DE3027232C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Wechselrichter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 zur Erzeugung einer ein- oder mehrphasigen Wechselspannung aus einer Gleichspannung.

Ein Wechselrichter dieser Art ist in der US-PS 38 52 657 beschrieben. Bei diesem bekannten Wechselrichter wird aus einer Gleichspannung mittels zwei in Serie geschalteter Hauptthyristoren eine Wechselspannung erzeugt. Der gemeinsame Schaltungsknoten der beiden Hauptthyristoren ist an die Versorgungsleitung einer mit der erzeugten Wechselspannung zu speisenden Last sowie an einen Kommutierungskondensator angeschlossen, wobei jedem Hauptthyristor eine Freilaufdiode antiparallel geschaltet ist. Zur Kommutierung des Wechselrichters ist jedem Hauptthyristor ein Hilfsthyristor zugeordnet, durch dessen Zündung der jeweilige Hauptthyristor gelöscht wird. Der laststromführende Schaltungsteil dieses bekannten Wechselrichters entspricht daher im wesentlichen dem des sogenannten "McMurry-Wechselrichters", dessen Funktionsweise in der US-PS 32 07 974 beschrieben und dessen prinzipieller Aufbau in Fig. 1 dargestellt ist.

Die die Frequenz der erzeugten Wechselspannung bestimmende Kommutierungsfolge der Hauptthyristoren wird bei dem aus der US-PS 38 52 657 bekannten Wechselrichter von einer Steuerschaltung gesteuert, welche abwechselnd den einen Hauptthyristor durch Zünden des diesem zugeordneten Hilfsthyristors löscht und nach einer Verzögerungszeit den jeweils anderen, nichtleitenden Hauptthyristor zündet. Würde man diese Verzögerungszeit auf einen festen Wert einstellen, ergäben sich bei erhöhtem Laststrom unvermeidlich erhöhte Kommutierungsverluste. In der US-PS 38 52 657 wird daher vorgeschlagen, die Verzögerungszeit in der Weise dynamisch zu steuern, daß der nichtleitende Hauptthyristor dann gezündet wird, wenn der mittels eines Stromfühlers erfaßte Kommutierungsstrom nach seinem Maximum auf einen bestimmten Pegel abgefallen ist. Zur Kompensation von Spannungsschwankungen in der eingespeisten Gleichsspannung wird diese ebenfalls überwacht und der genannte Pegel in Abhängigkeit davon geändert.

Obgleich sich bei dem bekannten Wechselrichter durch diese dynamische Steuerung der Verzögerungszeit die Kommutierungsverluste verringern lassen, sind diese in bestimmten Betriebszuständen immer noch zu hoch, so daß der Wirkungsgrad des bekannten Wechselrichters insgesamt nicht befriedigend ist.

In der US-PS 38 46 694 ist eine Stromversorgungseinrichtung für eine Leuchtstofflampe beschrieben, bei der die eingespeiste Wechselspannung gleichgerichtet und mittels eines Wechselrichters in eine Wechselspannung höherer Frequenz umgesetzt wird, mit der die Leuchtstofflampe versorgt wird. Um eine konstante Leuchtdichte zu erhalten, wird die von der Leuchtstofflampe aufgenommene Leistung durch Regelung der Kommutierungsfrequenz des Wechselrichters konstant gehalten.

Aus der DE-ZETZ-A, Band 91, 1970, Heft 6, Seiten 345-348, ist es bekannt, ein bestimmtes Zeitintervall dadurch zu erzeugen, daß ein kontinuierlich ansteigendes Sägezahnsignal von einem Komparator mit einem Bezugswert verglichen wird, wobei beim Erreichen dieses Bezugswerts das Ende des jeweiligen Zeitintervalls signalisiert wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Wechselrichter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 derart weiterzubilden, daß in allen Betriebszuständen ein möglichst hoher Wirkungsgrad erzielbar ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst.

Hierdurch wird erreicht, daß die Kommutierungsverluste bei jeder Konstellation von Laststrom und augenblicklichem Pegel der versorgenden Gleichspannung so gering wie möglich sind. Der erfindungsgemäße Wechselrichter zeichnet sich daher stets durch einen optimal hohen Wirkungsgrad aus.

Vorteilhafte Weiterbildungen einer einphasigen Ausführungsform des Wechselrichters sind Gegenstand der Ansprüche 2 bis 9.

In den Ansprüchen 10 bis 15 sind vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung angegeben, die bei einer mehrphasigen Ausführungsform des erfindungsgemäßen Wechselrichters ge­ genseitige Störungen, die auf sich überlappende Kommutierungen zurückzuführen sind, kompensieren und dadurch den Wirkungsgrad konstant hoch halten.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 den prinzipiellen Aufbau eines einphasigen McMurray-Wechselrichters,

Fig. 2a bis 2h während einer Kommutierung auftretende Stromverläufe,

Fig. 3a und 3b den Verlauf des Kommutierungsstroms bei verschiedenen Kommutierungsarten,

Fig. 4a und 4b die Abhängigkeit des Kommutierungsstroms vom Laststrom,

Fig. 5a ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungs­ beispiels einer Steuerschaltung,

Fig. 5b eine andere Ausführungsform eines Teils der in Fig. 5a gezeigten Steuerschaltung,

Fig. 6a und 6b schematisch das Steuerungsprinzip der in den Fig. 5a bzw. 5b gezeigten Steuerschaltungen,

Fig. 7a und 7b den Verlauf des Kommutierungsstroms bei verschiedenen Kommutierungsarten unter Steuerung der in in den Fig. 5a bzw. 5b gezeigten Steuerschaltungen,

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Steuerschaltung,

Fig. 9a und 9b schematisch das Steuerungsprinzip der in Fig. 8 gezeigten Steuerschaltung,

Fig. 10 den prinzipiellen Aufbau eines mehrphasigen McMurray-Wechselrichters,

Fig. 11a bis 13b während einer Kommutierung in jeder Phase des Wechselrichters auftretende Stromverläufe,

Fig. 14 ein Ausführungsbeispiel einer Steuerschaltung zur Kompensation von Kommutierungsstörungen bei einem zweiphasigen Wechselrichter, und

Fig. 15 ein Ausführungsbeispiel einer Steuerschaltung zur Kompensation von Kommutierungsstörungen bei einem dreiphasigen Wechselrichter.

Zur Erleichterung des Verständnisses des Aufbaus und der Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Wechselrichters wird kurz der McMurray-Wechselrichter beschrieben.

Fig. 1 zeigt einen Wechselrichter 10 des McMurray- Typs. Zwei Hautthyristoren 12 a und 12 b, die jeweils Strom auf ein Zündsignal hin leiten, das an die betreffende Thyristorsteuerelektrode G angelegt wird, sind gleichsinnig in Reihe an eine Gleichstromquelle 16 über Leitungen 18 a bzw. 18 b angeschlossen. Der Einfachheit halber ist die gesamte kombinierte Induktivität der Leitungen 18 a und 18 b als zu einem einzigen induktiven Element 19 zusammengefaßt dargestellt, das einen Induktivitätswert L _d hat. Parallel und gegensinnig zu jedem Thyristor 12 a und 12 b sind Freilaufdioden 20 a und 20 b angeordnet.

Zwei Hilfsthyristoren 21 a und 21 b sind ebenfalls gleichsinnig in Reihe an die Gleichstromquelle 16 über die Leitungen 18 a bzw. 18 b angeschlossen. Die Hilfs­ thyristoren 21 a und 21 b leiten jeweils Strom auf ein Zündsignal hin, das an die betreffende Thyristorsteuerelektrode G angelegt wird. Zwei Dioden 22 a und 22 b sind gleichsinnig in Reihe an die Gleichstromquelle 16 über die Leitungen 18 a und 18 b so angeschlossen, daß sie zu den Hilfsthyristoren 21 a bzw. 21 b parallel und gegensinnig geschaltet sind. Ein Dämpfungswiderstand 24 ist zwischen die Verbindungspunkte der Dioden 22 a und 22 b bzw. der Hilfsthyristoren 21 a und 21 b beschaltet. Die Funktion des Dämpfungswiderstandes 24 wird deutlich werden, wenn die Arbeitsweise des Wechselrichters 10 näher erläutert wird. Eine Kommutierungseinrichtung 26 enthält eine Drossel 28 und einen Kommutierungskondensator 30, welche in Reihe zwischen die Verbindungspunkte der Hilfsthyristoren 21 a und 21 b bzw. der Hauptthyristoren 12 a und 12 b geschaltet sind und ausreichend Kommutierungsenergie zum Kommutieren eines der Hauptthyristoren 12 a oder 12 b speichern.

Eine Last 32, wie beispielsweise eine Phase einer mehrphasigen Synchronmaschine, ist zwischen den Verbindungspunkt der Hauptthyristoren 12 a und 12 b und eine Mitten­ spannungsanzapfung der Gleichstromquelle 16 geschaltet.

Die Arbeitsweise des Wechselrichters 10 wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 2a bis 2h erläutert. Da die einzelnen Schaltungselemente während verschiedener Zeitintervalle leitend sein können, sind diejenigen Schaltungselemente, die während des jeweils untersuchten Zeitintervalls leitend sind, durch dicke Linien und ausgefüllte Flächen dargestellt, während die nichtleitenden Schaltungselemente durch dünnere Linien und nichtausgefüllte Flächen dargestellt sind. Die untersuchten Zeitintervalle werden im folgenden als Betriebsarten 1 bis 7 und 1′ bezeichnet.

Die Betriebsart 1, die in Fig. 2a gezeigt ist, tritt zwischen zwei Kommutierungen auf und nimmt im allgemeinen den Großteil der Zeit ein, während der der Hauptthyristor 12 a leitend ist. Am Anfang wird eine Spannung an der Kommutierungseinrichtung 26 eingeprägt, welche bewirkt, daß der Anschluß des Kondensators 30, welcher mit dem Hauptthyristor 12 a verbunden ist, gegenüber dem anderen Anschluß positiv ist. Während des Intervalls, während dem der Hauptthyristor 12 a leitend ist, fließt ein Strom I _L durch die Last 32. Wenn ein Strom durch die Last 32 in einer Richtung geleitet wird, die zu dem Strom durch den Hauptthyristor 12 a entgegengesetzt ist, wird die Freilaufdiode 20 a in Durchlaßrichtung betrieben, was eine Stromleitung über die Gleichstromquelle 16 gestattet.

Zum Einleiten der Kommutierung des Hauptthyristors 12 a wird der Hilfsthyristor 21 a durch ein Zündsignal eingeschaltet, das an seiner Steuerelektrode G eingeprägt wird. Das Intervall, während dem der Hilfsthyristor 21 a leitend ist, ist durch die Betriebsart 2 in Fig. 2b dargestellt. Bei leitendem Hilfsthyristor 21 a löscht ein Halbsinuswellenimpuls des Stroms i _c, der der in dem Kondensator 30 gespeicherten Ladung entspricht, zuerst den Hauptthyristor 12 a (wenn dieser leitend ist) und fließt dann weiter über die Freilaufdiode 20 a.

Wenn der Hauptthyristor 12 b gezündet wird, während die Hauptdiode 20 a noch leitend ist, wird die Gleichstromquelle 16 durch die konzentrierte Induktivität 19 effektiv überbrückt, was der Betriebsart 3 in Fig. 2c entspricht. Wenn die Stromleitung über die Freilaufdiode 20 a jedoch endet, bevor der Hauptthyristor 12 b gezündet wird, fließt der Laststrom I _L über den Hilfsthyristor 21 a, die Drossel 28 und den Kondensator 30, was in Fig. 2d gezeigt ist. Die in Fig. 2d gezeigte Betriebsart 4 hat daher nur eine Strompolarität und tritt deshalb nur als Teil eines Prozesses notwendiger Kommutierung auf. Eine notwendige Kommutierung kann als eine Kommutierungssequenz definiert werden, während der das Leiten des Hauptthyristors 12 a oder 12 b durch gespeicherte Kommutierungs­ energie, die von der Kommutierungseinrichtung 26 geliefert wird, notwendigerweise gelöst wird, wohingegen eine redundante Kommutierung als eine Kommutierungssequenz definiert wird, während der der Laststrom über eine der Freilaufdioden 20 a oder 20 b einen der Haupt­ thyristoren 12 a oder 12 b kommutiert.

Die in Fig. 2e gezeigte Betriebsart 5 kann auftreten, nachdem die Stromleitung über die Freilaufdiode 20 a geendet hat, oder sie kann nach der Betriebsart 4 auftreten, wenn entweder der nichtleitende Hauptthyristor 12 b eingeschaltet oder die Freilaufdiode 20 b leitend ist, so daß ein positiver Laststrom fließt. Die Betriebsart 5 kann sich während einer Sequenz notwendiger Kommutierung auch direkt an die Betriebsart 2 anschließen. Während der Betriebsart 5 liegt der Kondensator 30 effektiv an der Gleichstromquelle 16 in Reihe mit der Drossel 28 und lädt sich bis über die Spannung E _d der Gleichstromquelle 16 auf, weil sich die in der Drossel 28 gespeicherte Energie zu der von der Gleichstromquelle 16 gelieferten Energie addiert.

Die Betriebsart 6, die in Fig. 2f dargestellt ist, tritt nach der Betriebsart 5 auf und stellt die letzte Betriebsart während der Kommutierungssequenz dar. Die Überladung des Kondensators 30, die während der Betriebsart 5 auftritt, wird über den Dämpfungswiderstand 24, die Drossel 28 und die Diode 22 a zur Gleichstromquelle 16 abgeleitet.

Die Betriebsart 7, die in Fig. 2g dargestellt ist, tritt auf, wenn überschüssige Kondensatorladung über die Diode 22 a zur Gleichstromquelle 16 abgeleitet wird, während sowohl der Hauptthyristor 12 b als auch die Freilaufdiode 20 a leitend sind. Die Betriebsart 7 stellt eine Zwischenstufe der redundanten Kommutierung dar und schließt sich an die Betriebsart 3 an, während sie entweder der der Betriebsart 5 oder 6 vorangeht.

Die Betriebsart 1′, die in Fig. 2h gezeigt ist, schließt sich der Betriebsart 6 an und ist während der anschließenden Halbwelle vorherrschend. Die Betriebsart 1′ entspricht deshalb der Betriebsart 1, mit der Ausnahme, daß der Hauptthyristor 12 b statt des Hauptthyristor 12 a leitend ist. Entsprechend können, obgleich nicht gezeigt, Betriebsarten 2′ bis 7′ für die Kommutierungssequenz des Hauptthyristors 12 b definiert werden, worauf erneut die Betriebsart 1 beginnt.

Die Kommutierungssequenz entsprechender Betriebsarten kann, wie weiter oben erwähnt, entweder als notwendig (was erfordert, daß ein Hauptthyristor notwendigerweise gelöscht wird) oder als redundant (wobei der gerade leitende Hauptthyristor früher durch Laststrom über eine entsprechende Freilaufdiode kommutiert worden ist) definiert werden. Obwohl sieben mögliche Kommutierungssequenzen existieren können (vier mögliche notwendige Sequenzen und drei mögliche redundante Sequenzen), werden nur eine als Typ-N1 (notwendige) und eine als Typ-R1 (redundante) bezeichnete Kommutierungssequenz erläutert.

Die notwendige Kommutierungssequenz des Typs N1 entspricht einer Folge der Betriebsarten 1, 2, 3, 5 und 6. Anhand der entsprechenden Fig. 2a, 2b, 2c, 2e bzw. 2f ist zu erkennen, daß die notwendige Kommutierungssequenz des Typs N1 auftritt, wenn einer der Hauptthyristoren 12 a oder 12 b eingeschaltet wird, bevor der von dem Kondensator 30 gelieferte Kommutierungsstrom unter den Wert des Laststroms absinkt. Der zeitliche Verlauf des Kommutierungsstroms bei der Kommutierungssequenz N1 ist in Fig. 3a dargestellt. Der Augenblicksstrom in dem Hilfsthyristor 21 a und der Kommutierungseinrichtung 26 ist gleich der Differenz zwischen parallelen Punkten auf den Kurven des Kommutierungsstroms i _c und des Stromrichterlaststroms I _L. Die Intervalle, während denen einer der Hauptthyristoren 12 a, 12 b und eine der Freilaufdioden 20 a, 20 b leitend sind, sind durch die schraffierten Flächen angegeben, welche mit der Bezugszahl des jeweils leitenden Schaltungselementes bezeichnet sind.

Die redundante Kommutierungssequenz des Typs R1 ergibt sich ebenfalls bei einer Folge der Betriebsarten 1, 2, 3, 5 und 6. Die Kommutierungssequenz des Typs R1 ist, wie oben beschrieben, mit der notwendigen Kommutierungssequenz des Typs N1 identisch und unterscheidet sich von ihr nur durch die Polarität des Laststroms. Die Kommutierungssequenz R1 tritt auf, wenn ein nichtleitender Hauptthyristor, z. B. 12 b, früh genug eingeschaltet wird, um den gesamten Laststrom zu leiten, bevor der redundante Kommutierungsimpuls beendet ist. Der zeitliche Verlauf des Kommutierungsstroms bei der Kommutierungssequenz R1 ist in Fig. 3b gezeigt. Der Augenblickstrom in dem Hilfsthyristor 21 a und der Kommutierungseinrichtung 26 ist gleich der Differenz zwischen parallelen Punkten auf den Kurven des Kommutierungsstroms und des Laststroms. Wie in Fig. 3a sind die Intervalle, während denen der Hauptthyristor 12 b und die Freilaufdiode 20 a leitend sind, durch schraffierte Flächen angegeben.

Zum Vermeiden eines Kurzschlusses wird das Zeitintervall zwischen dem Zünden eines der Hilfsthyristoren 21 a und 21 b und dem anschließenden Zünden des nichtleitenden Hauptthyristors 12 b oder 12 a so festgesetzt, daß eine ausreichende Zeit für die Hauptthyristorkommutierung zur Verfügung steht. Bei einem festgesetzten Verzögerungsintervall T₁ zwischen dem Zünden eines Hilfsthyristors und dem anschließenden Zünden des nichtleitenden Hauptthyristors ändert sich die Dauer jeder Betriebsart 2, 3, 5 und 7 in Abhängigkeit von dem Laststrom I _L. Das wiederum führt zu erhöhten Kommutierungsverlusten während einer notwendigen Kommutierungssequenz und zu verlängerten Kommutierungszeiten während redundanter Kommutierungssequenzen, wenn der Laststrom zunimmt.

Da die Kommutierungssequenzen des Typs R1 und N1 topologisch gleich sind, besteht keine Diskontinuität zwischen den Betriebsartgrenzen bei einer Umkehr in der Laststrompolarität. Aus den Fig. 2c, 3a und 3b ist zu erkennen, daß während der Betriebsart 3 die zeitliche Änderung der Stromstärke di/dt in einem zuvor nichtleitenden Hauptthyristor, wie dem Hauptthyristor 12 b, von der Spannung E _d der Gleichstromquelle 16 und dem Betrag L _d der konzentrierten Induktivität 19 abhängt, die die Gleichstromquelle 16 während dieser Zeit überbrückt. Infolgedessen kann di/dt folgendermaßen ausgedrückt werden:

di/dt = E _d/L _d (1)

Die Dauer der Betriebsart 3 hängt von der Stärke des Stroms ab, der mit dem zu zündenden Hauptthyristor geschaltet werden muß. Wenn der Laststrom I _L negativ ansteigt, nimmt die Dauer der Betriebsart Betriebsart 3 zu. Wenn der nichtleitende Hauptthyristor zu einem festen Zeitpunkt nach dem Beginn der Kommutierung des eingeschalteten Hauptthyristors gezündet wird, werden sich die anschließenden Grenzbedingungen (speziell die Spannung an dem Kondensator 30) ändern, wenn sich der Laststrom ändert. Da der Kommutierungsstrom von der gespeicherten Kondensatorladung abhängig ist, wird sich die Gesamtdauer der Kommutierung ebenfalls ändern. Das ist zwar unerwünscht, bei einer festen Zündzeitverzögerung jedoch unvermeidbar. Wenn die sich anschließende Betriebsart 5 jedoch immer mit im wesentlichen denselben Grenzbedingungen in bezug auf sich dynamisch ändernde Anteile der Ladung des Kondensators 30 und des Stroms der Drossel 28 beginnt, dauert die Betriebsart 5 eine konstante Zeit, die unabhängig von dem Laststrom ist. Ein solches Ergebnis kann erzielt werden, indem die Zündzeitverzögerung zwischen dem Zünden eines Hilfsthyristors und dem anschließenden Zünden des jeweils nichtleitenden Hauptthyristors so eingestellt wird, daß die Schnittstelle zwischen den Betriebsarten 3 und 5, bei der der Stromfluß durch die jeweilige Freilaufdiode endet, zu einem festgesetzten Zeitpunkt T _X nach dem Beginn der Kommutierung auftritt. Eine derartige Steuerung ist durchführbar, da der Kommutierungsstrom, der während der Betriebsart 2 erzeugt wird, während der Betriebsart 3 unbeeinflußt solange weiterfließt, bis der Stromfluß durch die zuvor leitende Freilaufdiode z. B. die Diode 20 a, endet, worauf die Betriebsart 5 beginnt.

Das gewünschte Wechselrichterverhalten, wie es oben beschrieben ist, ist in Fig. 4a graphisch dargestellt. Wenn der Strom I _L durch die Last 32 kleiner als I _X ist, dem Stromrichterkommutierungsstrom zum Zeitpunkt T _X, bei dem die Schnittstelle zwischen den Betriebsarten 3 und 5 auftritt, steht die gewünschte Zündverzögerungszeit T₁ zu dem Laststrom I _L und der Spannung E _d der Gleichstromquelle in der im folgenden angegebenen Beziehung. Wenn eine Zeit T₀ so definiert ist, daß sie das feste Zeitintervall zwischen dem Zünden eines Hilfsthyristors, wie dem Thyristor 21 a, und das anschließende Zünden eines Hauptthyristors, wie des Thyristors 12 b, für den Fall darstellt, daß der Laststrom I _L null ist, kann die Zündverzögerungszeit T₁ für den Fall, daß der Laststrom I _L ungleich null ist, folgendermaßen ausgedrückt werden:

T₁ = T₀ + L _dI_L/E _d (2)

Stattdessen kann T₁ ausgedrückt werden durch:

T₁ = T _X-L _d(I_X-I _L)/E_d (3)

Unter Vernachlässigung der Verluste in der Drossel 28 und dem Kondensator 30 kann der Strom I _X folgendermaßen ausgedrückt werden:

I _X = I _m sin ω₀T _X (4)

wobei I _m den Scheitelwert des Kommutierungsstroms ist und wobei gilt: ω₀ = 1/√, wobei L die Induktivität der Drossel 28 und C die Kapazität des Kondensators 30 darstellt.

In der Praxis wird die vorhergehende Kondensatorüberladung abgenommen haben, so daß die Anfangsspannung an dem Kondensator 30 gleich der Größe der Spannung E _d der Gleichstromquelle 16 ist. Daher kann I _m folgendermaßen ausgedrückt werden:

I _m = E _d/X₀ (5)

mit X₀ = √

Wenn die Gleichung (5) in die Gleichung (4) eingesetzt wird, ergibt sich der Ausdruck:

I _X = E _d/X₀ sin ω₀T _X, (6)

welcher zeigt, daß I _X zu der Quellenspannung E _d proportional ist. Es sei beachtet, daß für den Fall, daß der Laststrom I _L gemäß Fig. 4a kleiner als I _X ist, der Strom durch den Kondensator 30 immer denselben Verlauf haben wird. Zum Zeitpunkt T _X sind die Spannung an dem Kondensator 30 und der Strom in der Drossel 28 und dem Kondensator 30 für eine feste Quellenspannung E _d fest. Die Endkondensatorspannung und die Gesamtkommutierungszeit sind ebenfalls fest, wie vorstehend erläutert wurde.

Wenn der Laststrom I _L den Kommutierungsstrom I _X zum Zeitpunkt T _X übersteigt, wie es in Fig. 4b gezeigt ist, muß entsprechend der Gleichung (4) der nichtleitende Hauptthyristor nach dem Zeitpunkt T _X gezündet werden, was bewirkt, daß der Wechselrichter 10 zu einer Aufeinanderfolge der Betriebsarten 1, 2, 4, 5 und 6 zurückkehrt. Das führt zu einer Verringerung der Kommutierungszeit und einer Vergrößerung der Spitzenkondensatorspannung.

Fig. 5a zeigt eine Steuerschaltung 34 zum entsprechenden Einstellen der Zündverzögerungszeit. Die Steuerschaltung 34 enthält einen Sägezahngenerator 36, der auf ein Startsignal hin ein kontinuierlich ansteigendes, d. h. ein sägezahnförmiges Signal erzeugt. Ein Beendigungssignal, das einem Rücksetzeingang des Sägezahngenerators 36 zugeführt wird, beendet das Sägezahnsignal und setzt den Sägezahngenerator 36 zürück, bis erneut ein Startsignal zugeführt wird.

Ein Bezugssignalgenerator 38 erzeugt ein Signal, dessen Amplitude zu der gewünschten Verzögerungszeit T₁ proportional ist. Der Bezugssignalgenerator 38 enthält eine analoge Teilerschaltung 40, die in Übereinstimmung mit einem von einem Stromwandler erzeugten Signal, das zu dem Laststrom I _L proportional ist, und mit einer Spannung, die zu der Quellenspannung E _d proportional ist, ein Ausgangssignal erzeugt, das zu dem Verhältnis I _L/E _d proportional ist. Um die Polarität dieses Signals während notwendiger und während redundanter Kommutierungen positiv zu halten, ist eine Polaritäts-Prüfschaltung 41 zwischen den Stromwandler und die Teilerschaltung 40 geschaltet, die einen Polaritätsinverter 41 a enthält dem ein elektronischer Schalter 41 b parallel geschaltet ist, welcher entsprechend der Polarität der Lastspannung, die aus den Hilfsthyristor­ zündimpulsen bestimmt wird, betätigt wird. Bei Kommutierungen, bei denen die Polarität der Lastspannung negativ ist, ist der Analogschalter 41 b offen, was bewirkt, daß die Polarität des Laststromsignals, das der Teilerschaltung 40 zugeführt wird, investiert wird. Bei Kommutierungen, bei denen die Polarität der Lastspannung positiv ist, ist der Analogschalter 41 b geschlossen und der Polaritätsinverter 41 a wird umgangen, so daß das Laststromsignal, das der Teilerschaltung 40 zugeführt wird, unbeeinflußt bleibt.

Wenn die Spannung E _d der Quelle 16 nahezu konstant ist, kann die Teilerschaltung 40 durch ein lineares Skaliernetzwerk ersetzt werden, das so eingestellt ist, daß es das Laststromsignal proportional zu dem Wert I _L/E _d skaliert.

Das Ausgangssignal der Teilerschaltung 40 wird in einer Addierschaltung 42 zu einem festen Bezugssignal aus einer äußeren Quelle (nicht gezeigt) addiert, dessen Amplitude zu der Zeitdauer T₀ proportional ist, wodurch ein Zündverzögerungssignal erhalten wird, das dem Ausdruck T₀ + L _d I _L/E _d entspricht und an einem Schaltungspunkt 43 anliegt.

Ein Komparator 44 empfängt an seinem ersten Eingang das Sägezahnsignal aus dem Sägezahngenerator 36 und an seinem zweiten Eingang das Zündverzögerungssignal aus dem Bezugssignalgenerator 38. Demgemäß liefert der Komparator 44 ein Digitalsignal, das die Differenz zwischen diesen beiden Signalen darstelle und das einem Eingang K einer bistabilen Triggerschaltung in Form eines JK-Flipflops 46 zugeführt wird. An einem Eingangs J des JK-Flipflops 46 liegen die Hilfsthyristorzündimpulse an. Ein Ausgang Q des Flipflops 46 ist mit dem Wechselrichter 10 und mit dem Starteingang des Sägezahngenerators 36 verbunden. Ein Ausgang des Flipflops 46 ist mit dem Rücksitzeingang des Sägezahngenerators 36 verbunden. Das Q-Ausgangssignal des Flipflops 46 einen Signalpegel H annimmt wird der Sägezahngenerator 36 gestartet und dem Wechselrichter 10 ein Verzögerungssignal zum Verzögern der Zündung des nichtleitenden Hauptthyristors zugeführt. Wenn hingegen das -Ausgangssignal des Flipflops 46 den Signalpegel H und das Q-Ausgangssignal folglich einen Signalpegel L annimmt, wird das dem Wechselrichter 10 zugeführte Verzögerungssignal unterbrochen, was bewirkt, daß der nichtleitende Hauptthyristor gezündet, der Sägezahngenerator 36 zurückgesetzt und das von diesem erzeugte Ausgangssignal beendet wird.

Eine weitere Ausführungsform 38′ des Bezugssignalgenerators 38 von Fig. 5a ist in Fig. 5b gezeigt. Auch dieser Bezugssignalgenerator 38′ erzeugt ein Zündverzögerungssignal, dessen Amplitude zu dem Verzögerungsintervall der Dauer T₁ proportional ist. Der Bezugssignalgenerator 38′ enthält eine Teilerschaltung 40′, die in Übereinstimmung mit einem Signal, dessen Amplitude zu dem Laststrom I _L proportional ist, und einer Spannung, die zu der Quellenspannung E _d proportional ist, ein Signal erzeugt, das zu dem Verhältnis I _L/E _d proportional ist. Um zu gewährleisten, daß das Ausgangssignal der Teilerschaltung 40′ während notwendiger und redundanter Stromrichterkommutierungen die richtige Polarität hat, ist eine Polaritäts-Prüfschaltung 41′ zum Verändern der Polarität des Laststromsignals, vorgesehen. Die Polaritäts-Prüfschaltung 41′ hat den gleichen Aufbau wie die in Fig. 5a gezeigte und stellt auf Hilfsthyristorzündimpulse des Wechselrichters 10 hin die Polarität des der Teilerschaltung 40′ zugeführten Laststromsignals ein.

Das Ausgangssignal, das die Teilerschaltung 40′ erzeugt, wird dem ersten Eingang einer Addierschaltung 42 a′ zugeführt, an deren zweitem Eingang ein erstes Bezugssignal anliegt, das zu dem Ausdruck L _d/X₀ sin ( ω₀T _X) proportional ist, welcher gemäß Gleichung (6) zu I _X/E _d proportional ist. Die Addierschaltung 42 a′ liefert ein Ausgangssignal gemäß der Differenz der beiden Eingangssignalen und führt dieses dem ersten Eingang einer zweiten Addierschaltung 42 b′ zu. Dem zweiten Eingang der Addierschaltung 42 b′ wird ein zweites Bezugssignal zugeführt, dessen Amplitude zu dem Zeitraum der Dauer T _X proportional ist. Die Addierschaltung 42 b′ liefert daher ein Ausgangssignal, das sich in Übereinstimmung mit Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangssignal ändert und zu dem Ausdruck T _X-L _d (I_x-I _L)/E _d proportional ist. Dieses Ausgangssignal liegt an dem Schaltungspunkt 43 der Fig. 5a an.

Die Arbeitsweise der Steuerschaltung zur Einstellung der Zündzeitverzögerung gemäß Fig. 5a und wird nachfolgend anhand der Fig. 6a und 6b erläutert. Es sei angenommen, daß der Sägezahngenerator 36 anfangs zurückgesetzt und jeder Hilfsthyristor nichtleitend ist, so daß eine Spannung mit dem Pegel 0 sowohl an dem Eingang J als auch an dem Eingang K des Flipflops 46 anliegt. Wenn ein Hilfsthyristor gezündet wird, um einen leitenden Hauptthyristor zu kommutieren, nimmt das Signal an dem Eingang J des Flipflops 46 den Signalpegel H an, wodurch das Q-Ausgangssignal des Flipflops 46 den Signalpegel H annimmt. Infolgedessen wird dem Wechselstromrichter 10 ein Verzögerungssignal zugeführt, das die Zündung des nichtleitenden Hauptthyristors verzögert. Ferner wird der Sägezahngenerator 36 gestartet und erzeugt ein Sägezahnsignal mit einer konstanten Steigung S. Die Sägezahnsignalamplitude nimmt solange zu, bis sie gleich der Amplitude des Bezugssignals ist, das der Bezugssignalgenerator 38 oder 38′ erzeugt. Wenn das der Fall ist (was durch den Schnittpunkt des Sägezahnsignals mit dem Laststrom I _L in Fig. 6a für die Steuerschaltung gemäß Fig. 5a und in Fig. 6b für die Steuerschaltung gemäß Fig. 5b gezeigt ist, nimmt das Ausgangssignal des Komparators 44 den Signalpegel H an, so daß eine Spannung mit dem Pegel H sowohl an dem J-Eingang als auch dem K-Eingang des Flipflops 46 erscheint. Das Flipflop 46 ändert seinen Zustand und beendet das Sägezahnsignal durch Rücksetzen des Sägezahngenerators 36 und unterbricht das Verzögerungssignal, das dem Wechselrichter 10 zugeführt wird, wodurch der nichtleitende Hauptthyristor gezündet wird.

Um keine teueren Analogteilerschaltungen 40 und 40′ verwenden zu müssen, kann ein anderes Verfahren angewandt werden, um die erforderliche Zündzeitverzögerung in Abhängigkeit von dem Laststrom so zu ändern, daß die Schnittstelle zwischen der Betriebsart 3 und der Betriebsart 5 zu dem vorgegebenen Zeitpunkt T _X nach dem Beginn der Kommutierung auftritt. Fig. 7a zeigt den Verlauf des Kommutierungsstroms i _c des Wechselrichters 10 für den Fall, daß I _L<0 ist (entsprechend einer notwendigen Kommutierungssequenz). Während einer notwendigen Kommutierungssequenz wird der durch den leitenden Hauptthyristor, wie dem Thyristor 12 a fließende Strom nach einer Zeit t _e gelöscht. Wenn Verluste in dem Kondensator 30 und der Drossel 28 vernachlässigt werden, ist der Kommutierungsstrom i _c gegeben durch:

i _c = I _m sin ω0t (7)

wobei I _m den maximalen Kommutierungsstrom darstellt.

Bei einer redundanten Kommutierung (Laststrom negativ) schneidet die Kommutierungsstromkurve die Laststromkurve jedoch nicht, wie es in Fig. 7b gezeigt ist. Durch Verlängern der Kommutierungsstromkurve (wie es in Fig. 7b anhand des gestrichelten Linienabschnitts gezeigt ist) kann eine "virtuelle" Löschzeit t _v, die einen negativen Wert hat, mathematisch durch den Schnittpunkt der Verlängerung der Kommutierungsstromkurve mit der Stromrichterlaststromkurve definiert werden.

Wenn ein Wert t′ _e so definiert ist, daß er eine Größe |t′ _e| und eine Polarität hat, die entweder zu t _e oder zu t _v proportional ist (entsprechend einer notwendigen bzw. redundanten Kommutierung), kann die Zündzeitverzögerung der Dauer T₁ zwischen dem Zünden eines Hilfsthyristors und dem anschließenden Zünden des nichtleitenden Hauptthyristors folgendermaßen berechnet werden. Den Fig. 7a und 7b und der Gleichung (7) ist zu entnehmen, daß gilt:

ω₀t′ _e = sin^-1 (I _L/I _m) (8)

was für kleine Winkel ausgedrückt werden kann durch

l₀t′ _e ≈ I _L/I _m (9)

Durch Einsetzen des früher gewonnenen Wertes für I _m in Gleichung (5) ergibt sich der Ausdruck

I _L/I _m = I _L X₀/E _d (10)

Deshalb gilt I _L/E _d ≈ ω₀t′ _e/X₀ = t′ _e/L. (11)

Durch Einsetzen der Gleichung (11) in die Gleichung (2) ergibt sich die Zeitverzögerungsfunktion

T₁ = T₀ + t′ _e L _d/L (12)

oder

T₁ = T₀ + L _d/X₀ sin^-1 (I _L/I _m) (13)

Fig. 8 zeigt eine weitere Ausführungsform 47 einer Steuerschaltung zur dynamischen Einstellung der Zündzeitverzögerung mittels des vorstehend angegebenen Verfahren. Die Steuerschaltung 47 enthält einen Sägezahngenerator 48, der ein kontinuierlich ansteigendes Signal erzeugt, dessen Steigung sich gemäß der Amplitude des Startsignals ändert, das an seinem Starteingang anliegt. Dieses kontinuierlich ansteigende Signal wird beendet und der Sägezahngenerator 48 wird rückgesetzt, wenn dem Sägezahngenerator ein Rücksetzsignal zugeführt wird.

Die Steigung des kontinuierlich ansteigenden Signals, das von dem Sägezahngenerator 48 erzeugt wird, wird auf das Startsignal hin proportional zu der Größe (L _d/L) verändert. Das Startsignal wird einer Addierschaltung 49 anhand von Signalen erzeugt, die ein Bezugssignalgenerator 50 und ein JK-Flipflop 51, erzeugen. Der Bezugssignalgenerator 50 enthält ein JK-Flipflop 52, dessen 2-Eingang mit dem Wechselrichter 10 verbunden ist und dessen Hilfsthyristorzündimpulse empfängt. Der K-Eingang des Flipflops 52 ist mit einem Stromfühler 54 verbunden, der auf Signale hin, die zu dem Laststrom I _L und dem Kommutierungsstrom i _c, welche von Stromwandlern erzeugt werden, proportional sind, ein Signal liefert, das die oben definierte Dauer |t′ _e| hat.

Der Stromfühler 54 enthält zwei Absolutwertbilder 55 a und 55 b, die jeweils einen Zweiwegbrückengleichrichter aufweisen und die zu i _c und I _L proportionale Signale in Signale umsetzen, welche zu |i _c| bzw. |I _L| proportional sind und die den beiden Eingängen eines Komparators 56 zugeführt werden. Der Komparator 56 vergleicht diese Signale, bildet daraus ein Digitalsignal, das der Differenz zwischen |I _L| und |i _c| entspricht, und führt es dem Eingang K des Flipflops 52 zu.

Ein Verstärker 58, der einen Verstärkungsfaktor hat, welcher auf den Wert L _d/L eingestellt ist, verbindet den Ausgang Q des Flipflops 52 mit der Addierschaltung 49. Während der Intervalle, während denen gilt |i _c I _L|, das heißt während des Intervalls der Dauer |t′ _e|, nimmt das Q-Ausgangssignal des Flipflops 52 den Signalpegel H an, wodurch der Verstärker 58 ein zu L _d/L proportionales Signal an die Addierschaltung 49 ablegt, was dazu führt, daß die Steigung des von dem Sägezahngenerator 48 erzeugten Signals entsprechend inkrementiert oder dekrementiert wird.

Die Addierschaltung 49 enthält einen Verstärker 60 mit zwei Addiereingängen, einem Subtrahiereingang und einem Ausgang, wobei letzterer mit dem Starteingang des Sägezahngenerators 48 verbunden ist. Ein elektronischer Schalter 62 verbindet den Ausgang des Verstärkers 58 entweder mit einem Subtrahiereingang oder mit einem Addiereingang des Verstärkers 60, je nachdem, ob die Kommutierungssequenz notwendig oder redundant ist, was von einem Signal festgelegt wird, das eine Polaritäts-Prüfschaltung 41 im Abhängigkeit von der Polarität des Laststroms I _L und der Hilfsthyristor- Zündimpulse erzeugt.

Das Ausgangssignal des Sägezahngenerators 48 wird an den ersten Eingang eines zweiten Komparators 66 angelegt, an dessen zweitem Eingang ein Bezugssignal anliegt, das zu dem festen Ausdruck T₀ proportional ist. Der Komparator 66 liefert gemäß der Differenz zwischen den beiden Eingangssignalen ein Digitalsignal, das dem Eingang K des Flipflops 51 zugeführt wird. Der Eingang J des Flipflops 51 ist mit dem in Fig. 1 gezeigten Wechselrichter 10 verbunden und empfängt die Hilfthyristorzündimpulse. Der Ausgang Q und der Ausgang des Flipflops 51 sind mit dem Eingang eines Verstärkers 70, dessen Verstärkungsfaktor auf eins eingestellt ist, bzw. mit dem Rücksetzeingang des Sägezahngenerators 48 verbunden. Wenn die J- und K-Eingangssignale an dem Flipflop 51 einen Signalpegel H bzw. L haben, nimmt das Q-Ausgangssignal des Flipflops den Signalpegel H an, wodurch dem Wechselrichter 10 ein Verzögerungssignal geliefert wird, das die Zündung des nichtleitenden Hauptthyristors verzögert. Außerdem wird an den Starteingang des Sägezahngenerators 48 über die Addierschaltung 49 ein Startsignal angelegt. Wenn die J- und K-Eingangssignale, die dem JK-Flipflop 51 zugeführt werden, einen Signalpegel L bzw. H haben, nimmt das -Ausgangssignal den Signalpegel H und das Q-Ausgangssignal den Signalpegel L an, was zur Folge hat, daß das dem Wechselrichter 10 zugeführte Verzögerungssignal beendet und der Hautthyristor gezündet wird. Außerdem wird das Sägezahnsignal des Sägezahngenerators 48 beendet. Das Flipflop 51 steuert somit den Start und das Ende des Sägezahnsignals.

Die Arbeitsweise der in Fig. 8 gezeigten Steuerschaltung 47 wird nun anhand der Fig. 9a und 9b erläutert. Es sei angenommen, daß die Ausgangssignale der Komparatoren 56 und 66 anfangs einen Signalpegel L haben und daß beide Hilfsthyristoren nichtleitend sind, so daß das J-Eingangssignal und das K-Eingangssignal der Flipflops 51 und 52 folglich beide den Signalpegel L haben. Wenn ein Hilfsthyristor gezündet wird, nehmen die entsprechenden J-Eingangssignale der Flipflops 51 und 52 beide den Signalpegel H an, worauf das Q-Ausgangssignal jedes Flipflops den Signalpegel H annimmt. Hierdurch wird dem Wechselrichter 10 ein Signal zum Verzögern der Zündung des nichtleitenden Hauptthyristors zugeführt. Darüber hinaus empfängt der Sägezahngenerator 48 über die Verstärker 70 und 60 ein Startsignal und erzeugt daraufhin ein Sägezahnsignal. Wenn das Q-Ausgangssignal des Flipflops 52 zu dieser Zeit den Signalpegel H hat, wird das Startsignal des Sägezahngenerators 48 im Verhältnis L _d/L gemäß der Polarität des Laststromsignals I′ _L inkrementiert oder dekrementiert. Wenn die Wechselrichterlastspannung und der Wechselrichterlaststrom dieselbe Polarität haben, was einer notwendigen Kommutierung entspricht, bewirkt die Polaritäts- Prüfschaltung 41, daß der Analogschalter 62 den Ausgang des Verstärkers 58 mit dem Subtrahiereingang des Verstärkers 60 verbindet, so daß die Steigung des Sägezahnsignals gemäß Fig. 9a entsprechend dekrementiert wird. Wenn die Wechselrichterlastspannung und der Laststrom hingegen die entgegengesetzte Polarität haben, was einer redundanten Kommutierung entspricht, wird die Steigung des Sägezahnsignals des Sägezahngenerators 46 gemäß Fig. 9b proportional zu L _d/L inkrementiert. Die Steigung s des Sägezahnsignals wird demnach während des Zeitraums der Dauer |t′ _e| entsprechend der Bedingung |i _c| < |I _L| inkrementiert oder dekrementiert. Wenn |i _c| gleich |I _L| ist, nimmt das Ausgangssignal des Komparators 56 den Signalpegel H an, wodurch das -Ausgangssignal des Flipflops 52 den Signalpegel annimmt. Die Sägezahnsignalamplitude steigt mit einer festen Steigung s solange an, bis sie gleich dem Produkt der Steigung s und der Amplitude des Bezugssignals T₀ ist, wobei das Ausgangssignal des Komparators 66 zu diesem Zeitpunkt den Signalpegel H annimmt, wodurch das Flipflop 51 umschaltet. Da das -Ausgangssignal des Flipflops 51 nun den Signalpegel H hat, wird der Sägezahngenerator 48 zurückgesetzt und das Verzögerungssignal des Wechselstromrichters 10 unterbrochen, so daß der nichtleitende Hauptthyristor gezündet wird.

Die Arbeitsweise der Steuerschaltung 47 kann etwas verbessert werden, wenn das Ausgangssignal des Absolutwertbilders 55 a gegenüber dem des Absolutwertbildes 55 b etwas verstärkt wird. Dies führt zu einer Verkürzung des Zeitintervalls |t′ _e| und zu einer engeren Annäherung der Gleichung (8) an die Gleichung (9).

Anhand der vorstehenden Beschreibung wurde die Steuerung der Zündzeitverzögerung bei einem einphasigen Wechselrichter erläutert. In vielen Fällen ist es jedoch erwünscht, eine mehrphasige Last, wie beispielsweise eine Synchronmaschine, aus einer einzigen Gleichstromquelle zu speisen, wozu mehrere einphasige Wechselrichter benötigt werden, die parallel an die Gleichstromquelle angeschlossen sind.

Fig. 10 zeigt einen mehrphasigen Wechselrichter 72, der mit der Gleichstromquelle 16 über Sammelleitungen 74 a und 74 b verbunden ist. Der Wechselrichter 72 besteht aus mehreren Wechselrichtern 10 a, 10 b, 10 c, . . . 10 n des McMurray-Typs, deren Anzahl gleich N ist, d. h. gleich der Phasenzahl einer mehrphasigen Last 76, wobei jeder Wechselrichter eine zugeordnete Maschinenphase 76 a, 76 b, 76 c, . . . bzw. 76 n speist. Jeder Wechselrichter 10 a, 10 b, 10 c . . . 10 n ist über Leitungen 18 a und 18 a′, 18 b und 18 b′, 18 c und 18 c′, . . . 18 n und 18 n′ mit dem Sammelleitungen 74 a bzw. 74 b verbunden und dadurch an die Quelle 16 angeschlossen. Zur Vereinfachung der Beschreibung ist die Gesamtinduktivität aller Leitungen durch eine einzige konzentrierte Induktivität 19 a ersetzt, die den Wert L _i hat. Ebenso ist die Gesamtinduktivität der Sammelleitungen 74 a und 74 b durch eine einzige konzentrierte Induktivität 75 ersetzt, die den Wert L _m hat.

Aus den Fig. 2c, 2e, 2f und 2g ist zu erkennen, daß jeder einzelne Wechselrichter, wie z. B. der Wechselrichter 10 a von Fig. 10, beim Kommutieren die an den übrigen Wechselrichtern 10 b, 10 c, . . . 10 n anliegende Eingangsspannung stört, wenn er in den Betriebsarten 3, 5, 6 oder 7 ist. Dieser Effekt wird jedoch klein sein, wenn nicht zwei oder mehr als zwei Wechselrichter gleichzeitig kommutieren. Wenn nur einer der Wechselrichter 10 a-10 n kommutiert, kann aus den Fig. 2c und 10 abgeleitet werden, daß der Wert der Gesamtinduktivität, die die Gleichstromquelle 16 während der Betriebsart 3 überbrückt, die Summe aus L _i, dem Betrag der dem Wechselrichter 10 a zugeordneten Induktivität 19 a, und L _m, dem Betrag der konzentrierten Induktivität der Leitungen 74 a und 74 b, ist. Die oben angegebene Analyse für den Fall eines einzelnen Wechselrichters bleibt deshalb gültig, wenn der Ausdruck L _m + L _i für das Glied L _d eingesetzt wird, was ergibt

L _m + L _i = L _d (14)

Wenn zwei oder mehr als zwei Wechselrichter gleichzeitig kommutieren, kommt es zu keiner gegenseitigen Störung, wenn nur einer von ihnen in einer der Betriebsarten 3, 5, 6 oder 7 ist, weil die konzentrierte Induktivität des betreffenden Wechselrichters keinen Einfluß auf andere Wechselrichter haben wird, wenn diese kommutieren und in einer Betriebsart sind, bei der es sich um keine der Betriebsarten 3, 5, 6 oder 7 handelt.

Die größte Störung zwischen gleichzeitig kommutierenden Wechselrichtern ergibt sich, wenn zwei oder mehr als zwei Wechselrichter gleichzeitig in den Betriebsarten 3 oder 7 sind. Der Grund dafür ist, daß die einzelne konzentrierte Induktivität, die einem einzelnen Wechselrichter zugeordnet ist, effektiv die Quelle 16 und die Induktivität 75 überbrückt, während Strom durch einen Hauptthyristor eines anderen Wechselrichters fließt. Für N Wechselrichter, von denen jeder in der Betriebsart 3 oder 7 ist, ist die Spannung E _i an jeder der einzelnen Induktivitäten 19 a, 19 b, 19 c, . . . 19 n durch folgenden Ausdruck gegeben:

E _i = E _d L _i/(NL _m + L _i) (15)

während die zeitliche Änderung des Stromflusses durch jede einzelne Induktivität gegeben ist durch

di/dt = E _i/L _i = E _d/(NL _m + L _i) (16)

Die Zeit Δ t für die Übertragung eines Stroms Δ i ist gegeben durch

Δ t = Δ i (NL _m + L _i)/E _d (17)

Aus der Gleichung (17) ist somit zu erkennen, daß der Effekt von zwei oder mehr als zwei Wechselrichtern, die kommutieren und gleichzeitig in der Betriebsart 3 oder 7 sind, eine Verlängerung der Zeit Δ t bedeutet, die für den Stromfluß durch den zu zündenden Hauptthyristor erforderlich ist. Die Verlängerung der Zeit Δ t kann dazu führen, daß ein vorher nichtleitender Hauptthyristor vorzeitig gezündet wird, was zur Folge hat, daß der Wechselrichter in eine unerwünschte Betriebsartsequenz zurückkehrt.

Eine gewisse Störung tritt außerdem auf, wenn zwei oder mehr als zwei gleichzeitig kommutierende Wechselrichter jeweils entweder in der Betriebsart 5 (dem Kondensatorladeintervall) oder der Betriebsart 6 (dem Kondensatorentladeintervall) sind. Die Auswirkung dieser Störung ist klein, weil nur die Spannungsdifferenz zwischen der Spannung E _d der Quelle 16 und der Spannung an jeder inneren Wechselrichterkapazität an der zugeordneten konzentrierten Induktivität 19 a, 19 b, 19 c, . . . bzw. 19 n erscheint. Da die Gesamtauswirkung einer solchen Störung gering ist, wird sie vernachlässigt, um die nachstehende Analyse zu vereinfachen.

Die Leistungsfähigkeit eines einzelnen Wechselrichters kann verbessert und unerwünschte Intervalle der Betriebsart 7 können eliminiert werden, indem die Zündzeitverzögerung T₁ so verändert wird, daß die Schnittstelle zwischen den Betriebsarten 3 und 5 zu einem festen Zeitpunkt T _X nach dem Beginn der Kommutierung auftritt. Es kann deshalb angenommen werden, daß eine nennenswerte gegenseitige Störung nur dann auftritt, wenn zwei oder mehr als zwei Wechselrichter, die jeweils in der Betriebsart 3 sind, gleichzeitig kommutieren, und daß diese Störung zu null gemacht werden kann, indem die Zündverzögerungszeit für jeden Wechselrichter so eingestellt wird, daß die verringerte Stromübertragung kompensiert wird, so daß die Schnittstelle zwischen der Betriebsart 3 und der Betriebsart 5 für jeden Wechselrichter zu dem festen Zeitpunkt T _X nach dem Beginn der Kommutierung auftritt. Zur Vereinfachung wird zunächst angenommen, daß sich nur zwei Wechselrichter, wie die Wechselrichter 10 a und 10 b, zu einer bestimmten Zeit gegenseitig stören.

Fig. 11a und 11b zeigen die mit A und B bezeichneten Kom­ mutierungsstromkurven für zwei sich gegenseitig störende Wechselrichter. Der gezeigte Zustand ist ein Zustand vollständiger Überlappung während gleichzeitigen Auftretens der Betriebsart 3 innerhalb jedes Wechselrichters, was z. B. der Fall ist, wenn der von dem Wechselrichter 10 a gelieferte Laststrom I _LA den von dem Wechselrichter 10 b gelieferten Laststrom I _LB übersteigt. Während dieser Überlappung ist die tatsächliche zeitliche Änderung der Stromübertragung di′/dt′ über den vorher nichtleitenden Hauptthyristor jedes Wechselrichters, wie es durch die Steigung der verdickten Linie dargestellt ist, kleiner als die zeitliche Änderung der Stromübertragung di/dt, die durch die Steigung der gestrichelten Linie dargestellt ist und die auftreten würde, wenn die Betriebsart 3 jedes Wechselrichters nicht gleichzeitig auftritt.

Zum Verbessern des Betriebes des mehrphasigen Wechselrichters 72 gemäß Fig. 10 wird vorausgesetzt, daß es erwünscht ist, die Zündverzögerungszeit jedes Wechselrichters so zu verändern, daß die Schnittstelle zwischen den Betriebsarten 3 und 5 für jeden Wechselrichter zu dem festen Zeitpunkt T _x nach dem Beginn der Kommutierung auftritt. Ohne gegenseitige Störung ist die Dauer t₃ der Betriebsart 3 für jeden Wechselrichter (definiert als die Differenz zwischen T _x und T₁) bestimmbar, indem der Wert L _d, der aus Gleichung (14) gewonnen wird, in das letzte Glied der Gleichung (3) eingesetzt wird, woraus folgt

t₃a = (L _m + L _i) (I_x-I _LA)/E _d (18)

t _3b = (L _m + L _i) (I_x-I _LB)/E _d (19)

wobei t₃ _a und t _3b die jeweilige Dauer der Betriebsart 3 des Wechselrichters 10 a bzw. 10 b angibt. Wenn man beachtet, daß T₁ gleich der Differenz zwischen T _x und t₃ ist, wird aus einem Vergleich mit Gleichung (3) deutlich, daß die Zündverzögerungszeit für jeden der nichtstörenden Wechselrichter 10 a und 10 b von Fig. 10 im Verhältnis zu dem Glied L _m + L _i vorverlegt werden muß.

Für den Fall von zwei sich gegenseitig störenden Wechselrichtern ist die Gleichung (17) während der Zeit vorherrschend, während der beide Wechselrichter in der Betriebsart 3 sind. Daher ist eine Zeitdauer t₃ _a ′ unter den in Fig. 11a dargestellten Bedingungen gegeben durch:

t′ _3a = (2 L _m + L _i) (I_x-I _LA)/E _d oder
t′ _3a = t _3a + t _3a [L _m/(L _m + L _i)] 20

Die gegenseitige Störung der Wechselrichter 10 a und 10 b von Fig. 10 verursacht dieselbe zeitliche Änderung des Stromflusses in dem Wechselrichter 10 b wie in dem Wechselrichter 10 a während der Zeitdauer t′ _3a , wobei der Strom sich während der übrigen Zeit normal ändert. Die t₃-Übertragungszeit des Stromrichters 10 b wird daher mit t′ _3b unter den in Fig. 11b gezeigten Bedingungen wie folgt bestimmt:

t′ _3b = t′ _3a + (L _m + L _i) [(I _x-I _LA)]/E _d oder

t′ _3b = t _3b + t _3a L _m/(L _m + (I _x-I _LB)-L _i (21)

Zum Kompensieren von zwei sich gegenseitig störenden Wechselrichtern müssen die einzelnen Zünd­ verzögerungszeiten T₁ für jeden Wechselrichter um den Faktor L _m (I _x-I _LA)/E _d vorverlegt werden.

Aus den Fig. 11a und 11b ergibt sich für die Dauer eines Zeitintervalls t Δ zwischen dem Beginn der Kommutierung des Wechselrichters 10 a und dem Beginn der Kommutierung des Wechselrichters 10 b, während dem die Betriebsart 3 des Wechselrichters 10 b die des Wechselrichters 10 a vollständig überlappt, die Beziehung:

0 < t Δ < t′ _3b -t′ _3a oder

0 < t Δ < t _3b -t _3a oder

0 < t Δ < (L _m + L _i) (I _LA-I _LB)/E _d (22)

für Werte von t Δ < 0 oder t Δ < t _3b -t _3a tritt eine teilweise Überlappung der Betriebsart 3 auf. Negative Werte von t Δ besagen, daß der Wechselrichter 10 b vor dem Wechselrichter 10 a kommutiert.

Der Fall der teilweisen Überlappung der Betriebsart 3 für die Bedingungen I _LA < I _LB und I _LA < I _LB sind in den Fig. 12a und 12b bzw. 13a und 13b dargestellt. Aus einer Betrachtung der Fig. 12b ergibt sich, daß das Betriebsart-3-Intervall t′ _3b für den Wechselrichter 10 b folgendermaßen berechnet werden kann: Nachdem die Stromübertragung (Betriebsart 3) in dem Wechselrichter 10 a beendet ist, setzt sich die Stromübertragung in dem Wechselrichter 10 b mit ihrer normalen Geschwindigkeit für eine Zeit fort, die gleich t Δ ist. Die Stärke des übertragenen Stroms, I Δ, der während der Zeit t Δ übertragen worden ist, ist durch folgenden Ausdruck gegeben:

I Δ = E _dtΔ/(L _m + L _i) (23)

Der Strom Δ I, der während der vorherigen Überlappung übertragen worden ist, kann folgendermaßen ausgedrückt werden:

Δ I = I _X-I _LB-I Δ (24)

wobei die Zeit, die für diese Übertragung erforderlich ist, durch die Gleichung (17) mit N = 2 gegeben ist. Somit ist aus den Gleichungen (17), (23) und (24) das Stromübertragungsintervall t′ _3b gegeben durch

Aus der Gleichung (25) ergibt sich zusammen mit der Gleichung (19) die Beziehung

Ebenso wird unter den Bedingungen, die in Fig. 12a angegeben sind, das Übertragungsintervall t′ _3a in demselben Ausmaß

[(t _3b -t Δ) L _m/(L _m + L _i)]

vorverlegt, woraus folgt

t′ _3a = t _3a + (t _3b -t Δ) L _m/(L _m + L _i) (27)

Aus den Fig. 12a und 12b ist zu erkennen, daß die Gleichungen (26) und (27) während dieses Intervalls vorherrschen werden, wenn gilt

t _3b -t _3a < t Δ < t _3b (28)

weil keine Überlappung der Betriebsart 3 auftritt, wenn gilt t Δ < t _3b .

Aus den Fig. 13a und 13b ist zu erkennen, daß die Betriebsart- 3-Intervalle t′ _3b und t′ _3a für die Bedingung I _LA <I _LB ebenfalls durch die Gleichungen (26) und (27) gegeben sind, mit der Ausnahme, daß für den Gültigkeitsbereich nun gilt

0 < t Δ < t _3b (29)

Zum Berechnen der Zündverzögerung gemäß dem obigen Verfahren muß die Wechselrichterstörung vor ihrem Auftreten vorhergesagt werden, die korrekte Kompensation muß berechnet werden und die Zündverzögerungszeiten müssen entsprechend eingestellt werden.

Gemäß Fig. 14 enthält eine Kommutierungs-Steuereinrichtung zwei gleiche Steuerschaltungen 134 a und 134b für die dynamische Zündzeitverzögerung. Da beide Steuerschaltungen 134a und 134b gleich aufgebaut sind, wird nur die Steuerschaltung 134a näher beschrieben. Diese weist einen Sägezahngenerator 136 auf, der auf ein Startsignal hin, das an einem Starteingang anliegt, ein Sägezahnsignal mit fester Steigung erzeugt. Der Sägezahngenerator 136 wird auf ein an einem Rücksetzeingang eingeprägtes Rücksetzsignal hin rückgesetzt. Ein Bezugssignalgenerator 138 erzeugt ein Bezugssignal, dessen Dauer proportional zu dem Intervall T₁ ist.

Der Bezugssignalgenerator 138, enthält eine Teilerschaltung 140, die mit einem der Wechselrichter 10 a und 10 b verbunden ist und ein von einem Stromwandler erzeugtes Signal, das zu dem Wechselrichterlaststrom proportional ist, sowie ein weiteres Signal empfängt, das zu der Quellenspannung E _d proportional ist. Die Teilerschaltung 140 erzeugt auf diese Eingangssignale hin ein Signal, das zu dem Verhältnis des Laststroms zu der Quellenspannung proportional ist. Um zu gewährleisten, daß die Polarität des Laststromsignals, das an der Teilerschaltung 140 anliegt, so eingestellt ist, daß die Polarität des Ausgangssignals der betreffenden Kommutierungssequenz (notwendig oder redundant) angepaßt ist, ist eine Polaritäts-Prüfschaltung 141, die aus einem Polaritätsinverter 141 a besteht, welchem ein elektronischer Schalter 141b parallel geschaltet ist, der auf Hilfsthyristorzündimpulse anspricht, zwischen den Stromwandler und die Teilerschaltung 140 geschaltet, um die Polarität des der Teilerschaltung 140 zugeführten Laststromsignals einzustellen. Während der Intervalle, während denen die Lastspannung und der Laststrom entgegengesetzte Polarität haben (entsprechend einer redundanten Kommutierung), bleibt der elektronische Schalter 141 b offen, so daß der Polaritätsinverter 141 a das Laststromsignal invertiert, wohingegen während Intervallen, während denen die Lastspannung und der Laststrom dieselbe Polarität haben (eine notwendige Kommutierung), der Schalter 141 b geschlossen ist und den Polaritätsinverter 141 a überbrückt, wodurch die Polarität des an die Teilerschaltung 140 angelegten Laststromsignals nicht geändert wird.

Der Ausgang der Teilerschaltung 140 ist mit dem Subtrahiereingang einer Addierschaltung 142 verbunden, während der Addiereingang ein Bezugssignal festen Wertes empfängt, dessen Amplitude zu dem Ausdruck L _d I _X/E _d proportional ist. Die Addierschaltung 142 liefert an einem Ausgangsanschluß 143 ein Zwischenbezugssignal, dessen Amplitude zu dem Ausdruck L _d(I _X-I _L*)/E _d proportional ist, wobei I _L* derjenige Laststrom ist, der von einem zugeordneten Wechselrichter 10 a oder 10 b geliefert wird. Das Ausgangssignal, das von der Addierschaltung 142 geliefert wird, wird an den ersten Subtrahiereingang einer zweiten Addierschaltung 144 angelegt. Ein weiteres Bezugssignal das zu der Dauer von T _X proportional ist, wird an einem Addiereingang der Addierschaltung 144 eingeprägt, während der zweite Subtrahiereingang 142 ein Sägezahnkompensationssignal empfängt, das zu L _m/L _d proportional ist. Die Addierschaltung 144 liefert ein Zündverzögerungssignal, das zu der Differenz zwischen der Summe aus den an die beiden Subtrahiereingänge angelegten Signalen und dem an den Addiereingang angelegten Eingangssignal proportional ist.

Ein Komparator 148 empfängt die Ausgangssignale der Addierschaltung 144 und des Sägezahngenerators 136 und liefert dem Eingang K eines JK-Flipflops 150 ein Digitalsignal entsprechend ihrer Differenz. Der Eingang J des Flipflops 150 empfängt Hilfsthyristorzündimpulse und ist mit der Polaritäts-Prüfschaltung 141 verbunden. Das Flipflop 150 ist mit dem Q-Ausgang 152 mit dem Wechselrichter 10 a und mit dem Starteingang des Sägezahngenerators 136 verbunden. Wenn die an dem J- und an dem K-Eingang des Flipflops 150 eingeprägten Signale den Signalpegel H bzw. L haben, gibt das Flipflop 150 an seinem Ausgang Q ein Signal, dessen Dauer zu dem Zeitintervall T₁ proportional ist, an den Wechselrichter 10 a ab, um das Zünden eines Hauptthyristors zu verzögern und den Sägezahngenerator 136 zu starten. Das Flipflop 150 ist außerdem mit dem -Ausgang 154 mit dem Rücksetzeingang des Säge­ zahngenerators 136 verbunden und liefert ein Signal zum Beendigen des Sägezahnsignals, wenn die J- und K-Eingangssignale an dem Flipflop 150 den Signalpegel L bzw. H haben.

Zwei Triggerschaltungen 156 a und 156 b sind vorgesehen, um eine Störung zwischen den Wechselrichtern 10 a und 10 b zu erfassen und anschließend einen Kompensationssignalgenerator für die Dauer der Störung zu triggern. Die Triggerschaltungen 156 a und 156 b sind gleich, weshalb nur die Einzelheiten der Triggerschaltung 156 a beschrieben werden. Die Triggerschaltung 156 a enthält einen Komparator 158 und ein JK-Flipflop 160. Der erste Eingang 159 a des Komparators 158 ist mit dem Sägezahngeneratorausgang 137 der Steuerschaltung 134 a verbunden, während der zweite Eingang 159 b mit dem Ausgangsanschluß 143 der Addierschaltung 142 der Steuerschaltung 134 b verbunden ist. Ebenso ist der erste Eingang 159 a der Triggerschaltung 156 b mit dem Sägezahngeneratorausgang 137 der Steuerschaltung 134 b verbunden, während der zweite Eingang 159 b mit dem Addierschaltungsausgang 143 der Steuerschaltung 134 a verbunden ist. Der Eingang K des Flipflops 160 ist mit dem Ausgang des Komparators 158 verbunden, während der Eingang J des Flipflops 160 das Verzögerungssignal aus der Steuerschaltung 134 a empfängt. Das Zeitintervall, während dem das Q-Ausgangssignal jedes Flipflops jeder Steuerschaltung 156 a bzw. 156 b den Signalpegel H aufweist, entspricht dem Zeitintervall, während dem die Steuerschaltungen 134 a und 134 b jeweils kompensiert werden müssen, um eine gegenseitige Wechselrichterstörung zu verringern. Die Ausgangssignale der Triggerschaltungen 156 a und 156 b werden an die Eingänge eines zwei Eingänge aufweisenden NAND-Gatters 164 angelegt, dessen Ausgang mit dem Starteingang eines Kom­ pensationssignalgenerators 166 verbunden ist.

Der Kompensationssignalgenerator 166, der aus einem Sägezahngenerator 168 besteht, welcher mit einem Kompensationsverstärker 170 mit einem zu L _m/L _d proportionalen Verstärkungsfaktor verbunden ist, liefert auf ein Startsignal hin ein Kompensationssignal zum Verkürzen der Zündverzögerungszeit das dem zweiten Subtrahiereingang der Addierschaltung 144 der Steuerschaltungen 134 a und 134 b zugeführt wird. Auf ein Rücksetzsignal hin, das an dem Ausgang 154 jeder Steuerschaltung 134 a bzw. 134 b erzeugt und über ein NAND-Gatter 172 zugeführt wird, wird der Sägezahngenerator 168 rückgesetzt und sein Ausgangssignal beendet.

Die Arbeitsweise der Konvertierungs-Steuereinrichtung 100 wird nun näher erläutert, wobei angenommen wird, daß die J- und K-Eingangssignale an den Flipflops 150 bzw. 160 jeweils am Anfang einen Signalpegel L haben und daß die Sägezahngeneratoren 136 und 168 jeweils entladen sind. Der Einfachheit halber sei angenommen, daß die Hilfsthyristoren der beiden Wechselrichter gleichzeitig gezündet werden, um den leitenden Hauptthyristor zu kommutieren.

Wenn der entsprechende Hilfsthyristor gezündet wird, wird das Signal an dem J-Flipflopeingang von jeder Steuerschaltung 134 a bzw. 134 b auf den Signalpegel H gebracht, wodurch das Q-Ausgangssignal jedes Flipflops den Signalpegel H annimmt. Wenn das Q-Ausgangssignal des Flipflops den Signalpegel H hat, erzeugen die Steuerschaltungen 134 a und 134 b an dem Ausgangsanschluß 152 jeweils ein Verzögerungssignal, das einem zugeordneten Wechselrichter zugeführt wird, um die Zündung des nichtleitenden Hauptthyristors zu verzögern. Das Flipflop der Triggerschaltung 156 a bzw. 156 b ändert auf das Verzögerungssignal hin seinen Zustand und startet dadurch den Sägezahngenerator 168 des Kompensationsgenerators 166. Der Sägezahngenerator 168 erzeugt daraufhin ein Kompensations­ sägezahnsignal, das, wenn es durch den Verstärker 170 verstärkt worden ist, eine zu L _m/L _d proportionale Steigung hat. Dieses Signal wird an den zweiten Subtrahiereingang 147 der Addierschaltung 144 der Steuerschaltung 134 a bzw. 134 b angelegt. Wenn die Amplitude des Zündverzögerungssignals gleich der Amplitude des Sägezahnsignals ist, nimmt das Verzögerungssignal an dem Ausgangsanschluß 152 den Signalpegel L an, wodurch der vorher nichtleitende Hauptthyristor gezündet wird und die Sägezahngeneratoren 136 und 166 jeweils rückgesetzt werden.

Während der Zeit, während der die Amplitude des Zündverzögerungssignals die des Säge­ zahngeneratorausgangssignals übersteigt, wird das Zündverzögerungssignal kontinuierlich proportional zu L _m/L _d dekrementiert, um die Zündverzögerungszeit zu verkürzen und eine gegenseitige Wechselrichterstörung bis zu dem Zeitpunkt zu kompensieren, zu dem die Amplitude des Zwischenbezugssignals die des Sägezahnsignals der Steuerschaltung 134 a übersteigt, oder umgekehrt, was das Ende der gegenseitigen Wechselrichterstörung darstellt. Wenn das erfolgt, nimmt das Ausgangssignal eines oder beider Triggerschaltungen den Signalpegel L an, wodurch die Amplitude des Kompensationssignals des Kompensationssignalgenerators 166 einen konstanten Wert erhält.

Wenn die Amplitude des Sägezahnsignals das nun festgesetzte Zündverzögerungssignal 134 a und 134 b übersteigt, werden die von der jeweiligen Steuerschaltung erzeugten Verzögerungssignale unterbrochen. Das wiederum führt dazu, daß ein vorher nichtleitender Hauptthyristor des entsprechenden Wechselrichters 10 a bzw. 10 b gezündet wird. Wenn das -Ausgangssignal an dem Ausgang 154 jeder Steuerschaltung 134 a, 134 b nun einen Signalpegel H hat, werden die Sägezahngeneratoren und der Kompensationssägezahngenerator 166 rückgesetzt und die entsprechenden Sägezahnsignale beendet.

Die Arbeitsweise der Kommutierungs-Steuereinrichtung 100 ist zwar unter der Annahme beschrieben worden, daß der Hilfsthyristor jedes Wechselrichters 10 a und 10 b gleichzeitig gezündet wird, es ist jedoch klar, daß die Kommutierungs-Steuereinrichtung 100 eine Verringerung der gegenseitigen Wechselrichterstörungen auch dann bewirkt, wenn die Hilfsthyristoren zu unterschiedlichen Zeiten gezündet werden.

Das Grundprinzip der Kommutierungs-Steuereinrichtung 100, die für die Kompensation von zwei sich gegenseitig störenden Wechselrichtern sorgt, kann so erweitert werden, daß insgesamt N (wobei N eine ganze Zahl größer als 2 ist) sich gegenseitig störende Wechselrichter kompensiert werden können.

Gemäß Fig. 15 weist eine Kommutierungs-Steuereinrichtung 175 für die Kompensation von drei sich gegenseitig störenden Wechselrichtern drei Steuerschaltungen 134 a, 134 b und 134 c auf, die in der in Verbindung mit Fig. 14 beschriebene Weise aufgebaut sind und jeweils Signale, welche der Quellenspannung E _d und den Lastströmen I _LA, I _LB bzw. I _LC entsprechen, Bezugssignale, die zu T _X und L _d I _X/E _d proportional sind, und ein Kompensationssignal empfangen. Jede Steuerschaltung liefert an ihrem Ver­ zögerungssignalausgang 152 ein Verzögerungssignal der Dauer T₁ an einen Wechselrichter zum Steuern des Zündzeitpunkts des nichtleitenden Thyristors. Das Sägezahnsignal an dem Ausgangsanschluß 137 jeder Steuerschaltung 134 a bis 134 c wird dem entsprechenden ersten Eingang 159 a einer entsprechenden Triggerschaltung 156 a bis 156 c zugeführt, während der J-Eingang jeder Triggerschaltung mit dem Verzögerungssignalausgang 152 derselben Steuerschaltung 134 a bis 134 c verbindbar ist.

Die Triggerschaltungen 156 a-156 c empfangen jeweils über eine der Addierschaltungen 180 a-180 c Zwi­ schenbezugssignale, die an dem Zwischenbezugssignalausgang 143 derjenigen anderen Steuerschaltungen erzeugt werden, welche einen ebenfalls störenden Wechselrichter regeln. Wenn beispielsweise jeder Wechselrichter 10 a, 10 b und 10 c kommutiert und in der Betriebsart 3 ist, empfangen die Triggerschaltungen 156 a-156 c jeweils Zwischenbezugssignale aus den Steuerschaltungen 134 b und 134 c, 134 a und 134 c bzw. 134 a und 134 b. Die elektronischen Schalter 182 a- 182 c, die auf das Verzögerungssignal ansprechen, das von der zugeordneten Steuerschaltung 134 a-134 c erzeugt wird, verbinden jeweils den Bezugssignalausgang 143 mit einem Eingang einer von mehreren Addierschaltungen 180 a-180 c, so daß, wenn der zugeordnete Wechselrichter 10 a-10 c keinen anderen Wechselrichter stört, keine Zwischenbezugssignale von den Steuerschaltungen 134 a, 134 b und 134 c an die Triggerschaltungen 156 b und 156 c, 156 a und 156 c bzw. 156 a und 156 b abgegeben werden.

Der Ausgang jeder Triggerschaltung 156 a-156 c ist mit dem ersten Eingang eines der NAND-Gatter 164 a, 164 b und 164 c verbunden, während der zweite Eingang der NAND-Gatter 164 a-164 c mit dem ersten Eingang der Gatter 164 b, 164 c bzw. 164 a verbunden ist. Die Ausgänge der Gatter 164 a-164 c sind mit dem Starteingang des Kompensationsgenerators 166 verbunden. Auf ein Startsignal hin, das von irgendeinem der Triggerschaltungspaare 156 a und 156 c oder 156 b und 156 c oder 156 c und 156 a erzeugt wird, wird der Kompensationsgenerator 147 gestartet und gibt ein Kompensationssägezahnsignal mit der Steigung L _m/L _d ab, das jedem Kompensationseingangsanschluß 167 zugeführt wird. Bei Empfang dieses Kompensationssägezahnsignals verlegt jede Steuerschaltung den Zündzeitpunkt des zugeordneten Wechselrichters vor, um eine gegenseitige Wechselrichterstörung zu kompensieren. Auf Rücksetzsignale hin, die von dem Rücksetzausgang 154 der Steuerschaltungen 134 a, 134 b und 134 c abgegeben und über ein NAND-Gatter 172 mit drei Eingängen empfangen werden, wird der Kompensationsgenerator 166 zurückgesetzt und das Sägezahnsignal beendet.

Für N Wechselrichter ist die Anzahl Z von zwei Eingänge aufweisenden Gattern, welche zum Verknüpfen der Ausgangssignale der N Triggerschaltungen erforderlich sind, um das geeignete Digitalsignal zum Triggern des Kompensationsgenerators 166 zu liefern, gegeben durch:

Die Arbeitsweise der mehrphasigen Kommutierungs-Steuereinrichtung 175 wird nun beschrieben. Der Einfachheit halber wird angenommen, daß die Wechselrichter 10 a-10 c gleichzeitig Kommutieren. Wenn jeder Wechselrichter 10 a-10 c zu kommutieren beginnt, wird von einer entsprechenden einphasigen Steuerschaltung 134 a, 134 b bzw. 134 c ein Hilfsthyristorzündimpuls empfangen, worauf jeder von ihnen ein Verzögerungssignal an dem Verzögerungsausgang 152 erzeugt. Hierdurch wird jede zugeordnete Triggerschaltung angesteuert, was zur Folge hat, daß dem Kompensationssignalgenerator 166 ein Startsignal zugeführt wird.

Jede einphasige Steuerschaltung, die einen Hilfsthyristorzündimpuls empfangen hat, erzeugt ein Sägezahnsignal, welches ein erster Eingang 159 a einer entsprechenden Triggerschaltung empfängt. Analogschalter 182 a-182 c, die jeweils auf das Verzögerungssignal einer zugeordneten Steuerschaltung ansprechen, sind nun jeweils geschlossen, so daß Zwischenbezugssignale, die von den betreffenden Paaren der Steuerschaltungen 134 b und 134 c, 134 c und 134 a und 134 a und 134</ 02471 00070 552 001000280000000200012000285910236000040 0002003027232 00004 02352BOL<b erzeugt werden, in den Addierschaltungen 180a, 180b bzw. 180c addiert und dann an den zweiten Eingang 159b einer entsprechenden Triggerschaltung angelegt werden. Wenn die Amplitude des von jeder der einphasigen Steuerschaltungen 134a-134c erzeugten Sägezahnsignals das Zündverzögerungssignal übersteigt, das durch algebraische Verknüpfung aller Eingangssignale der Steuerschaltungen mit dem Kompensationssägezahnsignal erzeugt wird, wird das von jeder einphasigen Steuerschaltung gelieferte Verzögerungssignal beendet, was dazu führt, daß der Hauptthyristor des entsprechenden Wechselrichters gezündet wird. Während der Zeit, während der das Zündverzögerungssignal jeder einphasigen Steuerschaltung das Sägezahnsignal übersteigt, wird das Zündverzögerungssignal jeder einphasigen Steuerschaltung solange kontinuierlich proportional zu L _m/L _d dekrementiert, bis die Kombination aus Zwischenbezugssignalen, die aus den zwei übrigen einphasigen Steuerschaltungen empfangen werden, gleich der Sägezahnsignalamplitude ist, wobei zu diesem Zeitpunkt die Kompensationssägezahnsignalamplitude auf einen konstanten Wert festgesetzt wird. Bei dieser festgesetzten Kompensations­ sägezahnsignalamplitude steigt das von jeder einphasigen Steuerschaltung erzeugte Sägezahnsignal weiter an, bis es gleich der nun festgesetzten Zündverzögerungssignalamplitude ist, wobei zu diesem Zeitpunkt das Verzögerungssignal jeder einphasigen Steuerschaltung unterbrochen wird, so daß der Hauptthyristor jedes Wechselrichters gezündet wird. Gleichzeitig geht das Rücksetzsignal an dem Rücksetzausgang 154 auf den Signalpegel H, wodurch der Sägezahngenerator jeder einphasigen Steuerschaltung zusammen mit dem Kompensationsgenerator 166 zurückgesetzt wird. Die Arbeitsweise der mehrphasigen Kommutierungs-Steuereinrichtung 175 wurde zwar für den Fall einer gleichzeitigen Störung von drei sich gegenseitig störenden Wechselrichtern beschrieben. Sie kann jedoch gleichermaßen zum Steuern eines entsprechenden Paares sich störender Wechselrichter benutzt werden.

Claims (15)

1. Wechselrichter zur Erzeugung einer ein- oder mehrphasigen Wechselspannung aus einer Gleichspannung, mit für jede Wechselrichterphase jeweils zwei in Serie geschalteten Hauptthyristoren (12 a, 12 b), deren gemeinsamer Schaltungsknoten an die entsprechende Phase einer zu speisenden Last (32) und an einen Kommutierungskondensator (30) angeschlossen ist, wobei jedem Hauptthyristor eine Freilaufdiode (20 a, 20 b) antiparallel geschaltet ist, und mit einer Kommutierungs-Steuereinrichtung, die für jede Wechselrichterphase eine Steuerschaltung aufweist, welche abwechselnd den einen Hauptthyristor durch Zünden eines diesem zugeordneten Hilfsthyristors (21 a, 21 b) löscht und nach einer in Abhängigkeit von dem Laststrom und einem weiteren veränderlichen Parameter gesteuerten Verzögerungszeit den jeweils anderen, nichtleitenden Hauptthyristor zündet, dadurch gekennzeichnet, daß jede Steuerschaltung (34; 47; 134) den in der von ihr gesteuerten Phase fließenden Laststrom und als weiteren Parameter entweder die Gleichspannung oder den Kommutierungsstrom erfaßt und aus diesen beiden Meßwerten den Zündzeitpunkt (T₁) des nichtleitenden Hauptthyristors (12 a, 12 b) derart ermittelt, daß ein während der Kommutierung des anderen Hauptthyristors über dessen Freilaufdiode (20 a, 20 b) auftretender Stromfluß im wesentlichen zu einem vorbestimmten Zeitpunkt (T _x) nach dem Zünden des Hilfsthyristors (21 a, 21 b) endet.

2. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Steuerschaltung (34) mittels einer Teilerschaltung (40, 40′) ein dem erfaßten Laststrom (I _L) entsprechendes Signal durch ein der erfaßten Gleichspannung (E _d) einer Gleichspannungsquelle entsprechendes zweites Signal in einem Verhältnis teilt, das im wesentlichen der Induktivität (L _d) des zugeordneten Wechselrichterzweigs entspricht, und mittels einer Addierschaltung (42; 42 a′, 42 b′) zu dem Ausgangssignal der Teilerschaltung ein drittes, im wesentlichen unveränderliches Signal addiert, wobei das Ausgangssignal der Addierschaltung ein Maß für den einzustellenden Zündzeitpunkt (T₁) des nichtleitenden Hauptthyristors (12 a, 12 b) ist (Fig. 5a, 5b).

3. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das dritte Signal so eingestellt ist, daß es denjenigen Zündzeitpunkt (T₀) des Hauptthyristors angibt, der einzustellen ist, wenn der Laststrom den Wert Null hat (Fig. 5a).

4. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (34) das dritte Signal durch Subtraktion eines ersten Teilsignals, das dem Wert des Ausdrucks L _d sin (ω₀T _x)/X₀ entspricht, von einem zweiten Teilsignal bildet, welches im wesentlichen dem vorgegebenen Zeitpunkt T _x des Endes des Stromflusses durch die Freilaufdiode entspricht, wobei mit L _d die Induktivität des Wechselrichterzweigs, mit X₀ der komplexe Widerstandswert einer von dem Kommutierungskondensator (30) und einer Drossel (28) gebildeten Serienschaltung und mit ω₀ der Kehrwert von X₀ bezeichnet ist (Fig. 5b).

5. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 2 bis 4, gekennzeichnet durch einen steuerbaren Inverter (41; 41′), der die Polarität des dem Laststrom (I _L) entsprechenden ersten Signals dann umgekehrt, wenn die an der Last (32) anliegende Phasenspannung und der Laststrom nicht die gleiche Polarität haben (Fig. 5a, 5b).

6. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (34) einen Sägezahngenerator (36) aufweist, der auf ein Zündsignal für den Hilfsthyristor hin ein Ausgangssignal mit ansteigender Spannung zu erzeugen beginnt, welches am ersten (+)- Eingang eines Komparators (44) anliegt, der den Sägezahngenerator dann zurücksetzt und gleichzeitig ein Zündsignal für den nichtleitenden Hauptthyristor erzeugt, wenn das Ausgangssignal des Sägezahngenerators größer als das am zweiten Eingang (-) des Komparators (44) anliegende Ausgangssignal der Addierschaltung (42; 42 b′) ist (Fig. 5a).

7. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Steuerschaltung (47) mittels eines Komparators (56) ein dem Absolutwert des erfaßten Laststroms (I _L) entsprechendes erstes Signal mit einem dem Absolutwert des erfaßten Kommutierungsstroms (i _c) entsprechenden zweiten Signal vergleicht, wobei sie die Anstiegsgeschwindigkeit des Ausgangssignals eines Sägezahngenerators (48), der auf ein Zündsignal für den Hilfsthyristor hin zu laufen beginnt, von einem ersten auf einen zweiten Wert ändert, sobald das zweite Signal größer als das erste Signal ist, und daß sie den nichtleitenden Hauptthyristor zündet, wenn das Sägezahnsignal einen vorbestimmten Wert (T₀) erreicht (Fig. 8, 9a, 9b).

8. Wechselrichter nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eine Polaritäts-Prüfschaltung (41), die die Polarität des Laststroms mit der der Phasenspannung vergleicht und den ersten Wert der Anstiegsgeschwindigkeit dann kleiner als den zweiten Wert wählt, wenn die Polaritäten gleich sind, während sie im umgekehrten Fall den ersten Wert größer als den zweiten wählt (Fig. 8).

9. Wechselrichter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung die beidenWerte der Anstiegsgeschwindigkeit mittels eines Addierers/Subtrahierers (60, 62) aus der Summe bzw. der Differenz eines ersten Signals, das im wesentlichen den Betrag Eins hat, und eines zweiten Signals bildet, das dem Wert des Ausdrucks L _d/L entspricht, in dem L _d die Induktivität des Wechselrichterzweigs und L das Quadrat des komplexen Widerstandswerts einer von dem Kommutierungskondensator (30) und einer Drossel (28) gebildeten Serienschaltung bezeichnet (Fig. 8).

10. Wechselrichter nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Steuerschaltung (134 a bis 134 c) eine Kompensationsschaltung (156 a bis 156 c) aufweist, die diejenigen Steuerschaltungen der anderen Phasen, deren Kommutierung sich mit der Kommutierung dieser Phase überlappt, ein Kompensationssignal zuführt, das zu der Zeitdifferenz zwischen dem vorgegebenen Zeitpunkt T _x des Endes des Stromflusses durch die Freilaufdiode und dem Zündzeitpunkt T₁ des nicht leitenden Hauptthyristors dieser Phase proportional ist und das den Zündzeitpunkt der überlappend kommutierenden Phasen derart vorverlegt, daß der vorgegebene Zeitpunkt T _x dieser Phasen im wesentlichen konstant bleibt (Fig. 14, 15).

11. Wechselrichter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein Multiplizierer (170) vorgesehen ist, der das Kompensationssignal mit einem Faktor Lm/(Lm + Li) multipliziert, in dem Lm die Induktivität der Sammelleitungen des Wechselrichters und Li die Induktivität einer Wechselrichterphase bezeichnet (Fig. 14).

12. Wechselrichter nach Anspruch 10 oder 11 mit N Wechselrichterphasen, dadurch gekennzeichnet, daß das Kompensationssignal jeder Steuerschaltung (134 a bis 134 c) über einen während der Kommutierung der betreffenden Phase geschlossenen Analogschalter (182 a bis 182 c) an einer von N Addierschaltungen (180 a bis 180 c) anliegt, die die Kompensationssignale von n-1 Steuerschaltungen addiert (Fig. 15).

13. Wechselrichter nach Anspruch 12 in Verbindung mit Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jede Kompensationsschaltung eine Triggerschaltung (156 a bis 156 c) aufweist, an der das Ausgangssignal des Sägezahngenerators (36) der betreffenden Steuerschaltung sowie das Ausgangssignal einer der N Addierschaltungen anliegt und die so lange ein Triggersignal erzeugt, wie das erstgenannte Ausgangssignal kleiner als das zweitgenannte ist, wobei jedes Triggersignal am Eingang eines von NAND-Gattern (164 a bis 164 b) anliegt, deren Ausgänge gemeinsam an den Start-Eingang eines weiteren Sägezahngenerators (166) angeschlossen sind, der auf ein Startsignal hin ein um den Faktor Lm/(Lm + Li) verstärktes Sägezahnsignal zu erzeugen beginnt, das an einem Subtrahiereingang der Addierschaltungen (144) aller Steuerschaltungen anliegt (Fig. 15).

14. Wechselrichter nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Triggerschaltungen (156 a bis 156 c) einen Komparator (158), an dessen nicht-invertierendem Eingang das Ausgangssignal des Sägezahngenerators (36) der betreffenden Steuerschaltung und an dessen invertierendem Eingang das Ausgangssignal einer der N Addierschaltungen anliegt, und ein Flip-Flop (160) aufweisen, an dessen Setz-Eingang (J) das Zündsignal des Hilfsthyristors und an dessen Rücksetz-Eingang (K) das Ausgangssignal des Komparators anliegt, während sein Ausgangsanschluß (Q) den Ausgang der Triggerschaltung bildet (Fig. 14).

15. Wechselrichter nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß ein NAND-Gatter (172) mit N Eingängen vorgesehen ist, wobei jede Steuerschaltung einem dieser Eingänge ein Signal zuführt, während die von ihr gesteuerte Phase nicht kummutiert, und daß das Ausgangssignal des NAND-Gatters den weiteren Sägezahngenerator (166) zurücksetzt (Fig. 14, 15).