisen, liegen zwischen den Steuerelektroden der MOSFETs 13 und 15 und Masse. Die Drain-Elektroden der MOSFETs 11 und 13 sind jeweils mit den Steuerelektroden der MOSFETs und 15 über Widerstände 24 und 25 verbunden, die beispielsweise Widerstandswerte von 10 K A aufweisen können.

608821/0 7 10

RIGINAL INSPECTED,

- 10 - /■ ^: ■■'■' ι ^u '

Die MOSFETs 11 bis 16, 19, 20, 26 und 27, die Kondensatoren 17 und 18 und die Widerstände 24 und 25 sind auf einem einzigen monokristallinen Silicium-Einzelbaustein als MOSIC ausgebildet. Der Widerstand 21 mit dem grossen Widerstandswert ist extern mit dem MOSIC verbunden.

Die Inverter-MOSFETs 11, 13 und 15 sind innerhalb des Impulsgenerator-Schaltkreises 22 in Kaskadenschaltung verbunden und bilden einen geschlossenen Kreis. Die MOSFETs 12, 14 und 16 sind als Last für die Inverter-MOSFETs 11, 13 bzw. 15 geschaltet.

Die MOSFETs 19 und 20 liegen zwischen einer Quelle für eine gemeinsame Bezugsspannung (Masse) und einem Anschluss des Widerstands 21 parallel zueinander. Die Steuerelektrode des MOSFETs 20 vom Verarmungstyp ist mit der Source-Elektrode und daher mit Masse verbunden.

Die Steuerelektroden der MOSFETs 12 und 14 liegen gemeinsam am Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 21 mit grossem Widerstandswert und den Drain-Elektroden der parallel zueinander liegenden MOSFETs 19 und 20, und die Steuerelektrode des MOSFETs 16 ist mit ihrer Source-Elektrode verbunden.

•Um einer Steuerelektrode des MOSFETs 19 eine verringerte Vorspannung bereitzustellen, enthält die Kompensationsschaltung 23 MOSFETs 26 und 27, die zwischen der Versorgungsklemme (-V_GG) und Masse in Reihe geschaltet sind. Die Steuerelektroden der MOSFETs 26 und 27 liegen an der Versorgungskiemme, um sie in den leitenden Zustand zu versetzen. Als Folge davon wird eine Vorspannung, die der Versorgungsspannung proportional ist, an den MOSFETs 26 und 27 entsprechend dem Widerstandsverhältnis dieser MOSFETs 26 und 27 geteilt und wird der Steuerelektrode des MOSFETs 29 vom Verbindungspunkt der MOSFETs 26 und 27 zugeführt, und zwar in der gleichen Weise, wie die verringerte Versorgungs-Vorspannung an die Steuerelektrode des MOSFETs 5

60982 1/0-7%
ORIGINAL INSPECTED

- 11 gelegt wird, was zuvor anhand von Pig. 2 beschrieben wurde.

Die Widerstände 24 und 25 innerhalb des Impulsgenerator-Schaltkreises 22, die in geeigneter Weise gewählt werden, dienen dazu, die Zeitkonstante der RC-Schaltungseleinente 17-24 und 18-13 zu vergrössern. Wie in Pig. 9 dargestellt ist, können die Widerstände 24 und 25 im Impulsgenerator-Schaltkreis auch durch die MOSFETs 28 und 29 vom Verarmungstyp ersetzt werden.

Anhand der Fig. 8 soll die Arbeitsweise des in Fig. 7 dargestellten Schaltungsteils 22 des Impulsgenerator-Schaltkreises nachfolgend beschrieben werden.

Es sei angenommen, dass der MOSFET 15 während eines Zeitraumes ty, leitend ist, wodurch am Verbindungspunkt c eine Spannung auftritt, die kleiner ist als die Schwellwertspannung des MOSFETs 11; während des Zeitraumes t₁ befindet sich der MOSFET 13 im nicht-leitenden Zustand, so dass der Kondensator durch den durch den Last-MOSFET 14 und den Widerstand 25 fliessenden Strom aufgeladen wird. Es sei weiterhin angenommen, dass sich dei? Kondensator 17 während des Zeitraumes t^ aufzuladen beginnt, da der MOSFET 11 in den nicht-leitenden Zustand gebracht wird.

Unter diesen Voraussetzungen beginnt der MOSFET 13 während des Zeitraumes t2» wie in Fig. 8 anhand der Kurve a dargestellt ist, der MOSFET 13 zu leiten, wenn die Spannung am Ausgang a der ersten Inverterschaltung die Schwellwertspannung des MOSFETs übersteigt.

Infolgedessen beginnt sich der Kondensator 18 über den MOSFET 13 zu entladen.

Wenn die Spannung am Ausgang b der zweiten Inverterschaltung unter die Schwellwertspannung des MOSFETs 15 abfällt, geht der MOSFET 15 während des Zeitraumes t, in den nicht-leitenden Zustand über, wie dies in Fig. 8 durch die Kurve b dargestellt

609821/0 7 10
ORIGINAL INSPECTED

2ν^:;·^:-Ί07

ist. Zu diesem Zeitpunkt ändert sich die Spannung an der Ausgangsklemme c schnell, da der Ausgang des MOSFETs 15 eine grosse Kapazität aufweist.Wenn die Spannung am Ausgang c des MOSJ¹ETs 15 die Schwellwertspannung des MOSI¹ETs 11 übersteigt, beginnt der MOSFET 11 infolgedessen während des Zeitraumes t^ zu leiten, wie dies in Fig. 8 anhand der Kurve c dargestellt ist.

Wenn die Spannung am Ausgang a des MOSFETs 11 unter die Schwellwertspannung des MOSFETs 13 abfällt, befindet sich der MOSFET während des Zeitraumes tj- im nicht-leitenden Zustand. In dieser Zeit ändert sich der Leitungszustand des MOSFETs 15 nicht.

Wenn die Spannung am Ausgang b des MOSFETs 13 die Schwellwertspannung des MOSFETs 15 übersteigt, wird der MOSFET 15 leitend und die Spannung am Ausgang c fällt sofort auf Massepotential ab. Wenn die Spannung am Ausgang c während des Zeitraumes tr? unter die Schwellwertspannung des MOSFETs 11 absinkt, geht der MOSFET 11 in den nicht-leitenden Zustand über und die Spannung am Ausgang a erhöht sich etwas. Danach wiederholen sich die zuvor beschriebenen Vorgänge periodisch in der gleichen Weise.

Auf Grund dieser Arbeitsweise wird die in Fig. 8 durch die Kurve c dargestellte Form der Impuls spannung am Ausgang des dritten Inverter-MOSFETs 15 bereitgestellt und tritt an der Ausgangsklemme 0 auf.

Die Schwingungsperiode des Impulsgenerators 22 ist an sich instabil, und zwar auf Grund von Änderungen der Umgebungstemperatur oder der Versorgungs spannung. Wenn dieser Impulsgenerator durch Massenproduktion in Form von MOSICs hergestellt wird, weisen die MOSICs auch Fehler auf, beispielsweise besitzen die verschiedenen Schaltungen unterschiedliche Schwingungsperioden, und zwar auf Grund von Unterschieden bei den elektrischen Schaltungsparametern der gefertigten MOSFETs.

Um diese Fehler zu kompensieren, wird erfindungsgemäss eine

609821/0 7 10

? -Ί07

aus dem Schaltkreis 23 bestehende Kompensationsschaltung verwendet, die zwischen der Versorgungski emnie und de° Impulsgenerator 22 liegt. Wie bereits zuvor anhand der Fig. 2 beschrieben wurde, enthält die Kompensationsschaltung einen Widerstand 21 mit hohem Widerstandswert, der mit den MOSFETs 19 und 20 verbunden ist, und die ihrerseits mit den MOSFETs 12 und 14 in Verbindung stehen. Mit der Kompensationsschaltung 23 wird die Kompensationswirkung dadurch verbessert, dass die Steuervorspannung des MOSFETs 19 durch die MOSFETs 26 und 2? gesteuert wird. Der MOSFET 20 wird unter den gleichen Fertigungsbedingungen wie die MOSFETs 12, 14 und 16 hergestellt, so dass der MOSFET 20 dieselbe Schwellwertspannung V^ wie die MOSFETs 12, 14 und 16 aufweist.

Während die Steuerelektrode des MOSFETs 16 bei den in den Fig. 7 und 9 als Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung dargestellten Schaltungen mit der Source-Elektrode verbunden ist, kann die Steuerelektrode des MOSFETs 16 auch mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 21 und den Drain-Elektroden der parallel geschalteten MOSFETs 19 und 20 in der gleichen Weise verbunden sein, wie die Steuerelektroden der MOSFETs 12 und 14, ohne dass die Steuerelektrode des MOSFETs 16 mit der Source-Elektrode des MOSFETs 16 verbunden ist.

Die zuletzt beschriebene Abwandlung ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung.

Wenn die Umgebungstemperatur des Impulsgenerator 22 ansteigt, so verringert sich der durch die MOSFETs 12 und 14 fliessende Strom, wodurch die Zeit, die zur Aufladung der Kondensatoren 17 und 18 benötigt wird, ansteigt. Ohne Kompensationsschaltung wird die Periode also kleiner.

Gemäss der vorliegenden Erfindung nimmt der durch die MOSFETs 19 und 20 fliessende Strom auch ab, wenn die Umgebungstemperatur ansteigt. Infolgedessen steigt die an den Steuerelektroden der

6098 21/0 7 10
ORlGlNALfNSPECTED

MOSi¹ETs 12 und 14 anliegende St euer spannung an, da der Spannungsabfall über den Widerstand 21 abnimmt, so dass der durch die MOSEETs 12 und 14 fliessende Strom ansteigt. Die Kompensationsschaltung ist daher dafür vorgesehen, um eine Abnahme üer Scttwingungsperiode zu verhindern.

Wenn die Versorgungsspannung -Vnn ansteigt, so wird ein Anstieg des durch die MOSi¹ETs 12 und 14 fliessenden Stromes durch einen Anstieg der über den Widerstand 21 abfallenden Spannung kompensiert, da der durch den MOSEET 19 fliessende Strom ebenfalls ansteigt.

Wenn der Impulsgenerator-Schaltkreis in Eorm von MOSICs hergestellt wird, werden die Unterschiede in den Schwingungsperioden, die auf Grund von Unterschieden der Schv/ellwert spannungen der MOSEETs 12 und 14 zwischen den einzelnen MOSICs auftreten, durch den MOSEET 20 kompensiert, der in jedem der MOSICs unter den gleichen Herstellungsbedingungen wie für die MOSEETs 12, 14 und 16 gebildet wird.

Es wurden mehrere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung dargestellt und beschrieben. Die Erfindung ist jedoch nicht auf diese Ausführungsformen beschränkt, vielmehr kann der Eachmann zahlreiche Abänderungen und Modifikationen vornehmen.

6 0 9 82 1 / 0 7 -1

■ i

ORIGINAL INSPECTED

Claims

2-vj !07

Patentansprüche Schaltungsanordnung mit einem ersten und einem zweiten

Feldeffekttransistor, die in Reihe zwischen einer Bezugsspannungsquelle und einer Versorgungsquelle liegen, einem dritten Feldeffekttransistor, dessen Sourceelektrode mit der Bezugsspannungsquelle, .dessen Steuerelektrode mit einer Vorspannungsquelle und dessen Drain-Elektrode mit der Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors verbunden ist, und einem Widerstand, der zwischen der Drain-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors und der Versorgungsquelle liegt, gekennz eich'net durch einen ersten Widerstands-Schaltungsteil, der zwischen der Versorgungsquelle C-Vqq) und der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) liegt und der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) die Vorspannung bereitstellt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen vierten Feldeffekttransistor (6), dessen Drain-■ und Source-Elektrode mit der entsprechenden Drain- bzw. Source-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) verbunden ist, wobei die Steuerelektrode des vierten Feldeffekttransistors (6) an der Bezugsspannungsquelle (Hasse) liegt.,
3« Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

dass der erste Widerstands-Schaltungsteil einen vierten -. Feldeffekttransistor (7) aufweist, dessen Drain-Elektrode mit der Versorgungsquelle (-Vqq) und dessen Source-Elektrode mit der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors . (5) verbunden ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen zweiten Widerstands-Schaltungsteil, der zwischen der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (5)

609821/0710
ORIGINAL INSPECTED,

und der Bezugsspannungsquelle (Masse) liegt.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3> gekennzeichnet durch einen zweiten Widerstands-Schaltungsteil, der zwischen der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) und der Bezugsspannungsquelle (Masse) liegt.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Widerstands-Schaltungsteil einen fünften Feldeffekttransistor (8) aufweist, dessen Drain-Elektrode mit der Source-Elektrode des vierten Feldeffekttransistors (7), dessen Steuerelektrode mit der Versorgungsquelle (-V_GG), und dessen Steuerelektrode mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch einen sechsten Feldeffekttransistor (9), dessen Steuer- und Drain-Elektrode gemeinsam an der .Source-Elektrode des vierten Feldeffekttransistors (7) und an der Drain-Elektrode

• des fünften Feldeffekttransistors (8) liegt und die Source-Elektrode des sechsten Feldeffekttransistors (9) mit der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) verbunden ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3i dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerelektrode des vierten Feldeffekttransistors (7) an der Versorgungsquelle (-V_GG) liegt.
9· Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Widerstands-Schaltungsteil einen fünften Feldeffekttransistor aufweist, dessen Source-Elektrode mit der Steuerelektrode des vierten Feldeffekttransistors, und ' dessen Drain-Elektrode mit der Versorgungsquelle (-V_&G) verbunden ist.

60982.1 /07 1.0
ORIGINAL INSPECTED

- 17 - ' 2^r: ·■' i 07
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9> dadurch gekennzeichnet, dass ein sechster Feldeffekttransistor vorgesehen ist, dessen Source-Elektrode mit der Steuerelektrode des fünften Feldeffekttransistors, und dessen Drain- und Steuerelektrode mit der Versorgungsquelle (-Vqq) verbunden ist.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch einen sechsten Feldeffekttransistor (6), dessen Drain- und Source-Elektrode mit entsprechenden Drain- bzw. Sourceelektroden des dritten Feldeffekttransistors (5)> und dessen Steuerelektrode mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7» gekennzeichnet durch einen siebten Feldeffekttransistor (6), dessen Drain- und Source-Elektrode mit der entsprechenden Drain- bzw. Source-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) ·> und dessen Steuerelektrode mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist.
13· Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch einen fünften Feldeffekttransistor (6), dessen Drain- und Source-Elektrode mit der entsprechenden Drain- bzw. Source-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (5)j und dessen Steuerelektrode mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist.
14-. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen sechsten Feldeffekttransistor (6), dessen Drain- und Sourceelektrode mit der entsprechenden Drain- bzw. Source-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (5), und dessen Steuerelektrode mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist.
15· Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und dritte Transistor (2, 5) ein

609821/0 7 10

ORIGINAL INSPECTED ... ,

-ie - 2- ■ ϋ Ί G 7

Oberflächen-Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp und der zweite, und vierte Transistor (1, 6) ein FeId-•effekttransistor vom Verarmungstyp ist.
16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen vierten Feldeffekttransistor (6), dessen Drain- und Source-Elektrode mit der entsprechenden Drain- bzw. Source-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (5) und dessen Steuerelektrode mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist, wobei der erste und dritte Transistor (2, 5) ein Oberflächen-Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp und der zweite und vierte Transistor (1, 6) ein Oberflächen-Feldeffekttransisotr vom Verarmungstyp ist.
17· Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass ^ der erste, dritte, vierte und fünfte Transistor (2, 5i 7» 8) jeweils ein Oberflächen-Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp und der zweite und sechste Transitor (1, 6) ein Oberflächen-Feldeffektttransistor vom Verarmungstyp ist.
18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und dritte Transistor (2, 5) Jeweils ein Oberflächen-Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp und der zweite, vierte, fünfte und sechste Transistor (1, 7» 8» 6) jeweils ein Oberflächen-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp ist.

19· Impulsgenerator-Schaltung, gekennzeichnet durch einen ersten, einen zweiten und einen dritten Oberflächen-Feldeffekttransistor (11, 13, 15) vom Anreicherungstyp, wobei die Drain-Elektrode des ersten Transistors (11) mit der Steuerelektrode des zweiten Transistors (13), die Drain-Elektrode des zweiten Transistors (13) mit der Steuerelektrode des dritten Transistors (15)-» die Drain-Elektrode

■60982 1/07 1.0

ORIGINAL: ¹INSPBOfED

- 19 - 2:5 ■·: '! Π 7

des dritten Transistors (15) mit der Steuerelektrode des vierten Transistors (11) und die Source-Elektrode des ersten, zweiten und dritten Transistors (11, 13, 15) mit einer ersten Spannungsquelle (Masse) verbunden sind, und durch einen vierten, einen fünften und einen sechsten Oberflächen-Feldeffekttransistor (12, 14, 16) vom Verarmungstyp, wobei die Source-Elektroden des vierten, fünften und sechsten Transistors (12, 14, 16) mit den Drain-Elektroden des ersten, zweiten bzw. dritten Transistors (11, 13, 15)? die Drain-Elektroden des vierten, fünften und sechsten Transistors (12, 14, 16) mit einer zweiten Spannungsquelle ( Vqq), und wenigstens die Steuerelektroden des vierten und fünften Transistors (12, 14) miteinander verbunden sind. (Fig. 7)·

609821/0 7 10
ORIGINAL INSPECTED

Leerseite