DE3887206T2

DE3887206T2 - Wechselrichtersteuerungseinrichtung.

Info

Publication number: DE3887206T2
Application number: DE88108915T
Authority: DE
Inventors: Wataru Miyake; Kiyoshi Nakamura; Kiyoshi Nakata; Katsuaki Suzuki; Tokunosuke Tanamachi; Yoshio Tsutsui
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1987-06-03
Filing date: 1988-06-03
Publication date: 1994-05-05
Anticipated expiration: 2008-06-04
Also published as: EP0293915A2; CN1007572B; DE3887206D1; US5250890A; AU1697288A; CN88103400A; AU598379B2; JPS6477492A; EP0293915A3; JPH0746918B2; KR890001254A; EP0293915B1; KR970005569B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Wechselrichter-Steuereinrichtung, spezieller eine Einrichtung, die zum Steuern eines Wechselrichters geeignet ist, der eine Gleich-Ausgangsspannung eines Wechselspannung/Gleichspannung-Umrichters in eine variable Wechselspannung mit variabler Frequenz umwandelt.
Die japanische Patentveröffentlichung Nr. 61-48356 (1986) ist als eine Veröffentlichung aus dem Stand der Technik bekannt, die ein Steuerungsverfahren dieser Art offenbart. Die japanische Patentveröffentlichtung Nr. 61-48356 weist auf die Tatsache hin, daß dann, wenn ein Wechselspannung/Gleichspannung-Umrichter eine Wechselspannung in eine Gleichspannung umwandelt und die Gleich-Ausgangsspannung des Umrichters an einen Wechselrichter mit Pulsbreitenmodulation gelegt wird, um in eine variable Wechselspannung mit variabler Frequenz umgewandelt zu werden, die Ausgangsspannung des Wechselrichters pulsiert und insbesondere ein Schwebungsphänomen bei einer besonderen Ausgangsfrequenz des Wechselrichters aufgrund der Ausgangsspannung des Wechselspannung/Gleichspannung-Umrichters auftritt, d. h., daß die Eingangsspannung für den Wechselrichter eine Pulsationskomponente (Gleichrichtungsbrumm, der während der Gleichrichtung auftrat) beinhaltet. Gemäß dem in der japanischen Patentveröffentlichung Nr. 61-48356 offenbarten Verfahren, das die obige Schwierigkeit überwindet, wird das Verhältnis zwischen der Amplitude eines sinusförmigen Signals und derjenigen eines Trägersignals mit dreieckigem Signalverlauf, d. h. die Impulsbreite eines PWM-Signals so eingestellt, daß eine Änderung der Eingangsspannung des Wechselrichters bewältigt wird, so daß die Ausgangsspannung des Wechselrichters von jeder Änderung frei sein kann.
Auch offenbart JP-A-57-52383 zum Lösen derselben Aufgabe ein Verfahren zum Steuern eines PWM-Wechselrichters, bei dem eine Impulsverarbeitungstechnik zum Einstellen der Impulsbreite des PWM-Signals in solcher Weise verwendet wird, daß Änderungen in der Eingangsspannung des Wechselrichters bewältigt werden.
Jedoch weisen diese Steuerungsverfahren aus dem Stand der Technik den Nachteil auf, daß die gewünschte Steuerung nicht auf einen Spannungsbereich anwendbar ist, in dem die Ausgangsspannung des Wechselrichters ihren Maximalwert erreicht, und daß jede weitere Spannungssteuerung unmöglich ist. D. h., daß die gewünschte Steuerung nicht anwendbar ist, da die Anzahl von Impulsen in einem Zyklus der Ausgangsspannung des Wechselrichters nur Eins ist und die Ausgangsspannung des Wechselrichters auf ihrem Maximalwert konstant gehalten wird.
Eine Wechselrichter-Steuereinrichtung mit den Merkmalen im ersten Teil von Anspruch 1 ist aus EP-B-0 073 045 bekannt. Dieses Dokument beschreibt eine Steuerung für einen PWM- Wechselrichter, die entweder in einem Steuermodus mit variabler Spannung/variabler Frequenz oder in einem Steuermodus mit konstanter Spannung/variabler Frequenz betreibbar ist. Wenn eine solche Steuerung in Verbindung mit einem Umrichter/Gleichrichter verwendet wird, wird der Wechsel- Ausgangsspannung des Wechselrichters eine Gleichrichter- Brummkomponente überlagert. Aus ähnlichen Gründen, wie oben angegeben, kann diese Brummkomponente nicht kompensiert werden, wenn der Wechselrichter bei seiner maximalen Ausgangsspannung arbeitet. Die Brummkomponente ist insbesondere dann unerwünscht, wenn die Eingangsfrequenz und die Ausgangsfrequenz am Gleichrichter in derselben Größenordnung liegen. In diesem Fall erscheint eine Schwebungsfrequenz am Wechselrichterausgang, die die Ausgangsspannung asymmetrisch macht.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Wechselrichter- Steuereinrichtung anzugeben, in der ein unerwünschtes Schwebungsphänomen betreffend die Ausgangsspannung des Wechselrichters selbst im Betriebsmodus mit konstanter Spannung vermieden oder minimiert ist.
Diese Aufgabe wird durch die in Anspruch 1 definierte Wechselrichter-Steuereinrichtung gelöst. Bevorzugte Ausführungsbeispiele und Anwendungen der Erfindung sind in den Ansprüchen 2 bis 9 dargelegt.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockschaltdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Wechselrichter-Steuereinrichtung in Anwendung auf die Steuerung eines Asynchronmotors;
Fig. 2 bis 11 veranschaulichen den Betrieb des in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiels der Erfindung, wobei:
Fig. 2A, 2B und 2C das Prinzip der Impulsbreitenmodulation durch Vergleich zwischen sinusförmigen Signalen und einem Signal mit dreieckförmigem Signalverlauf veranschaulichen;
Fig. 3 die Anzahl von Impulsen und eine zugehörige Wechselrichter-Ausgangsspannung bezogen auf einen Bezugsfrequenz- Vorgabewert für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters zeigt;
Fig. 4A, 4B und 4C die Beziehung zwischen dem Signalverlauf der Wechselrichter-Eingangsspannung und demjenigen der Wechselrichter-Ausgangsspannung zeigen;
Fig. 5A, 5B, 5C und 5D veranschaulichen, wie ein Schwebungsphänomen der Wechselrichter-Ausgangsspannung unterdrückt wird;
Fig. 6A, 6B und 6C simulierte Signalverläufe für den Strom und das Drehmoment des Asynchronmotors zeigen;
Fig. 7A und 7B die Definition von Symbolen veranschaulichen, die sich auf den Strom und das Drehmoment des Asynchronmotors beziehen;
Fig. 8 die Simulationsergebnisse für den Spitzenstrom des Asynchronmotors zeigt;
Fig. 9 die Simulationsergebnisse für die Pulsation des Drehmoments des Asynchronmotors zeigt;
Fig. 10 ein Schaltbild ist, das eine praxisgerechte Struktur für die Detektoren 141 und 142 zeigt, die zum Erfassen der Pulsationskomponente bzw. der Gleichspannungskomponente der Wechselrichter-Eingangsspannung verwendet werden; und
Fig. 11 die Verstärkung und die Phasencharakteristik des Detektors zeigt, wie er zum Erfassen der Pulsationskomponente der Wechselrichter-Eingangsspannung verwendet wird.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Fig. 1 ist ein Blockschaltdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels einer Wechselrichter-Steuereinrichtung, wenn diese zum Steuern eines Asynchronmotors verwendet wird.
Gemäß Fig. 1 wird eine von einer Wechselspannungsquelle 1 zugeführte Wechselspannung von einem Wechselspannung/Gleichspannung-Umrichter 2 in eine Gleichspannung umgewandelt und die Gleich-Ausgangsspannung des Umrichters 2 wird von einem Filterkondensator 3 geglättet. Ein Wechselrichter 4 mit Impulsbreitenmodulation wandelt die geglättete Gleich-Eingangsspannung in eine variable Wechselspannung mit variabler Frequenz um. Der Wechselrichter 4 besteht aus Steuerschaltelementen UP bis WN, die GTO-Thyristoren sein können. Ein Asynchronmotor 5 wird vom Wechselrichter 4 mit Energie versorgt. Eine Modulationseinheit 7 weist einen Trägersignal-Generator 71, einen Modulationswelle-Generator 72, einen Komparator 73 und einen Impulszahlselektor 74 aus. Das Ausgangssignal der Modulationseinheit 7 wird über eine Durchlaßsignal-Verarbeitungsschaltung 6 an den Wechselrichter 4 gelegt, um die Steuerschaltelemente UP bis WN des Wechselrichters 4 gemäß einer vorgegebenen Reihenfolge ein-und auszuschalten.
In Fig. 1 erfaßt ein Rotationsfrequenz-Detektor 8 die Rotationsfrequenz fn des Asynchronmotors 5. Ein Addierer/Subtrahierer 9 addiert einen Schlupffrequenz-Vorgabewert fs zum erfaßten Wert der Rotationsfrequenz fn, wenn sich der Asynchronmotor in seinem Laufmodus unter Energiezufuhr befindet, jedoch subtrahiert er den Schlupffrequenz-Vorgabewert fs vom erfaßten fn-Wert, wenn sich der Asynchronmotor 5 in seinem Regenerationsmodus befindet. Das sich ergebende Ausgangssignal des Addierers/Subtrahierers 9 stellt einen Bezugsfrequenz-Vorgabewert fo (= fn ± fs) für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 dar. Ein Stromdetektor 10 erfaßt die Stärke Im des Stroms im Asynchronmotor 5, und diese erfaßte Stromstärke Im wird in einem Komparator 10 mit einem Stromvorgabewert Ip verglichen, der die Differenz zwischen Im und Ip bildet. Eine Schlupffrequenz-Steuereinheit 12 steuert den Schlupffrequenz-Vorgabewert fs auf Grundlage der erfaßten Differenz zwischen Im und Ip.
Das Ausgangssignal des Addierers/Subtrahierers 9 zum Bezugsfrequenz-Vorgabewert fo, das die Ausgangsfrequenz f des Wechselrichters 4 vorgibt, wird an die Modulationseinheit 7 gegeben. Auf das Anlegen des Bezugsfrequenz-Vorgabewerts fo an die Modulationseinheit 7 erzeugt der Modulationswelle- Generator 72 sinusförmige Signale für die Phase U, die Phase V und die Phase W, wie durch (b), (c) bzw. (d) in Fig. 2A dargestellt, und der Trägersignal-Generator 71 erzeugt ein dreieckförmiges Signal, wie es unter (a) in Fig. 2A dargestellt ist. Der Komparator 73 vergleicht die sinusförmigen Signale mit dem dreieckförmigen Signal und erzeugt Impulse, wie sie in Fig. 2B dargestellt sind. Diese Impulse werden dazu verwendet, die Steuerschaltelemente UP, VP und WP zu triggern. An die Steuerschaltelemente UN, VN und WN zu deren Triggerung gelegte Imulse weisen Signalverläufe auf, die gegenüber den in Fig. 2B dargestellten umgedreht sind.
Es sei angenommen, daß die Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 nur die Gleichspannungskomponente Eo beinhaltet und keinerlei Pulsationskomponente ΔEo beinhaltet. In diesem Fall weist die Ausgangsspannung U-V des Wechselrichters 4 einen Signalverlauf auf, wie er in Fig. 2C dargestellt ist, und es besteht kein Ungleichgewicht zwischen dem positiven und dem negativen Halbzyklus der Ausgangsspannung. Die Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 wird dadurch eingestellt, daß die Breite Θc eingestellt wird, wie in Fig. 2B dargestellt, d. h. dadurch, daß der Spitzenwert der in Fig. 2A dargestellten sinusförmigen Signale eingestellt wird. Ferner wird die Anzahl von in jedem Halbzyklus der Ausgangsfrequenz f des Wechselrichters 4 enthaltenen Impulse, welche Frequenz nun der Ausgangsfrequenz fo des Addierers/Subtrahierers 9 entspricht, durch den Impulsanzahlselektor 74 eingestellt, der das Verhältnis zwischen der Frequenz des dreieckförmigen Signals und derjenigen des sinusförmigen Signals umändert, d. h. die Frequenz des in Fig. 2A dargestellten dreieckförmigen Signals. Bei dem in Fig. 2C dargestellten Beispiel ist die Impulsanzahl Drei. Fig. 3 zeigt die Beziehung zwischen der Impulsanzahl und dem Ausgangssignal fo des Addierers/Subtrahierers 9, das den Bezugswert für die Ausgangsfrequenz f des Wechselrichters 4 bildet. Der Impulsanzahlselektor 74 schaltet die Impulsanzahl z. B. in der Reihenfolge 27-15-9-5-3-1 um, wie in Fig. 3 dargestellt. Eine Spannungssteuereinheit 13 berechnet das Verhältnis zwischen dem Spitzenwert der sinusförmigen Signale und demjenigen des dreieckförmigen Signals, wie es in Fig. 2A dargestellt ist. D.h., daß die Spannungssteuereinheit 13 den dulationsfactor β so berechnet, daß der Spitzenwert der sinusförmigen Signale eingestellt wird, so daß sich, wie in Fig. 3 dargestellt, die Ausgangsspannung VM des Wechselrichters 4 kontinuierlich bezogen auf des Ausgangssignal fo des Addierers/Substrahierers 9 ändert, der den Bezugswert für die Ausgangsfrequenz f des Wechselrichters 4 liefert. Aus Fig. 3 ist erkennbar, daß die Ausgangsspannung VM des Wechselrichters 4 einen Sprung zeigt, wenn die Impulsanzahl von Drei nach Eins umgeschaltet wird. Dies, weil eine bestimmte Zeitspanne erforderlich ist, bis die Steuerschaltelemente UP bis WN völlig ausgeschaltet sind und daher die Impulsanzahl nicht kontinuierlich eingestllt werden kann, wenn die in Fig. 2B dargestellte Breite Θc Null wird, d.h., wenn die Ausgangsspannung VM des Wechselrichters 4 ihren Maximalwert erreicht, in dem die Impulsanzahl Eins ist.
Selbst wenn der Filterkondensator 3 zum Glätten der Gleichspannung an den Ausgang des Umrichters 2 angeschlossen ist, beinhaltet die Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 eine Pulsationskomponente ΔEo, die dem Brumm zuzuschreiben ist, der während der Gleichrichtung auftritt. Obwohl diese Pulsationskomponente ΔEo durch Erhöhen der Kapazität des Filterkondensators unterdrückt werden kann, kann sie nicht vollständig ausgeschlossen werden. Die Erhöhung der Kapazität führt zu einer entsprechend großen Abmessung des Filterkondensators 3. Daher wird, wenn die Pulsationskomponente Eo berücksichtigt wird, die Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 als E (= Gleichspannungskomponente Eo + Pulsationskomponente ΔEo) ausgedrückt, wobei die Beziehung zwischen der Eingangsspannung E und der Ausgansspannung (der Leitungsspannung) des Wechselrichters 4 eine solche ist, wie sie in den Fig. 4A bis 4C dargestellt ist. In den Fig. 4A bis 4C ist angenommen, daß der Modulationsfaktor γ (= Verhältnis zwischen dem Spitzenwert der sinusförmigen Signale und demjenigen des dreieckförmigen Signals) in Fig. 2A γ ≥ 1 ist, und daß die vorgegebene Ausgansfrequenz f des Wechselrichters 4 dem Ausgangssignal fo des Addierers/Subtrahierers 9 gleich ist. Fig. 4A zeigt die Beziehung zwischen der Eingangs- und Ausgangsspannung des Wechselrichters 4, wenn die Frequenz fe der Pulsationskomponente ΔEo (welche Frequenz konstant ist, da sie dem während der Gleichrichtung auftretenden Brumm zuzuschreiben ist) höher ist als das Ausgangssignal fo des Addierers/Subtrahierers 9. Fig. 4C zeigt die obige Beziehung, wenn die Frequenz fe der Pulsationskomponente ΔEo kleiner als das Ausgangssignal fo des Addierers/Subtrahierers 9 ist. In jeder der Fig. 4A und 4C besteht im wesentlichen kein Ungleichgewicht zwischen dem positiven und negativen Halbzyklus der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4. Der Zustand, daß die Frequenz fe der Pulsationskomponente ΔEo höher als das Ausgangssignal fo des Addierers/Subtrahierers 9 ist, tritt auf, wenn die Drehzahl des Asynchronmotors 5 in seinem Niederdrehzahlbereich liegt und die Impulsanzahl relativ groß ist, wie dies aus Fig. 3 erkennbar ist. Die Tatsache, daß selbst in einem solchen Fall kein Ungleichgewicht zwischen dem positiven und negativen Halbzyklus der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 besteht, kann leicht aus Fig. 4A verstanden werden. Fig. 4B zeigt die Beziehung swischen der Eingangs- und Ausgangsspannung des Wechselrichters 4, wenn die Frequenz fe der Pulsationskomponente ΔEo ungefähr gleich der Ausgangsfrequenz f des Wechselrichters 4 (= Ausgangssignal fo des Addierers/Subtrahierers 9) ist. In diesem Fall tritt ein Ungleichgewicht zwischen dem positiven und negativen Halbzyklus der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 auf. Die Größe dieses Ungleichgewichts ändert sich proportional zum Unterschied zwischen der Frequenz fe der Pulsationskomponente ΔEo und der Ausgangsfrequenz f des Wechselrichters 4 (= Ausgangssignal fo des Addierers/Subtrahierers 9). D. h., daß in der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 ein Schwebungsphänomen auftritt.
Eine Frequenzeinstelleinheit 14 ist vorhanden, um die Ausgangsfrequenz f des Wechselrichters 4 einzustellen. Die Frequenzeinstelleinheit 14 beinhaltet einen Gleichspannungskomponente-Detektor 142, der die Gleichspannungskomponente Eo in der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 erfaßt, und einen Pulsationskomponente-Detektor 141, der die Pulsationskomponente ΔEo in der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 mit einer vorgegebenen Phasendifferenz α erfaßt. Das Ausgangssignal ΔEo' ( = ΔEo' = ΔEo ) des Detektors 141 wird in einem Dividierer 143 durch das Ausgangssignal Eo des Detektors 142 geteilt. Dann wird das Ausgangssignal des Dividierers 143 in einem Multiplizierer 144 mit dem Ausgangssignal fo des Addierers/Subtrahierers 9 multipliziert, und ein Einstellfaktor Δfo (= ΔEo' fo/Eo) zum Einstellen der Ausgangsfrequenz f des Wechselrichters 4 erscheint von der Frequenzeinstelleinheit 14 her.
Das Ausgangssignal Δfo der Frequenzeinstelleinheit 14, die die Ausgangsfrequenz f des Wechselrichters 4 einstellt, wird in einem Addierer 15 zum Ausgangssignal fo des Addierers/Subtrahierers 9 addiert, um den Frequenzvorgabewert f (= fo Δfo) zu erstellen, der die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 vorgibt. Es sei angenommen, daß der Brummfaktor der Eingangsspannung E des Wechselrichters K ist und die Pulsationskomponente ΔEo der Wechselrichter-Eingangsspannung E sinusförmig mit der Frequenz fe pulsiert. Dann werden die Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 bzw. der Frequenzvorgabewert f, der die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 vorgibt, wie folgt ausgedrückt:
E = Eo + ΔEo = Eo + KEo sin (2πfet) ... (1)
f = fo + Δfo = fo + ΔEo' fo/Eo = fo + Kfo sin (2πfet + α) ... (2)
Wenn der Frequenzvorgabewert f für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 an die Modulationseinheit 7 gelegt wird, erzeugt der Modulationswelle-Generator 72 Modulationswellensignale GU, GV und GW für die Phase U, die Phase V und die Phase W, die jeweils wie folgt ausgedrückt werden:
In Gleichung (3) bezeichnet γ den Modulationsfaktor (das Verhältnis zwischen dem Spitzenwert des Modulationswellensignals und demjenigen des Trägersignals).
Fig. 5A zeigt den Signalverlauf der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4, Fig. 5B zeigt den Signalverlauf des Einstellfaktors Δfo zum Einstellen der Ausgangsfrequenz f des Wechselrichters 4, und Fig. 5C zeigt die Beziehung zwischen den Ausgangssignalen GU und GV des Modu1ationswelle-Generators 72. In den Fig. 5A, 5B und 5C ist angenommen, daß die Frequenz fe der Pulsationskomponente ΔEo der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 dem Ausgangssignal fo des Addierers/Subtrahierers 9 entspricht und daß die Phasendifferenz α zwischen der Pulsationskomponente ΔEo und dem zugehörigen erfaßten Wert ΔEo' ( ΔEo' = ΔEo ) α = 0º ist. Insbesondere aus Fig. 5C ist erkennbar, daß durch die Funktion des Einstellfaktors Δfo für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters, die im zweiten Teil der Gleichung (4) vorhanden ist, die Ausgangssignale GU und GV des Modulationswelle-Generators 72 nun durch die durchgezogenen Signalverläufe wiedergegeben werden statt durch ihre vorigen Signalverläufe, die durch die gestrichelten Kurven wiedergegeben sind. Fig. 5D zeigt den Signalverlauf der Ausgangsspannung U-V des Wechselrichters 4, wenn die Impulsanzahl Eins ist, d. h., wenn der Modulationsfaktor γ (= Verhältnis zwischen dem Spitzenwert der sinusförmigen Signale und demjenigen des dreieckförmigen Signals in Fig. 2A) γ ≥ 1 ist. Es ist aus Fig. 5D erkennbar, daß die Wechselrichter-Ausgangsspannung, die zuvor durch den gestrichelten Signalverlauf wiedergegeben wurde, nun durch den durchgezogenen Signalverlauf wiedergegeben wird, und daß das Ungleichgewicht zwischen dem positiven und negativen Halbzyklus der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 stark verringert ist.
Das Ausmaß des Ungleichgewichts zwischen dem positiven und negativen Halbzyklus der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 wird unter Bezugnahme auf die Fig. 5A bis 5D zahlenmäßig diskutiert.
Gemäß Fig. 5C werden, wenn die Ausgangssignale des Modulationswelle-Generators 72 durch die gestrichelten Signalverläufe GU' und GV' repräsentiert werden, diese Ausgangssignale GU' und RV' zu Zeitpunkten TU' und TV' Null, was wie folgt wiedergegeben wird:
Wenn die Ausgangssignale des Modulationswelle-Generators 72 durch die durchgezogen Signalverläufe wiedergegeben werden, werden diese Ausgangssignale GU und GV zu Zeitpunkten TU und TV Null, die jeweils wie folgt wiedergegeben werden:
Aus den Gleichungen (3) bis (6) werden ΔTU und ΔTV in Gleichung (6) jeweils wie folgt wiedergegeben:
Es sei angenommen, daß die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 nicht durch Addieren des Einstellfaktors Δfo zum Ausgangssignal fo des Addierers/Subtrahierers 9 eingestellt sei. D. h., es sei angenommen, daß der Modulationswelle- Generator 72 die durch die gestrichelten Signalverläufe in Fig. 5C dargestellten Ausgangssignale GU' und GV' erzeugt und der Wechselrichter 4 die entsprechende Ausgangsspannung erzeugt, die in Fig. 5D durch den gestrichelten Signalverlauf dargestellt ist. In diesem Fall ist das Produkt ET' aus der Spannung und der Zeit in einem Halbzyklus der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 durch das bestimmte Integral von Gleichung (1) wie folgt gegeben:
mit
N = 0, 2, 4, ... : positiver Halbzyklus
N = 1, 3, 5, ... : negativer Halbzyklus
Diese Gleichungen (8) und (9) zeigen, daß das Ausmaß des Ungleichgewichts ΔET' [= {ET' (N) - ET' (N + 1)}/2] zwischen dem positiven und negativen Halbzyklus der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 die Größe K' aufweist, wenn das Ausgangssignal fo des Addierers/Subtrahierers 9 nahe bei der Frequenz fe der Pulsationskomponente ΔEo der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 liegt, und daß eine Schwankung der Frequenz (fo - fe) gemäß einem Schwebungsphänom auftritt. Selbst wenn diese Größe K' relativ zum ersten Teil Eo/3fo der Gleichung (8) klein ist, fließt ein übermäßig großer Strom durch den Asynchronmotor 5, was zu einem Kommutierungsausfall oder zu Versagen des Wechselrichters 4 führt, oder das Drehmoment des Asynchronmotors 5 wird stark pulsieren, da die Impedanz des Asynchronmotors 5 klein ist, wenn der Wert der Frequenz (fo - fe) klein ist.
Wenn andererseits die Frequenzeinstelleinheit 14 zum Einstellen der Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 vorhanden ist, d. h., wenn der Modulationswelle-Generator 72 die durch die durchgezogenen Signalverläufe in Fig. 5C veranschaulichten Ausgangssignale GU und GV erzeugt und der Wechslerichter 4 die entsprechende Ausgangsspannung erzeugt, wie sie durch den durchgezogenen Signalverlauf in Fig. 5D dargestellt ist, ist das Produkt ET aus der Spannung und der Zeit in einem Halbzyklus der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 wie folgt gegeben:
mit N = 0, 2, 4, ... : positiver Halbzyklus
N = 1, 3, 5, ... : negativer Halbzyklus
Wenn die Phasendifferenz α zwischen der Pulsationskomponente ΔEo der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 und dem Ausgangsfrequenz-Einstellfaktor Δfo α = 0º ist, heben sich das zweite und dritte Glied der Gleichung (10) gegeneinander auf, und die Gleichung (10) wird durch ET'( N) = Eo/3fo wiedergegeben. So hat der Wert des Ungleichgewichts [= {ET (N) - ET (N + 1)}/2] zwischen dem positiven und negativen Halbzyklus der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 den Wert Null, und ein unerwünschtes Schwebungsphänomen in der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 wird unterdrückt.
Bei einem elektrischen Eisenbahnwagen, der einen Wechselrichter verwendet, ist der Wechselrichter bei einer Geschwindigkeit, die etwa 1/2 der Nenngeschwindigkeit des Wagens entspricht, mit seiner Maximalspannung in Sättigung, und bei höheren Geschwindigkeiten wird nur die Frequenz eingestellt, um die Spannungsstandfestigkeit der den Wechselrichter bildenden GTO-Thyristoren zu verbessern. Daher wird der Wechselrichter bei Geschwindigkeiten über ungefähr 1/2 der Nenngeschwindigkeit des Wagens in das Stadium einer Einimpulssteuerung versetzt, wo die Einstellung der Ausgangsspannung des Wechselrichters unmöglich ist. Andererseits wird die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters kontinuierlich über den gesamten Geschwindigkeitsbereich des Wagens verändert. Daher beträgt dann, wenn die in Fig. 1 dargestellte Wechselspannungsquelle 1 eine Wechselspannung mit einer einzigen Phase mit einer Frequenz von 50 Hz ausgibt, die Frequenz von während der Gleichrichtung im Umrichter 2 erzeugten Brummsignale 100 Hz. Im Geschwindigkeitsbereich, in dem die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 diese Frequenz von 100 Hz übersteigt, ist der Wechselrichter 4 bereits in das Stadium der Einimpulssteuerung (fo ≥ fo1 in Fig. 3) überführt.
Durch Anwenden des vorstehend genannten Prinzips der Erfindung auf einen solchen Fall kann das zwischen der Frequenz von Brummsignalen im Ausgangssignal des Umrichters 2 und der Frequenz des Ausgangssignals des Wechselrichters 4 auftretende Schwebungsphänomen wirkungsvoll unterdrückt werden, so daß die Geschwindigkeit des elektrischen Eisenbahnwagens unter Verwendung des Wechselrichters auf einen ruhigen Wert eingestellt werden kann.
Um die Wirksamkeit der Steuerung gemäß dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung zu bestätigen, wurde ein Supercomputer für Digitalsimulation der Leistungsfähigkeit der Einrichtung unter den folgenden Bedingungen verwendet. Der Asynchronmotor 5 wies ein Leistungsvermögen von 130 kW bei einer Nennspannung von 1100 V, einem Nennstrom von 86,7 A und einer Nennfrequenz von 75 Hz auf, und der Schlupffrequenz-Vorgabewert fs wurde konstant auf 3 Hz gehalten. Die Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 wurde durch die Gleichung (1) wiedergegeben, in der die Gleichspannungskomponente Eo, der Brummfaktor K und die Frqeuenz fe der Pulsationskomponente ΔEo 1500 V, 6 % bzw. 100 Hz waren.
Die Fig. 6A bis 6C zeigen die Ergebnisse der Digitalsimulation, wenn der Bezugsfrequenz-Vorgabewert fo für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 103 Hz war (die Drehfrequenz fn des Asynchronmotors 5 war fn = 100 Hz). Fig. 6A zeigt das Ergebnis der Digitalsimulation, wenn der Einstellfaktor Δfo zum Einstellen der Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 nicht verwendet wurde. Aus Fig. 6A ist erkennbar, daß der Strom durch den Asynchronmotor 5 aufgrund eines Ungleichgewichts zwischen dem positiven und negativen Halbzyklus der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4, wie bereits beschrieben, stark mit der Frequenz (fo - fe) = 3 Hz schwankt. Aus Fig. 6A ist auch erkennbar, daß das Drehmoment des Asynchronmotors 5 stark mit der Frequenz fe (= 100 Hz) der Pulsationskomponente ΔEo der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 schwankt. Fig. 6B zeigt das Ergebnis der Digitalsimulation, wenn der Frequenz-Vorgabewert f für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 durch das Ausgangssignal Δfo der Frequenzeinstellschaltung 14 eingestellt wurde, die vorhanden ist, um die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 einzustellen, und wenn der Wert von α in Gleichung (2) auf α = 0º eingestellt war. Aus Fig. 6B ist erkennbar, daß das Schwebungsphänomen betreffend den Strom durch den Asynchronmotor 5 im wesentlichen beseitigt ist. Aus Fig. 6B ist auch erkennbar, daß, obwohl das Drehmoment des Asynchronmotors 5 immer noch leicht schwankt, das Ausmaß der Drehmomentschwankung stark im Vergleich zu dem in Fig. 6A dargestellten verringert ist. Fig. 6C zeigt das Ergebnis der Digitalsimulation, wenn der Wert von α in Gleichung (2) schließlich auf α = -5º eingestellt wurde, um das Ausmaß der Schwankung des Drehmoments des Asynchronmotors 5 weiter zu verringern. Es ist aus Fig. 6C erkennbar, daß der Strom durch den Asynchronmotor 5 im wesentlichen frei von Schwebungen ist, wie im Fall von Fig. 6B und daß das Drehmoment des Asynchronmotors 5 im wesentlichen frei von Pulsationen ist. So wurde herausgefunden, daß es hinsichtlich des Gesichtspunkts des Minimierens der Pulsation des Drehmoments des Asynchronmotors 5 von Vorzug ist, α in Gleichung (2) auf einen geeigneten Wert einzustellen.
Die Symbole, die den Strom und das Drehmoment des Asynchronmotors 5 betreffen, sind so definiert, wie dies in den Fig. 7A und 7B dargestellt ist. In Fig. 7A sind der Spitzenstrom und das mittlere Drehmoment des Asynchronmotors 5, wenn keine Pulsationskomponente ΔEo in der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 vorhanden ist, als ipn bzw. Tav definiert. Andererseits sind in Fig. 7B ein Zuwachs des Spitzenstroms durch den Asynchronmotor 5 und das Ausmaß der brummbedingten Pulsation des Drehmoments des Asynchronmotors, wenn die Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 eine Pulsationskomponente Eo enthält, als Δipb (= ipb - ipn) bzw. ΔTb definiert. Die Fig. 8 und 9 zeigen die Simulationsergebnisse für Δipb (ipn) bzw. ΔTb (Tav), wenn der Bezugsfrequenz-Vorgabewert fo für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 auf verschiedene Werte eingestellt wurde.
Es ist aus den Fig. 8 und 9 erkennbar, daß dann, wenn der Einstellfaktor Δfo zum Einstellen der Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 nicht verwendet wird, der Zuwachs Δibp (Fig. 8) des Spitzenstroms durch den Asynchronmotor 5 und der Brumm ΔTb (Fig. 9) des Drehmoments des Asynchronmotors 5 in einem Punkt maximal werden, wie dies durch strichpunktierte Kurven mit zwei Punkten dargestellt ist, in dem der Bezugsfrequenz-Vorgabewert fo für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 ungefähr der Frequenz fe (= 100 Hz) der Pulsationskomponente ΔEo der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 entspricht. Die Werte für Δipb und ΔTb werden stark erniedrigt, wie dies durch die strichpunktierten Kurven in den Fig. 8 und 9 dargestellt ist, wenn der Frequenz- Vorgabewert f für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 durch das Ausgangssignal Δfo der Frequenzeinstelleinheit 14 eingestellt wird, die die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 einstellt, während der Wert von α in Gleichung (2) auf α = 0º eingestellt ist. Jedoch sind im Bereich, in dem die Differenz zwischen fo und fe (= 100 Hz) groß ist, die Werte von Δibp und ΔTb etwas größer als dann, wenn fo ungefähr gleich fe ist. Um eine solche Situation zu verbessern, ist eine Einheit 16 vorhanden, um das Ausgangssignal Δfo der Frequenzeinstelleinheit 14, die die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 einstellt, zu korrigieren. Diese Korrektureinheit 16 erzeugt ein Ausgangssignal Kc, das ein Korrekturkoeffizient ist. Das Ausgangssignal Δfo der Frequenzeinstelleinheit 14 wird in einem Multiplizierer 17 mit dem Ausgangssignal Kc der Korrektureinheit 16 korrigiert, so daß der Frequenz-Vorgabewert f für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 nun wie folgt wiedergegeben wird:
f = fo + Δfo' = fo + KcΔfo
= fo + KcKfosin (2πfet + α) (11)
Es wurde eine Simulation unter Benutzung verschiedener Werte von Kc in Gleichung (11) ausgeführt, während α auf α = 0º gehalten wurde. Die Simulationsergebnisse zeigten, daß der Zuwachs Δipb des Spitzenstroms und der Drehmomentbrumm ΔTb des Asynchronmotors 5 verbessert werden können, wie dies durch die gestrichelten Kurven in den Fig. 8 und 9 dargestellt ist, wenn die Frequenz fe der Pulsationskomponente ΔEo der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 in einem Dividierer 161 durch die Drehfrequenz fn des Asynchronmotors 5 geteilt wird, und das Ausgangssignal des Dividierers 161 in einem Multiplizierer 162 wie folgt zum Quadrat erhoben wird:
Kc = (Fe/fn)² (12)
Um den Drehmomentbrumm ΔTb weiter zu verbessern, wie unter Bezugnahme auf die Fig. 6A bis 6C beschrieben, wurde der Wert von α in den Gleichungen (11) und (12) relativ zum Bezugsfrequenz-Vorgabewert fo für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 so verändert, wie dies in Fig. 9 dargestellt ist. Die Ergebnisse zeigten, daß der Drehmomentbrumm ΔTb im wesentlichen verschwindet, wie dies durch die durchgezogene Kurve in Fig. 9 dargestellt ist. In diesem Fall ändert sich der Zuwachs Δipb des Spitzenstroms durch den Asynchronmotor 5 nicht wesentlich, wie dies durch die durchgezogene Kurve in Fig. 8 dargestellt ist.
Die vorstehend beschriebenen Simulationsergebnisse haben sich auf den Fall bezogen, in dem die Anzahl der Impulse in der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 Eins ist, wie in Fig. 5 dargestellt, und das Ausgangssignal (der Modulationsfaktor) γ der Spannungssteuereinheit 13 γ = 1 ist. Ähnliche Ergebnisse (Wirkungen) werden selbst dann erhalten, wenn die Impulsanzahl größer als Eins ist (γ < 1). Die Simulationsergebnisse in einem solchen Fall haben gezeigt, daß dann, wenn das Ausgangssignal des Multiplizierers 162 in einem Dividierer 163 durch den Modulationsfaktor γ geteilt wird, so daß das Ausgangssignal (der Korrekturkoeffizient) Kc der Einheit 16, die das Ausgangssignal Δfo der die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 einstellenden Einheit 14 korrigiert, durch
Kc = (fe/fn/² (1/γ) (13)
gegeben ist, die Werte von Δipb und ΔTb wirkungsvoller gesteuert werden können als dann, wenn Kc durch Gleichung (12) gegeben ist. Wenn sich der Asynchronmotor 5 in seinem Startstadium befindet oder wenn er sich in seinem Bereich niedriger Drehzahl dreht, wird der Wert von Kc übermäßig groß, wie dies leicht aus den Gleichungen (12) und (13) erkennbar ist. Daher ist es bevorzugt, eine obere Grenze für den Wert von Kc zu verwenden.
Fig. 10 zeigt eine Form für eine praxisgerechte Struktur des Detektors 142, der die Gleichspannungskomponente Eo der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 erfaßt, und des Detektors 141, der die Pulsationskomponente ΔEo der Wechselrichter-Eingangsspannung E erfaßt. Gemäß Fig. 10 liegt der die Gleichspannungskomponente Eo der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 erfassende Detektor 142 in Form einer Glättungsschaltung mit einem Operationsverstärker OP2, Widerständen Re 21, Re 22, Re 23 und einem Kondensator C2 vor. Die Verstärkung (= Re 23/Re 21) der Glättungsschaltung hat den Wert Eins (1), und die Zeitkonstante (= Re 23 x C2) ist auf einen großen Wert ausgewählt. Andererseits liegt der Detektor 141, der die Pulsationskomponente ΔEo der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 erfaßt, in Form einer Bandpaßfilterschaltung mit einem Operationsverstärker OP1, Widerständen Re 11 bis Re 15 und Kondensatoren C11, C12 vor. Fig. 11 zeigt die Verstärkung und die Phaseneigenschaften dieser Bandpaßfilterschaltung 141. In Fig. 10 dargestellte Schalter S1, S2 und S3 werden selektiv abhängig vom Wert des Bezugsfrequenz-Vorgabewerts fo für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 eingeschaltet, wie in Fig. 11 dargestellt, so daß die Verstärkung (Wert des Eingangssignals ΔEo ÷ Wert des Ausgangssignals ΔEo') bei der Frequenz fe der Pulsationskomponente ΔEo der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 den Wert Eins hat, und die Phasendifferenz α zwischen der Eingangs-Pulsationskomponente ΔEo und dem Ausgangssignal fo der die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 4 einstellenden Einheit 14 einen Wert aufweist, der hinsichtlich des Bezugsfrequenz-Vorgabewerts fo geeignet ist, wie bereits unter Bezugnahme auf Fig. 9 beschrieben.
Aus der vorstehenden detaillierten Beschreibung ist erkennbar, daß das in Fig. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel der Erfindung ein Schwebungsphänomen in der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 und ein Schwebungsphänomen im Strom durch den Asynchronmotor 4 unterdrücken kann, wie sie der Pulsationskomponente ΔEo (Gleichrichtungs-Brummsignale in der Ausgangsspannung des Umrichters 2) in der Eingangsspannung E des Wechselrichters 4 zuzuschreiben sind. Daher fließt keinerlei übermäßig großer Strom durch den Asynchronmotor 5, wodurch ein Kommutierungsausfall oder ein Versagen des Wechselrichters 4 verhindert werden, und es kann auch der Drehmomentbrumm des Asynchronmotors 5 unterdrückt werden, um gleichmäßigen Betrieb des Asynchronmotors 5 zu gewährleisten.
Das in Fig. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel bezog sich auf den Fall, daß die Anzahl von Impulsen in der Ausgangsspannung des Wechselrichters 4 Eins ist, wie unter Bezugnahme auf Fig. 5 beschrieben. Es ist jedoch ersichtlich, daß die vorstehend genannten Wirkungen der Erfindung selbst dann auftreten, wenn die Anzahl von Impulsen größer als Eins ist.
Wie oben beschrieben, kann die Erfindung ein Schwebungsphänomen in der Ausgangsspannung des Wechselrichters und ein Schwebungsphänomen im Strom durch den Asynchronmotor unterdrücken, wie sie der Pulsationskomponente (den Gleichrichtungs-Brummsignalen in der Ausgangsspannung des Umrichters) in der Eingangsspannung des Wechselrichters zuzuschreiben sind. Daher schafft die Erfindung die folgenden Vorteile:
1) Es fließt kein übermäßig großer Strom durch den Asynchronmotor.
2) Ein Kommutierungsausfall oder ein Versagen des Wechselrichters können verhindert werden.
3) Der Drehmomentbrumm des Asynchronmotors kann unterdrückt werden, um gleichmäßigen Betrieb desselben zu gewährleisten.

Claims

1. Wechselrichter-Steuereinrichtung, umfassend

einen Gleichrichter (2) zum Gleichrichten einer Eingangs-Wechselspannung in eine Gleichspannung,

einen mit der Gleichspannung des Gleichrichters (2) gespeisten pulsbreiten-modulierten Wechselrichter (4) zur Erzeugung einer Ausgangs-Wechselspannung,

eine Frequenzsteuereinrichtung (7-11, 14-16) zur Steuerung der Ausgangsfrequenz des Wechselrichters, und

eine Spannungssteuereinrichtung (13) zur Steuerung der Ausgangsspannung des Wechselrichters (4) in einem Steuermodus mit variabler Spannung/variabler Frequenz, in dem sowohl die Ausgangsspannung als auch die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters (4) variabel sind, und in einem Steuermodus mit konstanter Spannung/variabler Frequenz, in dem die Ausgangsspannung des Wechselrichters (4) fest ist,

dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzsteuereinrichtung (7-11, 14-16) umfaßt:

eine Einrichtung (14) zur Erfassung einer Brummspannungskomponente (ΔE&sub0;) in der Ausgangs-Gleichspannung des Wechselrichters (4) und

eine Einrichtung (14, 15) zur Einstellung der Arbeitsfrequenz des Wechselrichters (4) entsprechend der erfaßten Brummspannungskomponente (ΔE&sub0;) während des Steuermodus mit konstanter Spannung/variabler Frequenz, wodurch die Halbzykluszeit der Ausgangs-Wechselspannung des Wechselrichters (4) derart eingestellt wird, daß das Produkt aus Spannung und Zeit in einem positiven Halbzyklus gleich dem in einem benachbarten negativen Halbzyklus wird.

2. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, wobei die Frequenzeinstelleinrichtung (14, 15) eine Einrichtung (144) umfaßt, die die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters derart einstellt, daß diese einen dem erfaßten Brummfaktor entsprechenden Brummfaktor aufweist.

3. Steuereinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Erfassungseinrichtung (14) einen Bandpaß-Filterkreis (141) umfaßt, der auf eine Frequenz nahe der Frequenz einer Gleichrichtungs-Brummkomponente der Wechselrichter-Eingangsspannung abgestimmt ist.

4. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wo bei die Erfassungseinrichtung (14) eine Einrichtung (S1 - S3) umfaßt, die die Phasendifferenz zwischen einer erfaßten Gleichrichtungs-Brummkomponente der Wechselrichter-Eingangsspannung und dem Ausgangssignal der Einstelleinrichtung (14, 15) entsprechend dem Ausgangssignal der Frequenzsteuereinrichtung (9) einstellt.

5. Verwendung einer Steuereinrichtung nach einem der An-Sprüche 1 bis 4 in einer Einrichtung zur Steuerung eines Asynchronmotors, umfassend

einen zwischen dem Gleichrichter (2) und dem Wechselrichter (4) vorgesehenen Filterkreis (3),

eine mit dem Ausgangssignal des Wechselrichters (4) gespeisten Asynchronmotor (5),

eine Drehfrequenz-Eerfassungseinrichtung (8) zur Erfassung der Drehfrequenz des Asynchronmotors,

eine Schlupffrequenz-Vorgabeeinrichtung (12) zur Vorgabe der Schlupffrequenz des Asynchronmotors, wobei die Frequenzsteuereinrichtung eine Frequenzvorgabeeinrichtung (9) umfaßt, die das Ausgangssignal der Schlupffrequenz-Vorgabeeinrichtung (12) zu bzw. von dem Ausgangssignal der Drehfrequenz-Erfassungseinrichtung (8) addiert bzw. subtrahiert, und

eine Frequenzeinstellfaktor-Korrektureinrichtung (16), die das Ausgangssignal der Frequenzeinstelleinrichtung entsprechend dem Ausgangssignal der Drehfrequenz-Erfassungseinrichtung (8) und/oder dem Ausgangssignal der Spannungssteuereinrichtung (13) korrigiert,

wobei die Spannungssteuereinrichtung (13) die Wechselrichter-Ausgangsspannung entsprechend dem Ausgangssignal der Frequenzvorgabeeinrichtung (9) steuert, und

wobei die Erfassungseinrichtung (14) einen Brummfaktor der Wechselrichter-Eingangsspannung erfaßt.

6. Verwendung nach Anspruch 5, wobei die Einrichtung (14) zur Erfassung des Spannungs-Brummfaktors umfaßt:

eine Einrichtung (141) zur Erfassng einer Gleichrichtungs-Brummkomponente der Eingangs Spannung des Wechselrichters (4),

eine Einrichtung (142) zur Erfassung einer Gleichspannungskomponente der Wechselrichter-Eingangsspannung, und

eine Einrichtung (143) zur Berechnung des Verhältnisses zwischen der Gleichrichtungs-Brummkomponente und der Gleichspannungskomponente.

7. Verwendung nach Anspruch 6, wobei die Frequenzeinstelleinrichtung (14, 15) das Ausgangssignal der Frequenzvorgabeeinrichtung (9) mit dem Ausgangssignal der Spannungsbrummfaktor-Erfassungseinrichtung (143) multipliziert, sodann das Multiplikationsergebnis mit dem Ausgangssignal der Frequenzeinstellfaktor-Korrektureinrichtung (16) multipliziert und das Ergebnis dieser weiteren Multiplikation zum Ausgangssignal der Frequenzvorgabeeinrichtung (9) hinzuaddiert.

8. Verwendung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei die Frequenzeinstellfaktor-Korrektureinrichtung (16) umfaßt:

eine Dividiereinrichtung (161), die die Frequenz einer Gleichrichtungs-Brummkomponente der Eingangs Spannung des Wechselrichters (4) durch das Ausgangssignal der Drehfrequenz-Erfassungseinrichtung (8) dividiert, und

eine Multipliziereinrichtung (162), die das Ausgangssignal der Dividiereinrichtung quadriert.

9. Verwendung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei die Frequenzeinstellfaktor-Korrektureinrichtung (16) umfaßt

eine erste Dividiereinrichtung (161), die die Frequenz einer Gleichrichtungs-Brummkomponente der Eingangs Spannung des Wechselrichters (4) durch das Ausgangssignal der Drehfrequenz-Erfassungseinrichtung (8) dividiert,

eine Multipliziereinrichtung (162), die das Ausgangssignal der ersten Dividiereinrichtung quadriert, und

eine zweite Dividiereinrichtung (163), die das Ausgangssignal der Multipliziereinrichtung durch das Augsangssignal der Spannungssteuereinrichtung (13) dividiert.