DE2453583A1

DE2453583A1 - Steuerung bzw. regelung von leistungskonvertern mit einem parallelresonanz-kommutierungskreis

Info

Publication number: DE2453583A1
Application number: DE19742453583
Authority: DE
Inventors: William Mcmurray
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1973-11-15
Filing date: 1974-11-12
Publication date: 1975-05-22
Also published as: FR2320659B1; JPS5827755B2; CA1021023A; US3882370A; GB1494338A; IT1025724B; FR2320659A1; JPS5079717A

Description

Dl\ Horst Schüler ll. November 1974

Patentanwalt

6 Frankfurt/Main 1
biiddaatr. 52 ' 2944-RD-5575

GENERAL ELECTRIC COMPANY

Steuerung bzw. Regelung von Leistungskonvertern mit einem Parallelresonanz-Kommutierungskreis

Die Erfindung bezieht sich auf einen Steuer- bzw. Regelkreis und ein Verfahren zum Steuern bzw. Regeln von Invertern bzw. Umrichtern oder Umformern und anderen Konvertern, die einen Parallelresonanz-Kommutierungskreis und eine von'der. Last abhängige variable Betriebsfrequenz haben. Bei dieser Steuer- bzw. Regeltechnik wird die Frequenz für den wirkungsvollsten Betrieb automatisch eingestellt, indem eine konstante Abschaltzeit für die Konverterthyristoren oder andere Leistungsvorrichtungen aufrechterhalten wird.

Im US-Patent 3 742 336 ist ein Festkörper-Leistungsumsetzungssystem mit einem Hochfrequenzinverter beschrieben, der einen Zyklokonverter versorgt bzw. betreibt und einer induktiven Last, wie' einem Wechselstrommotor, eine einstellbare Spannung und Frequenz zuführt. Es wird eine variable Kommutierungsenergie durch einen über seiner Resonanzfrequenz betriebenen Parallelschwingkreis gebildet. Die Größe der Kommutierungsenergie wird durch Einstellen der Betriebsfrequenz des Inverters gesteuert bzw. geregelt und steigt mit zunehmender Frequenz, da die Kondensatorleistung ansteigt, während die Induktor- bzw. Spulenleistung bei Zunahme der Frequenz abfällt. 3ei kleinen Lasten liegt die Betriebsfrequenz gerade oberhalb der Resonanzfrequenz, während die Betriebsfrequenz bei großen Lasten vergrößert wird, so daß eine größere Kondensatorspannung für die Kommutierung bzw. Umschaltung zur Verfügung steht. Diese Systeme sind auch mit einem Eingangs-Zyklokonverter versehen, der im Generatorbetrieb betrieben wird, und andere Veränderungen sind im obigen US-Patent erläutert.

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Frequenzvariable Inverter bzw. Umrichter, in typischer Weise mit einer Vollbrücken- bzw. Doppelwegkonfiguration, wurden auch für die Induktionserwärmung und andere Anwendungen zum Zuführen von. Hochfrequenzleistung zu einer Last benutzt, bei der der exakte Frequenzwert unkritisch ist. Es wurden bereits verschiedene Steuerbzw. Regelverfahren für solche Kreise beschrieben. Bei einer Technik werden die Kondensatorspannung als etwa sinusförmig angenommen und Versuche zum Aufrechterhalten einer konstanten Phasenwinkelspanne unternommen. Daher ist die Abschaltzeit am unteren Ende des Frequenzbereiches größer als notwendig. Bei einer anderen Planung wird eine phasenstarre Schleife benutzt, in der ein zum Phasenvoreilwinkel proportionales Signal zu einem spannungsgesteuerten Oszillator zurückgeführt wird. Statt der tatsächlichen Spannenzeit wird ein konstanter Spannenwinkel aufrechterhalten, und es ergibt sich ferner ein langsames Ansprechen. Während die Ansprechzeit für eine Induktionserwärmung unkritisch ist, wenn sich die Last langsam ändert, ist sie jedoch wesentlich, wenn die Last einen Zyklokonverter darstellt, der schnell schalten kann.

Die vorliegende Erfindung ist auf eine verbesserte Steuer- bzw. Regeltechnik für frequenzvariable Inverter und Konverter gerichtet, die beim Ändern der Lastimpedanz geeignet gesteuert bzw. geregelt werden müssen, um größere Schwankungen der Ausgangsspannung und Kommutierungsfehler zu vermeiden. Plötzliche Laständerungen können starke Spannungsübergänge bzw. -Sprünge begründen oder zu Fehlern führen. Für einen zuverlässigen Betrieb kann ein beträchtlicher Sicherheitsfaktor für die Abschaltzeit erforderlich sein, und das Verhalten ist dann nicht optimal. Für einen möglichst wirkungsvollen Betrieb ist es erwünscht, daß die reine Blindleistung des Parallelresonanz-Kommutierungskreises die von der Last geforderte gerade um den Wert übersteigt, der für die Kommutierung der Leistungsvorrichtungen notwendig ist. In den Zyklokonvertersystemen ermöglicht das neue Steuer- bzw. Regelverfahren eine Anpassung der schnellen Umkehrungen des Laststroms, die durch das Schalten der Zyklokonverterthyristoren begründet werden. Die Ausdehnung einer derartigen Grundtechnik auf das Ableiten von Zündgrenzsignalen für Hochfrequenz-Zwischenglied-Zyklokonverter mit den Zusätzen zum An-

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passen der Änderung im Laststrom beim Schalten einer Vorrichtung ist in einer gleichlaufenden Patentanmeldung enthalten, die sinngemäß den Titel 'Steuerung bzw. Regelung von Zyklokonvertersystemen mit einem Parallelresonanz-Kommutierungskreis¹ hat.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung einer verbesserten Steuer— bzw. Regeltechnik für Leistungskonverter und Inverter.

Erfindungsgemäß wird die Betriebsfrequenz eines Inverters bzw. Umrichters oder anderen Leistungskonverters mit einemKommutierungs-Parallelschwingkreis ^_er ^_n typischer Weise bei einer hohen Frequenz arbeitet, automatisch eingestellt, indem unabhängig von der Größe der versorgten Last eine konstante Abschaltzeit für die Thyristoren oder andere gesteuerte Leistungsvorrichtungen gebildet wird. Diese Konverter benutzen einen Parallelkondensator-Kommutierungsmechanismus, in dem eine ankommende Leistungsvorrichtung gezündet wird, um eine abgehende Vorrichtung zu kommutieren bzw. umzuschalten, und die Veränderungsrate der Kommutierungskondensatorspannung steigt mit einer Zunahme der Last. Der Steuer- bzw. Regelkreis für die konstante Abschaltzeit berechnet in Wirklichkeit den

steuert zukünftigen Zustand des Leistungskreises und^in jedem Halbzyklus die Erzeugung eines Zündsignals für eine ankommende Vorrichtung, was zu einer etwa konstanten Abschaltzeit für eine abgehende Vorrichtung führt. Der Steuer- bzw. Regelkreis enthält ganz allgemein Pühlermittel zum Erfassen ausgewählter Leistungskreisparameter, mittels derer der zukünftige Zustand der Spannung des Parallelkommutierungskondensators oder der .Kondensatormittel vorhergesagt werden kann. Berechnungsmittel benutzen die erfaßten Parameter zum Ableiten eines sich zyklisch verändernden Steuer- bzw. Regelsignals, das vorzugsweise einen anfänglichen Nulldurchgang in jedem Halbzyklus hat, bei dem ein Ausgangssignal zur Zeitsteuerung des Zündsignals erzeugt wird. Das Ausgangssignal wird erzeugt, wenn die vorhergesagte Zeit zum Passieren des Nullwertes der Kommutierungskondensatorspannung etwa der vorbestimmten konstanten Abschaltzeit einschließlich eines Sicherheitsspielraums entspricht.

Die Fühler- bzw. Erfassungs- und Berechnungsmittel werden vorzugs-

-A-

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weise durch einen einfachen Spannungstransformator für die Kondensatorspannung , einen oder mehrere Stromtransformatoren für ausgewählte Leistungskreisströme, einen Bürdenwiderstand für den Stromtransformator und einen Komparator zum Erzeugen eines Ausgangssignals gebildet, wenn das durch die vorgenannte Anordnung erzeugte Steuer- bzw. Regelsignal einem Referenz- und vorzugsweise einem Nullspannungspegel entspricht. Es werden verschiedene Fühler- bzw. Erfassungsvorrichtungskonfigurationen beschrieben. Es wird gezeigt,-daß ein einfaches Einstellen des Wertes des Bürdenwiderstands den Einschluß einer strombegrenzenden Reihenkommutierungsinduktivität im Leistungskreis kompensiert, was zu einer Überlappung des Vorrichtungsleitungsvorgangs führt. Gewöhnlich ist eine Zeitverzögerungsaussperrung vorgesehenj um unechte Ausgangssignale aufgrund mehrfacher Nulldurchgänge des Steuer- bzw. Regelsignals zu vermeiden. Ein Steuer- bzw. Regelverfahren für diese Inverter oder umrichter und Konverter entspricht den vorstehenden Ausführungen und einem entsprechenden Schaltkreis.

Die Erfindung wird nachfolgend an zeichnerisch dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen%

Figur 1 - ein schematisches Sehaltbild eines frequenzvariablen Vollbrückenkonverters mit einem Konstantabschaltzeit-Steuerkreis nach der Erfindung, um Ausgangssignale zum Zündkreis für die Thyristorleistungsvorrichtungen zu führen ,

Figur 2 - schematisch die Spannungsverlaufe des Kommutierungskondensators unter verschiedenen Lastbedingungen und den Betrieb bzw. den Vorgang der Konstantabschaltzeit-Steuertechnik bzw. -Regeltechnik zum Einstellen der Betriebsfrequenz ,

Figur 3 - ein detailliertes schematisches Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform des Inverterleistungskreises und eines Konstantabschaltzeit-Berechnungskreises einschließlich der Fühler für ein kontinuierliches Erfassen der Kommutierungskondensatorspannung und anderer erforderlicher Ströme,
Figur 4 - eine schematische Darstellung der bevorzugten Fühler- bzw.

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Erfassungsvorrichtungen und eines vereinfachten Berechnungskreises ähnlich demjenigen aus Figur 3,

Figur 5 - eine Wellenformdarstellung des Kommutierungskondensatorstroms und der Spannung sowie des Steuer- bzw. Regelsignals, wobei diese Figur in Verbindung mit Figur 4 zum Erläutern der Prinzipien des Konstantabschaltzeit-Berechnungskreises dient,

Figur 6 - eine Figur 5 ähnelnde Wellenformdarstellung, die zur Erläuterung der tatsächlichen Technik zum Berechnen der Kondensatorspannungsnulldurchgänge für den Leistungsund Steuer- bzw. Regelkreis aus Figur 3 benutzt wird, wobei angenommen wird, daß die Reihenkommutierungsspulen L und L r; nicht vorhanden sind (obwohl diese normalerc cf

weise erforderlich sind),

Figur 7 - eine Figur 6 ähnelnde Wellenformdarstellung für den Leistungskreis mit den Reihenspulen L und L ψ zum Begrenzen von di/dt während der Kommutierung, so daß sich eine Überlappung in der Leitfähigkeit der Thyristorsätze ergibt,

Figur 8 - ein vereinfachtes Blockdiagramm zur Darstellung von Zusätzen des Berechnungskreises aus Figur 3, wodurch die Erzeugung unechter Ausgangssignale aufgrund mehrfacher Nulldurchgänge deß Steuer- bzw. Regelsignals unterbunden wird, und

Figur 9 - ein schematisches Kreisdiagramm des Inverters, wobei die RückkopplungS(iiodeⁿ und zugeordnete Schaltungsteile fortgelassen sind und wobei diese Figur eine andere Konfiguration der Fühler- bzw. Erfassungsvorrichtungen und des Kreises zum Erzielen des Steuer- bzw. Regelsignals wiedergibt.

Der Einphasen-Vollbrücken- bzw.-Doppelwegbrücken- Festkörperinverter bzw. Umformer aus Figur 1 hat einen Parallelresonanz-Kommutierungskreis und wird vorzugsweise bei einer veränderlichen, hohen Frequenz betrieben. Der Vollbrückenaufbau, der mit ailiziumgesteuerten Gleichrichtern oder diesen Thyristoren und Leistungsdioden aufgebaut ist, bildet die Ausführungsformen zur Erläuterung der erfindungsgemäßen Prinzipien, obwohl auch eine breite Anwendung bei

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anderen Inverterkonfigurationen mit einer Parallelkondensatorkommutierung sowie insbesondere der Halbbrückenanordnung möglich ist. In ähnlicher Weise können die Inverter und Konverter dieses allgemeinen Typs auch mit anderen gesteuerten Leistungsvorrichtungen und gesteuerten Gleichrichtern, einschließlich des Quecksilberdampfgleichrichters und des Ignitrons, aufgebaut werden. Wie bereits erwähnt wurde, sind diese Inverter oder Umformer bzw. Umrichter besonders nützlich bei der Induktionserwärmung und anderen Hochfrequenzanwendungen, wo es nicht auf eine genaue Frequenz ankommt. Die Leistungskonvertersysteme mit einem mittleren abgestimmten Parallelresonanz-Kommutierungskreis gemäß dem US-Patent 3 742 336 sind sowohl als Zykloinvertersystern mit einem vorliegend beschriebenen Eingangsinverter und einem Ausgangszyklokonverter, als auch als Hochfrequenz-Zwischengliedzyklokonvertersystem mit Eingangs- und Ausgangszyklokonvertern verwirklicht. Eine Anzahl der möglichen Variationen, die vorliegend nicht weiter erläutert wird, ist im obigen US-Patent beschrieben. Die vorliegende Erfindung ist nützlich beim Ableiten von zündenden Grenzsignalen oder als Steuerkreis-Unterkombination der Zyklokonverter in diesen Systemen. Die Abwandlungen des Grundsteuerkreises' und des Verfahrens, das für diese Zyklokonverter erforderlich ist, sind in der zuvor erwähnten gleichlaufenden Patentanmeldung beschrieben. Hinsichtlich einer weiteren allgemeinen Information über Zyklokonverter-Steuerkreise wird auf das Buch 'The Theory and Design of Cycloconverters' MIT Press, Cambridge, Mass., Copyright 1972, verwiesen.

Gemäß Figur 1 hat der Inverter oder Umrichter zwei Eingangsanschlüsse 11 und 12, zwischen denen eine relativ konstante einseitig gerichtete Spannung E-, angelegt ist, die von einer Batterie oder einem Gleichrichter sowie einem Filter geliefert wird, welche an eine Wechselstromquelle angeschlossen sind. Ein Paar von Drosseln oder Filterspulen 13 und 14 befindet sich zwischen den Eingangsanschlüssen und der Vollbrückenanordnung, die aus einem in Reihe geschalteten Paar von Hauptthyristoren Sl und S2¹ und einem parallelen Paar von in Reihe geschalteten Hauptthyristoren S2 und Sl¹ besteht. Der Parallelresonanz-Kommutierungskreis, welcher aus einem parallelen Kommutierungskondensator 15 und einer entsprechen-

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den Kommutierungsspule 16 besteht, ist zwischen den Verbindungen der entsprechenden Paare von Hauptthyristoren angeschlossen. Die Thyristoren Sl und Sl¹ leiten zusammen, und die Kommutierung wird durch Zünden von S2 und S2¹ in den abwechselnden Eylbzyklen eingeleitet, wobei die Kommutierungskondensatorspannung eine rückwärts bzw. entgegengesetzt gerichtete Anoden-Kathodenspannung zum Abschalten -der dann leitenden Thyristoren bildet. In ähnlicher Weise wie bei dem üblichen Inverter mit einer Parallelkondensatorkommutierung wird die Kommutierung der leitenden Thyristoren S2 und S2· durch Anschalten des anderen Paares Sl und Sl¹ eingeleitet. Die Primärwicklung des Last- oder Kopplungstransformators 17 liegt parallel zum Kondensator 15 sowie zur Spule 16. Der Transformator 17 hat beispielsweise eine Sekundärwicklung mit Mittelabgriff, die an einen Mehrphasen-Ausgangszyklokonverter zum Versorgen einer Last mit einer veränderlichen Frequenz und Spannung angeschlossen ist. Der Inverter wird normalerweise bei hoher Frequenz betrieben, etwa bei looo bis 4ooo Hz, und die Betriebsfrequenz liegt gewöhnlich oberhalb der Resonanzfrequenz des Kommutierungskreises. Bei Resonanz führen der Kommutierungskondensator und die Kommutierungsspuie gleiche, jedoch entgegengesetzte Blindleistungen, so daß keine Leistung für die Last zur Verfügung steht. Bei zweifacher Resonanzfrequenz ist die Kondensatorleistung verdoppelt, während die Spulenleistung halbiert ist, so daß dreiviertel der Blindleistung des Kondensators zum Korrigieren der nacheilenden Blindleistung des Zyklokonverters und zum Bilden der Kommutierungsenergie und der Abschaltzeit^v für die Thyristoren im Inverter und auch im Zyklokonverter zur Verfügung stehen. Wenn die Last einen voreilenden Leistungsfaktor hat, fällt die Betriebsfrequenz theoretisch unter die Resonanzfrequenz des Kommutierungskreises. Die parallel zu den Hauptthyristoren Sl und Sl¹ geschalteten Rückführungsthyristoren S3 und S3¹ und das andere Paar von Rückführungsthyristoren S4 und S4¹, die parallel zu den Hauptthyristoren S2 und S2¹ geschaltet sind, dienen für regenerative Lasten und können unter bestimmten Bedingungen gesteuert werden, um irgendeinen zirkulierenden Strom zu vermindern bzw. auszuschalten. Die Rückführungsthyristoren sind erforderlich, wenn der Konverter nach Art eines Zyklokonverters direkt an einer Wechselstromquelle betrieben werden muß. Die Kommutierungsindukti-

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vität kann durch den Kopplungstransformator 17 gebildet werden, indem ein Luftkern oder ein mit Spalt versehener Eisenkern zum Bilden einer ausreichenden Induktivität im Primärkreis benutzt wird.

Erfindungsgemäß verwenden die Einrichtung und das Verfahren zum Steuern bzw. Regeln des Konverters mit einem Parallelresonanz-Kommutierungskreis Fühlervorrichtungen zum Erzielen geeigneter Daten, wie vom Äugenblickszustand des Leistungskreises in jedem Halbzyklus, und einen Abschaltkonstantzeit-Berechnungskreis oder Analogrechner zum Bestimmen der Zeit, bei der der nächste Satz von Thyristoren oder anderen gesteuerten Leistungsvorrichtungen wieder durchzuschalten ist. Das Grundziel besteht darin, eine konstante Abschaltzeit für die gesteuerten Leistungsvorrichtungen zu bilden. Nach dem Steuerungs- bzw. Regelungsverfahren wird der augenblickliche Zustand des Leistungskreises erfaßt und extrapoliert, um den zukünftigen Zustand unter der Annahme wiederzugeben, daß der nächste Satz von Thyristoren augenblicklich zu zünden ist. Die Eingangsthyristoren werden gezündet, wenn die Zeit der Kondensatorspannungsumkehrung, gemessen vom augenblicklichen Zustand, gemäß Vorhersage der Abschaltzeit der Ausgangsthyristoren plus einem Sicherheitsüberschuß entspricht. Daher werden die Thyristoren im letzten sicheren Moment gezündet, wodurch die für die Kommutierung erforderliche Blindleistung minimal gehalten wird» Die Wirkung des Betriebes der Steuermittel für eine Konstantzeitabschaltung ist die, daß die Betriebsfrequenz automatisch so eingestellt wird, daß die Thyristorabschaltzeit konstant verbleibt» Ohne eine nicht erforderliche Blindleistung sind die Wirksamkeit des Konverters optimal und die Spannung an den Leistungskreiskomponenten minimal. Da die Steuerungs- bzw. Regelungsmittel augenblicklich in jedem Halbzyklus arbeiten, erfolgt ein schnelles Ansprechen des Konverters, so daß große Schwankungen in der Ausgangsspannung wie auch ein Thyristorkommutierungsfehlverhalten vermieden werden« Starke Spannungsübergänge bzw. -sprünge infolge einer Vielzahl von Gründen werden ohne Fehler dieses Kreises aufgenommen.

Die schematischen Wellenformen der Kommutierungskondensatorspannung aus Figur 2 für einen Betriebshalbzyklus unter unterschiedlichen

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Lastbedingungen zeigt in einer einfachsten Weise die automatische Einstellung der Betriebsfrequenz unter Verwendung der Konstantabschaltzeit-Steuer- bzw. -Regeltechnik. Die Wellenform der Kondensatorspannung e ist etwa, jedoch nicht exakt sinusförmig. Unter grösseren Lastbedingungen entlädt sich der Kommutierungskondensator schneller, während die Entladungszeit bei kleineren Lastbedingungen größer wird und von der Last sowie dem Konverter eine kleinere Kommutierungsenergie gefordert wird. Bei großen, mittleren und kleinen Lasten verbleibt die Abschaltzeit t der Thyristoren konstant, obwohl die Größe der Kondensatorspannung, bei der der nächste Thyristor oder Thyristorsatz gezündet wird, bei großer Last ebenfalls größer ist und mit abnehmender Last progressiv kleiner wird. Die der gesteuerten, kommutierten Leistungsvorrichtung präsentierte Kreisabschaltzeit endet natürlich, wenn die Kondensatorspannung durch Null verläuft und sich hinsichtlich ihrer Polarität umkehrt. An diesem Punkt wird die Umkehrspannung nicht der kommutierten Vorrichtung zugeführt, die zu dieser Zeit ihre Blockierfähigkeit wiehaben
dergeWQnnen^muß. Im Fall eines siliziumgesteuerten Gleichrichters verändert sich die erforderliche Abschaltzeit beispielsweise mit der Übergangszonentemperatur, dem Spitzenwert des Vorwärts- bzw. Durchiaßstromes und der der Vorrichtung zugeführten Umkehrspannung. Diese Tatsachen sind beispielsweise in General Electric SCR Manual, 5. Ausgabe (Copyright 1972) Seiten 124-127, beschrieben. Wie dort definiert ist, handelt es sich bei der hier als Abschaltzeit bezeichneten Größe um die Kreisabschaltzeit, nämlich die Abschaltzeit, die der Kreis dem SCR präsentiert. In einem besonderen bzw. bestimmten Leistungskreis unter Verwendung einer bestimmten Vorrichtung wird normalerweise der ungünstigste Fall plus einem Sicherheitsspielraum benutzt, wobei es sich hierbei um eine Zeit, wie Io Mikrosekunden, handelt, die leicht bestimmt werden kann. Vorzugsweise enthalten die Fühlervorrichtungen zum kontinuierlichen Erfassen passender Parameter des Leistungskreises einen einfachen Spannungstransformator, dessen Primärwicklung parallel zum Kommutierungskondensator 15 zum Erhalten bzw. Aufnehmen des Kondensatorspannungssignals e geschaltet ist, und einen einfachen Stromtransformator 19, der zum Erzielen eines Kondensatorstromes i in Reihe zum Korn- mutierungskondensator 15 liegt. In der Praxis werden zusätzliche

- Io -

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Leistungsströme benötigt oder ein anderer Satz von Leistungsströmen benutzt, was noch erläutert wird. Das augenblickliche Kondensatorspannungssignal e und das augenblickliche Kondensatorstromsignal i und/oder andere Stromsignale werden als Eingangsdaten dem Konstantabschaltzeit-Berechnungskreis 2o eingegeben, der in Wirklichkeit ein Analogrechner ist. Der aus dem Berechnungskreis abgeleitete Ausgangsimpuls bzw» ein Signal wird zu einem Zündkreis 21 geleitet, um die Zündsignale zum Durchschalten des passenden Paares der aufgezeigten Thyristoren zu erzeugen. Der Zünd- oder Tastungskreis 21 ist ein üblicher Kreis, wie er beispielsweise in dem zuvor erwähnten General Electric SCR Manual beschrieben wurde. Er kann als Teil des Konstantabschaltzeit-Berechnungskreises 2o ausgebildet sein. Während zum wirkungsvollen Erzielen der augenblicklichen Kondensatorspannung und des Stromes andere Leistungskreisparameter erfaßt werden können, ist es natürlich bevorzugt, diese so direkt wie möglich zu messen.

Es wird ein spezifisches Beispiel der erfindungsgemäßen Praxis detailliert unter Bezug auf den Einphasen- Vollbrückeninverter aus Figur 3 beschrieben, der die bevorzugte Ausführungsform darstellt, obwohl eine andere Inverter- oder Konverterkreiskonfiguration für eine bestimmte Anwendung geeigneter sein kann. Der Leistungskreis des Inverters aus Figur 3 ist ähnlich demjenigen aus Figur 1, mit der Ausnahme, daß die Rückführdioden Dl, Dl¹, D2 und D2' die Rückführungsthyristoren in Figur 1 ersetzen. Die Last des Inverters oder Umrichters ist der parallel zum LC-Resonanzkommutierungskreis geschaltete Lastwiderstand R. Dieser Leistungskreis kann für eine HochfrequenzInduktionserwärmung benutzt werden, mit dem Unterschied, daß es bei einem Ändern der Last erwünscht ist, einen Leistungsfaktor von Eins für die geänderte Last durch Einstellen der Betriebsfrequenz des Inverters bzw. Umrichters auf den neuen Wert der Resonanzfrequenz zu bilden. Der Leistungsinverter aus Figur 3 kann auch als Eingangsinverter des Hochfrequenz-Zwischenglied-Zykloinvertersystems benutzt werden. Es wird eine mathematische Analyse, die als Start- oder Ausgangspunkt den Differentialausdruck für die Kommutierungskondensatorspannung verwendet, beim Ableiten der Fühlervorrichtungsanordnung und beim Aufbau des Analog-

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rechners benutzt, wie auch die Erzeugung des Steuersignals e benutzt wird, um die Zündzeit des nächsten Thyristorsatzes anzuzeigen und eine konstante Abschaltzeit zu erzielen. Deshalb sind die im Unterschied zu der gewöhnlichen numerischen Bezeichnung der Komponenten in den Ausdrücken benutzten Symbole in Figur 3 dargestellt. Die Rückführungsgleichrichterdioden sind notwendig, wenn es sich um eine regenerative Last handelt, und sie verhindern auch einen übermäßigen Spannungsaufbau am Parallelresonanz-Kommutierungskreis, wenn es sich um eine leichte bzw. kleine Last handelt und wenn der diskontinuierliche Strombetriebsmodus vorherrscht. Die Eingangsfilterspulen werden als ungekoppelt angenommen und jeweils in eine Vorwärts- oder Direktfilterspule mit einem Wert von L-,/2 sowie einem Strom i-, und eine Rückführungsfilterspule mit einem Wert L_f/2 sowie einem Strom i_f unterteilt. Der Versorgungsstrom beträgt dann i-j-i_f. Wenn die beiden Teile der Vorwärtsfilter spule, deren Gesamtwert L^ beträgt, als Schwingdrossel ausgelegt werden, kann beim Auftreten eines Übergangs zwischen den kontinuierlichen und diskontinuierlichen Moden eine Reduzierung des Stromes zum Decken der nicht zur Last gehörigen Verluste auf einen ausreichend niedrigen Pegel möglich sein, so daß die Rückführungsdio'den bei nicht regenerativen Lasten entfallen können. Die beiden Paare von in Reihe geschalteten Rückführungsdioden sind entsprechend zwischen den Anschlüssen der Rückführungsfilterspulen angekoppelt, während die zwei Paare von in Reihe geschalteten Hauptthyristoren zwischen den Anschlüssen der Vorwärtsfilterspulen liegen. Ein Spartransformator T befindet sich parallel zum LC-Kommutierungskreis, wobei η das Verhältnis der Windungszahl zwischen den Abgriffen zur Gesamtwindungszahl ist. Die Abgriffe sind entsprechend mit den Verbindungspunkten zwischen den Rückführungsdioden Dl sowie D2¹ und D2 sowie Dl¹ verbunden. Die Spannung zwischen den Abgriffen hat den Wert ne mit der angezeigten Polarität. Wenn die Spitzenkondensatorspannung zu weit über die Versorgungsgleichspannung ansteigt, werden die Rückführungsdioden leitend und führen zu einer teilweisen Entladung des Kommutierungskondensators. Unter bestimmten bekannten Bedingungen ist es möglich, daß alle vier Rückführungsdioden leiten, wobei die Lastspannung auf Null geklemmt bzw. gehalten wird. Vorzugsweise ist eine kleine in Reihe

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geschaltete Strombegrenzungs-Kommutierungsspule L zum Begrenzen des di/dt-Wertes in den Hauptthyristoren vorgesehen.Diese Spule liegt zweckmäßigerweise zwischen einem Anschluß des LC-Kommutierungskreises und der Verbindung der Thyristoren S2 und Sl¹. In ähnlicher Weise befindet sich eine in Reihe geschaltete Strombegrenzungs-Rückführungskommutierungsspule L ^ zwischen dem angrenzenden Abgriff des Spartransformators T und der Verbindung der Rückführungsdioden D2 und Dl'. Wenn diese Diode nicht als separate Komponente ausgebildet ist, ist sie dennoch als Leck- bzw. Streureaktanz des Spartransformators T vorhanden.

Bei dieserLeistungskonverterkonfiguration ist die bevorzugte Anordnung bzw. Ausführung der Fühlervorrichtungen für die Konstantabschaltzeit-Steuermittel wie dargestellt ausgebildet. Der kleine Spannungstransformator 18 erfaßt kontinuierlich die Kommutierungskondensatorspannung e , und es wird ein Windungsverhältnis von 1:1 mit der durch die Punkte dargestellten Polarität angenommen. Der Stromtransformator 19' hat zwei Primärwicklungen mit jeweils einer Windung und eine Sekundärwicklung mit N Windungen, wobei die Polarität durch die Punkte dargestellt ist. Eine der Primärwindungen erfaßt i-, und ist direkt zwischen die Verbindung der Hauptthyristoren Sl sowie S2¹ und die Verbindung der LC-Kommutierungskreiskomponenten geschaltet, während die andere Primärwicklung ni_f + i_T + i_D erfaßt und in Reihe zwischen einem Anschluß des Kommutie-

Ii K

rungskondensators C und dem angrenzenden Anschluß der Kommutierungsspule L, des Spartransformators T und des LastwiderStandes R liegt. Die Sekundärwicklung ist an einen Berechnungskreis-Bürdenwiderstand 22 angeschlossen, der auch als NR bezeichnet ist und seinerseits in Reihe zur Sekundärwicklung des Spannungstransformators 18 liegt. Das Steuersignal e , das sich durch Addition der Spannung am Bürdenwiderstand 22 und der Spannung an der Sekundärwicklung des Spannungstransformators 18 ergibt, wird auf Masse bezogen und unter Verwendung eines integrierten Komparators 23 oder eines Differenzverstärkers mit einem Nullspannungspegel verglichen. Der Konstantabschaltzeit-Berechnungskreis kann andere Komponenten enthalten, wie einen Verzögerungskreis und einen Hemm- oder Unterbindungskreis, was noch weiter erläutert wird. Das Erzeugen eines

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Ausgangssignals vom Komparator 23 zeigt an, daß der nächste Thyristorsatz gezündet werden muß, um eine konstante Abschaltzeit für
die augenblicklich leitenden Vorrichtungen zu erzielen. Gründe für die Anordnung der Fühlervorrichtungen und des Berechnungskreises
gemäß Figur 3 können nur mittels der folgenden mathematischen Analyse erklärt werden, und auch der Grund für das Zünden des nächsten Thyristorsatzes beim Nulldurchgang des Steuersignals e stellt
ein mathematisch abgeleitetes Konzept dar.

Das Steuer- bzw. Regelsignal e nimmt vor dem Nullwert der Kommu-

con

tierungskondensator-Augenblicksspannung einen Nullwert an, wobei
das Zeitintervall der konstanten Abschaltzeit für die Kommutierung entspricht. Die Entwicklung des Ausdrucks für das Steuer- bzw. Regelsignal e erfolgt mittels einer Ableitung, die mit einer Ver-

COXi

einfachung beginnt und dann zum tatsächlichen Leistungskreis fortschreitet, zunächst ohne und dann mit den strombegrenzenden Reihengliedern L und L _f/ die gewöhnlich in der Praxis erforderlich sind. Diese Ausdrücke bestimmen die Fühlervorrichtungs- und Berechnungskreiskonfigurationen, die die Grundformen aus Figur 3 haben. Für
den Leistungskreis mit den strombegrenzenden Reihenspulen ist der
Wert des Bürdenwiderstands R verschieden gegenüber dem Fall eines Leistungskreises ohne diese Komponenten, doch im übrigen können die Konstantabschaltzeit-Steuermittel dieselben sein. Unter Annahme
eines vernachlässigbaren L -Wertes bzw. eines entsprechenden Nullwertes und der richtigen Polarität der Kondensatorspannung e wird der Strom i-, von den Thyristoren Sl und Sl¹ zu den Thyristoren S2
und S2' umgeschaltet, sobald das letztgenannte Paar gezündet wird, und umgekehrt. Bei einer Annahme eines Nullwertes von L _f wird in
ähnlicher Weise der Rückführungsstrom i_f augenblicklich von den
Dioden Dl und Dl" zu den Dioden D2 und D2¹ umgeschaltet, wenn die
durch Null gehende Kondensatorspannung e negativ wird. Das vorherige Diodenpaar wird wieder leitend, wenn die Kondensatorspannung
erneut umkehrt. Der Zustand der Leistungshalbleitervorrichtungen
kann in der folgenden Weise durch die Schaltfunktionen S und S~ beschrieben werden:

S ='+1, wenn Sl und Sl¹ leiten,

S = -1, wenn S2 und S2¹ leiten,

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S_f = +1, wenn Dl und Dl¹ leiten,
S_f = -1, wenn D2 und D2' leiten.

Wenn nicht ein Kommutierungsfehler oder ein Durchbruch auftritt, sind die zwei Zustände von S für eine augenblickliche Kommutierung (L =0) wechselseitig ausschließend« Die zwei Zustände von S_f sind nicht notwendigerweise wechselseitig ausschließend, da alle vier Dioden unter bestimmten Bedingungen leiten können. Aber wenn die Thyristoren vor dem Erreichen des Nullwertes der Kondensatorspannung gezündet werden müssen und nur ein Diodensatz möglicherweise leitend sein kann, wenn die Kondensatorspannung ungleich Null ist, können die Zustände von S- zu dieser Zeit als sich wechselseitig ausschließend angesehen werden.

Der Steuer- bzw. Regelkreis erfaßt den vorliegenden Zustand des Leistungskreises und extrapoliert ihn zwecks Vorhersage des zukünftigen Zustandes unter der Annahme, daß der nächste Thyristorsatz zur vorliegenden Zeit gezündet wird. Das Verfahren der Vorhersage gleicht der numerischen Lösung des Differentialausdrucks für die Kondensatorspannung mittels des einfachen Eulerschen Verfahrens. Das Eulersche Verfahren und auch das Runge-Kutta-Verfahren zweiter Ordnung sind beispielsweise in dem Buch 'Introduction to Numerical Methods and FORTRAN Programming' von T.R. McCaIIa, John Wiley & Sons, Inc., Copyright 1967, Seiten 3o7-31o, beschrieben. Das Eulersche Verfahren ist der einfachste aller Algorithmen zum Lösen der normalen Differentialausdrücke bzw. -gleichungen. Figur 4 ist eine vereinfachte Darstellung der Fühlervorrichtung und des Berechnungskreises oder Analogrechners aus Figur 3. Für diese Anordnung ergibt sich der numerische Wert von e aus der Gleichung e__„ = e_ +

coir con c

i R , wobei das Windungsverhältnis der Strom- und Spannungstransformatoren zur Vereinfachung 1:1 beträgt. Die Wellenformen des Kreises für e , i und e sind in Figur 5 dargestellt. Die Differentialgleichung für die Kondensatorspannung e lautet

^dec ¹C

—- = —- (D

dt C

vienn die durch die Gleichung (1) zum Zeitaugenblick t (Figur 5) vorgegebene Neigung bzw. Neigungslinie projiziert und zum Schnitt

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mit der Nullspannungsachse gebracht wird, ergibt sich die bis zum Spannungsnull verbleibende Zeit tp aus

^Cec

(2)

c
Ein Umordnen der Gleichung (2) führt zur Gleichung

ο ₌ e + —E i (3)

c _c c

Aus (3) ist ersichtlich, daß dann, wenn der Bürdenwiderstand R einen Wert entsprechend R = t /C hat, wobei t die für die Aus-

X O O

gangsthyristoren erhältliche Abschaltzeit ist (t = t ), folgende Gleichung gilt

e =e+Ri=e+ —- i (4) con c xc c c ^v '

und daß der Nulldurchgang dieses Signals den Augenblick darstellt, zu dem die ankommenden Thyristoren zwecks Erfüllung der Bedingung t = t zu zünden sind. Die Differenz zwischen t und der tatsächlichen Zeit t bis zum Spannungsnull stellt den dem einfachen a

Eulerschen Verfahren anhaftenden Fehler dar und kann durch Verwendung eines numerischen Vorhersageverfahrens zweiter Ordnung vermindert werden, das in den Ausdrücken die Ableitung di /dt des KondensatorStroms enthält. Eine solche Verbesserung kann in der Praxis leicht dadurch verwirklicht werden, daß die Bürde des Stromtransformators in geeigneter Weise reaktiv gemacht wird.

Diese einfache Lösung ist nicht in der vorliegenden Situation verwendbar, bei der der Kommutierungskondensator und die Last vom Inverter bzw. Umrichter betrieben werden, da der Zündvorgang der ankommenden Thyristoren den Kondensatorstrom verändert. Es ist wichtig festzustellen, daß es beim Berechnen des Zündzeitpunkts der ankommenden Thyristoren der Kondensatorstrom nach dem Zünden ist, der in den Gleichungen benutzt wird. Wenn der vorliegende Zustand der Thyristorschaltungsvariablen S durch S bezeichnet wird, ergibt sich der vorliegende Kondensatorstrom (siehe Figur 3) aus

¹C ⁼ Vd - ^(Sfⁿⁱf ^{+ 1}L ⁺ V ⁽⁵⁾

Durch Zünden der ankommenden Thyristoren zu diesem Augenblick

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kehrt der Wert von S um, und der Kondensatorstrom ändert sich zu

¹C¹ = - (Vd ^{+ S}fⁿⁱf ^{+ 1}L ⁺ V ⁽⁶⁾

Der Wert von (6) muß in den Ausdrücken (2) und (3) benutzt werden, um zu berechnen, wann die Kondensatorspannung nach dem Zünden der Thyristoren umkehrt. Somit wird das Steuer- bzw. Regelsignal zu

^econ = ^ec - ^Rx^(Sid ^{+ S}fⁿⁱf ^{+ 1}L ^{+ 1}R) Die Änderung im Kondensatorstrom erfolgt in der Richtung, die das Entladen nach dem Zünden der ankommenden Thyristoren beschleunigt, so daß die Projektion entsprechend Gleichung (2) zu einer ungenügenden Abschaltzeit führen würde. Da sich der Beitrag des Rückführungsstromes zur Kondensatorentladung nicht bis zum Nulldurchgang von e ändert, ist der gegenwärtige Zustand der Schaltungsfunktion S_f zum Berechnen der Zündungszeit korrekt.

Das durch den Ausdruck (7) definierte Steuer- bzw. Regelsignal e wird durch die in Figur 3 dargestellte Fühlervorrichtungsanordnung gebildet. Es wird wiederholt, daß der Spannungstransformator 18 ein Windungsverhältnis von 1:1 hat, während der Stromtransformator 19' zwei Primärwicklungen mit jeweils einer Windung und eine Sekundärwicklung mit N Windungen aufweist. Im Halbzyklus mit e > 0 stellen S2 und S2' die ankommenden Thyristoren dar, und der Kreisbetrieb ist durch die Wellenformen in Figur 6 aufgezeigt. Da L und L _f zu Null angenommen worden sind, fällt der negativ werdende Kondensatorstrom i an der Zündungszeit t um das Zweifache des- absoluten Wertes des direkten ThyristorStroms bzw. Gleichstroms i,, um dann während der tatsächlichen Abschaltzeit t weitgehend konstant zu blei-

CL

ben und schließlich um das Zweifache des Absolutwertes des Rückführungsstroms i.p anzusteigen, nachdem die Blockierung der abgehenden Thyristoren erreicht ist. Das Steuer- bzw. Regelsignal e verläuft zur Zündzeit t durch Null (siehe A), wird dann erneut positiv und verläuft bei B nochmals durch Null, bevor es negativ wird. Der zweite Nullpunkt B stellt einen unechten Kreuzungspunkt dar, wobei diese und irgendwelche anderen Nullkreuzungen ignoriert werden, wie durch Benutzung von Modifikationen und Zusätzen zum Berechnungskreis aus Figur 8. Bei einer Verwendung des Komparators 23 aus Figur 3 wird das Signal e mit einem Referenznullspannungspegel

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verglichen, und die Erzeugung eines Ausgangssignals zur Zeit t(=A) veranlaßt den Zündkreis (Figur 1) zum Zuführen von Zünd- oder Tastsignalen zum passenden Thyristorensatz. Die Abschaltzeit t entspricht im wesentlichen dem Wert t in Figur 6.

Das Einschließen der kleinen in Reihe liegenden Strombegrenzungs-Kommutierungsspulen L und L^ zum Begrenzen von di/dt in den Thyristoren verändert den Kommutierungsvorgang und ermöglicht ein Überlappungsintervail t , in dem alle vier Thyristoren leiten. Statt eines ziemlich augenblicklichen Wechsels wie in Figur 6 überträgt sich der Strom I, von den abgehenden zu den ankommenden Thyristoren mit einer Rate di/dt = e /L (siehe den unteren Teil von

C C

Figur 7). So erfolgt der Abfall des Stroms i während des Überlappungsintervalls t , wobei der Abfall dem Zweifachen der Größe des direkten oder Gleichstroms L während des Überlappungsintervalls entspricht. Da die Umkehrspannung den abgehenden Vorrichtungen nicht bis zur Vervollständigung des Überführungsvorgangs zugeführt wird, wird das Zünden der ankommenden Vorrichtungen vorverlegt, so daß die Zeit t zusätzlich zur Abschaltzeit t vergeht, ehe die Kondensatorspannung umkehrt. Die folgende Analyse zeigt, daß die Kompensation für die Überlappung aufgrund des Einschlusses von L und L- leicht durch Vergrößern des Wertes des Stromtransformator-Bürdenwiderstands R erreicht werden kann.

χ·

Man nehme an, daß die Ströme i,, i_f, i und i_R während des Überlappungsintervalls t etwa konstant bleiben. Gemäß Figur 7 habe i-, den Wert I, während dieses Zeitintervalls, und die Summe der anderen, den Kommutierungskondensator entladenden Ströme soll folgenden Wert haben;

I_e = (S_fni_f + i_L + i_R) (8)

Bei positivem e ist I negativ und vermindert während dieses Intervalls die Kondensatorspannung. Der Strom in der Reihenkommutierungsspule L beträgt anfänglich +1-, und schließlich -I,, weshalb der Mittelwert Null beträgt, wie es auch für die von der Quelle zum Kondensator C geführte und von diesem abgeführte Ladung gilt. Entsprechend wird die Änderung in der Kondensatorspannung von einem Anfangswert E bis zu einem Endwert E während des Intervalls t (siehe

509821/0732 " ¹⁸ "

Figur 7) durch folgende Gleichung wiedergegeben:

E₁ = E₀ - -i- t_u (9)

Die mittlere Kondensatorspannung während des Überlappungsintervalls beträgt (E_Q + E)/2. Diese mittlere Spannung führt zu der zuvor erwähnten Stromänderung von 21, in der Reihenkommutierungsspule L . Der Vorgang unterliegt der folgenden Beziehung:

21. =

E_ , E₁ t

^{2 L}c

Ein Substituieren von E aus dem Ausdruck (9) und (lo) sowie ein Vereinfachen führen zu folgender Gleichung:

f ²

Durch Lösen der Quadratgleichung (11) ergibt sich für t

"P —

t_u = — — ^_ϊ (12)

Wenn dieser Wert von t in Gleichung (9) substituiert wird, ergibt sich

E— XlV — Ar TT /c mo\

1 ~ Vo ede' ^l '

Der durch (13) vorhergesagte Wert E₁ von e^ am Ende des Überlap-

J. C

pungsintervalls sollte in Gleichung (7) anstelle des Wertes E zur Zündzeit benutzt werden. E ist jedoch der vom Spannungstransformator 18 zur Zeit des Zündens gemessene Wert, und der modifizierte

Ausdruck für e muß in Abhängigkeit von E._f den Strömen und koncon 0

stanten Faktoren ausgedrückt werden. Ein einfacher Näherungswert wird wie folgt abgeleitet.

Die richtige Zeit zum Zünden der eingehenden bzw. ankommenden Thyristoren wird durch Lösen der folgenden Gleichung bestimmt:

^econ ~~ ~ , 1
Daraus ergibt sich

E₁ ² = [-* (I- + I) I (15)

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Aus (13) und (15) können E eliminiert und der Ausdruck wie folgt geschrieben werden:

⁰ c

"t

4CL I,I ! ₊ S . _<LiL

(16)

2 Der Maximalwert des Ausdrucks 1^1/(1 + I.) beträgt 1/4, wenn

I ■= I, ist. Daher sollte die Zündbedingung für diesen ungünstigsten Fall folgendermaßen sein:

t
2 (I_{e +} l_d) γ l ₊

Zurückkommend auf die augenblicklichen Spannungs- und Stromwerte, wie sie vom Spannungstransformator 18 und Stromtransformator 19' in Figur 3 gemessen wurden, ergibt sich die erwünschte Thyristorzündbedingung zu:

^econ = ^ec - ~ T

t ο

= 0 zum Zeitpunkt des Zündens.

Es ergibt sich, daß der richtige Wert des Bürdenwiderstands R bei einer möglichen iberlappung den folgenden Wert hat:

*o

So erfordert die Kompensation für die Überlappung keinen komplexen Analogberechnungskreis, wie er für die Lösung der Gleichung (14) unter Verwendung von (13) für E notwendig wäre.

Wie zuvor erwähnt wurde und sich aus Figuren 6 und 7 ergibt, hat das Steuer- bzw. Regelsignal e unechte Nulldurchgänge oder et-

cori

wa erfolgende Nulldurchgänge, die dem anfänglichen Nulldurchgang folgen, der das richtige Ausgangssignal darstellt. Dementsprechend ist ein zusätzlicher Kreis am Ausgang des Komparators 23 in einem praktischen Steuer- bzw. Regelkreis erforderlich, um den Komparator während eines kurzen Intervalls nach einem Erkennen des ersten Nulldurchgangs wirksam zu hemmen. Dieses ist in Blockdiagrammform in Figur 8 dargestellt, wobei eine Signalverarbeitungseinheit 24

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mit einer Zextverzogerungsaussperrung versehen ist, die durch den ersten Ausgangsimpuls des Komparators aktiviert wird. Beispielsweise kann die Sxgnalverarbeitungseinheit ein Paar von Einimpuls-Multivibratoren bzw» Monovibratoren mit einer Logik zum abwechselnden Erregen der einmaligen Impulse enthalten« Wenn die Impulsdauer der Ausgangsimpulse zumindest gleich der ausgewählten Aussperrungsverzögerungszeit gemacht wird, ist das erwünschte Resultat erzielt. Die Gate-Treiberverstärker 25, die abwechselnd von der Signalver- ■ arbeitungseinheit 24 erregt werden, können eine Reihe von unter engem Abstand angeordneten Zündimpulsen für die Thyristoren Sl und Sl' sowie die Thyristoren S2 und S2' erzeugen, wie es manchmal für regenerative Lasten benötigt wird.

Zum Starten des Inverters sollte die Last weitgehend vermindert werden. Tatsächlich wird angenommen, daß einige überschüssige Last vorhanden ist, wobei das Starten Hilfsstartkomponenten oder ein spezielles Verfahren erfordert. Wenn die Last ein Ausgangs-Zyklokonverter ist, werden die Zyklokonverterthyristoren zum Entladen des Inverters zeitweilig blockiert» Nach dem Ansteigen der Gleichspannung bei nichtleitenden Inverterthyristoren wird ein einziger Zündimpuls einem Thyristorsatz zugeleitet, wodurch die Oszillation des Parallelresonanz-Kommutierungskreises eingeleitet wird. Das nachfolgende Zünden der Thyristoren wird dann in der angegebenen Weise gesteuert bzw. geregelt.(Der für die konstante Abschaltzeit zuständige Berechnungs- bzw. Bestimmungskreis und die Steuer- bzw. Regeltechnik unter Verwendung von Gleichungen des Eulerschen Verfahrens erster Ordnung ergeben eine genaue Näherung der präzisen oder tatsächlichen Abschaltzeit. Eine Nachprüfung ergibt, daß die nach dem Runge-Kutta-Verfahren vierter Ordnung berechnete Abschaltzeit weitgehend der vorhergesagten Abschaltzeit nach dem Eulerschen Verfahren erster Ordnung entspricht» Bei Verwendung des neuen Steuer- bzw. Regelverfahrens treten nur dann Fehler auf, wenn sich der Laststrom während der Thyristorabschaltzeit bedeutend ändert, die in typischer Weise ein Intervall von Ιο-loo Mikrosekunden ausmacht, welche einen kleinen Bruchteil eines jeden Zyklus darstellen. Demzufolge können der Sicherheitsfaktor klein sein und bei allen Frequenzen die optimale Leistungsfähigkeit erreicht werden. In einem

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tatsächlichen Kreis ist die aufrechterhaltene Abschaltzeit nicht exakt konstant, sondern sie kann leicht beispielsweise um 3o % schwanken, obwohl die Schwankung in absoluter Zeit nur einige Mikrosekunden oder einige zehn Mikrosekunden betragen kann. Im Vergleich zur Gesamtlänge des Halbzyklus der Ausgangsspannung ist die beschriebene Abschaltzeit relativ konstant-Andere Konfigurationen der Fühler- bzw. Erfassungsvorrichtungen, im einzelnen der Spannungs- und Stromtransformatoren, sind möglich. Der Brückeninverter aus Figur 9 ähnelt demjenigen aus Figur 3 mit der Ausnahme, daß die Rückführungsdioden und zugeordnete Schaltungsteile fortgelassen sind. Für einige Lasten ist eine Verwendung von Rückführungsdioden unwichtig. Ein alternativer Ausdruck für das Steuer- bzw. Regelsignal aus Gleichung (7), die durch algebraische Manipulation erzielt wurde, lautet wie folgt:

^econ = ^ec ⁺ V¹C - ^2Sid⁾
Zum Ausführen dieser Berechnung ist der Spannungstransformator derselbe, doch hat der Stromtransformator nunmehr eine mit einer Windung versehene Primärwicklung für den Kondensatorstrom i und eine mit zwei Windungen versehene Primärwicklung für den direkten Strom bzw. Gleichstrom oder Thyristorstrom Si-,. Ferner sind noch andere äquivalente Berechnungskreise möglich, wobei alle einen Spannungstransformator und einen oder mehrere Stromtransformatoren als Fühler- bzw. Erfassungsvorrichtungen benutzen.

Zusammenfassend stellt ein Konstantabschaltzeit-Steuer- bzw. -Regelkreis für einen betriebsfrequenzvariablen Inverter oder einen anderen Konverter mit einem Parallelresonanz-Kommutierungskreis automatisch die Frequenz so ein, daß die Blindleistung für die Kommutierung bzw. Umschaltung optimal ist. Ferner ist die Zuverlässigkeit des Leistungskreises verbessert. Der Steuer- bzw. Regelkreis und das Steuer- bzw. Regelverfahren ermöglichen eine kurze Ansprechzeit, wie sie zum Anpassen des Startens und anderer starker übergänge bzw. Sprünge sowie in Situationen benötigt wird, wo sich die Lastimpedanz schnell ändert. Eine geeignete Steuerung bzw. Regelung wird benötigt, um größere Schwankungen in der Ausgangsspannung zu

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vermeiden und Fehler der Thyristorkommutierung sicher zu unterbinden. Durch die Steuerung bzw. Regelung der konstanten Abschaltzeit ist die Wirksamkeit bzw» der Wirkungsgrad des Leistungskonverters optimal f und die Spannungsbelastungen an den Kreiskomponenten werden verringert» Abgesehen von den angeführten Beispielen der Fühler- bzw. Erfassungsvorrichtungskonfigurationen und des Berechnungskreises s der die Zeitsteuerung der Zündsignale für die Thyristoren oder andere gesteuerte Leistungsvorrichtungen bestimmt, sind auch andere Ausbildungen möglich. Die genannten Konverter eignen sich für eine Induktionserwärmung wie auch für Hochfrequenz-Zwischenglied-Zykloinvertersysterne.

- Patentansprüche -

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Claims

Patentansprüche

1. Leistungskonverter zum Umsetzen einer Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung abweichender Frequenz, gekennzeichnet durch einen Leistungskonverterkreis mit einer Anzahl von gesteuerten bzw. geregelten Leistungsvorrichtungen (S₁-S₄, S,'-S₄'), die aufeinanderfolgend bei einer variablen Frequenz leitfähig gemacht bzw. durchgeschaltet werden, durch einen Parallelresonanz-Kommutierungskreis mit einer Kommutierungsinduktivität (16) und einem parallelen Kommutierungskondensator (15) zum Liefern einer variablen Größe an Blindleistung, um die gesteuerten Leistungsvorrichtungen nichtleitend zu machen, und durch Konstantabschaltzeit-Steuer- bzw. Regelmittel (2o, 21) zum· Ableiten von zeitlich definierten Zündsignalen zwecks Bildung einer annähernd konstanten Abschaltzeit für die gesteuerten Leistungsvorrichtungen, um hierdurch die Betriebsfrequenz einzustellen.

2. Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantabschaltzeit-Steuermittel Fühlermittel (18, 19, 19', 19'') zum Erfassen ausgewählter augenblicklicher Parameter des Leistungskreises und einen Berechnungskreis (2o) zum zyklischen Ableiten eines Ausgangssignals zwecks zeitlicher Steuerung der Zündsignale aufweisen.

3. Konverter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Fühlermittel (18, 19, 19', 19'') und der Berechnungskreis (2o) so

' ausgewählt sind, daß das Ausgangssignal erzeugt wird, wenn die vorhergesagte Zeit vom Nulldurchgang der Spannung des Kommutierungskondensators (15) nach dem Zünden jeder ankommenden

gleich gesteuerten Leistungsvorrichtung annähernd"einer vorbestimmten

konstanten Abschaltzeit für eine entsprechende abgehende gesteuerte Leistungsvorrichtung ist,

4. Konverter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Fühlermittel (18, 19, 19', 19'') eine Potentialerfassungsvorrichtung (18) zum Erfassen der augenblicklichen Spannung des Kommutierungskondensators (15) und zumindest eine Stromerfassungs-

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vorrichtung (19, 19', 19¹¹) zum Erfassen zumindest eines augenblicklichen Leistungskreisstroms aufweisen, der den Strom des Kommutierungskondensators (15) nach dem Zünden einer jeden ankommend gesteuerten Leistungsvorrichtung angibt.

5. Konverter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Berechnungskreis (2o) eine analoge Berechnungsschaltung aufweist, die die von den Fühlermitteln (18, 19, 19', 19'¹) erzeugten Signale benutzt und die vorhergesagte Zeit hinsichtlich des Null- · durchgangs der Spannung des Kommutierungskondensators (15) nach einer vorbestimmten Beziehung' berechnet.

6. Konverter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Fühlermittel und der Berechnungskreis zumindest eine Potentialerfassungsvorrichtung (18) zum Erfassen der augenblicklichen Spannung des Kommutierungskondensators (15) und zumindest eine Stromerfassungsvorrichtung (19, 19', 19¹¹) zum Erfassen zumindest eines augenblicklichen Leistungskreisstromes aufweist, der den Strom des Kommutierungskondensators (15) nach dem Zünden einer jeden ankommend gesteuerten Leistungsvorrichtung angibt, daß ferner ein Bürdenwiderstand (R ) mit den Ausgängen der Strom- und Spannungserfassungsvorrichtungen gekoppelt ist und einen Analogkreis bildet, der ein Steuer- bzw. Regelsignal erzeugt, und daß eine Einrichtung (23) zum Vergleichen des Steuer- bzw. Regelsignals mit einer Referenzspannung und zum Erzeugen des Ausgangssignals vorhanden ist.

7. Konverter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungskonverterkreis ferner strombegrenzende Kommutierungsinduktivitäteinrichtungen (13, 14) enthält und daß der Wert des Bürdenwiderstands (R ) eingestellt wird, um die sich ergebende

^x en

Überlappung der Leitfähigkeit einer ankommend/ und entsprechenden

en
abgehend'' gesteuerten Leistungsvorrichtung zu kompensieren.

8. Konverter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuer- bzw. Regelsignal in jedem Halbzyklus durch Null verläuft und daß die Vergleichsmittel einen Komparator (23) zum Erzeugen

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des Ausgangssignals beim Nulldurchgang des Steuer- bzw. Regelsignals enthalten.

9. Konverter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuer- bzw. Regelsignal in jedem Halbzyklus mehrfache Nulldurchgänge hat und daß der Berechnungskreis (2o) ferner Zeitverzögerungsmittel aufweist, um das Erzeugen unechter Ausgangssignale nach dem Ausgangssignal am anfänglichen Nulldurchgang zu unterbinden.

10. Konverter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Potentialerfassungsvorrichtung ein Spannungstransformator (18) und die Stromerfassungsvorrichtung ein Stromtransformator (19, 19', 19'') sind und daß der Bürdenwiderstand (R ) zwischen den Anschlüssen der Sekundärwicklung des Stromtransformators und in Reihe zur Sekundärwicklung des Spannungstransformators liegt, um hierdurch das Steuer- bzw. Regelsignal zu erzeugen.

11. Konverter nach Anspruch lo, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsmittel einen Komparator (23) zum Erzeugen des Ausgangssignals nach dem anfänglichen Nulldurchgang des Steuer- bzw. Regelsignals in jedem Halbzyklus enthalten und daß Zeitverzögerungsmittel vorhanden sind, um das Erzeugen unechter Ausgangssignale bei aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen des Steuerbzw. Regelsignals während eines vorbestimmten, dem anfänglichen Nulldurchgang folgenden Intervalls zu hemmen bzw. zu unterbinden.

12. Inverter bzw. Umrichter zum Umsetzen einer Versorgungsspannung zu einer Hochfrequenz-Ausgangsspannung, gekennzeichnet durch einen Leistungsinverterkreis mit zumindest einem Paar von Thyristorvorrichtungen (S-S.; S,'-S₄ ¹), die abwechselnd bei einer variablen Frequenz durchgeschaltet werden, durch einen Parallelresonanz-Kommutierungskreis mit einer Kommutierungsinduktivität (16) und einem parallelen Kommutierungskondensator (15) zum Liefern einer variablen Größe an Blindleistung, um die Thyristorvorrichtungen abwechselnd nichtleitend zu machen, und durch Konstantabschaltzeit-Steuer- bzw. -Regelmittel (2o, 21), die Füh-

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leritiittel (18, 19, 19', 19"') zum Erfassen ausgewählter Augenblicksparameter des Leistungskreises und ferner Berechnungsmittel (2o) zum Ableiten eines zeitlich definierten Ausgangssignals aufweisen, um ein Zündsignal für eine ankommende Thyristorvorrichtung zu erzeugen, was zu einer annähernd konstanten Abschaltzeit einer abgehenden Thyristorvorrichtung führt, um hierdurch automatisch die Inverterbetriebsfrequenz einzustellen.

13. Inverter nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Fühlermittel eine Spannungserfassungsvorrichtung (18) für die Spannung des Kommutierungskondensators (15) und zumindest eine Stromerfassungsvorrichtung (19, 19', 19'') für die Leistungskreisströme aufweisen, die den Strom des Kommutierungskondensators (15) nach dem Zünden der ankommenden Thyristorvorrichtui angeben.

14. Inverter nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Stromerfassungsvorrichtung (19', 19'") an einen Bürdenwiderstand (R ) angeschlossen ist und daß dieser in Reihe zum Ausgang der Spannungserfassungsvorrichtung (18) liegt, um ein sich zyklisch veränderndes Steuer- bzw. Regelsignal zu erzeugen.

15. Inverter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsinverterkreis ferner in Reihe liegende, strombegrenzende Kommutierungsinduktivitäten (13, 14) enthält und daß der Wert des Bürdenwiderstands (R ) auf eine Kompensierung der sich ergebenden Überlappung in der Leitfähigkeit der ankommenden und abgehenden Thyristorvorrichtungen eingestellt wird.

16. Inverter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Berechnungsmittel eine Einrichtung (23) zum Vergleichen des Steuer- bzw. Regelsignals mit einer Referenzspannung und zum Ableiten des Ausgangssignals am anfänglichen Nulldurchgang in jedem Halbzyklus enthalten.

17. Inverter nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Berechnungsmittel ferner eine Zeitverzögerungseinrichtung enthal-

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ten, um das Erzeugen unechter Ausgangssignale bei nachfolgenden Nulldurchgängen des Steuersignals während eines vorbestimmten, dem anfänglichen Nulldurchgang folgenden Intervalls zu unterbinden.

18. Inverter nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromerfassungsvorrichtung (19, 19', 19¹¹) angeschlossen ist, um den Strom des Kommutierungskondensators (15) und den Strom durch die Thyristorvorrichtungen zu erfassen.

19. Inverter nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsinverterkreis ferner eine Rückführungsleistungsvorrichtung enthält, die jeder Thyristorvorrichtung zugeordnet ist und zum Rückführen von Rückführungsströmen zur Versorgung dient, und daß die Stromerfassungsvorrichtung (19, 19', 19'') den Strom durch die Thyristorvorrichtungen, den Rückführungsstrom, den Strom durch die Kommutierungsinduktivität und den Laststrom erfaßt.

20. Inverter nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungserfassungsvorrichtung ein Spannungstransformator (18) und die Stromerfassungsvorrichtung ein Stromtransformator (19, 19', 19'') darstellen, daß die Berechnungsmittel einen Bürdenwiderstand (R ) aufweisen, der zwischen den Anschlüssen der Sekundärwicklung des Stromtransformators und in Reihe zur Sekundärwicklung des Spannungstransformators zwecks Erzeugung eines sich zyklisch verändernden Steuersignals liegt und daß Mittel (23) zum Vergleichen des Steuersignals mit einem Referenzsignal und zum Erzeugen des Ausgangssignals beim anfänglichen Nulldurchgang des Steuersignals in jedem Halbzyklus vorhanden sind.

21. Inverter nach Anspruch 2o, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsinverterkreis in Reihe geschaltete, strombegrenzende Kommutierungsspulenmittel (13, 14) enthält und daß der Wert des Bürdenwiderstands (R„) eingestellt wird, um eine Kompensation für die sich ergebende Überlappung in der Leitfähigkeit der ankommenden und abgehenden Thyristorvorrichtung zu bewirken.

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22. Inverter nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Berechnungsmittel ferner Zeitverzögerungsglieder zum Unterdrücken der Erzeugung von unechten Ausgangssignalen an nachfolgenden Nulldurchgängen des Steuer- bzw. Regelsignals während eines dem anfänglichen Nulldurchgang folgenden Zeitintervalls enthalten.

23. Verfahren zum Steuern bzw. Regeln eines Leistungskonverterkreises mit einer Anzahl von gesteuerten bzw. geregelten Leistungsvorrichtungen, die bei einer variablen Frequenz aufeinanderfol-. gend durchgeschaltet werden, um eine Eingangsspannung auf eine Ausgangsspannung abweichender· Frequenz umzusetzen, und mit einem Parallelresonanz-Kommutierungskreis, der eine Kommutierungsspulenanordnung und eine parallele Kommutierungskondensatoranordnung zum Liefern einer variablen Blindleistungsgröße ', um die Leitfähigkeit der Leistungsvorrichtungen aufzuheben, gekennzeichnet durch ein Erfassen ausgewählter, augenblicklicher Leistungskreisparameter, mittels derer der zukünftige Zustand der parallelen Kommutierungskondensatoranordnung vorhergesagt werden kann, durch ein aus den erfaßten Parametern erfolgendes Berechnen des Zeitverhaltens von Zündsignalen für die gesteuerten bzw. geregelten Leistungsvorrichtungen zwecks Bildung einer etwa konstanten Abschaltzeit und durch Zuleiten der Zündsignale zu den Leistungsvorrichtungen zwecks automatischer Einstellung der Konverterbetriebsfrequenz. +) enthält

24. Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Parametererfassungsschritt ein Erfassen der Spannung der Kommutierungskondensatoranordnung und ein Erfassen zumindest eines Leistungskreisstroms enthält, der für den Strom der "Kommutierungskondensatoranordnung nach dem Zünden einer ankommend gesteuerten Leistungsvorrichtung bezeichnend ist.

25. Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt zum Berechnen des Zeitverhaltens der Zündsignale ein Ableiten eines sich zyklisch verändernden Steuer- bzw. Regelsignals von erfaßten Leistungskreisparametern und ein Vergleichen dieses Signals mit einem Referenzpegel umfaßt.

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26. Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuer- bzw. Regelsignal in jedem Halbzyklus einen Nulldurchgang hat, daß im Vergleichsschritt ein Ausgangssignal bei Nulldurchgang des Steuer- bzw. Regelsignals erzeugt wird und daß das Ausgangssignal zum Ableiten des zeitlich bestimmten Zündsignals in jedem Halbzyklus benutzt wird.

27. Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuer- bzw. Regelsignal mehrfache Nulldurchgänge in jedem Halbzyklus hat, daß im Vergleichsschritt beim anfänglichen Nulldurchgang des Steuer- bzw. Regelsignals ein Ausgangssignal erzeugt wird, daß ferner unechte Ausgangssignale bei nachfolgenden Nulldurchgängen des Steuer- bzw. Regelsignals während eines vorbestimmten Zeitintervalls nach einem anfänglichen Nulldurchgang gehemmt bzw. unterdrückt werden und daß das Ausgangssignal zum Ableiten der zeitlich bestimmten Zündsignale benutzt wird.

28. Verfahren zum Steuern bzw. Regeln eines Leistungsinverterkreises mit zumindest einem Paar von Thyristorvorrichtungen, die bei variabler Frequenz abwechselnd leitfähig gemacht werden, um eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung abweichender Frequenz umzusetzen, und mit einem Parallelresonanz-Kommutierungskreis, der eine Kommutierungsspulenanordnung und einen parallelen Kommutierungskondensator zum Liefern einer variablen Blindleistungsgröße enthält, um die Thyristorvorrichtungen abwechselnd abzuschalten bzw. zu sperren, gekennzeichnet durch ein kontinuierliches Erfassen ausgewählter momentaner Leistungskreisparameter, aus denen der zukünftige Zustand des Kommutierungskondensators vorhersagbar ist, durch ein Berechnen des Zeitverhaltens eines Ausgangssignals aus den erfaßten Parametern, das zum Erzeugen eines Zündsignals für eine ankommende Thyristorvorrichtung benutzt wird, was zu einer etwa konstanten Abschaltzeit für eine abgehende Thyristorvorrichtung führt, und durch ein Liefern der zeitlich eingeteilten Zündsignale an die Thyristorvorrichtungen zum automatischen Einstellen der Inver- terbetriebsfrequenz.

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29. Verfahren nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß der Berechnungsschritt ein Ableiten eines sich zyklisch verändernden Steuer- bzw. Regelsignals von den erfaßten Leistungskreisparametern, ein Vergleichen dieses Signals mit einem Referenzpegel und ein Erzeugen eines Ausgangssignals umfaßt, wenn der momentane Wert des Steuer- bzw. Regelsignals dem Referenzpegel entspricht.

30. Verfahren nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuer- bzw. Regelsignal mehrere dem Referenzpegel entsprechende Werte hat und daß im Berechnungsschritt das Erzeugen von Ausgangssignalen unterdrückt wird, und zwar in jedem Halbzyklus während eines vorbestimmten Zeitintervalls nach dem Erzeugen eines wahren bzw. echten Ausgangssignals.

31. Verfahren nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß der Berechnungsschritt ein Ableiten eines sich zyklisch verändernden Steuer- bzw. Regelsignals von den erfaßten Leistungskreisparametern, ein Vergleichen dieses Signals mit einer Bezugsnullspannung, ein Erzeugen des Ausgangssignals am anfänglichen Nulldurchgang des Steuer- bzw. Regelsignals in jedem Halbzyklus und ein Unterdrücken des Erzeugens unechter Ausgangssignale während eines vorbestimmten Zeitintervalls umfaßt.

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