CH666773A5 - Verfahren und anordnung zur steuerung eines hilfsimpulskommutierten stromrichters. - Google Patents

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine zugeordnete Anordnung zur Verwendung bei einer hilfsimpulskom-mutierten Stromrichterschaltung zum Steuern des Zündverzögerungsintervalls (firing delay interval) zwischen dem Zünden eines Stromrichterhilfsthyristors zum Kommutieren eines dann leitenden Stromrichterhauptthyristors und dem anschliessenden Schalten eines dann nichtleitenden Stromrichterhauptthyristors in den leitenden Zustand in Abhängigkeit vom Stromrichterlaststrom und der Quellenspannung.

In vielen industriellen Situationen, in denen nur eine Spannungsquelle fester Frequenz vorhanden ist, wie beispielsweise eine Gleichstromquelle oder eine Wechselstromquelle niedriger Frequenz, ist es häufig erforderlich und sogar erwünscht, eine Wechselstromlast, wie beispielsweise eine Synchronmaschine, mit einer Spannung zu speisen, deren Frequenz von der der Quellenspannung verschieden ist. Die Spannungsumformung erfolgt in solchen Fällen unter Verwendung eines Stromrichters, der zwischen die Spannungsquelle fester Frequenz und die Last geschaltet ist. Die Umformung von Gleichspannung in Wechselspannung oder von Wechselspannung in Wechselspannung wird während der Umrichtbetriebsart des Stromrichterbetriebes erzielt, während die Umformung von Wechselspannung in Gleichspannung währen der Gleichrichtbetriebsart des Stromrichterbetriebes erzielt wird.

Stromrichterschaltungen, die üblicherweise für Spannungs-umformungszwecke benutzt werden, enthalten typischerweise ein Thyristorpaar aus einem ersten und einem zweiten Haupt

5

666 773

thyristor, die gleichsinnig in Reihe an die Quelle fester Frequenz angeschlossen sind und an dem Thyristorverbindungspunkt mit der Last verbunden sind. Strom wird der Last in einer Richtung zugeführt, die durch das Leiten eines entsprechenden Hauptthyristors festgelegt ist. Jeder Hauptthyristor wird durch Rückwärtsvorspannen des Thyristors kommutiert, d.h. sein Stromleitungszustand wird gelöscht. Das erfolgt durch Einschalten oder Zünden eines geeigneten Thyristors des Hilfs-thyristorpaares, das eine Kommutierungspannungsquelle mit dem entsprechenden, dann leitenden Hauptthyristor verbindet, was zur Folge hat, dass dieser rückwärtsvorgespannt und gelöscht wird. Eine solche Stromrichterschaltung, die in geeigneter Weise als «hilfsimpulskommutierter Stromrichter» bezeichnet wird, ist in der US-PS 3 027 974 (McMurray) beschrieben. In dem zum Verständnis solcher Stromrichterschaltungen notwendigen Ausmass wird auf die vorgenannte US-Patentschrift (im folgenden auch als McMurray-Patent bezeichnet) Bezug genommen.

Während des Betriebes liefert der hilfsimpulskommutierte Stromrichter Strom aus einer Spannungsquelle fester Frequenz durch abwechselndes Schalten des ersten und des zweiten Hauptthyristors in den leitenden Zustand. Dem Fachmann ist klar, dass es für den Betrieb von solchen Stromrichterschaltungen ausschlaggebend ist, dass der entsprechende Hilfsthyristor zum Kommutieren eines dann leitenden Hauptthyristors in einem vorgewählten Intervall vor dem Leitendmachen verbleibenden ankommenden oder nichtleitenden Hauptthyristors eingeschaltet wird. Das ist notwendig, um das Auftreten eines «Durchschusses (shoot-through)» zu verhindern, wenn sowohl der erste als auch der zweite Hauptthyristor gleichzeitig leitend sind und die Spannungsquelle effektiv kurzschliessen. Zum Vermeiden des Auftretens eines «Kurzschlusses» wird der Hilfsthyristor üblicherweise einen festen Zeitabschnitt vor dem Zünden des verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristors in den leitenden Zustand geschaltet. Dieser feste Zeitabschnitt oder dieses feste Zeitintervall wird typischerweise ausgewählt, indem Faktoren, wie der Leistungsverlust während der Stromrichterkommutierungsintervalle, gegenüber dem Mindestzeitintervall, das zum Erzielen der Hauptthyristorkommutierung erforderlich ist, ausgeglichen werden.

Bei einem festen Zündverzögerungsintervall zwischen dem Zünden eines Hilfsthyristors und dem Zünden des verbleibenden nichtleitdenden Hauptthyristors ergeben sich unvermeidlich zunehmende Kommutierungsverluste aufgrund eines grösseren Stromrichterlaststroms. Durch Einstellen des Stromsrichter-zündverzögerungsintervalls in Abhängigkeit von einem dynamischen Schaltungsparameter, wie dem Stromrichterkommutierungsstrom oder der Quellenspannung, können solche Kommutierungsverluste jedoch beträchtlich verringert werden.

Eine solche bekannte Schaltung zum Steuern des Stromrich-terthyristorzündverzögerungsintervalls in Abhängigkeit von einem dynamischen Stromrichterschaltungsparameter ist in der US-PS 3 852 657 beschrieben. Gemäss dieser US-Patentschrift wird der Stromrichterkommutierungs(Hilfsstromrichterthyri-stor)-Strom abgefühlt und der ankommende oder verbleibende nichtleitende Thyristor leitend gemacht, wenn die Stromrichter-kommutierungsstromamplitude unter einen vorbestimmten Wert abnimmt.

Die Verringerung des Stromrichterzündverzögerüngsinter-valls für einen entsprechenden Anstieg im Stromrichterlaststrom erfolgt in der aus der US-PS 3 852 657 bekannten Anordnung durch Erhöhen der an einen dann leitenden Hauptstromrichterthyristor angelegten Kommutierungsspannung. Die erhöhte Kommutierungsspannung wird durch «Hochpumpen» oder Erhöhen des Potentials an einem Kommutierungskondensator erzielt. Das Erhöhen der Kommutierungskondensatorspannung zum Verringern des Stromrichterzündverzögerungsintervalls erfordert grosse Hochspannungskommutierungsbautei-le, die beträchtliche Leistung verbrauchen.

Das Verfahren und die zugeordnete Anordnung nach der Erfindung steuern das Stromrichterthyristorzündverzögerungs-intervall in Abhängigkeit von dem Stromrichterlaststrom und der Quellenspannung, ohne dass nennenswerte Leistung verbraucht wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine zugeordnete Anordnung zum Verändern der Verzögerung zwischen dem Zünden eines Hilfsthyristors und dem anschliessenden Zünden eines nichtleitenden Eingangshauptthyristors in einem hilfsimpulskommutierten Stromrichter zum Verringern der Stromrichterstörung (interter interference) zu schaffen.

Weiter ist es Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine zugeordnete Anordnung zum Verändern der Verzögerung zwischen dem Zünden eines Hilfsthyristors und dem anschliessenden Zünden eines nichtleitenden, ankommenden Hauptthyristors in einem hilfsimpulskommutierten Stromrichter zum Begrenzen der Stromrichterkommütierungszeit zu schaffen.

In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung enthält die Anordnung zum Steuern des Stromrichterzündverzöge-rungsintervalls in einem hilfsimpulskommutierten Stromrichter zwischen dem Einschalten eines Hilfsthyristors zum Kommutieren eines dann leitenden Hauptthyristors und dem anschliessenden Leitendmachen eines ankommenden Hauptthyristors einen Taktdauersignalgenerator zum Erzeugen eines Taktsignals, das in der Amplitude auf ein Einleitsignal hin kontinuierlich ansteigt und auf ein Beendigungssignal hin beendigt wird.

Ein Bezugsstromrichterzündverzögerungssignalgenerator, der auf den Stromrichterlaststrom anspricht, liefert ein Be-zugsstromrichterzündverzögerungssignal, das einem vorgewählten Stromrichterthyristorzündverzögerungsintervall zwischen dem Beginn des Leitens eines Hilfsthyristors und dem anschliessenden Leiten eines zuvor nichtleitenden Hauptthyristos entspricht.

Die Differenz zwischen dem kontinuierlich ansteigenden Taktsignal und dem Bezugsstromrichterzündverzögerungssignal wird durch einen Vergleicher überwacht, der an seinem Ausgang ein Digitalsignal gemäss der Differenz in der Amplitude zwischen ihnen liefert. Das Vergleicherausgangssignal und die Stromrichterhilfsthyristorsteuerimpulssignale werden an den ersten bzw. an den zweiten Eingang einer bistabilen Triggerschaltung angelegt. Gemäss einer vorgewählten Kombination von Eingangssignalen der bistabilen Triggerschaltung erzeugt die bistabile Triggerschaltung ein Verzögerungssignal, dessen Vorhandensein den ankommenden Hauptthyristor des Stromrichters daran hindert, leitend zu werden, und erzeugt Steuersignale zum Einleiten und Beendigen des kontinuierlich ansteigenden Taktsignals.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer Stromrichterschaltung des McMurray-Typs zur Verwendung bei der Erfindung,

die Fig. 2a-2h schematische Darstellungen der Stromrichterschaltung von Fig 1, welche das Leiten von Schaltungselementen während verschiedender Stromrichterbetriebsarten zeigen,

Fig. 3a ein Diagramm, in welchem der Stromrichterkommutierungsstrom über der Zeit für eine Rl-Typ-Stromrichterkom-mutierungsbetriebsartsequenz aufgetragen ist,

Fig. 3b ein Diagramm, in welchem der Stromrichterkommutierungsstrom über der Zeit für eine R1-Typ-Stromrichterkom-mutierungsbetriebsartsequenz aufgetragen ist,

die Fig. 4a u. 4b Diagramme, in denen der Stromrichterkommutierungsstrom über der Zeit für getrennte Werte des Stromrichterlaststroms aufgetragen ist,

Fig. 5a ein Blockschaltbild des Kontrollers (Reglers) nach der Erfindung für die einstellbare Verzögerung, der eine erste

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

666 773

6

Ausführungsform eines Bezugsstromrichterzündverzögerungs-signalgenerators enthält,

Fig. 5b ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform des Bezugsstromrichterzündverzögerungssignalgenerators für die Verwendung in dem Verzögerungskontroller von Fig. 5a,

Fig. 6a eine graphische Darstellung des Betriebes des in Fig. 5a gezeigten Kontrollers für die einstellbare Verzögerung,

Fig. 6b eine graphische Darstellung des Betriebes des Kontrollers von Fig. 5a für die einstellbare Verzögerung, in welchem die weitere Ausführungsform des Bezugsstromrichter-zündverzögerungssignalgenerators von Fig. 5b benutzt wird,

Fig. 7a ein Diagramm, in welchem der Stromrichterkommu-tierungsstrom über der Zeit für eine notwendige Kommutierungssequenz aufgetragen ist,

Fig. 7b ein Diagramm, in welchem der Stromrichterkommutierungsstrom über der Zeit für eine redundante Kommutierungssequenz aufgetragen ist,

Fig. 8 ein Blockschaltbild von noch einer weiteren Ausführungsform eines Kontrollers nach der Erfindung für die einstellbare Verzögerung,

Fig. 9a bzw. 9b graphische Darstellungen, die den Betrieb des Kontrollers für die einstellbare Verzögerung von Fig. 8 für eine notwendige Kommutierung bzw. für eine redundante Kommutierung zeigen,

Fig. 10 ein Blockschaltbild eines mehrphasigen Stromrichters mit mehreren einphasigen Stromrichtern des McMurray-Typs,

die Fig. IIa, IIb, 12a, 12b, 13a u. 13b Diagramme, in denen der Stromrichterkommutierungsstrom über der Zeit für jeden der beiden einphasigen Stromrichter des mehrphasigen Stromrichters von Fig. 10 aufgetragen ist und die die gegenseitige Stromrichterstörung zeigt,

Fig. 14 ein Blockschaltbild eines Kontrollers für die einstellbare Verzögerung zum Verringern der gegenseitigen Störung zwischen zwei einphasigen Stromrichtern des mehrphasigen Stromrichters von Fig. 10 und

Fig. 15 ein Blockschaltbild eines Kontrollers für die einstellbare Verzögerung zum Verringern der Störung zwischen drei sich gegenseitig störenden einphasigen Stromrichtern des mehrphasigen Stromrichters von Fig. 10.

Zur Erleichterung des Verständnisses des Aufbaus und der Arbeitsweise der Erfindung wird kurz die hilfsimpulskommu-tierte Stromrichterschaltung des McMurray-Typs betrachtet. Für eine ausführlichere Beschreibung der Arbeitsweise von Stromrichterschaltungen wird auf das oben erwähnte McMur-ray-Patent 3 027 974 verwiesen.

Fig. 1 zeigt eine Stromrichterschaltung 10 des McMurray-Typs, die aus der vorgenannten US-PS 3 027 974 bekannt ist. Ein Paar gesteuerter, unidirektional leitender Hauptschaltungselemente, nämlich Thyristoren 12a bzw. 12b, die jeweils Strom auf ein Zündsignal hin leiten, das an der betreffenden Thyristorsteuerelektrode G eingeprägt wird, sind gleichsinnig in Reihe an eine Spannungsquelle 16 fester Frequenz, welche als eine Gleichstromquelle dargestellt ist, über Leiter 18a, bzw. 18b angeschlossen. Der Einfachheit halber ist die gesamte kombinierte Induktivität der Leiter 18a und 18b in einem einzigen induktiven Element 19 zusammengefasst worden, das einen Induktivitätswert Ld hat. Parallel und gegensinnig zu jedem Thyristor 12a und 12b sind unidirektional leitende Schaltungselemente geschaltet, nämlich Dioden 20a bzw. 20b.

Ein zweites Paar gesteuerter, unidirektional leitender Schaltungselemente, nämlich Hilfsthyristoren 21a und 21b, ist ebenfalls gleichsinnig in Reihe an die Gleichstromquelle 16 über die Leiter 18a bzw. 18b angeschlossen. Die Hilfsthyristoren 21a und 21b leiten jeweils Strom auf ein Zündsignal hin, das an der betreffenden Thyristorsteuerelektrode G eingeprägt wird. Ein zweites Paar unidirektional leitender Schaltungselemente, nämlich Dioden 22a und 22b, ist gleichsinnig in Reihe an die Gleichstromquelle 16 über die Leiter 18a und 18b so angeschlossen, dass sie zu dem Thyristorpaar 21a, 21b parallel und gegensinnig geschaltet sind. Ein Dämpfungswiderstand 24 ist zwischen die Verbindungspunkte der Dioden 22a und 22b bzw. der Thyristoren 21a und 21b geschaltet. Die Funktion des Dämpfungswiderstandes 24 wird deutlich werden, wenn auf die weiter unten angebundene Arbeitsweise des Stromrichters 10 Bezug genommen wird. Die Kommutierungseinrichtung 26 enthält eine Drossel 28 und einen Kondensator 30, welche in Reihe zwischen die Verbindungspunkte der Hilfsthyristoren 21a und 21b bzw. der Hauptthyristoren 12a und 12b geschaltet sind und ausreichend Kommutierungsenergie zum Kommutieren eines der Thyristoren 12a oder 12b, was durch den Leitungszustand der Thyristoren 21a bzw. 21b festgelegt wird, speichern.

Eine Last, 32, wie beispielsweise eine Phase einer mehrphasigen Synchronmaschine, ist zwischen den Verbindungspunkt der Hauptthyristoren 12a und 12b und eine Mittenspannungsanzapfung in der Gleichstromquelle 16 geschaltet.

Die Arbeitsweise der Stromrichterschaltung 10 wird am besten unter Bezugnahme auf die Fig. 2a bis 2h verständlich. Da verschiedene Schaltungselemente während getrennter Zeitintervalle leitend sein können, sind diejenigen Schaltungselemente, die während eines spezifischen Zeitintervalls leitend sind, durch dicke Linien und ausgefüllte Flächen dargestellt, während die nichtleitenden Schaltungselemente durch dünnere Linien und nichtausgefüllte Flächen dargestellt sind. Die geeignete Sequenz von Zeitintervallen des Schaltungselementleitungszustandes wird im folgenden als Topologiebetriebsarten 1 bis 7 und 1' bezeichnet.

Die Topologiebetriebsart 1, die in Fig. 2a gezeigt ist,

herrscht während des Intervalls zwischen jedem aufeinanderfolgenden Paar von Stromrichterkommutierungen vor und nimmt im allgemeinen den Hauptteil der Halbperiode ein, während der der Thyristor 12a leitend ist. Am Anfang wird eine Spannung an der Kommutierungseinrichtung 26 eingeprägt, die Energie speichert, welche bewirkt, dass die Platte des Kondensators 30, welche mit dem Thyristor 12a verbunden ist, gegenüber der anderen Platte positiv ist. Während des Intervalls, in welchem der Hauptthyristor 12a leitend ist, fliesst ein Strom II durch die Last 32. Wenn ein Strom durch die Last 32 in einer Richtung geleitet wird, die zu dem Strom durch den Hauptthyristor 12a entgegengesetzt ist, wird die Hauptdiode 20a in Durchlassrichtung betrieben, was eine Stromleitung über die Gleichstromquelle 16 gestattet.

Zum Beginnen der Kommutierung des Thyristors 12a wird der Hilfsthyristor 21a durch ein äusseres Zündsignal eingeschaltet, das an seiner Steuerelektrode G eingeprägt wird. Das Intervall, während welchem der Hilfsthyristor 21a leitend ist, ist durch die Topologiebetriebsart 2 in Fig. 2b dargestellt. Bei leitendem Hilfsthyristor 21a löscht ein Halbsinuswellenimpuls des Stroms ic, der der in dem Kondensator 30 gespeicherten Ladung entspricht, zuerst das Leiten des Hauptthyristors 12a, (wenn dieser leitend ist) und fliesst dann weiter über die Hauptdiode 20a.

Wenn der Hauptthyristor 12b eingeschaltet wird, während die Hauptdiode 20a noch leitend ist, dann wird die Gleichstromquelle 16 durch die konzentrierte Induktivität 19 effektiv überbrückt, was durch die Topologiebetriebsart 3 in Fig. 2c gezeigt ist. Wenn jedoch die Stromleitung über die Hauptdiode 20a gelöscht wird, bevor der Hauptthyristor 12b in den leitenden Zustand geschaltet wird, wird der Laststrom II über den Hilfsthyristor 21a, die Drossel 28 und den Kondensator 30 geleitet, was in Fig. 2d gezeigt ist. Die in Fig. 2d gezeigte Topologiebetriebsart 4 hat daher nur eine Strompolarität und tritt deshalb nur als Teil eines Prozesses notwendiger Kommutierung auf. Eine notwendige Kommutierung kann als eine Kommutierungssequenz definiert werden, während welcher das Leiten des Hauptthyristors 12a oder 12b durch gespeicherte Kommutie5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

7

666 773

rungsenergie, die von der Kommutierungseinrichtung 26 geliefert wird, notwendigerweise gelöscht werden muss, wohingegen eine redundante Kommutierung als eine Kommutierungssequenz definiert wird, während welcher Laststrom über eine der Hauptdioden 20a oder 20b einen der Hauptthyristoren 12a oder 12b entsprechend kommutiert.

Die Topologiebetriebsart 5, die in Fig. 2 gezeigt ist, kann auftreten, nachdem die Stromleitung über die Hauptdiode 20a gelöscht worden ist, oder sie kann nach der Topologiebetriebsart 4 auftreten, wenn entweder der ankommende Hauptthyristor 12b eingeschaltet oder die Diode 20b leitend ist, was das Leiten eines positiven Laststroms darstellt. Die Topologiebetriebsart 5 kann sich während einer Sequenz notwendiger Kommutierung auch direkt an die Topologiebetriebsart 2 anschlies-sen. Während der Topologiebetriebsart 5 liegt der Kondensator 30 effektiv an der Gleichstromquelle 16 in Reihe mit der Drossel 28 und lädt sich bis über die Spannungsamplitude Ed der Gleichstromquelle 16 auf, weil sich in der Drossel 28 gespeicherte Energie zu der von der Gleichstromquelle 16 gelieferten Energie addiert.

Die Topologiebetriebsart 6, die in Fig. 2f dargestellt ist, tritt nach der Topologiebetriebsart 5 auf und stellt die letzte Topologiebetriebsart während der Kommutierungssequenz dar. Die Überladung des Kondensators 30, die während der Topologiebetriebsart 5 auftritt, wird über den Dämpfungswiderstand 24, die Drosselspule 28 und die in Durchlassrichtung betriebene Diode 22a zur Gleichstromquelle 16 zurückgeleitet.

Die Topologiebetriebsart 7, die in Fig. 2g dargestellt ist, tritt auf, wenn überschüssige Kondensatorladung über die Diode 22a zur Gleichstromquelle 16 zurückgeleitet wird, während sowohl der Hauptthyristor 12b als auch die Hauptdiode 20a leitend sind. Die Betriebsart 7 stellt eine Zwischenstufe der redundanten Kommutierung dar und schliesst sich an die Topologiebetriebsart 3 an, während sie entweder der Topologiebetriebsart 5 oder der Topologiebetriebsart 6 vorangeht.

Die Topologiebetriebsart Y, die in Fig. 2h gezeigt ist, schliesst sich der Topologiebetriebsart 6 an und ist während der anschliessenden Halbperiode vorherrschend. Die Topologiebetriebsart 1' ist deshalb der Topologiebetriebsart 1 analog, mit der Ausnahme, dass der Hauptthyristor 12b statt des Hauptthyristors 12a leitend ist. Entsprechend können, obgleich nicht gezeigt, Betriebsarten 2' bis T für die Kommutierungssequenz des Hauptthyristors 12b definiert werden, woran anschliessend erneut zur Topologiebetriebsart 1 zurückgekehrt wird.

Die Kommutierungssequenz von entsprechenden Topologie-betriebsarten kann, wie weiter oben erwähnt, entweder als notwendig (was erfordert, dass ein Hauptthyristor notwendigerweise gelöscht wird) oder als redundant (wobei der dann leitende Hauptthyristor früher durch Laststrom über eine entsprechende Hauptdiode kommutiert worden ist) definiert werden. Obwohl sieben mögliche Kommutierungssequenzen existieren können (vier mögliche notwendige Sequenzen und drei mögliche redundante Sequenzen), werden nur die Typ-Nl(notwendige)-Kom-mutierungssequenz und die Typ-Rl(redundante)-Kommutie-rungssequenz erläutert, während die eine oder die andere über dem grössten Teil des Laststrombereiches vorherrschend ist.

Die notwendige Kommutierungssequenz des Typs Nl entspricht einer Betriebsartsequenz der Topologiebetriebsarten 1, 2, 3, 5 und 6. Anhand der entsprechenden Figuren 2a, 2b, 2c, 2e bzw. 2f ist zu erkennen, dass die notwendige Kommutierungssequenz des Typs Nl auftritt, wenn einer der Hauptthyristoren, d.h. der Thyristor 12a oder 12b, eingeschaltet wird, bevor der durch den Kondensator 30 gelieferte Kommutierungsstromimpuls unter den Wert des Laststromes absinkt. Die Kurve des Kommutierungsstroms über der Zeit für die N-l-Typ-Kommutierungssequenz ist in Fig. 3a dargestellt. Der Augenblicksstrom in dem Hilfsthyristor 21a und der Kommutierungseinrichtung 26 ist gleich der Differenz zwischen parallelen

Punkten auf den Kurven des Kommutierungsstroms ic und des Stromrichterlaststroms II- Die Intervalle, während denen einer der Hauptthyristoren 12a, 12b und eine der Hauptdioden 20a, 20b leitend sind, sind durch die schraffierten Flächen angegeben, welche die Bezugszahl des betreffenden leitenden Schaltungselements tragen.

Die redundante Kommutierungssequenz des Typs R1 ergibt sich ebenfalls aus einer Topologiebetriebsartsequenz der Topologiebetriebsarten 1, 2, 3, 5 und 6. Die Kommutierungssequenz des Typs R1 ist mit der notwendigen Kommutierungssequenz des Typs Nl identisch, wie oben beschrieben, und unterscheidet sich von ihr nur durch die Polarität des Laststroms. Die Kommutierungssequenz R1 tritt auf, wenn ein ankommender Hauptthyristor, z.B. der Thyristor 12b, früh genug eingeschaltet wird, um den gesamten Laststrom zu leiten, bevor der redundante Kommutierungsimpuls geendet hat. Die Kurve des Kommutierungsstroms über der Zeit, die die Kommutierungssequenz R1 darstellt, ist in Fig. 3b gezeigt. Der Augenblicksstrom in dem Hilfsthyristor 21a und der Kommutierungseinrichtung 26 ist gleich der Differenz zwischen parallelen Punkten auf den Kurven des Kommutierungsstroms und des Laststroms. Wie in den Fig. 3a sind die Intervalle, während welchen der Hauptthyristor 12b und die Hauptdiode 20a leitend sind, durch die schraffierten Flächen angegeben, welche die Bezugszahl des betreffenden leitenden Schaltungselements tragen.

Zum Vermeiden des Auftretens eines «Kurzschlusses» wird das Zeitintervall zwischen dem Schalten eines der Hilfsthyristoren 21a und 21b und dem anschliessenden Schalten des verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristors 12b oder 12a in den leitenden Zustand so festgesetzt, dass eine ausreichende Zeit für die Hauptthyristorkommutierung zur Verfügung steht. Für ein festgesetztes Zeitverzögerungsintervall Ti zwischen dem Schalten eines Hilfsthyristors in den leitenden Zustand und dem anschliessenden Schalten eines nichtleitenden oder ankommenden Hauptthyristors in den leitenden Zustand ändert sich die Dauer jeder Topologiebetriebsart 2, 3, 5 und 7 in Abhängigkeit von dem Laststrom II. Das wiederum führt zu erhöhten Kommutierungsverlusten während einer notwendigen Kommutierungssequenz und zu verlängerten Kommutierungszeitintervallen während redundanter Kommutierungssequenzen, da der Laststrom in seiner absoluten Grösse zunimmt.

Da die Kommutierungssequenzen des Typs R1 und Nl topo-logisch gleich sind, existiert keine Diskontinuität zwischen To-pologiebetriebsartgrenzen bei einer Umkehr in der Belastungsstrompolarität. Aus den Fig. 2c, 3a und 3b ist zu erkennen,

dass während der Topologiebetriebsart 3 die zeitliche Änderung der Stromleitung di/dt in einem zuvor nichtleitenden Hauptthyristor, wie dem Hauptthyristor 12b, durch die Grösse Ed der Spannung der Quelle 16 und den Wert Ld der konzentrierten Induktivität 19 festgelegt wird, die die Quelle 16 während dieses Intervalls überbrückt. Infolgedessen kann di/dt folgendermas-sen ausgedrückt werden:

di/dt = Ed/Ld (1)

Die Dauer des Intervalls der Topologiebetriebsart 3 hängt von der Amplitude des Stroms ab, der in den ankommenden Hauptthyristor geschaltet werden muss. Wenn die Grösse des Laststroms II negativ ansteigt, nimmt die Dauer des Betriebs-art-3-Intervalls zu. Wenn der ankommende Hauptthyristor, wie der Thyristor 12b, in einem festen Zeitintervall nach dem Beginn der Kommutierung des dann leitenden Hauptthyristors 12a in den leitenden Zustand geschaltet wird, werden sich daher die anschliessenden Grenzbedingungen (speziell die Spannung an dem Kondensator 30) ändern, wenn sich der Laststrom ändert. Da der Kommutierungsstromimpuls von der gespeicherten Kondensatorladung abhängig ist, wird sich die Gesamtdauer des Kommutierungsintervalls ebenfalls ändern. Das ist zwar uner5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

666 773

8

wünscht, für eine feste Stromrichterzündverzögerung jedoch unvermeidlich. Wenn jedoch das anschliessende Intervall der Betriebsart 5 immer mit im wesentlichen denselben Grenzbedingungen in bezug auf sich dynamisch ändernde Komponenten der Ladung des Kondensators 30 und des Stroms der Drossel 28 beginnt, wird die Dauer des Intervalls der Betriebsart 5 konstant und unabhängig von dem Laststrom sein. Ein solches Ergebnis kann erzielt werden, indem das Zündzeitverzögerungsin-tervall zwischen dem Schalten eines Hilfsthyristors in den leitenden Zustand und dem anschliessenden Schalten eines ankommenden Hauptthyristors in den leitenden Zustand so eingestellt wird, dass die Schnittstelle zwischen den Betriebsarten 3 und 5 in einem festgesetzten Zeitintervall Tx nach dem Beginn der Kommutierung auftritt. Das kann erreicht werden, weil der Kommutierungsstromimpuls, der während der Betriebsart 2 erzeugt wird, sich während der Topologiebetriebsart 3 unbeeinflusst fortsetzt, bis die Stromleitung über eine zuvor leitende Hauptdiode, wie die Diode 20a, gelöscht wird und dadurch mit der Topologiebetriebsart 5 begonnen wird.

Das erwünschte Stromrichterverhalten, wie es oben beschrieben ist, ist in Fig. 4a graphisch dargestellt. Unter Bedingungen, unter denen der Strom II durch die Last 32 eine Grösse hat, die kleiner als Ix ist, dem Stromrichterkommutierungsstrom zur Zeit Tx, bei der die Schnittstelle zwischen den Betriebsarten 3 und 5 auftritt, steht die gewünschte Stromrichterzündverzögerungszeit Ti in Beziehung zu dem Stromrichterlaststrom Il und der Spannung Ed der Gleichstromquelle, wie es im folgenden angegeben ist. Wenn eine Zeit To so definiert ist,

dass sie das feste Zeitintervall zwischen dem Schalten eines Hilfsthyristors, wie dem Thyristor 21a, in den leitenden Zustand am Beginn der Kommutierung und das anschliessende Schalten eines Hauptthyristors, wie des Thyristors 12b, in den leitenden Zustand unter Bedingungen darstellt, unter denen der Laststrom IL null ist, dann kann die Verzögerungszeit Ti unter Bedingungen, wo der Laststrom II ungleich null ist, folgender-massen ausgedrückt werden:

T, = To + Ldli/Ed (2)

Stattdessen kann Ti ausgedrückt werden durch:

T, = Tx-Ld(Ix-IL)/Ed (3)

Unter Vernachlässigung der Verluste in der Drossel 28 und dem Kondensator 30 kann der Strom Ix folgendermassen ausgedrückt werden:

Ix = Im sin oooTx (4)

wobei Im die Scheitelgrösse des Kommutierungsstroms ist und wobei gilt eoo = 1/1/LC, wobei L die Induktivität der Drossel 28 und C die Kapazität des Kondensators 30 darstellt.

In der Praxis wird die vorherige Kondensatorüberladung abgenommen haben, so dass die Anfangsspannung an dem Kondensator 30 gleich der Grösse der Spannung Ed der Quelle 16 ist. Daher kann Im folgendermassen ausgedrückt werden:

Im = Ed/Xo (5)

mit Xo = l/ETcT

Wenn die Gleichung (5) in die Gleichung (4) eingesetzt wird, ergibt sich der Ausdruck

Ix = Ed/Xo sin a>o Tx, (6)

die zeigt, dass Ix zu der Quellenspannung Ed proportional ist. Es sei beachtet, dass für den Zustand, wenn die Grösse des Stromrichterlaststroms II kleiner als die Grösse Ix ist, wie es in

Fig. 4a gezeigt ist, der Strom durch den Kondensator 30 immer dieselbe Wellenform haben wird. Zur Zeit Tx sind die Spannung an dem Kondensator 30 und der Strom in der Drossel 28 und dem Kondensator 30 für eine feste Quellenspannung Ed fest. Die Endkondensatorspannung und die Gesamtkommutie-rungszeit sind ebenfalls zwangsläufig fest, wie es oben erläutert worden ist.

Unter Bedingungen, wenn die Grösse des Stromrichterlaststroms Il die Grösse des Stromrichterkommutierungsstroms Ix zur Zeit Tx übersteigt, wie es in Fig. 4b gezeigt ist, muss dann, wie es aus der Gleichung (4) zu erkennen ist, der dann nichtleitende Stromrichterhauptthyristor nach der Zeit Tx gezündet werden, was bewirkt, dass der Stromrichter 10 zu einer Topolo-giebetriebsartsequenz der Topologiebetriebsarten 1, 2, 4, 5 und 6 zurückgekehrt. Das verursacht eine Verringerung der Gesamt-kommutierungszeit und eine Vergrösserung in der Spitzenkon-densatorspannung.

Fig. 5a zeigt einen Kontroller oder Regler 34 zum Einstellen des Stromrichterzündverzögerungsintervalls, wie es oben beschrieben worden ist. Der Kontroller 34 für die einstellbare Verzögerung enthält eine Taktdauersignalerzeugungsschaltung, die als ein Sägezahn- oder Rampengenerator (ramp generator) 36 dargestellt ist, welcher ein kontinuierlich ansteigendes, d.h. ein rampen- oder sägezahnförmiges Signal auf ein Einleitsignal hin erzeugt, welches an dem Sägezahngeneratoreinleiteingang eingeprägt wird. Ein Beendigungssignal, das dem Beendigungseingang des Sägezahngenerators 36 zugeführt wird, beendet das Sägezahnsignal und setzt den Sägezahngenerator 36 zurück, bis ein folgendes Einleitsignal dem Einleiteingang zugeführt wird.

Eine Bezugsstromrichterzündverzögerungssignalerzeugungs-schaltung 38 ist vorgesehen, um ein Signal zu erzeugen, das in der Amplitude zu dem gewünschten Verzögerungsintervall der Dauer Ti proportional ist, wie oben erläutert. Die Bezugsstrom-richterzündverzögerungssignalerzeugungsschaltung 38 enthält eine analoge Teilerschaltung 40, die in Übereinstimmung mit einem Signal, das zu dem Stromrichterlaststrom II proportional ist, welches von einem Stromwandler (nicht gezeigt) abgenommen wird, der zu dem Stromrichter 10 und der Last 32 in Reihe geschaltet ist, und mit einer Spannung, die zu der Stromrichterquellenspannung Ed proportional ist, ein Ausgangssignal erzeugt, das zu dem Grössenverhältnis Il/Eó proportional ist. Um die Polarität des Teilerschaltungsausgangssignals während notwendiger und während redundanter Stromrichterkommutierungen positiv zu halten, ist ein Polaritätsprozessor 41 zwischen den Stromwandler und die Teilerschaltung 40 geschaltet, um die Polarität des Stromrichterlaststromsignals zu verarbeiten. Der Polaritätsprozessor 41 enthält einen Polaritätsinverter 41a, dem ein elektronischer Schalter 41b parallel geschaltet ist, welcher gemäss der Polarität der Stromrichterlastspannung, die aus Stromrichterhilfsthyristorzündimpulsen bestimmt wird, betätigt wird. Während Kommutierungen des Stromrichters 10, bei denen die Polarität der Stromrichterlastspannung negativ ist, ist der Analogschalter 41b offen, was bewirkt, dass die Polarität des Stromrichterlaststromsignals, das der Teilerschaltung 40 zugeführt wird, umgekehrt wird. Während Kommutierungen, bei denen die Polarität der Stromrichterlastspannung positiv ist, ist der Analogschalter 41b geschlossen und der Polaritätsinverter 41a wird umgangen, was zur Folge hat, dass das Stromrichter-laststromsignal, das der Teilerschaltung 40 zugeführt wird, unbeeinflusst bleibt.

Wenn die Spannungsgrösse Ed der Quelle 16 relativ konstant bleibt, kann die Teilerschaltung 40 durch ein lineares Skaliernetzwerk ersetzt werden, das so eingestellt ist, dass es das Stromrichterlaststromsignal proportional zu IL/Ed skaliert.

Das Ausgangssignal der Teilerschaltung 40 wird in einem Summierverstärker 42 zu einem Bezugssignal mit festem Wert aus einer äusseren Quelle (nicht gezeigt) addiert, das in der Amplitude zu der Zeitdauer To, wie weiter oben dargelegt, propor5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

9

666 773

tional ist, wodurch sich ein Bezugsstromrichterzündverzöge-rungssignal ergibt, das dem Ausdruck To + Ldli/Ed entspricht und an dem Schaltungspunkt 43 erscheint.

Ein Vergleicher 44 empfängt das Sägezahnsignal aus dem Sägezahnsignalgenerator 36 an dem ersten Vergleichereingang und das Bezugsstromrichterzündverzögerungssignal aus dem Bezugsstromrichterzündverzögerungssignalgenerator 38 an dem zweiten Vergleichereingang. Demgemäss liefert der Vergleicher 44 ein Digitalsignal, das die Grössendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Vergleichereingangssignal darstellt und von da aus an dem Eingang K einer bistabilen Triggerschaltung, die als ein JK-Flipflop 46 dargestellt ist, eingeprägt wird. Das J-Eingangssignal des JK-Flipflop 46 wird von dem Stromrichter 10 mit Hilfthyristorsteuerimpulsen geliefert. Der Ausgang Q des Flipflops 46 ist mit dem Stromrichter 10 und mit dem Einleiteingang des Sägezahngenerators 36 verbunden. Der Ausgang Q"des Flipflops 46 ist mit dem Beendigungseingang des Sägezahngenerators 36 verbunden. Anhand der Arbeitsweise des Kontrollers 34 für die einstellbare Verzögerung, die weiter unten dargelegt ist, wird noch besser verständlich werden, dass, wenn die J- und K-Eingangssignale, die dem Flipflop 46 zugeführt werden, eine erste vorgeschriebene Beziehung haben, das Q-Ausgangssignal auf einen Signalwert H geht, d.h. die Spannung an dem Ausgang Q auf einen Signalwert 1 geht, was bewirkt, dass der Sägezahngenerator 36 geladen und ein Verzögerungssignal dem Stromrichter 10 zum Verzögern des Leitens eines vorher nichtleitenden Hauptthyristors zugeführt wird. Wenn die J- und K-Eingangssignale, die dem Flipflop 46 zugeführt werden, eine zweite vorgeschriebene Beziehung haben, geht das Q-Ausgangssignal des Flipflops 46 auf einen Signalwert H und das Q-Ausgangssignal infolgedessen auf einen Signalwert L, d.h. die Spannung an dem Ausgang Q geht auf einen Signalwert 0. Wenn das Q-Ausgangssignal des Flipflops 46 den Signalwert L hat, wird das dem Stromrichter 10 zugeführte Verzögerungssignal unterbrochen, was bewirkt, dass der vorher nichtleitende Stromrichterhauptthyristor in den leitenden Zustand geschaltet, der Sägezahngenerator 36 entladen und das von diesem abgegebene Ausgangssignal gelöscht wird.

Eine weitere Ausführungsform 38' der Bezugsstromrichter-zündverzögerungssignalerzeugungsschaltung 38 von Fig. 5a ist in Blockform in Fig. 5b gezeigt. Anhand der Arbeitsweise dieses Bezugsstromrichterzündverzögerungssignalgenerators 38', die weiter unten dargelegt ist, wird klar werden,dass der Signalgenerator 38' ebenfalls ein Bezugsstromrichterzündverzöge-rungssignal erzeugt, das in der Amplitude zu dem Verzögerungsintervall der Dauer Ti proportional ist. Der Bezugsstrom-richterzündverzögerungssignalgenerator 38' enthält eine Teilerschaltung 40', die in Übereinstimmung mit einem Signal, das in der Amplitude zu dem Stromrichterlaststrom II proportional ist, und einer Spannung, die zu der Stromrichterquellenspannung Ed proportional ist, ein Signal erzeugt, das zu der Verhält-nisgrösse Il/Eó proportional ist. Um zu gewährleisten, dass das Ausgangssignal der Teilerschaltung 40' während notwendiger und redundanter Stromrichterkommutierungen auf der richtigen Polarität gehalten wird, ist ein Polaritätsprozessor 41' zum Verändern der Polarität des Stromrichterlaststromsignals, das der Teilerschaltung 40' zugeführt wird, vorgesehen. Der Polari-tätsprozessor 41' hat den gleichen Aufbau wie der Polaritätsprozessor 41 von Fig. 5a und stellt somit auf Hilfsthyristorsteuerimpulse des Stromrichters 10 hin die Polarität des der Teilerschaltung 40' zugeführten Stromrichterlaststromsignals ein.

Das Ausgangssignal, das durch die Teilerschaltung 40' erzeugt wird, wird dem ersten Eingang eines Summierverstärkers 42a' zugeführt. Dem zweiten Summierverstärkereingang wird ein erstes Festwertbezugssignal aus einer äusseren Quelle (nicht gezeigt) zugeführt, das zu der Grösse des Ausdruckes Ld/Xo sin (ö)o Tx) proportional ist, welches, wie die Gleichung (6) zeigt, zu Ix/Ed proportional ist. Der Summierverstärker 42a' liefert ein Ausgangssignal gemäss der Differenz in der Grösse zwischen den Signalen, die an dem ersten und an dem zweiten Eingang empfangen werden, an den ersten Eingang eines zweiten Summierverstärkers 42b'. Dem zweiten Eingang des Summierverstärkers 42b' wird ein zweites Bezugssignal aus einer zweiten äusseren Quelle (nicht gezeigt) zugeführt, das in der Amplitude zu dem Intervall der Dauer Tx proportional ist. Der Summierverstärker 42b' liefert ein Ausgangssignal, das sich gemäss der Grössendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangssignal ändert und zu dem Ausdruck Tx - Ld (Ix - Il)/E<ì proportional ist. Dieses Ausgangssignal erscheint an dem Schaltungspunkt 43, der in Fig. 5a gezeigt ist.

Die Arbeitsweise des Kontrollers für die einstellbare Zündverzögerung von Fig. 5a und des Kontrollers für die einstellbare Zündzeitverzögerung von Fig. 5a, bei dem die andere Bezugs-stromrichterzündverzögerungssignalgeneratorschaltung 38' von Fig. 5b benutzt wird, wird am besten anhand der Figuren 6a bzw. 6b verständlich. Am Anfang wird angenommen, dass der Sägezahngenerator 36 entladen ist, und dass jeder Stromrichterhilfsthyristor nichtleitend ist, was bewirkt, dass eine Spannung mit dem Signalwert 0 sowohl an dem Eingang J als auch an dem Eingang K des Flipflops 46 erscheint. Wenn ein Stromrichterhilfsthyristor in den leitenden Zustand geschaltet wird, um einen dann leitenden Stromrichterhauptthyristor zu kommutie-ren, geht das Signal an dem Eingang J des Flipflops 46 auf einen Signalwert H, was zur Folge hat, dass das Flipflop 46 seinen Zustand ändert und das Q-Ausgangssignal auf einen Signalwert H getrieben wird. Wenn das Q-Ausgangssignal auf den Signalwert H geht, wird dem Stromrichter 10 ein Verzögerungssignal zugeführt, um das Leiten des verbleibenden nichtleitenden Stromrichterhauptthyristors zu verzögern. Wenn das Q-Ausgangssignal auf einen Signalwert H geht, wird ausserdem ein Einleitsignal dem Sägezahngenerator 36 zugeführt, welches bewirkt, dass der Sägezahngenerator ein Sägezahnsignal mit der konstanten Steigung S erzeugt. Die Sägezahnsignalamplitude nimmt zu, bis sie gleich der Amplitude des Bezugssignals ist, das durch den Bezugsstromrichterzündverzögerungssignalgene-rator 38 oder 38' erzeugt wird. Wenn das der Fall ist (was durch den Schnittpunkt der Sägezahnsignalkurve mit der Last-stromgrösse II in Fig. 6a für den Verzögerungskontroller 34, der den Bezugsstromrichterzündverzögerungssignalgenerator 38 von Fig. 5a enthält, und in Fig. 6b für den Verzögerungskontroller 34 dargestellt ist, der den anderen Bezugsstromrichter-zündverzögerungssignalgenerator 38' von Fig. 5b enthält), geht das Ausgangssignal des Vergleichers 44 auf einen Signalwert H, was bewirkt, dass eine Spannung mit dem Signalwert 1 sowohl an dem J-Eingang als auch an dem K-Eingang des Flipflops 46 erscheint. Das Flipflop 46 ändert wieder seinen Zustand und beendigt das Sägezahnsignal durch Entladen des Sägezahngenerators 36 und unterbricht das Verzögerungssignal, das dem Stromrichter 10 zugeführt wird, was zur Folge hat, dass der verbleibende nichtleitende Hauptthyristor in den leitenden Zustand geschaltet wird.

Zum Vermeiden der Notwendigkeit, teuere Analogteilerschaltungen 40 und 40' in den Bezugsstromrichterzündverzöge-rungssignalgeneratoren 38 bzw. 38' zu benutzen, kann ein anderes Verfahren angewandt werden, um die Stromrichterzünd-zeitverzögerungsintervalle in Abhängigkeit von dem Laststrom so zu ändern, dass die Schnittstelle zwischen der Betriebsart 3 und der Betriebsart 5 zu einer festen Zeit Tx nach dem Beginn der Stromrichterkommutierung auftritt. Fig. 7a zeigt die Kurve des Kommutierungsstroms ic des Stromrichters 10 von Fig. 1 über der Zeit für den Zustand Il>0 (entsprechend einer notwendigen Kommutierungssequenz). Während einer notwendigen Kommutierungssequenz wird der durch einen dann leitenden Stromrichterhauptthyristor, wie den Thyristor 12a des in Fig. 1 gezeigten Stromrichters 10, fliessender Strom nach einem Zeitintervall te gelöscht. Wenn Verluste in dem Kondensator 30

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

666 773

10

und der Drossel 28 vernachlässigt werden, dann ist der Kommutierungsstrom Ic gegeben durch:

ic = lm Sin (Bot (7)

wobei Im die maximale Kommutierungsstromamplitude darstellt.

Bei einer redundanten Kommutierung (Stromrichterlaststrom negativ) wird jedoch die Kommutierungsstromkurve die Laststromkurve nicht schneiden, wie es in Fig. 7b gezeigt ist. Durch Verlängern der Kommutierungsstromkurve (wie es in Fig. 7b durch den gestrichelten Linienabschnitt gezeigt ist) kann eine «virtuelle» Löschzeit tv, die einen negativen Wert hat, mathematisch durch den Schnittpunkt der Verlängerung der Kommutierungsstromkurve mit der Stromrichterlaststromkurve definiert werden.

Wenn ein Wert t' e so definiert ist, dass er eine Grösse |t' d und eine Polarität hat, die entweder zu te oder zu tv proportional ist (entsprechend einer notwendigen bzw. redundanten Kommutierung), dann kann die Stromrichterzündzeitverzögerung der Dauer Ti zwischen dem Schalten eines Hilfsthyristors in den leitenden Zustand zum Kommutieren eines dann leitenden Hauptthyristors und dem anschliessenden Schalten eines verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristors in den leitenden Zustand folgendermassen berechnet werden. Aus den Fig. 7a und 7b und der Gleichung (7) ist zu erkennen, dass gilt:

oo0t' e = sin -1 (Ii/Im) (8)

was für kleine Winkel ausgedrückt werden kann durch

(Bot e Ä iL/Im (9)

Durch Einsetzen des früher gewonnenen Wertes für Im in Gleichung (5) ergibt sich der Ausdruck

Ii/Im = lLXo/Ed (10)

Deshalb gilt IL/Ed « o0t' e/X0 = t' e/L. (11)

Durch Einsetzen der Gleichung (11) in die Gleichung (2) ergibt sich die Zeitverzögerungsfunktion

Ti = To + t'eLd/L (12)

oder

T1 = To + Ld/Xo sin (IL/Im) (13)

Fig. 8 zeigt eine andere Ausführungsform 47 eines Kontrollers für die einstellbare Zündzeitverzögerung zum Ändern des Stromrichterzündzeitverzögerungsintervalls gemäss dem weiteren Verfahren, das oben angegeben worden ist. Der Kontroller 47 für die einstellbare Zündzeitverzögerung enthält eine Takt-dauersignalezeugungsschaltung, die als ein Rampen- oder Sägezahngenerator 48 dargestellt ist. Der Sägezahngenerator 48 erzeugt ein in der Amplitude kontinuierlich ansteigendes Signal, dessen Steigung sich gemäss der Amplitude des Einleitsignals ändert, das an seinem Einleiteingang eingeprägt wird. Dieses Signal mit kontinuierlich ansteigender Amplitude wird beendet und der Sägezahngenerator 48 wird rückgesetzt, wenn ein Beendigungssignal dem Sägezahngeneratorbeendigungseingang zugeführt wird.

Die Steigung des kontinuierlich ansteigenden Signals, das von dem Sägezahngenerator 48 erzeugt wird, wird proportional zu der Grösse (Ld/L) auf das Einleitsignal hin verändert, das von der Summierschaltung 49 aufgrund von Signalen geliefert wird, die durch den Bezugssignalgenerator 50 und eine bistabile Triggerschaltung, die als ein JK-Flipflop 51 dargestellt ist, erzeugt werden. Der Bezugssignalgenerator 50 enthält ein JK-Flipflop 52, das an dem Eingang J mit dem Stromrichter 10 verbunden ist, der in Fig. 1 gezeigt ist, um Hilfsthyristorsteuerimpulse zu empfangen. Der Eingang K des Flipflops 52 ist mit einem Stromfühler 54 verbunden, der auf Signale hin, die zu dem Stromrichterlaststrom II und dem Stromrichterkommutierungsstrom ic, welche aus Stromwandlern (nicht gezeigt) gewonnen werden, die mit dem Stromrichter 10 verbunden sind, ein Signal liefert, das die Dauer |t'ej hat, wie oben definiert.

Der Stromführer 54 enthält zwei Stromüberwacher 55a und 55b, die jeweils aus einer Zweiwegbrückengleichrichterschaltung aufgebaut sind, welche auf Signale hin, die zu ic und II proportional sind, Signale liefern, welche zu |id bzw. |Il| proportional sind. Die Ausgangssignale der Stromüberwacher 55a und 55b werden dem ersten und dem zweiten Eingang eines Vergleichers 56 zugeführt. Der Vergleicher 56 liefert gemäss Signalen, die von den Stromüberwachern 55a und 55b geliefert werden, ein Digitalsignal gemäss der Differenz zwischen |Il| und |ij an den Eingang K des Flipflops 52.

Ein Verstärker 58, der einen Verstärkerfaktor hat, welcher auf den Wert Ld/L eingestellt ist, verbindet den Ausgang Q des Flipflops 52 mit der Summierschaltung 49. Wie anhand der Arbeitsweise des anderen Kontrollers 47 für die einstellbare Verzögerung noch besser verständlich werden wird, geht während der Intervalle, während denen gilt |ic < II], das heisst während des Intervalls der Dauer |t' j das Q-Ausgangssignal des Flipflops 52 auf einen Signalwert H, was bewirkt, dass der Verstärker 58 ein Signal, das in der Grösse zu Ld/L proportional ist, an die Summierschaltung 49 abgibt, was dazu führt, dass die Steigung des durch den Sägezahngenerators 48 erzeugten Signals entsprechend inkrementiert oder dekrementiert wird.

Die Summierschaltung 49 enthält einen Summierverstärker 60 mit drei Eingängen, der einen ersten und einen zweiten Nichtinvertiereingang, einen Invertiereingang und einen Ausgang hat, welch letzterer mit dem Einleiteingang des Sägezahngenerators 48 verbunden ist. Ein elektronischer Schalter 62 verbindet den Ausgang des Verstärkers 58 entweder mit einem In-vertiereingng oder mit einem Nichtinvertiereingang des Summierverstärkers 60, je nachdem, ob der Stromrichterkommutie-rungssequenztyp notwendig oder redundant ist, was durch ein Signal festgelegt wird, welches durch den Polaritätsprozessor 41 gemäss der Polarität des Stromrichterlaststroms II und der Hilfsthyristorsteuerimpulse, die an ihn durch den Stromrichter 10 angelegt werden, erzeugt wird.

Das Ausgangssignal des Sägezahngenerators 48 wird an den ersten Eingang eines zweiten Vergleichers 66 angelegt, dessen zweites Eingangssignal ein Bezugssignal aus einer äusseren Quelle (nicht gezeigt) empfängt, das zu dem einen festen Wert aufweisenden Glied To, das weiter oben definiert worden ist, proportional ist. Der Vergleicher 66 liefert gemäss der Grössendifferenz zwischen den Eingangssignalen, die er an dem ersten und dem zweiten Eingang empfängt, ein Digitalsignal, das dem Eingang K des Flipflops 51 zugeführt wird. Der Eingang J des Flipflops 51 ist mit dem in Fig. 1 gezeigten Stromrichter 10 verbunden, um Stromrichterhilfsthyristorsteuerimpulssignale zu empfangen. Der Ausgang Q und der Ausgang"^des Flipflops 51 sind mit dem Eingang eines Verstärkers 70, dessen Verstärkungsfaktor auf eins eingestellt ist, bzw. mit dem Beendigungseingang des Sägezahngenerators 48 verbunden. Wenn die J-und K-Eingangssignale an dem Flipflop 51 einen Signalspannungswert 1 bzw. 0 haben, wird das Q-Ausgangssignal des Flipflops auf einen Signalwert H gezwungen, wodurch dem Stromrichter 10 ein Verzögerungssignal geliefert wird, um das Leiten des verbleibenden nichtleitenden Thyristors der Hauptthyristoren 12a, 12b zu verzögern, und ausserdem ein Einleitsignal, das über die Summierschaltung 49 an den Einleiteingang des Sägezahngenerators 48 angelegt wird. Wenn die J- und K-Eingangssignale, die dem JK-Flipflop 51 zugeführt werden, einen Signal5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

11

666 773

spannungswert 0 bzw. 1 haben, wird das Q-Ausgangssignal auf einen Signalwert H getrieben und das Q-Ausgangssignal geht auf einen Signalwert L, was zur Folge hat, dass das an den Stromrichter 10 angelegte Verzögerungssignal unterbrochen wird und dass ein Stromrichterhauptthyristor gezündet wird. Ausserdem wird, wenn das Q-Ausgangssignal des Flipflops 51 auf einen Signalwert L geht, das Sägezahnsignal des Sägezahngenerators 48 beendigt. Das Flipflop 51 steuert somit das Einleiten und Beendigen des Sägezahnsignals.

Die Arbeitsweise des in Fig. 8 gezeigten alternativen Verzögerungskontrollers 47 wird am besten anhand der Fig. 9a und 9b verständlich. Am Anfang wird angenommen, dass die Ausgangssignale der Vergleicher 56 und 66 einen Signalwert L haben und dass beide Stromrichterhilfsthyristoren nichtleitend sind, was bewirkt, dass das J-Eingangssignal und das K-Ein-gangssgnal dçr Flipflops 51 und 52 beide einen Signalspannungswert 0 haben. Wenn ein Hilfsthyristor in dem Stromrichter 10 von Fig. 1 in den leitenden Zustand geschaltet wird, um einen dann leitenden Hauptthyristor zu kommutieren, erreichen die entsprechenden J-Eingangssignale der Flipflops 51 und 52 beide einen Signalspannungswert 1, der zur Folge hat, dass das Q-Ausgangssignal jedes Flipflops auf einen Signalwert H geht. Wenn das Q-Ausgangssignal des Flipflops 51 einen Signalwert H hat, wird ein Signal an den Stromrichter 10 zum Verzögern des Leitens eines verbleibenden nichtleitenden Stromrichterhauptthyristors abgegeben. Darüber hinaus empfängt, wenn das Q-Ausgangssignal des Flipflops 51 einen Signalwert H hat, der Sägezahngenerator 48 ein Einleitsignal über die Verstärker 70 und 60 und liefert daraufhin ein Sägezahnsignal (ramp signal). Wenn das Q-Ausgangssignal des Flipflops 52 zu dieser Zeit einen Signalwert H hat, wird das Einleitungssignal des Sägezahngenerators 48 durch das Verhältnis Ld/L gemäss der Polarität des verarbeiteten Stromrichterlaststromsignals I' l inkre-mentiert oder dekrementiert, was durch den Polaritätsprozessor 41 gemäss der Polarität des Stromrichterlaststroms und der Stromrichterlastspannung festgelegt wird. Wenn die Stromrichterlastspannung und der Stromrichterlaststrom dieselbe Polarität haben, was einer Sequenz notwendiger Kommutierung entspricht, bewirkt somit der Polaritätsprozessor 41, dass der Analogschalter 62 den Ausgang des Verstärkers 58 mit dem ersten Invertiereingang des Summierverstärkers 60 verbindet, was dazu führt, dass die Steigung des Sägezahnsignals entsprechend dekrementiert wird, wie es in Fig. 9a gezeigt ist. Ebenso, wenn die Stromrichterlastspannung und der Stromrichterlaststrom die entgegengesetzte Polarität haben, was einer Sequenz redundanter Kommutierung entspricht, wird die Steigung des Sägezahnsignals des Sägezahngenerators 46 proportional zu Ld/L inkre-mentiert, wie es in Fig. 9b gezeigt ist. Die Steigung S des Sägezahnsignals wird während eines Intervalls der Dauer |t' d entsprechend dem Zustand |id <|Il| inkrementiert oder dekrementiert, wie oben beschrieben. Wenn |ij gleich |Il| ist, geht das Ausgangssignal des Vergleichers 56 auf einen Signalwert H, was zur Folge hat, dass das Flipflop 52 seinen Zustand ändert und sein Q-Ausgangssignal auf einen Signalwert H treibt. Die Sägezahnsignalamplitude des Sägezahngenerators 48 steigt weiterhin an, aber mit einer festen Steigung S, bis die Amplitude des Sägezahnsignals gleich dem Produkt der Steigung S und der Amplitude des Festwertbezugssignals To ist, wobei dann zu diesem Zeitpunkt das Ausgangssignal des Vergleichers 66 auf einen Signalwert H geht, was bewirkt, dass das Flipflop 51 wieder seinen Zustand ändert. Da das Q-Ausgangssignal des Flipflops 51 nun auf einem Signalwert H ist, wird der Sägezahngenerator 48 entladen und das Verzögerungssignal an dem Stromrichter 10 wird unterbrochen, was dazu führt, dass der dann nichtleitende Hauptthyristor in dem Stromrichter in den leitenden Zustand geschaltet wird.

Die Arbeitsweise des Kontrollers 47 für die einstellbare Zündverzögerungszeit kann etwas verbessert werden, indem das

Ausgangssignal des Stromüberwachers 55a gegenüber dem des Stromüberwachers 55b etwas verstärkt wird. Das führt zu einer Verringerung der Grösse des Zeitintervalls |te'| und zu einer engeren Annäherung der Gleichung (8) an die Gleichung (9).

Die vorstehende Beschreibung, die ein Verfahren und eine zugeordnete Anordnung zum Regeln des Stromrichterzündzeit-verzögerungsintervalls betrifft, ist nur auf einen einphasigen Stromrichter gerichtet worden. In vielen Fällen ist es erwünscht, eine mehrphasige Belastung, wie beispielsweise eine Synchronmaschine, aus einer einzigen Spannungsquelle zu speisen, was somit mehrere einzelne einphasige Stromrichterschaltungen erfordert, die jeweils an die Spannungsquelle angeschlossen sind, um abwechselnd Strom zu jeder Phase einer mehrphasigen Belastung zu leiten.

Fig. 10 zeigt einen mehrphasigen Stromrichter 72, der mit einer Spannungsquelle, wie der Gleichstromquelle 16, über Leiter 74a und 74b verbunden ist. Der Stromrichter 72 besteht typischerweise aus mehreren einzelnen Phasenstromrichtern 10a, 10b, 10c, ... lOn des McMurray-Typs, deren Anzahl gleich N ist, d.h. gleich der Phasenzahl einer mehrphasigen Last 76, wobei jeder Stromrichter Strom zu einer Maschinenphase 76a, 76b, 76c, ... bzw. 76n leitet. Jeder Phasenstromrichter 10a, 10b, 10c ... lOn ist über ein Paar Phasenstromrichterleiter 18a und 18a', 18b und 18b', 18c und 18c', ... 18n und 18n' mit den Leitern 74a bzw. 74b verbunden, so dass sie an die Quelle 16 angeschlossen sind. Zur Vereinfachung der Beschreibung des Stromrichters 72 ist die Gesamtinduktivität von jedem Paar Phasenstromrichterleitern, wie den Leitern 18a und 18a', durch eine einzige konzentrierte Induktivität, wie die Induktivtät 19a, dargestellt, die eine Grösse Li hat. Ebenso ist die Gesamtinduktivität der Leiter 74a und 74b durch eine einzelne konzentrierte Induktivität 75 dargestellt, die eine Grösse Lm hat.

Anhand der Fig. 2c, 2e, 2f und 2g ist zu erkennen, dass jeder einzelne Phasenstromrichter, wie der Stromrichter 10a von Fig. 10, beim Kommutieren die an jeden der übrigen Phasenstromrichter 10b, 10c, ... lOn angelegte Eingangsspannung stört, wenn der Stromrichter 10a in den Topologiebetriebsarten 3, 5, 6 oder 7 ist. Dieser Effekt wird jedoch klein sein, wenn nicht zwei oder mehr als zwei Phasenstromrichter gleichzeitig kommutieren. Unter Bedingungen, bei denen nur einer der Phasenstromrichter 10a-10n, wie der Phasenstromrichter 10a, kommutiert, kann aus der Fig. 2c und 10 abgeleitet werden, dass die Grösse der Gesamtinduktivität, die die Gleichstromquelle 16 während Intervallen der Topologiebetriebsart 3 des Stromrichters 10a überbrückt, die Summe aus Li, der Grösse der dem Stromrichter 10a zugeordneten Induktivität 19a, und Lm, der Grösse der konzentrierten Phaseninduktivität der Leiter 74a und 74b, ist. Die weiter oben angegebene Analyse für den Fall eines einzelnen Stromrichters bleibt deshalb gültig, wenn der Ausdruck Lm + Li für das Glied Ld eingesetzt wird, was ergibt

Lm + Li = Ld (14)

Wenn zwei oder mehr als zwei einzelne Phasenstromrichter, wie die Phasenstromrichter 10a und 10b, die in Fig. 10 gezeigt sind, gleichzeitig kommutieren, kommt es zu keiner Störung zwischen den Phasenstromrichtern, wenn nur einer von ihnen, wie der Phasenstromrichter 10a, in einer der Topologiebetriebsarten 3, 5, 6 und 7 ist, weil die konzentrierte Phaseninduktivität, wie die Induktivität 19a, die dem Phasenstromrichter 10a zugeordnet ist, keinen Einfluss auf andere Phasenstromrichter, wie den Phasenstromrichter 10b, haben wird, wenn diese kommutieren und in einer Betriebsart sind, bei der es sich um keine der Topologiebetriebsarten 3, 5, 6 oder 7 handelt.

Die grösste Störung zwischen einzelnen Phasenstromrichtern, die gleichzeitig kommutieren, ergibt sich, wenn zwei oder mehr als zwei Phasenstromrichter, wie die Phasenstromrichter 10a und 10b, beide in den Topologiebetriebsarten 3 oder 7 sind.

s io

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

666 773

12

Der Grund dafür ist, dass die einzelne konzentrierte Phaseninduktivität, wie in Induktivität 19a, die einem einzelnen Phasenstromrichter, wie dem Phasenstromrichter 10a, zugeordnet ist, effektiv die Quelle 16 und die Induktivität 75 überbrückt, während Strom durch einen Stromrichterhauptthyristor-eines anderen Stromrichters geleitet wird. Für N Phasenstromrichter, von denen jeder in der Topologiebetriebsart 3 oder 7 ist, ist die Spannung Ei an jeder der einzelnen Phaseninduktivitäten 19a, 19b, 19c, ... 19n durch folgenden Ausdruck gegeben:

Ei = EdLi/(NLm + Li) (15)

während die zeitliche Änderung der Stromübertragung über jede einzelne Phaseninduktivität gegeben ist durch di/dt = Ei/Li = Ed/(NLm + Lj) (16)

Die Zeit At für die Übertragung eines Stroms Ài ist gegeben durch

At = Ai (NLm + Lj)/Ed (17)

Aus der Gleichung (17) ist somit zu erkennen, dass der Effekt von zwei oder mehr als zwei einzelnen Phasenstromrichtern, wie den Phasenstromrichtern 10a und 10b, die kommutieren und gleichzeitig in der Topologiebetriebsart 3 oder 7 sind, ein Anstieg in der Zeit At ist, die für die Stromübertragung über den vorher nichtleitenden Hauptthyristor jedes Stromrichters erforderlich ist. Das Ausdehnen der Zeit, die für die Stromübertragung erforderlich ist, kann dazu führen, dass ein vorher nichtleitender Stromrichterhauptthyristor vorzeitig gezündet wird, was zur Folge hat, dass der Stromrichter in eine unerwünschte Topologiebetriebsartsequenz zurückkehrt.

Eine gewisse Störung tritt auf, wenn zwei oder mehr als zwei einzelne Phasenstromrichter, die gleichzeitig kommutieren, jeweils entweder in dem Topologiezustand der Betriebsart 5 (dem Kondensatorladeintervall) oder dem Topologiezustand der Betriebsart 6 (dem Kondensatorentladeintervall) sind. Die Auswirkung dieser Störung ist klein, weil nur die Spannungsdifferenz zwischen der Spannung Ed der Quelle 16 und der Spannung an jeder inneren Phasenstromrichterkapazität an der zugeordneten konzentrierten Induktivität 19a, 19b, 19c, ... bzw. 19n erscheint. Da die Gesamtauswirkung einer solchen Störung gering ist, wird sie vernachlässigt, um die unten angegebene Analyse zu vereinfachen.

Die Leistungsfähigkeit eines einzelnen Phasenstromrichters kann, wie weiter oben erwähnt, verbessert und unerwünschte Intervalle der Topologiebetriebsart 7 können eliminiert werden, indem die Stromrichterzündzeitverzögerung Ti so verändert wird, dass die Schnittstelle zwischen den Betriebsarten 3 und 5 in einem festen Zeitintervall Tx nach dem Beginn der Kommutierung auftritt. Es kann deshalb angenommen werden, dass eine nennenswerte gegenseitige Störung nur auftritt, wenn zwei oder mehr als zwei Phasenstromrichter, wie beispielsweise die Phasenstromrichter 10a und 10b, die jeweils in der Topologiebetriebsart 3 sind, gleichzeitig kommutieren, und dass diese Störung zu null gemacht werden kann, indem das Stromrichterzündverzögerungsintervall für jeden Phasenstromrichter so eingestellt wird, dass die verringerte Stromübertragung kompensiert wird, so dass die Schnittstelle zwischen der Betriebsart 3 und der Betriebsart 5 für jeden Phasenstromrichter in einem festen Zeitintervall Tx nach dem Beginn der Kommutierung auftritt. Zur Vereinfachung der Analyse wird am Anfang angenommen, dass nur zwei einzelne Phasenstromrichter, wie die Phasenstromrichter 10a und 10b, sich zu einer bestimmten Zeit gegenseitig stören.

Fig. IIa und 1 lb zeigen die mit A und B bezeichneten Kommutierungsstromkurven für zwei sich gegenseitig störende

Phasenstromrichter, wie die Phasenstromrichter 10a bzw. 10b von Fig. 10. Der gezeigte Zustand ist ein Zustand vollständiger Überlappung während gleichzeitigen Auftretens der Betriebsart-3-Topologiezustände innerhalb jedes Stromrichters, was erfolgt, wenn der von dem Phasenstromrichter 10a gelieferte Laststrom Ila den von dem Phasenstromrichter 10b gelieferten Laststrom Ilb übersteigt. Während des Intervalls der gleichzeitigen Be-triebsart-3-Topologiezustände jeweils in den Stromrichtern 10a und 10b ist die tatsächliche zeitliche Änderung der Stromübertragung di' /dt' über den vorher nichtleitenden Hauptthyristor jedes Stromrichters, wie durch die Steigung des verdickten Linienabschnittes dargestellt, kleiner als die zeitliche Änderung der Stromübertragung di/dt, die durch die Steigung des gestrichelten Linienabschnittes dargestellt ist, wie sie auftreten würde, wenn die Betriebsart-3-Topologiezustände jedes Stromrichters nicht gleichzeitig sind.

Zum Verbessern des Betriebes des mehrphasigen Stromrichters 72 von Fig. 10 wird vorausgesetzt, dass es erwünscht ist, die Stromrichterzündzeitverzögerungsintervalle jedes einzelnen der Phasenstromrichter 10a-10n so zu verändern, dass die Schnittstelle zwischen den Topologiebetriebsarten 3 und 5 für jeden Stromrichter zu einer festen Zeit Tx nach dem Einleiten der Stromrichterkommutierung auftritt, wie oben erläutert. Ohne gegenseitige Stromrichterstörung ist die Dauer der Betriebs-art-3-Übergangsintervalle t3 für jeden Stromrichter (definiert als die Differenz zwischen Tx und Ti) gegeben, wenn der Wert von Ld, der in der Gleichung (14) gewonnen wird, in das letzte Glied der Gleichung (3) eingesetzt wird, woraus folgt:

t3a = (Lm + Li) (Ix - ILA)/Ed (18)

t3b = (Lm + Li) (IX - ILB)/Ed (19)

wobei t3a und t3b die Betriebsart-3-Übertragungsintervalle für die Phasenstromrichter 10a bzw. 10b sind. Wenn beachtet wird, dass Ti gleich der Differenz zwischen Tx und t3 ist, wird im Vergleich mit der Gleichung (3) deutlich, dass die Zündverzögerungszeit für jeden der nichtstörenden Phasenstromrichter 10a und 10b von Fig. 10 im Verhältnis zu dem Glied Lm + Li vorverlegt werden muss.

Für den Fall von zwei sich gegenseitig störenden Phasenstromrichtern ist die Gleichung (17) während der Zeit vorherrschend, während der beide Stromrichter in der Topologiebetriebsart 3 sind. Daher ist das t3-Übertragungsintervall für den Phasenstromrichter 10a, das mit t'3a bezeichnet ist, unter den in Fig. IIa dargestellten Bedingungen gegeben durch:

t' 3a = (2Lra + Li) (Ix - lLA)/Ed oder t' 3a = t3a + t3a [Lm/(Lm + Li)] (20)

Die gegenseitige Störung zwischen den Phasenstromrichtern 10a und 10b von Fig. 10 verursacht dieselbe zeitliche Änderung der Stromübertragung in dem Stromrichter 10b wie in dem Phasenstromrichter 10a während des Zeitintervalls t'3a, wobei der Stromanstieg während des übrigen Zeitintervalls mit der normalen zeitlichen Änderung erfolgt. Das t3-Übertragungsin-tervall für den Stromrichter 10b wird daher mit t' 3b unter den in Fig. 1 lb gezeigten Bedingungen bezeichnet:

t' 3b = t' 3a + (Lm + Li) [(Ix - lLA)]/Ed oder t' 3b = t3b + t3a Lm/ (Lm + (Ix - Ilb) - Li (21)

Zum Kompensieren dieses Falles von zwei sich gegenseitig störenden Phasenstromrichtern müssen die einzelnen Zündverzögerungszeitintervalle Ti für jeden Stromrichter um den Faktor Lm (Ix - IiA)/Ed vorverlegt werden.

Aus den Fig. IIa und IIb ergibt sich für den Bereich des Zeitintervalls U zwischen dem Beginn der Kommutierung in dem Phasenstromrichter 10a und dem Beginn der Kommutie5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

13

666 773

rung in dem Phasenstromrichter 10b, der das Betriebsart-3-In-tervali des Phasenstromrichters 10b veranlasst, das Betriebsart-3-Intervall des Phasenstromrichters 10a vollständig zu überlappen,

0 < tA < t' 3b - t' 3a oder 0 < tA < t3b - t3a oder 0 < ta < (Lm + Li) (Ila — Ilb)/Ecì (22)

für Werte von tA < 0 oder tA > t3b - t3a tritt eine teilweise Überlappung der Betriebsart-3-StromübertragungsintervaIle auf. Negative Werte von tA besagen, dass der Phasenstromrichter 10b vor dem Phasenstromrichter 10a kommutiert.

Der Fall der teilweisen Überlappung der Betriebs-art-3-StromübertragungsintervalIe für die Bedingungen Ila > Ilb und Ila < Ilb sind in der Fig. 12a und 12b bzw. 13a und 13b dargestellt. Aus einer Betrachtung der Fig. 12b ergibt sich, dass das Betriebsart-3-Stromübertragungsintervall t' 3b für den Phasenstromrichter 10b folgendermassen berechnet werden kann. Nachdem die Stromübertragung (Betriebsart 3) in dem Phasenstromrichter 10a von Fig. 10 abgeschlossen ist, setzt sich die Stromübertragung in dem Phasenstromrichter 10b von Fig. 10 mit ihrer normalen Geschwindigkeit in einem Zeitintervall fort, das gleich ta ist. Die Grösse des übertragenen Stroms, Ia, der während der Zeit tA übertragen worden ist, ist durch folgenden Ausdruck gegeben:

Ia = EdtA/(Lm + Li) (23)

Der Strom AI, der während des vorherigen Überlappungszustandes übertragen worden ist, kann folgendermassen ausgedrückt werden:

AI = Ix - Ilb - Ia (24)

wobei die Zeit, die für diese Übertragung erforderlich ist, durch die Gleichung (17) mit N = 2 gegeben ist. Somit ist aus den Gleichungen (17), (23) und (24) das Stromübertragungsintervall t' 3b gegeben durch

Ed tA 2Lm + Li t'3b = (Ix - Ilb ) ( ) + ta (25)

Lm Lj Ed

Aus der Gleichung (25) ergibt sich zusammen mit der Gleichung (19) die Beziehung t' 3b + 0-3b - tA) ( ) (26)

Lm L;

Ebenso wird unter den Bedingungen, die in Fig. 12a angegeben sind, das Übertragungsintervall t' 3a in demselben Ausmass [(t3b - tA) Lm/(Lm + Li)] vorverlegt, woraus folgt t' 3a = t3a + (t3b ~ tA) Lm/(Lm + Lj) (27)

Aus den Fig. 12a und 12b ist zu erkennen, dass die Gleichungen (26) und (27) über dem Intervall vorherrschen werden, wenn gilt t3b - t3a < tA < Î3b (28)

weil keine Überlappung der Betriebsart-3-Intervalle auftritt, wenn gilt tA > t3b-

Aus den Fig. 13a und 13b ist zu erkennen, dass die Betriebs-art-3-Zeitintervalle t' 3b und t' 3a für die Bedingung Ila < Ilb ebenfalls durch die Gleichungen (26) und (27) gegeben sind, mit der Ausnahme, das s für den Gültigkeitsbereich nun gilt

0 < tA < t3b (29)

Zum Berechnen der Zündverzögerung gemäss dem obigen Verfahren für die einzelnen Stromrichterlaststromzustände muss die Stromrichterstörung vor ihrem Auftreten vorhergesagt werden, die korrekte Kompensation muss berechnet werden und die Stromrichterzündzeitverzögerungsintervalle müssen entsprechend eingestellt werden.

Gemäss Fig. 14 enthält ein Kontroller 100 für die einstellbare Zündzeitverzögerung, der die Zeitverzögerungsintervalle für zwei sich gegenseitig störende Phasenstromrichter, wie die Phasenstromrichter 10a und 10b in dem mehrphasigen Stromrichter 72 von Fig. 10, regelt, zwei gleiche Einphasenverzögerungskon-troller 134a und 134b für die einstellbare Zündzeitverzögerung. Da beide Verzögerungskontroller 134a und 134b gleich aufgebaut sind, werden nur die Einzelheiten des Verzögerungskontrollers 134a angegeben. Der Verzögerungskontroller 134a enthält einen Rampen- oder Sägezahngenerator 136 zum Erzeugen eines Rampen- oder Sägezahnsignals mit fester Steigung an dem Anschluss 137 auf ein Einleitsignal hin, das an dem Einleitein-gang eingeprägt wird. Der Sägezahngenerator 136 wird auf ein an dem Beendigungseingang eingeprägtes Beendigungssignal hin zurückgesetzt und das Ausgangssignal wird beendet.

Eine Bezugsstromrichterzündverzögerungssignalerzeugungs-schaltung 138 ist vorgesehen, um ein Bezugsstromrichterzünd-verzögerungssignal zu erzeugen, das in seiner Dauer proportional zu dem Intervall Ti ist, wie weiter oben dargelegt. Der Be-zugsstromrichterzündverzögerungssignalgenerator 138, der innerhalb des Verzögerungskontrollers 134a gezeigt ist, enthält eine Teilerschaltung 140, die mit einem der Phasenstromrichter 10a und 10b verbunden ist, um ein von einem Stromwandler (nicht gezeigt) abgenommenes Signal, das zu dem Phasenstrom-richterlaststrom proportional ist, und eine Spannung zu empfangen, die zu der Stromrichterquellenspannung Ed proportional ist. Die Teilerschaltung 140 liefert auf Eingangssignale hin, die zu dem Stromrichterlaststrom und zu der Stromrichterquellenspannung proportional sind, ein Signal an dem Ausgang, das zu dem Grössenverhältnis des Stromrichterlaststroms zu der Stromrichterquellenspannung proportional ist. Um zu gewährleisten, dass die Polarität des Stromrichterlaststromsignals, das von der Teilerschaltung 140 empfangen wird, so eingestellt ist, dass die Polarität des Teilerschaltungsausgangssignals für die betreffenden Stromrichterkommutierungssequenzen (notwendige oder redundante) geeignet bleibt, ist ein Polaritätsprozessor 141, der aus einem Polaritätsinverter 141a besteht, welchem ein elektronischer Schalter 141b parallel geschaltet ist, der auf Stromrichterhilfsthyristorsteuerimpulse anspricht, zwischen den Stromwandler und die Teilerschaltung 140 geschaltet, um die Polarität des der Teilerschaltung 140 zugeführten Laststromsignals einzustellen. Während der Intervalle, während denen die Stromrichterlastspannung und der Laststrom entgegengesetzte Polarität haben (entsprechend einer redundanten Kommutierung), bleibt der elektronische Schalter 141b offen, was zur Folge hat, dass der Polaritätsinverter 141a die Phasenstrom-richterlaststromsignale, die an die Teilerschaltung 140 angelegt werden, umkehrt, wohingegen während Intervallen, in denen die Stromrichterlastspannung und der Laststrom dieselbe Polarität haben (eine notwendige Stromrichterkommutierung), der Schalter 141b «geschlossen» ist und den Polaritätsinverter 141a überbrückt, wodurch die Polarität des an die Teilerschaltung 140 angelegten Laststromsignals unbeeinflusst bleibt.

Der Ausgang der Teilerschaltung 140 ist mit dem ersten oder Invertiereingang eines Summierverstärkers 142 verbunden, während der zweite oder Nichtinvertiereingang des Summierverstärkers 142 ein Bezugssignal festen Wertes aus einer äusseren

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

666 773

14

Quelle (nicht gezeigt) empfängt, das in der Amplitude zu dem Ausdruck Ldlx/Ed proportional ist. Der Summierverstärker 142 liefert an einem Ausgangsanschluss 143 ein Zwischenbezugssignal, das in der Amplitude zu dem Ausdruck Ld(Ix-Ii.*)/Ed proportional ist, wobei II* der Phasenstromrichterlaststrom ist, der von einem zugeordneten Phasenstromrichter 10a oder 10b von Fig. 10 geliefert wird. Das Ausgangssignal, das von dem Summierverstärker 142 geliefert wird, wird an den ersten Invertiereingang eines zweiten Summierverstärkers 144 angelegt. Ein Bezugssignal aus einer weiteren äusseren Quelle (nicht gezeigt), das in der Grösse zu der Dauer von Tx proportional ist, wird an einem Nichtinvertiereingang des Summierverstärkers 144 eingeprägt, während der zweite Invertiereingang 142 ein Rampen- oder Sägezahnkompensationssignal empfängt, das zu Lm/Ld proportional ist. Der Summierverstärker 144 liefert ein Bezugsstromrichterzündverzögerungssignal, das zu der Differenz zwischen der Summe aus den an den ersten und den zweiten Invertiereingang angelegten Signalen und dem an den Nichtinvertiereingang angelegten Eingangssignal proportional ist.

Ein Vergleicher 148 empfängt die Ausgangssignale aus dem Summier Verstärker 144 und dem Sägezahngenerator 136 und liefert ein Digitalsignal entsprechend der Grössendifferenz zwischen ihnen an den Eingang K eines JK-Flipflops 150. Der Eingang J des Flipflops 150 empfängt Hilfsthyristorsteuerimpulse aus dem Stromrichter 10a und ist mit dem Polaritätsprozessor 141 verbunden. Das Flipflop 150 ist an dem Q-Ausgang 152 mit dem Stromrichter 10a und mit dem Einleiteingang des Sägezahngenerators 136 verbunden. Wenn die an dem J- und an dem K-Eingang des Flipflops 150 eingeprägten Signale den Signalwert H bzw. L haben, gibt das Flipflop 150 an seinem Ausgang Q ein Signal, das in der Dauer zu dem Zeitintervall Ti proportional ist, an den der Stromrichter 10a ab, um das Leiten eines Stromrichterhauptthyristors zu verzögern und den Betrieb des Sägezahngenerators 136 einzuleiten. Das Flipflop 150 ist ausserdem an dem Q-Ausgang 154 mit dem Beendigungseingang des Sägezahngenerators verbunden und liefert ein Signal zum Beendigen des durch den Sägezahngenerator 136 erzeugten Sägezahnsignals, wenn die J- und K-Eingangssignale an dem Flipflop 150 den Signalwert L bzw. H haben.

Zwei Kompensationstriggerschaltungen 156a und 156b sind vorgesehen, um das Vorhandensein einer Störung zwischen den Phasenstromrichtern 10a und 10b von Fig. 10 zu bestimmen und anschliessend einen Kompensationssignalgenerator (der im folgenden beschrieben ist) während des Intervalls der Störung zwischen den Phasenstromrichtern zu triggern. Die Kompensationstriggerschaltungen 156a und 156b sind gleich, weshalb nur die Einzelheiten der Kompensationstriggerschaltung 156a angegeben werden. Die Kompensationstriggerschaltung 156a enthält einen Vergleicher 158 und ein JK-Flipflop 160. Der erste Eingang 159a des Vergleichers 158 der Eingangskompensationstrig-gerschaltung 156a ist mit dem Sägezahngeneratorausgang 137 des Verzögerungskontrollers 134a verbunden, während der zweite Kompensationstriggerschaltungsvergleichereingang 159b mit dem Summierverstärkerausgangsanschluss 143 des Verzögerungskontrollers 134b verbunden ist. Ebenso ist der erste Vergleichereingang 159a der Kompensationstriggerschaltung 156b mit dem Sägezahngeneratorausgang 137 des Verzögerungskontrollers 134b verbunden, während der zweite Kompensations-triggerschatungsvergleichereingang 159b mit dem Summierver-stärkerausgang 143 des Verzögerungskontrollers 134a verbunden ist. Der Eingang K des Flipflops 160 ist mit dem Ausgang des Vergleichers 158 verbunden, während der Eingang J des Flipflops 160 das Verzögerungssignal aus dem Verzögerungskontroller 134a empfängt. Das Zeitintervall, während welchem das Q-Ausgangssignal jedes Flipflops innerhalb jeder Kompensationstriggerschaltung 156a bzw. 156b auf einem dem Signalwert 1 entsprechenden Spannungswert ist, entspricht dem Zeitintervall, während welchem die Verzögerungskontroller 134a und 134b jeweils kompensiert werden müssen, um eine gegenseitige Stromrichterstörung zu verringern. Die Ausgangssignale der Kompensationstriggerschaltungen 156a und 156b werden an die Eingänge eines mit zwei Eingängen versehenen NAND-Gat-ters 164 angelegt, dessen Ausgang mit dem Einleiteingang eines Kompensationssignalgenerators 166 verbunden ist.

Der Kompensationssignalgenerator 166, der aus einem Rampen- oder Sägezahngenerator 168 besteht, welcher mit einem Kompensationsverstärker 170 mit einem zu Lm/Ld proportionalen Verstärkungsfaktor verbunden ist, liefert auf ein Eingangssignal an dem Einleiteingang hin ein Kompensationssignal zum Verringern des Stromrichterzündverzögerungsintervalls, wobei dieses Signal an den zweiten Summierverstärkerin-vertiereingang 147 der Verzögerungskontroller 134a und 134b angelegt wird. Auf ein Beendigungssignal hin, das an dem Ausgang 154 jedes Verzögerungskontrollers 134a bzw. 134b geliefert und über ein NAND-Gatter 172 empfangen wird, wird der Kompensationssägezahngenerator 168 rückgesetzt und sein Ausgangssignal beendet.

Die Arbeitsweise des Verzögerungskontrollers 100 wird nun angegeben, wobei angenommen wird, dass die J- und K-Ein-gangssignale an den Flipflops 150 bzw. 160 jeweils am Anfang einen Signalwert L haben und dass die Sägezahngeneratoren 136 und 168 jeweils entladen sind. Zum Vereinfachen der Erläuterung der Arbeitsweise des Verzögerungskontrollers 100 wird angenommen, dass der Hilfsthyristor innerhalb jedes Ein-phasenstromrichterpaares, wie den Einphasenstromrichtern 10a und 10b, die in Fig. 10 gezeigt sind, gleichzeitig gezündet wird, um einen dann leitenden Stromrichterhauptthyristor zu kommutieren.

Wenn der entsprechende Hilfsthyristor in jedem der Stromrichter 10a bzw. 10b von Fig. 10 in den leitenden Zustand geschaltet wird, wird das Signal an dem J-Flipflopeingang von jedem der Verzögerungskontroller 134a bzw. 134b auf einen dem Signalwert 1 entsprechenden Spannungswert getrieben, wodurch das Q-Ausgangssignal jedes Flipflops auf einen Signalwert H gezwungen wird. Wenn das Q-Ausgangssignal des Flipflops einen Signalwert H hat, erzeugen die Verzögerungskontroller 134a und 134b jeweils ein Verzögerungssignal an dem Ausgangsanschluss 152, das einem zugeordneten Stromrichter zugeführt wird, um die Stromleitung des verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristors zu verzögern. Das Flipflop innerhalb jeder Kompensationstriggerschaltung 156a und 156b ändert auf das Vorhandensein eines an dem J-Eingang empfangenen Verzögerungssignals hin seinen Zustand und leitet somit den Betrieb des Sägezahngenerators 168 des Kompensationsgenerators 166 ein. Der Kompensationssägezahngenerator 168 erzeugt daraufhin ein Kompensationssägezahnsignal, das, wenn es durch den Verstärker 170 verstärkt worden ist, eine zu Lm/Ld proportionale Steigung hat. Dieses Signal wird an den zweiten Sum-mierverstärkereingangsanschluss 147 der Verzögerungskontroller 134a bzw. 134b angelegt. Wenn die Amplitude des Bezugs-stromrichterzündverzögerungssignals, das in jedem Verzögerungskontroller erzeugt wird, gleich der Amplitude des Sägezahnsignals ist, dann geht das Verzögerungssignal an dem Ausgangsanschluss 152 jedes Verzögerungskontrollers auf einen Signalwert L, was dazu führt, dass ein vorher nichtleitender Hauptthyristor innerhalb eines entsprechenden Stromrichters in den leitenden Zustand geschaltet wird und die Sägezahngeneratoren 136 und 166 jeweils rückgesetzt werden

Während des Intervalls, in welchem die Bezugsstromrichter-zündverzögerungssignalamplitude die Amplitude des Sägezahn-generatorausgangssignals übersteigt, wird das Bezugsstromrich-terzündverzögerungssignal kontinuierlich proportional zu Lm/Ld dekrementiert, um das Zündverzögerungsintervall vorzuverlegen und eine gegenseitige Stromrichterstörung bis zu der Zeit zu kompensieren, zu der die Amplitude des an dem Ausgang 143 des Verzögerungskontrollers 134b gelieferten Zwi-

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

15

666 773

schenbezugssignals die Grosse des Sägezahnsignals desj.Verzögerungskontrollers 134a übersteigt, oder umgekehrt, was das Ende der gegenseitigen Stromrichterstörung darstellt. Wenn das erfolgt, geht das Ausgangssignal von einem oder beiden Kompensationstriggerschaltungen auf einen Signalwert L, wodurch die Amplitude des Kompensationssignals aus dem Kompensationssignalgenerator 166 auf einen kontstanten Wert festgesetzt wird.

Wenn die Amplitude des Sägezahnsignals das nun festgesetzte Bezugsstromrichterzündverzögerungssignal in jedem der Verzögerungskontroller 134a und 134b übersteigt, werden die von dem jeweiligen Verzögerungskontroller erzeugten Verzögerungssignale unterbrochen. Das wiederum führt dazu, dass ein vorher nichtleitender Hauptthyristor innerhalb des entsprechenden Stromrichters 10a bzw. 10b, die in Fig. 10 gezeigt sind, in den leitenden Zustand geschaltet wird. Wenn das Q-Ausgangssignal an dem Entladungsausgang 154 jedes Verzögerungskontrollers 134a, 134b nun einen Signalwert H hat, werden die Ver-zögerungenskontrollersägezahngeneratoren und der Kompensationssägezahngenerator 166 rückgesetzt und die entsprechenden Sägezahnsignale werden beendet.

Die Arbeitsweise des Verzögerungskontrollers 100 ist zwar unter der Annahme beschrieben worden, dass der Hilfsthyristor in jedem der Stromrichter 10a und 10b von Fig. 10 gleichzeitig gezündet werden, dem Fachmann ist jedoch klar, dass der Betrieb des Verzögerungskontrollers 100 sich nicht darauf beschränkt. Vielmehr bewirkt der Verzögerungskontroller 100 eine Verringerung der gegenseitigen Stromrichterstörung gemäss den oben angegebenen Prinzipien ungeachtet dessen, ob die Stromrichterhilfsthyristoren gleichzeitig gezündet werden oder in unterschiedlichen Zeitintervallen gezündet werden.

Das Grundprinzip der Arbeitsweise des Verzögerungskontrollers 100, der für die Kompensation von zwei sich gegenseitig störenden Phasenstromrichtern sorgt, kann erweitert werden, um einen Verzögerungskontroller zur Kompensation von N (wobei N eine ganze Zahl grösser als 2 ist) einzelnen, sich gegenseitig störenden Phasenstromrichtern, wie den Phasenstromrichtern 10a, 10b, 10c, ... bzw. lOn in dem in Fig. 10 gezeigten Stromrichter 72, zu schaffen.

In Fig. 15 enthält ein Kontroller 175 für eine einstellbare mehrphasige Verzögerung, der für die Kompensation von drei sich gegenseitig störenden einzelnen Phasenstromrichtern sorgt, drei einphasige, eine einstellbare Verzögerungs erzeugende Kontroller 134a, 134b bzw. 134c, die in der oben in Verbindung mit Fig. 14 beschriebenen Weise aufgebaut sind und jeweils Signale empfangen, welche der Quellenspannung Ed und den Strom-richterphasenlastströmen Ila, Ilb bzw. Ilc entsprechen, sowie Bezugssignale, die zu Tx und Ldlx/Ed proportional sind, und ein Kompensationssignal. Jeder einphasige Verzögerungskontroller liefert an seinem entsprechenden Verzögerungssignalausgang 152 ein Verzögerungssignal der Dauer Ti an einen Phasenstromrichter zum Steuern der Stromleitung durch einen verbleibenden nichtleitenden Thyristor. Das Rampen- oder Sägezahnsignal an dem Ausgangsanschluss 137 von jedem der Verzögerungskontroller 134a bis 134c wird an dem entsprechenden ersten Vergleichereingang 159a einer entsprechenden Kompensationstriggerschaltung 156a bis 156c eingeprägt, während der J-Eingang jeder Kompensationstriggerschaltung mit dem Verzögerungsignalausgang 152 desselben Kontrollers der Verzögerungskontroller 134a bis 134c verbindbar ist.

Die Kompensationstriggerschaltungen 156a-156c empfangen jeweils über einen der Summierverstärker 180a-180c Zwischenbezugssignale, die an dem Zwischenbezugssignalausgang 143 derjenigen anderen Verzögerungskontroller erzeugt werden, welche einen dann ebenfalls störenden Phasenstromrichter regeln. Somit, wenn beispielsweise jeder Phasenstromrichter 10a, 10b und 10c kommutiert und in dem Betriebsart-3-TopoIogie-zustand ist, empfangen die Kompensationstriggerschaltungen

156a-156c jeweils Zwischenbezugssignale aus den Verzögerungskontrollern 134b und 134c, 134a und 134c bzw. 134a und 134b. Die elektronischen Schalter 182a-182c, die auf das Verzögerungssignal ansprechen, das durch einen zugeordneten Kontroller der Verzögerungskontroller 134a-134c erzeugt wird, verbinden jeweils den Bezugssignalausgang 143 mit einem gesonderten Eingang von jeweils einem Paar Summierverstärkern 180a bis 180c, so dass, wenn der zugeordnete der Stromrichter 10a-10c keinen anderen Stromrichter stört, keine Zwischenbezugssignale von den Verzögerungskontrollern 134a, 134b und 134c an die Kompensationstriggerschaltungen 156b und 156c, 156a und 156c bzw. 156a und 156b abgegeben werden.

Der Ausgang jeder Kompensationstriggerschaltung 156a bis 156c ist mit dem ersten Eingang eines der NAND-Gatter 164a, 164b und 164c verbunden, während der zweite Eingang der NAND-Gatter 164a-164c mit dem ersten Eingang derr Gatter 164b, 164c bzw. 164a verbunden ist. Die Ausgänge der Gatter 164a-164c sind mit dem Einleiteingang des Kompensationsgenerators 166 verbunden. Auf ein Digitalsignal hin, das durch irgendeines der Kompensationstriggerschaltungspaare 156a und 156c oder 156b und 156c oder 156c und 156a erzeugt wird, wird der Kompensationsgenerator 147 geladen und gibt ein Kompen-sationssägezahnsignal mit der Steigung Lm/Ld an den Kompen-sationseingangsanschluss 167 von jedem der Verzögerungskontroller 134a-134c ab. Bei Empfang eines Kompensationssäge-zahnsignals verlegt jeder Verzögerungskontroller das an den zugeordneten Stromrichter abgegebene Verzögerungssignal vor, um eine gegenseitige Stromrichterstörung zu kompensieren. Auf Entladungssignale hin, die von dem Entladungsausgang 154 der Verzögerungskontroller 134a, 134b und 134c abgegeben und über ein NAND-Gatter 172 mit drei Eingängen empfangen werden, wird der Kompensationsgenerator 166 entladen und das Sägezahnausgangsignal wird beendet.

Für den Fall von N Phasenstromrichtern ist die Anzahl von zwei Eingänge aufweisende Gattern, Z, welche zum Verknüpfen der Ausgangssignale jeder der N Kompensationstriggerschaltungen erforderlich ist, um das geeignete Digitalsignal zum Triggern des Kompensationsgenerators 166 zu liefern, gegeben durch:

N

Z = E (i-1) (30)

i = 1

Die Arbeitsweise des mehrphasigen Verzögerungskontrollers 175 für die einstellbare Verzögerung wird nun dargelegt. Der Einfachheit halber wird angenommen, dass die Phasenstromrichter 10a-10c gleichzeitig eine Phasenkommutierung erfahren. Wenn jeder der Phasenstromrichter 10a-10c die Kommutierung beginnt, wird ein Hilfsthyristorsteuerimpulssignal durch einen entsprechenden einphasigen Verzögerungskontroller 134a, 134b bzw. 134c empfangen, was bewirkt, dass jeder von ihnen ein Verzögerungssignal an dem Verzögerungsausgang 152 erzeugt, welches zur Verzögerung des Leitens eines Hauptthyristors in einem zugeordneten der Phasenstromrichter 10a-10c führt. Wenn ein Verzögerungssignal an dem Verzögerungsausgang 152 von jedem der Verzögerungskontroller 134a, 134b und 134c vorhanden ist, wird jede zugeordnete Kompensationstriggerschaltung getriggert, was zur Folge hat, dass ein Einleitsignal an den Kompensationssignalgenerator 166 abgegeben wird.

Jeder einphasige Verzögerungskontroller, wie der Kontroller 134a, der ein Hilfsthyristorsteuerimpulssignal empfangen hat, erzeugt ausserdem ein Rampen- oder Sägezahnsignal an dem Sägezahnsignalausgangsanschluss 137, welches an dem ersten Vergleichereingang 159a einer entsprechenden Kompensationstriggerschaltung, wie der Triggerschaltung 156a, empfangen wird. Analogschalter 182a-182c, die jeweils auf das Verzögerungssignal an dem Verzögerungsausgangsanschluss 152 eines

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

666 773

16

zugeordneten der Verzögerungskontroller 134a-134c ansprechen, sind nun jeweils «geschlossen», was gestattet, dass Zwischenbezugssignale, die durch die betreffenden Paare von Verzögerungskontrollern 134b und 134c, 134c und 134a und 134a und 134b erzeugt werden, in den Summierverstärkern 180a, 180b bzw. 180c addiert und dann an den zweiten Vergleichereingang 159b einer entsprechenden Triggerschaltung der Kompensationstriggerschaltungen 156a-156c angelegt werden.

Wenn die Amplitude des von jedem der einphasigen Verzögerungskontroller 134a-134c erzeugten Sägezahnsignals das Be-zugsstromrichterzündverzögerungssignal übersteigt, das durch algebraische Verknüpfung von Einphasenverzögerungskontrol-lereingangssignalen mit dem Kompensationssägezahnsignal erzeugt wird, dann wird das von jedem einphasigen Verzögerungskontroller gelieferte Verzögerungssignal unterbrochen, was dazu führt, dass ein Hauptthyristor in einem entsprechenden Phasenstromrichter in den leitenden Zustand geschaltet und somit das Kommutierungsintervall jedes Phasenstromrichters beendet wird.

Während des Intervalls, in welchem die Grösse des Bezugs-stromrichterzündverzögerungssignals jedes einphasigen Verzö-gerungskontrollers die Grösse des Einphasenverzögerungskon-trollersägezahnsignals übersteigt, wird das Bezugsstromrichter-zündverzögerungssignal jedes einphasigen Verzögerungskontrollers kontinuierlich proportional zu Lm/Ld bis zu der Zeit dekrementiert, zu welcher die Kombination aus Zwischenbezugssignalen, die aus dem Paar der übrigen einphasigen Verzögerungskontroller empfangen werden, gleich der Sägezahnsi-5 gnalamplitude ist, wobei zu dieser Zeit die Kompensationssäge-zahnsignalamplitude auf einen konstanten Wert festgesetzt wird. Bei so festgesetzter Kompensationssägezahnsignalamplitu-de steigt das durch jeden einphasigen Verzögerungskontroller erzeugte Sägezahnsignal weiter in der Amplitude an, bis es io gleich der nun festgesetzten Bezugsstromrichterzündverzöge-rungssignalamplitude ist, wobei zu dieser Zeit das Verzögerungssignal aus jedem einphasigen Verzögerungskontroller unterbrochen wird, was dazu führt, dass der Hauptthyristor in jedem Phasenstromrichter in den leitenden Zustand geschaltet i5 wird. Gleichzeitig geht das Entladungssignal an dem Entladungsausgang 154 auf einen Signalwert H, was bewirkt, dass der Sägezahngenerator in jedem einphasigen Verzögerungskontroller zusammen mit dem Kompensationsgenerator 166 rückgesetzt wird. Die Arbeitsweise des mehrphasigen Verzögerungs-20 kontrollers 175 ist zwar für den Zustand der gleichzeitigen Störung von drei sich gegenseitig störenden einzelnen Phasenstromrichtern beschrieben worden, er kann jedoch gleicher-massen zum Regeln eines entsprechenden Paares sich störender Phasenstromrichter benutzt werden.

v

13 Blätter Zeichnungen

Claims (23)

1. 666 773

   2

   PATENTANSPRÜCHE

   1. Verfahren zum Steuern eines hilfsimpulskommutierten Stromrichters, der ein Paar betriebsmässig miteinander verbundene Hauptthyristoren hat, die jeweils während abwechselnder Intervalle in den leitenden Zustand geschaltet werden, um Strom von einer Spannungsquelle zu einer Last zu leiten, und ein Paar betriebsmässig miteinander verbundene Hilfsthyristoren, die in den leitenden Zustand geschaltet werden, um einen dann leitenden Hauptthyristor zu kommutieren, durch Einstellen des Zeitverzögerungsintervalls zwischen der Stromleitung durch einen der Hilfsthyristoren und der anschliessenden Stromleitung durch den verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristor, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

   a) Erzeugen eines Taktdauersignals (36) mit kontinuierlich ansteigender Amplitude auf die Stromleitung durch einen der Hilfsthyristoren hin;

   b) Erzeugen eines Bezugsstromrichterzündverzögerungssi-gnals (43) das ein vorbestimmtes Vorzögerungsintervall zwischen dem Leiten eines der Hilfsthyristoren und dem anschliessenden Leiten eines verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristors in Abhängigkeit von dem Stromrichterlaststrom (II) darstellt;

   c) Abgeben (46) eines Verzögerungssignals an den Stromrichter während Intervallen, in denen die Grösse des Bezugs-stromrichterzündverzögerungssignals die Grösse des Taktdauersignals übersteigt, um zu bewirken, dass der Stromrichter das Leiten des verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristors verzögert; und d) Beendigen des Verzögerungssignals, wenn die Grösse des Taktdauersignals die Grösse des Bezugsstromrichterzündverzö-gerungssignals übersteigt (44), um dadurch zu bewirken, dass der Stromrichter den verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristor leitend macht (Fig. 5a).
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Taktdauersignal in der Amplitude mit einer konstanten Geschwindigkeit ansteigt.
3. 3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Bezugsstromrichterzündverzögerungssignal zu dem Verhältnis der Stromrichterlaststromgrösse zu der Spannungs-grösse der Spannungsquelle proportional ist.
4. 4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Erzeugens des Bezugsstromrichterzündver-zögerungssignals folgende Schritte beinhaltet:

   a) Erzeugen (40) eines Zwischensignals, das zu dem Verhältnis der Absolutgrösse des Stromrichterlaststroms zu der Span-nungsgrösse der Spannungsquelle proportional ist; und b) algebraisches Summieren (42) des Zwischensignals mit einem Festwertbezugssignal, das ein vorbestimmtes Zeitintervall zwischen dem Schalten eines der Hilfstyristoren in den leitenden Zustand am Beginn der Kommutierung und dem anschliessenden Schalten eines Hauptthyristors in den leitenden Zustand unter Bedingungen darstellt, bei denen der Stromrichterlaststrom null ist, um ein Bezugsstromrichterzündverzögerungssi-gnal zu erzeugen, das zu der Differenz in der Grösse zwischen dem Zwischensignal und dem Festwertbezugssignal proportional ist (Fig. 5a).
5. 5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Erzeugens des Bezugsstromrichterzündver-zögerungssignals folgende Schritte beinhaltet:

   a) Erzeugen (40') eines ersten Zwischensignals, das zu dem Grössenverhältnis des Absolutwertes des Stromrichterlaststroms zu der Spannung der Spannungsquelle proportional ist;

   b) algebraisches Verknüpfen (42a' ) des ersten Zwischensignals mit einem ersten Bezugssignal vorbestimmter Amplitude, das zu der Grösse des durch das Leiten eines verbleibenden, vorher nichtleitenden Hauptthyristors proportional ist, um ein zweites Zwischensignal zu erzeugen, das zu der Differenz in der

   Grösse zwischen dem ersten Zwischensignal und dem ersten Bezugssignal proportional ist; und c) algebraisches Summieren (42b') des zweiten Zwischensignals mit einem zweiten Bezugssignal, das ein vorgewähltes Zeitintervall zwischen der anfänglichen Stromleitung durch einen der Stromrichterhilfsthyristoren und der anschliessenden Stromübertragung über einen vorher nichtleitenden Hauptthyristor darstellt, um ein Bezugsstromrichterzündverzögerungssi-gnal zu erzeugen, das zu der Differenz in der Grösse zwischen dem zweiten Bezugssignal und dem zweiten Zwischensignal proportional ist (Fig. 5b).
6. 6. Steueranordnung zum Ausführen des Verfahrens nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:

   a) eine Taktdauersignalerzeugungsschaltung (36) zum Erzeugen eines Taktsignals mit kontinuierlich ansteigender Amplitude auf das Leiten eines der Hilfsthyristoren (21a, 21b) hin;

   b) eine Bezugsstromrichterzündverzögerungssignalerzeu-gungsschaltung (38) zum Erzeugen eines Signals, welches eine vorbestimmte Zeitdauer zwischen dem Leiten eines Hilfsthyristors und dem anschliessenden Leiten eines verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristors (12a, 12b) gemäss der Grösse des Stromrichterlaststroms darstellt; und c) eine Triggerschaltung (46) zum Steuern des Leitens eines verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristors und zum Rücksetzen der Taktdauersignalerzeugungsschaltung (36) gemäss der Differenz in der Grösse zwischen dem Taktsignal und dem Be-zugsstromrichterzündverzögerungssignal (Fig. 1 und 5a).
7. 7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktdauersignalerzeugungsschaltung (36) einen Rampen- oder Sägezahngenerator enthält.
8. 8. Anordnung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Bezugsstromrichterzündverzögerungssignaler-zeugungsschaltung (38) enthält:

   a) eine erste Schaltungsanordnung (40, 41) zur Verbindung mit dem Stromrichter zum Liefern eines Ausgangssignals, das in der Amplitude zu dem Verhältnis der Stromrichterlaststromgrösse zu der Spannungsgrösse der Spannungsquelle proportional ist, und b) eine zweite Schaltungsanordnung (42), die mit der ersten Schaltungsanordnung verbunden ist, zum algebraischen Verknüpfen des Ausgangssignals der ersten Schaltungsanordnung mit wenigstens einem Bezugssignal vorbestimmter Amplitude, so dass die Bezugsstromrichterzündverzögerungssignalamplitu-de zu der Amplitudendifferenz zwischen dem Bezugssignal und dem Ausgangssignal der ersten Schaltungsanordnung proportional ist (Fig. 5a).
9. 9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Schaltungsanordnung (40, 41) enthält:

   a) einen Polaritätsprozessor (41), der aus einem Signal, das von dem Stromrichter abgenommen wird und zu dem Stromrichterlaststrom (II) proportional ist, ein Signal erzeugt, das zu der Stromrichterlaststromgrösse proportional ist; und b) eine analoge Teilerschaltung (40), die gemäss der Grösse des Polaritätsprozessorausgangssignals und der Spannungsgrösse der Spannungsquelle ein Ausgangssignal erzeugt, das zu dem Verhältnis der Polatitätsprozessorsignalgrösse zu der Span-nungsquellenspannungsgrösse proportional ist (Fig. 5a).
10. 10. Anordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Schaltungsanordnung (42) enthält: einen Summierverstärker zum Erzeugen eines Bezugsstromrich-terzündverzögerungssignals gemäss der Amplitudendifferenz zwischen dem Ausgangssignal der ersten Schaltungsanordnung (40, 41) und einem Bezugssignal vorbestimmter Amplitude, das die Zeitdauer zwischen dem Schalten eines der Hilfsthyristoren (21a, 21b) in den leitenden Zustand beim Beginn der Kommutierung und dem anschliessenden Schalten eines der Hauptthyristoren (12a, 12b) in den leitenden Zustand darstellt, wenn

    5

    10

    15

    20

    25

    30

    35

    40

    45

    50

    55

    60

    65

    3

    666 773

    der Strom durch die Wechselrichterlast (32) null ist (Fig. 1 und 5a).
11. 11. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Schaltungsanordnung (42) enthält:

    a) einen ersten Summierverstärker (42a' ) zum Erzeugen eines Signals, das zu der Differenz in der Grösse zwischen dem Ausgangssignal der ersten Schaltungsanordnung (40', 41') und einem ersten Bezugssignal vorbestimmter Amplitude, die zu der Grösse des über den verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristor übertragenen Stroms proportional ist, wenn der verbleibende nichtleitende Hauptthyristor in den leitenden Zustand geschaltet wird, proportional ist; und b) einen zweiten Summierverstärker (42b' ) zum Erzeugen eines Bezugsstromrichterzündverzögerungssignals, das zu der Differenz in der Grösse zwischen dem durch den ersten Sum-mierverstârkçr erzeugten Signal und einem zweiten Bezugssignal vorbestimmter Amplitude, die zu der Dauer des Intervalls zwischen dem Leiten eines Hilfsthyristors für die Kommutierung des dann leitenden Stromrichterhauptthyristors und der anschliessenden Stromübertragung über den verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristor proportional ist, proportional ist (Fig. 5b).
12. 12. Anordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 11, gekennzeichnet durch:

    a) eine erste Schaltungsanordnung (48) zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit kontinuierlich ansteigender Amplitude auf ein empfangenes Einleitsignal hin, wobei die Geschwindigkeit des Amplitudenanstiegs des Signals mit der kontinuierlich ansteigenden Amplitude sich gemäss der Grösse des Einleitsignals ändert;

    b) eine zweite Schaltungsanordnung (50) zum Verändern der Grösse des Einleitsignals, das der ersten Schaltungsanordnung zugeführt wird, in einem festen Verhältnis gemäss der Augenblicksdifferenz zwischen der Grösse des Stromrichterlaststroms (II) und der Absolutgrösse des Hilfsthyristorstroms (ic); und c) eine dritte Schaltungsanordnung (51, 66), die mit der ersten und der zweiten Schaltungsanordnung verbunden ist, zum Erzeugen eines Verzögerungssignals zum Steuern des Leitens des verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristors gemäss der Differenz in der Grösse zwischen dem Ausgangssignal der ersten Schaltungsanordnung und einem Bezugssignal vorbestimmter Ampltiude, das das feste Zeitintervall zwischen dem Schalten eines der Hilfsthyristoren in den leitenden Zustand am Beginn der Kommutierung und dem anschliessenden Schalten des .nichtleitenden Hauptthyristors in den leitenden Zustand unter Bedingungen darstellt, bei denen der Strom durch die Stromrichterlast (32) null ist (Fig. 8).
13. 13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Schaltungsanordnung (50) enthält:

    a) eine Stromfühlerschaltung (54) zum Erzeugen eines Signals, das in der Dauer zu dem Intervall zwischen dem anfänglichen Schalten eines der Hilfsthyristoren (21a, 21b) in den leitenden Zustand und der Übertragung von Strom durch den Hilfsthyristor, der in der Grösse zu der Grösse des Stromrichterlaststroms (II) proportional ist, proportional ist;

    b) eine Triggerschaltung (52) zum Abgeben eines Einleitsignals an die erste Schaltungsanordnung (48) auf eine vorgeschriebene Beziehung zwischen dem Hilfsthyristorsteuerimpuls-signal und dem Stromfühlerschaltungssignal hin; und c) eine Schaltung (49) zum Verbinden des Ausgangs der Triggerschaltung mit der ersten Schaltungsanordnung (Fig. 8).
14. 14. Anordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromfühlerschaltung (54) enthält:

    a) einen ersten Stromüberwacher (55a), der auf ein Signal hin, das zu der Grösse des Hilfsthyristorstroms (ic) proportional ist, ein Signal liefert, das zu der Absolutgrösse des Hilfsthyristorstroms proportional ist;

    b) einen zweiten Stromüberwacher (55b), der auf ein Signal hin, das zu der Grösse des Stromrichterlaststroms (II) proportional ist, ein Signal liefert, das zu der Absolutgrösse des Stromrichterlaststroms proportional ist; und c) einen Vergleicher (56), der mit dem ersten und dem zweiten Stromüberwacher verbunden ist, um ein Ausgangssignal gemäss der Differenz zwischen der Grösse der aus dem ersten bzw. dem zweiten Stromüberwacher empfangenen Signale abzugeben (Fig. 8).
15. 15. Anordnung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Triggerschaltung (52, 58) enthält:

    a) ein JK-Flipflop, dessen J-Eingang so angeschlossen ist, dass er Hilfsthyristorsteuerimpulse empfängt, und dessen K-Eingang so angeschlossen ist, dass er das Ausgangssignal der Stromfühlerschaltung (54) empfängt, wobei das Flipflop Ausgangssignale an dem Q- und Q-Ausgang gemäss einer ersten bzw. gemäss einer zweiten vorgeschriebenen Beziehung von Eingangssignalen liefert, die an dem J- und dem K-Eingang empfangen werden; und b) einen Verstärker (58), der mit dem Q-Ausgang des Flipflops verbunden ist und der ersten Schaltungsanordnung (48) ein Signal liefert, welches zu dem Q-Flipflopausgangssignal proportional ist (Fig. 8).
16. 16. Anordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung (49) zum Verbinden des Ausgangs der Triggerschaltung (52, 58) mit der ersten Schaltungsanordnung (48) enthält:

    a) einen Polaritätsprozessor (41), der so angeschlossen ist, dass er Hilfsthyristorsteuerimpulse und ein Signal empfängt, das zu dem Stromrichterlaststrom (Ll) proportional ist, wobei der Polaritätsprozessor ein Ausgangssignal abgibt, das sich gemäss dem Typ der Stromrichterkommutierungssequenz ändert;

    b) einen Summierverstärker (60) mit wenigstens einem Invertier- und einem Nichtinvertiereingang; und c) eine analoge Schaltungseinrichtung, die den Ausgang der Triggerschaltung (52, 58) mit dem einen oder mit dem anderen der Inventier- und Nichtinventiereingänge des Summierverstärkers gemäss der Polarität des Polaritätsprozessorausgangssi-gnals verbindet (Fig. 8).
17. 17. Anordnung nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die dritte Schaltungsanordnung (51, 66) enthält:

    a) einen Vergleicher (66) zum Abgeben eines digitalen Ausgangssignal gemäss der Differenz in der Grösse zwischen dem Signal der ersten Schaltungsanordnung (48) und einem Bezugssignal vorbestimmter Amplitude, welches das Zeitintervall zwischen dem Leiten eines Hilfsthyristors am Beginn der Kommutierung eines dann leitenden Stromrichterhauptthyristors und der anschliessenden Stromleitung durch den verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristor unter Bedingungen darstellt, bei denen der Strom durch die Stromrichterlast (32) null ist; und b) ein JK-Flipflop (51), das Hilfsthyristorsteuerimpulssigna-le an dem J-Eingang und das Vergleicherausgangssignal an dem K-Eingang empfängt und ein Verzögerungssignal an den Stromrichter sowie ein Entladungssignal an die erste Schaltungsanordnung abgibt, wenn die J- und K-Eingangssignale eine vorgeschriebene Beziehung haben (Fig. 8).
18. 18. Anordnung nach Anspruch 6 für einen mehrphasigen Stromrichter, der aus N einzelnen Phasenstromrichtern besteht, die jeweils ein Paar betriebsmässig verbundene Haupt- und Hilfsthyristoren haben, wobei die Hauptthyristoren jedes Phasenstromrichters abwechselnd Strom aus einer Spannungsquelle zu einer entsprechenden Phase einer N-phasigen Last leiten und wobei die Hilfsthyristoren leitend gemacht werden, um einen dann leitenden Stromrichterhauptthyristor zu kommutieren, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung den mehrphasigen Stromrichter steuert, um die Störung zwischen gemeinschaftlich kommu tierenden Phasenstromrichtern durch Einstellen des Ver5

    10

    15

    20

    25

    30

    35

    40

    45

    50

    55

    60

    65

    666 773

    4

    zögerungsintervalls zwischen dem Leiten eines der Hilfsthyristoren und dem Leiten eines zuvor nichtleitenden Hauptthyristors in jedem der N Phasenstromrichter zu verringern, und dass die Anordnung zu diesem Zweck enthält:

    a) eine Schaltung (166) zum Erzeugen eines Kompensations- 5 signais;

    b) N Kontroller (134a, 134b, 134c) für eine einstellbare Verzögerung zum Regeln jedes der N Phasenstromrichter, wobei jeder Verzögerungskontroller jedem der Stromrichter auf das Leiten eines Stromrichterhilfsthyristors hin ein Verzögerungs- 10 signal liefert, um das Leiten eines dann nichtleitenden Hauptthyristors zu verzögern, und wobei das Verzögerungssignal in der Dauer zu einer festen Beziehung zwischen dem Phasen-stromrichterlaststrom, dem Kompensationssignal und wenigstens einem Festwertbezugssignal proportional ist; und 15

    c) N Kompensationstriggerschaltungen (156a, 156b, 156c), die jeweils einen ersten Eingang haben, der mit einem der Ver-zögerungskontroller verbunden ist, und einen zweiten Eingang zur Verbindung mit jedem der anderen Verzögerungskontroller, die einen dann störenden Phasenstromrichter regeln, wobei die 20 Kompensationstriggerschaltungen jeweils das Vorhandensein einer Störung zwischen einem der Phasenstromrichter und N-l verbleibenden Phasenstromrichtern bestimmen und mit der Schaltung (166) zum Erzeugen eines Kompensationssignals verbunden sind, so dass die Schaltung zum Erzeugen eines Kom- 25 pensationssignals auf die Störung zwischen den Phasenstromrichtern hin gesteuert wird (Fig. 14).
19. 19. Anordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerungskontroller (134a, 134b, 134c) jeweils enthalten: 00

    a) N Summierverstärker (180a, 180b, 180c), die jeweils N-l Eingänge und einen Ausgang haben, der mit dem zweiten Eingang einer zugeordneten Kompensationstriggerschaltung (156a, 156b, 156c) verbunden ist, zum Summieren von Signalen, die an jedem der N-l Eingänge aus jedem der N-lVerzögerungs- 35 kontroller empfangen werden; und b) einen analogen Schalter (182a, 182b, 182c), der jeden Verzögerungskontroller mit einem Eingang jedes der N-l Summierverstärker auf das Leiten des vorher nichtleitenden Hauptthyristors in einem der N Phasenstromrichter hin verbindet 40 (Fig. 15).
20. 20. Anordnung nach Anspruch 19, gekennzeichnet durch eine Logikschaltungsanordnung (164a, 164b, 164c), die jeweils die Kompensationstriggerschaltungen (156a, 156b, 156c) mit der Schaltung zum Erzeugen eines Kompensationssignals ver- 45 bindet und enthält:

    a) Z NAND-Gatter, von denen jedes zwei Eingänge hat, welche jeweils zur Verbindung mit dem Ausgang einer gesonderten Triggerschaltung von zwei Kompensationstriggerschal-tungen vorgesehen sind, wobei die Anzahl Z durch folgende Be- 50 ziehung gegeben ist

    N

    Z = £ (i-1),

    i = 1 55

    wobei der Ausgang jedes Gatters mit der Schaltung (166) zum Erzeugen eines Kompensationssignals verbunden ist (Fig. 15).
21. 21. Anordnung nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung (166) zum Erzeugen eines 60 Kompensationssignals enthält:

    a) einen Rampen- oder Sägezahngenerator (168) zum Erzeugen eines Sägezahnsignals auf ein empfangenes Einleitsignal hin und zum Beenden des Sägezahnsignals auf ein empfangenes Beendigungssignal hin; und 65

    b) einen Verstärker (170) mit vorgewählter Verstärkung, der den Ausgang des Sägezahngenerators mit jedem der N Verzögerungskontroller (134a, 134b, 134c) verbindet (Fig. 15).
22. 22. Anordnung nach einem der Ansprüche 19 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass die N Verzögerungskontroller (134a, 134b, 134c) jeweils enthalten:

    a) eine Schaltung (136) zum Erzeugen eines Rampen- oder Sägezahnsignals auf das Leiten eines der Hilfsthyristoren und eines der N Phasenstromrichter hin;

    b) eine Schaltung (138) zum Erzeugen eines Bezugstrom-richterzündverzögerungssignals, das eine vorbestimmte Zeitdauer zwischen dem Einleiten des leitenden Zustandes des einen Hilfsthyristors und dem anschliessenden Einleiten des leitenden Zustandes eines der Hauptthyristoren gemäss einer vorbestimmten Beziehung zwischen wenigstens einem Bezugssignal festen Wertes, dem Kompensationssignal und einem zu dem Stromrichterlaststrom (II) proportionalen Signal darstellt; und c) eine Triggerschaltung (150) zum Steuern des Leitens eines verbleibenden nichtleitenden Hauptthyristors und zum Steuern der Schaltung (136) zum Erzeugen eines Sägezahnsignals gemäss der Differenz in der Grösse zwischen dem Sägezahnsignal und dem Bezugsstromrichterzündverzögerungssignal (Fig. 14).
23. 23. Anordnung nach einem der Ansprüche 19 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass die N Kompensationstriggerschaltungen (156a, 156b, 156c) jeweils enthalten:

    a) einen Vergleicher (158) mit einem ersten Eingang zur Verbindung mit einem entsprechenden der N Verzögerungskontroller (134a, 134b bzw. 134c) und mit einem zweiten Eingang zur Verbindung mit jedem der N-lVerzögerungskontroller, die einen dann störenden Phasenstromrichter steuern; und b) ein JK-Flipflop (160) mit einem ersten Eingang, der mit dem Vergleicherausgang verbunden ist, und mit einem zweiten Eingang, der mit einem entsprechenden der N Verzögerungskontroller verbunden ist, um das Verzögerungssignal zu empfangen, wobei das Flipflop ein Signal zum Steuern der Schaltung (166) zum Erzeugen eines Kompensationssignals auf eine vorgeschriebene Beziehung zwischen den Eingangssignalen hin abgibt, die an dem ersten bzw. an dem zweiten Eingang des Flipflops empfangen werden (Fig. 14).