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" Anordnung zur Versorgung einer elektrischen
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Last mittels eines Wechselrichters " Die Erfindung betrifft eine
Anordnung zur Versorgung einer elektrischen Last mittels eines mit Abschaltthyristoren
bestückten selbstgeführten Wechselrichters.
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Abschaltthyristoren, auch kurz als "GTO" bezeichnet, sind in folgenden
Literaturstellen beschrieben: 1) W. Bösterling, H. Ludwig, R. Schimmer, M. Tscharn,
"Praxis mit dem GTO, Abschaltthyristoren für selbstgeführte Stromrichter", Sonderdruck
der Firma AEG-TelefunkSn, 1983,
2) H. Berg, W. Bösterling, W. Luse
Abschaltthyristoren (GTO) für neue Stromrichterkonzepte", Firmendruckschrift AEG-Telefunken,
1984.
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Derartige Abschaltthyristoren haben einerseits den Vorteil, daß sie
in selbstgeführten Stromrichtern den Leistungsteil vereinfachen, andererseits aber
den Nachteil, daß sie gegenüber anderen Thyristorschaltungen höhere Verlustleistungen
beim Ein- und Ausschalten mit sich bringen. In der Regel ist die Abschaltverlustleistung
größer als die Einschaltverlustleistung. Da die Abschaltverl ustleistung bei jedem
Schaltvorgang auftritt, wird ihr Anteil an der Gesamtverlustleistung mit zunehmender
Wiederholfrequenz immer spürbarer und muß beim Auslegen der Kühleinrichtungen berücksichtigt
werden. Es ist durch die gleichen Literaturstellen auch bereits bekannt, daß man
die Spannungssteilheit beim Abschalten durch geeignete Beschaltungsmaßnahmen begrenzen
muß, beispielsweise durch eine sogenannte RCD-Beschaltung. In einem solchen Fall
ist jeder Abschaltthyristor mit einer eigenen RCD-Beschaltung versehen.
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Trotz dieser bekannten Maßnahmen ist der Frequenzbereich, für den
die bekannten Abschaltthyristoren verwendet werden können, relativ eng begrenzt,
und zwar können bei weitgehender Ausnutzung des höchst zulässigen Durchlaßstroms
Frequenzen zwischen etwa 3 und 3 kHz als Maximal frequenz ange-
sehen
werden. Versuche, diese Frequenz zu erhöhen, hatten bisher stets eine entsprechende
Verminderung des höchst zulässigen Durchl aßstroms zur Folge, da andernfalls die
thermische Belastung der Thyristoren nicht mehr beherrschbar war.
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Nun gibt es heute eine ganze Reihe von Verbrauchern, bei denen höhere
Frequenzen, z.B. Frequenzen bis zu 20 bzw. 30 kHz benötigt wird. Eine sehr breite
Anwendungsmöglichkeit besteht bei statischen Umrichtern für induktive Erwärmungsanlagen,
insbesondere für induktive Schmelzanlagen. Ein weiteres Anwendungsgebiet betrifft
kompakte Stromversorgungen mit entsprechend kleinen magnetischen Baugruppen, wie
beispielsweise Transformatoren.
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Für große Leistungen werden für die vorstehend angegebenen Zwecke
heute fast ausschließlich Umrichter mit sogenannten Frequenz-Thyristoren eingesetzt,
die aufwendige Kommuntierungs-Hilfsmittel benötigen sowie schaltungstechnische Maßnahmen
erforderlich machen, um die erforderliche Schonzeit t5 zu gewährleisten.
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Auch für diese Art von Umrichtern ist die Begrenzung der Schaltfrequenz
auf einige Kilohertz erforderlich, oftmals von der Maßnahme einer Reduzierung der
Bauelementenausnutzung begleitet, d.h. der Reduzierung der Schaltströme, um die
für das Bauelement zulässige Verlustleistung nicht zu überschreiten.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung der
eingangs beschriebenen Gattung anzugeben, welche eine merklich höhere Kommutierungsfrequenz
bei gleichzeitig voller Belastbarkeit der Abschaltthyristoren ermöglicht.
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Die Lösung der gestellten Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß dadurch,
daß eine Induktivität durch einen in Bezug auf den Wechselrichter parallel geschalteten
Kondensator zu einem Schwingkreis ergänzt ist, dessen Auslegungsfrequenz im wesentlichen
mit der Ausgangsfrequenz des Wechselrichters übereinstimmt.
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Durch diese Art der Beschaltung, die nicht mit der eingangs beschriebenen
RCD-Beschaltung übereinstimmt (diese kann zusätzlich angewandt werden), wird die
Anstiegssteilheit der Spannung nach dem Abschalten des Stroms derart stark herabgesetzt,
daß die Verlustleistung auf einen Bruchteil des ursprünglichen Wertes verringert
wird. Infolgedessen kann die Frequenz bei gleicher thermischer Belastung der Bauelemente
erheblich heraufgesetzt werden, beispielsweise auf Werte oberhalb 10 kHz, ohne daß
die Wärmeabfuhr von den Abschaltthyristoren zu einem Problem wird. Infolgedessen
können gleichzeitig die Grenzdaten, d"te für den Abschaltthyristor gelten, mit den
technisch üblichen Sicherheitsabständen ausgenutzt werden.
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Die Induktivität 13 kann hierbei Bestandteil eines Verbrauchers sein,
beispielsweise die Induktionsspule eines Schmelzofens, sie kann aber auch vom Verbraucher
baulich getrennt sein, d.h. eine Art Hilfsinduktivität, die zur
Vermeidung
von Verlusten und unzulässiger Erwärmung eisenlos ausgeführt ist.
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Der Schwingkreis kann dabei mittels eines Transformators an den Wechselrichter
angekoppelt sein.
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Die Sekundärwicklung dieses Transformators kann weiterhin mit beliebigen
Verbrauchern verbunden werden, die einen kapazitiven, einen induktiven, einen ohmschen
und/oder einen hieraus resultierenden Widerstand bilden.
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Es ist dabei gemäß der weiteren Erfindung besonders vorteil haft,
wenn Abgriffe für Strom "I" und Spannung "U" einer Regelanordnung aufgeschaltet
sind, deren Ausgang einem Taktgeber aufgeschaltet ist, derart, daß durch die Ausgangsfrequenz
des Taktgebers die Frequenz des Wechselrichters in der Weise regelbar ist, daß die
Phasenverschiebung auf einen kleinstmöglichen Wert zurückführbar ist.
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Durch eine derartige Anordnung wird im wesentlichen sichergestellt,
daß die Stromschaltung stets im Spannungsnulldurchgang erfolgt,»so daß die Schaltverluste
weiter reduziert werden.
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Eine solche Maßnahme stellt eine Abkehr von der bisher üblichen Praxis
dar, einen Wechselrichter lastgeführt zu betreiben. Die damit verbundenen Nachteile
liegen bei vergleichbarer Sperrspannung von etwa 1000 Volt in der relativ langen
Freiwerdezeit von typisch 20 bis 30 us, die eine Anwendung für höhere Frequenzen
weitgehend verbietet.
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Vereinfacht ausgedrückt handelt es sich darum, die Ausgangsfrequenz
der Stromversorgungsquelle wieder auf Phasenkoinzidenz mit dem Schwingkreis zu bringen.
Dadurch steigt die Windungsspannung innerhalb der Induktivität wieder auf den maximal
möglichen Wert an, der Leistungsfaktor wird dadurch wesentlich verbessert, die Blindleistung
verringert und die Behandlungszeit wesentlichverkürzt, wenn es sich um eine Materialbehandlung
handelt.
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Als Tendenz für die linderung der -Frequenz ist anzugeben, daß bei
einem nacheilenden Strom die Frequenz zu verringern ist und daß bei nacheilender
Spannung die Frequenz des Wechselrichters zu erhöhen ist. Dabei sind die erforderlichen
Frequenzabweichungen, die für die Beherrschung aller Vorkommnisse wöhrend der unterschiedlichen
Behandlungsprozesse erforderlich sind, keineswegs unzumutbar groß; sie bewegen sich
vielmehr in einem Bereich von 20 % beiderseits einer mittleren Auslegungsfrequenz.
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Die erfindungsgemäße Lösung kann für Materialbehandlungsprozesse wie
das Schmelzen, Erwärmen sowie die Oberflächenbehandlung von metallischen und nicht-metallischen
Werkstoffen angewandt werden. Sofern der betreffende Werkstoff nicht an die Induktionsspule
ankoppelt, kann ein Behälter aus einem ankopplungsfähigen Werkstoff wie beispielsweise
aus Graphit verwendet werden, der die Wärme seinerseits an das zu behandelnde Material
überträgt. Die Eigenfrequenz des Schwingkreises hängt dabei nicht nur von den Auslegungsdaten
der Induktivität und des Kondensators ab, sondern - bei Materialbehandlungsprozessen
- auch von der Art, Menge und der
Temperatur bzw. dem Zustand des
zu behandelnden Materials.
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Bestimmte Werkstoffe, die einen Teil des Schwingkreises bilden, haben
die Tendenz, bei Temperaturänderungen gewißermaßen sprunghaft die elektrischen und
magnetischen Eigenschaften zu ändern, so daß es zu einer Anderung der Eigenfrequenz
des Schwingkreises kommt.
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Alsdann entspricht die Kompensation der Windleistung nicht mehr den
optimalen Verhältnissen. Ahnliche Verhältnisse gelten auch, wenn Art und Menge des
zu behandelnden Materials bei den einzelnen Chargen unterschiedlich sind. In jedem
Fall wird der Schwingkreis verstimmt und die Ankopplung durch die niedrigere Windungsspannung
wesentlich verschlechtert, was zu längeren Behandlungszeiten und einem verschl echtertem
Wirkungsgrad führt.
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Ein Beispiel für die Verstimmung des Schwingkreises liefern ferromagnetische
Werkstoffe, deren magnetischer Widerstand sich beim Oberschreiten der Curie-Temperatur
sprunghaft und wesentlich ändert.
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Es ist zum Zwecke einer weiteren Verringerung der Verluste bei noch
weiter gesteigerter Frequenz besonders vorteilhaft, wenn die Einschaltimpulse alternierend
geschalteter Abschaltthyristoren einen zeitlichen Abstand von den Ausschaltimpulsen
der jeweils anderen Abschaltthyristoren aufweisen, wobei der zeitliche Abstand minimal
der Löschverzugszeit und maximal der Löschzeit entspricht.
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Der Stand der Technik und der Erfindungsgegenstand werden nachfolgend
anhand der Figuren 1 bis 5 näher erläutert.
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Es zeigen: Figur 1 ein Diagramm mit den zeitlichen Verläufen von Strom
und Spannung bei einem lastgeführten Thyristorumrichter, Figur 2 ein Diagramm mit
den Verläufen von Strom und Spannung bei der klassischen Anordnung mit Abschaltthyristoren,
bei der die Induktivität nicht zu einem Schwingkreis ergänzt ist, Figur 3 ein Prinzipschaltbild
der erfindungsgemäßen Anordnung, bei der die Induktivität zu einem Schwingkreis
ergänzt ist und den Verbraucher darstellt, Figur 4 Einzelheiten des Wechselrichters
mit verschiedenen Induktivitäten bzw. Verbrauchern, und Figur 5 ein Diagramm analog
Figur 2, wie es beim Betrieb der Vorrichtung nach Figur 3 zustandekommt, d.h. mit
wesentlich verringerter Anstiegssteilheit der Spannung.
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Figur 1 zeigt über der Zeit (Abszisse) den Verlauf
von Strom I und Spannung U bei einem lastgeführten Thyristorumrichter. Aus Gründen
einer einwandfreien Kommutierung und des Abbaus der Ladungsträger inerhalb der sogenannten
Freiwerdezeit ist eine Phasenverschiebung ts zwischen Strom und Spannung erforderlich.
Diese Phasenverschiebung bedingt zwangsläufig eine Erhöhung der Schaltverluste und
eine Frequenzbegrenzung, t5 ist hierbei die sogenannte "Schonzeit".
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Figur 2 entspricht weitgehend Bild 6 in dem Sonderdruck "Praxis mit
dem GT0 - Abschaltthyristoren für selbstgeführte Stromrichter AEG". Innerhalb der
Abschaltzeit A fällt der Strom IT gemäß dem gezeigten Kurvenverlauf, und innerhalb
der gleichen Zeit steigt die Spannung U0, gleichfalls gemäß dem eingezeichneten
Spannungsverlauf. Das Produkt aus Strom und Spannung führt zu dem Kurvenverlauf,
der die schraffierte Fläche umgibt. Diese wiederum ist ein Maß für die infolge des
steilen Spannungsanstiegs hohe Verlustleistung PRQ. Hieraus ist leicht ersichtlich,
daß die Abschaltleistung mit zunehmender Frequenz wächst, so daß die Betriebstemperaturen
der Abschaltthyristoren nicht mehr beherrschbar sind.
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Aufgrund dieser Tatsache ist der Einsatz der Abschaltthyristoren (GTO)
aufgrund der geschilderten Eigenschaften hinsichtlich der Schaltfrequenz gleichermaßen
eingeschränkt und zeigt daher diesbezüglich keine wesentlichen Vorzüge gegenüber
der bekannten Umrichter-
schaltung mit Frequenzthyristoren und
Phasenverschiebungen gemäß Figur 1.
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In Figur 3 ist eine Stromversorgungsquelle 1 dargestellt, die als
Umrichter ausgeführt ist und über eine Dreifachleitung 2 mit Drehstrom versorgt
wird. Durch einen Thyristor-Gleichrichter 3 wird eine Gleichspannung erzeugt, die
an den Leitungen 4 und 5 ansteht. Der hierdurch gebildete Gleichstromkreis besitzt
eine Glättungsdrossel 6, einen Glättungskondensator 7 und eine Speicherdrossel 8.
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Die Leitungen 4 und 5 führen zu einem Wechselrichter 9, der mit Abschaltthyristoren
(GTO's) gemäß Figur 4 bestockt ist.
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Bei dem Wechselrichter 9 handelt es sich um einen sogenannten selbstgeführten
Wechselrichter, der durch einen Taktgeber 10 gesteuert wird, auf dessen Wirkungsweise
weiter unten noch näher eingegangen wird.
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Der Ausgang des Wechselrichters 9 führt über Leitungen 11 und 12 zu
einer Induktivität 13, die im vorliegenden Falle als zylindrische Induktionsspule
ausgeführt ist.
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In dieser Spule kann das zu behandelnde und/oder zu schmelzende Material
untergebracht werden, wodurch die gesamte Last eine zusätzliche ohm'sche Komponente
erhält, die hier durch einen in Reihe geschalteten Ersatzwiderstand 14 dargestellt
ist. Parallel zur Induktivität 13 (bezogen auf den Wechselrichter 9) ist ein Kondensator
15 angeordnet, der sich mit der Induktivität 13 zu einem Schwingkreis
ergänzt,
der beispielsweise auf eine Frequenz von 20 kHz ausgelegt ist. Sobald die Induktionsspule
mit einer entsprechenden Frequenz beaufschlagt wird, ist es möglich, das in dieser
befindliche Material zu schmelzen oder nur zu erwärmen, um beispielsweise die Oberfläche
in Anwesenheit eines Reaktionsgases zu veredeln. Zu diesem Zweck kann die Induktivität
13 in einer nicht gezeigten Kammer untergebracht sein, in der die erforderliche
Atmosphäre aufrechterhalten wird, die beispielsweise auch aus einem Vakuum und/oder
einem Inertgas bestehen kann.
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Den Leitungen 11 und 12 sind Abgriffe 16 und 17 für die Spannung U
bzw. den Strom I zugeordnet. Mittels dieser Abgriffe läßt sich beispielsweise die
Phasenlage zwischen U und I mittels eines Meß- und Anzeigegeräts überwachen. Die
Abgriffe 16 und 17 sind einer Regelanordnung 18 aufgeschaltet, deren Ausgang wiederum
dem Taktgeber 10 aufgeschaltet ist. In der Regel an ordnung werden Vorzeichen und
Betrag der Phasenverschiebung zwischen U und I erkannt und mittels eines Integrationsgliedes
in ein Vorzeichengerechtes, der Phasenverschiebung proportionales Ausgangssignal
umgesetzt. Dieses dient als Eingangssignal für den Taktgeber 10, der als Spannungs-Frequenzwandler
ausgeführt ist. Mit anderen Worten, die Ausgangsfrequenz des Taktgebers 10 ist der
Eingangsspannung proportional.
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Der Taktgeber 10 ist mit einem weiteren Eingang 19 ausgestattet, durch
den beispielsweise eine Handverstellung der Ausgangsfrequenz des Taktgebers 10 möglich
ist.
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Steigt also beispielsweise die Ausgangsspannung der Regelanordnung
bei voreilendem Strom, so wird die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 9 hochgeregelt,
und es fließt mehr Strom durch den Kondensator. Dies führt dazu, daß die Phasenverschiebung
auf einen kleinstmöglichen, durch die Regelabweichung bedingten Wert ausgeregelt
wird. Sinkt hingegen die Ausgangsspannung der Regelanordnung 18 bei nacheilendem
Strom, so wird die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 9 heruntergeregelt, und
es fließt mehr Strom durch die Induktivität 13. Auf diese Weise werden Phasenverschiebung
und Blindleistung auf einen kleinstmöglichen Wert heruntergeregelt. Zwischen dem
Taktgeber 10 und dem Wechselrichter 9 befindet sich eine an sich bekannte Vorrichtung
20 zur Potentialtrennung und Impulsformung. Die Vorrichtung 20 ist über eine Vielfach-Steuerleitung
36 mit den Abschaltthyri storen des Wechselrichters 9 verbunden.
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wischen dem Taktgeber 10 und der Vorrichtung 20 befindet sich noch
eine Anpassungsvorrichtung 37 für die Verschiebung der Einschaltimpulse relativ
zu den Ausschaltimpulsen der Abschaltthyristoren nach Maßgabe der Erläuterungen
zu Figur 6.
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Figur 4 zeigt Einzelheiten des Wechselrichters 9.
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Dieser besitzt insgesamt vier in Brückenschaltung angeordnete Abschaltthyristoren
(GTO's) 21, 22, 23 und 24. Da diese Abschaltthyristoren im vorliegenden Falle nicht
rückwärts sperrend sind, sind ihnen in Reihenschaltung schnellsperrende Dioden 25,
26, 27 und 28 zugeordnet. Ferner sind den Abschaltthyristoren zum Schutz gegen unzulässige
dynamische Beanspruchung einfache Widerstands-Kondensator-Dioden-Netzwerke zugeordnet,
sogenannte RCD-Glieder, die jedoch im einzelnen nicht näher bezeichnet sind. Diese
RCD-Glieder sind
nicht zwingend erforderlich.
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Der Wechselrichter 9 ist mit zwei Sammelschienen 29 und 30 verbunden,
an die wahlweise verschiedene, die Induktivität 13 und den Kondensator 15 enthaltende
Schwingkreise anschließbar sind. So ist beispielsweise an die Sammelschienen 29
und 30 unmittelbar der Schwingkreis im rechten Teil von Figur 3 anschließbar.
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Figur 4 zeigt jedoch zwei alternative Möglichkeiten, wie die betreffenden
Schwingkreise über Transformatoren 31 bzw. 32 angeschlossen werden können.
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Im Falle des oberen, über den Transformator 31 angeschlossenen Schwingkreises
stellt die Induktivität 13 selbst den Verbraucher dar, d.h. sie bildet in Analogie
zu Figur 3 eine Induktionsspule, in der das aufzuheizende Material untergebracht
ist. Der dadurch bedingte ohm'sche Widerstand ist durch den Ersatzwiderstand 14
angedeutet.
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Im Falle des durch den Transformator 32 angeschlossenen Schwingkreises
ist parallel zu diesem eine Gleichrichterbrücke 33 geschaltet, die zu einer Last
34 in Form eines-ohm'schen Widerstandes führt. Die auch hier vorhandene Induktivität
13 muß also nicht notwendig der eigentliche Verbraucher sein. Bei der ohm'schen
Last 34 kann es sich beispielsweise um einen Heizwiderstand für einen Widerstandsofen
handeln. Ein Glättungskondensator 35 sorgt hier für die weitgehende Glättung der
Ausgangsspannung der Gleichrichterbrücke 33.
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Ober die Vielfach-Steuerleitung 36 wird der Wechselrichter 9 in der
Weise gesteuert, daß alternierend die Abschaltthyristoren 21/24 und die Abschaltthyristoren
22/23 auf Durchlaß geschaltet sind.
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Speziell bei noch weiter gesteigerten Frequenzen ist es hierbei zweckmäßig,
die Einschal timpule der Abschaltthyristoren 21/24 so zu legen, daß sie einen zeitlichen
stand von den vorausgehenden Abschaltimpulsen der jeweils anderen Abschaltthyristoren
22/23 aufweisen und umgekehrt. Hierbei muß der zeitliche Abstand minimal der Löschverzugszeit
und maximal der Löschzeit entsprechen. Die betreffenden Begriffe werden im Zusammenhang
mit Figur 5 noch näher erläutert. Dabei soll einerseits der Spannungsanstieg nach
dem Abschalten der einen Gruppe von Abschaltthyristoren nicht zu früh erfolgen,
was zu höheren Verlusten führen würde; andererseits darf auch kein "Loch" zwischen
den alternierend geschalteten Gruppen von Abschaltthyristoren auftreten, das gleichfalls
zu einer unerwünschten Belastung der Abschaltthyristoren führen würde. Zum Zwecke
der Einstellung genauer zeitlicher Relationen zwischen den Einschaltimpulsen einerseits
und den Ausschaltimpulsen andererseits (Figur 6) ist die Anpassungsvorrichtung 37
vorgesehen, die mit der Vorrichtung 20 zur Potentialtrennung und Implsformung gleichfalls
über eine Vielfach-Steuerleitung 38 verbunden ist.
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Figur 5 zeigt die Verhältnisse beim Vorhandensein von Schwingkreisen
mit der Induktivität 13 und dem Kondensator 15 gemäß den Figuren 3 und 4. Es ist
deutlich zu erkennen, daß die Spannung UD innerhalb der Abschaltzeit A eine wesentlich
geringere Anstiegssteilheit aufweist als bei dem Fall gemäß Figur 2 (ohne Schwingkreis).
Der Abschaltstrom IT hat im wesentlichen den gleichen Verlauf wie in Figur 2. Es
ergibt sich jedoch, daß das Produkt aus I und U zu einem sehr viel flacheren Kurvenverlauf
(Umrißlinie der schraffierten Fläche) führt, als im Falle von Figur 2. Infolgedessen
ist auch die Verlustleistung sehr viel niedriger, und die Anordnungen nach den Figuren
3 und 4 können infolgedessen bei voller Auslastung der Abschaltthyristoren mit wesentlich
höheren Frequenzen betrieben werden.
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Der Spannungsverlauf UD gemäß Figur 5 entspricht einer Sinuslinie,
die durch die Existenz des Schwingkreises bedingt ist.
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Figur 5 zeigt weiterhin einen Ausschaltimpuls P1.
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Ausgehend von diesem Ausschaltimpuls erstreckt sich eine Löschverzugszeit
tLV, die etwa bis zu dem Augenblick reicht, in dem der Strom IT steil abfällt(Punkt
K1).
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Diese Löschverzugszeit beträgt bei den gängigen Abschaltthyristoren
typischerweise etwa 4 Mikrosekunden. Ausgehend von dem Ausschaltimpuls erstreckt
sich die sogenannte Löschzeit tL bis zu dem PunktK2, an dem die Kurve für den Strom
1T einen weiteren deutlichen Knick
aufweist. Der hinter dieser
Knickstelle noch auftretende Strom wird auch als Schweifstrom bezeichnet, die Zeit,
in der dieser Strom zu Null wird, als sogenannte Schweifzeit. Die Löschzeit berechnet
sich also aus der Zeit vom Ausschaltmpuls bis zum Nullwerden des Durchgangstroms
1T minus der sogenannten Schweifzeit. Diese Löschzeit beträgt bei den handelsüblichen
Abschaltthyristoren etwa 7 Mikrosekunden. Zur Erzielung optimaler Verhältnisse wird
nunmehr der Einschaltimpuls P2 der jeweils anderen Gruppe in einen zeitlichen Bereich
gelegt, der zwischen der Löschverzugszeit tLV und der Löschzeit tL liegt, wie dies
L in Figur 5 dargestellt ist. Es sei betont, daß eine solche Maßnahme mit zunehmender
Kommutierungsfrequenz erheblich an Bedeutung gewinnt, da die mit steigender Frequenz
auch hier steigenden Abschaltverluste durch diese Maßnahme weiter reduziert werden.
Der zeitliche Abstand der Impulse P1 und P2 voneinander läßt sich durch die Anpassungsvorrichtung
37 innerhalb der angegebenen Grenzen entsprechend verändern. Da die Ansteuerung
von Abschaltthyristoren - für sich genommen -jedoch bekannt ist, dürften sich weitere
Ausführungen hierüber erübrigen Der Vorteil der Schaltungsanordnung nach Figur 4
liegt darin, daß über den Transformator beliebige Verbraucher bzw. Lasten angepaßt
werden können. Der magnetische Aufwand der Transformatoren 31 und 32 ist wegen der
hohen Schaltfrequenz sehr gering. Die aus der hohen Frequenz erzeugte Gleichspannung
benötigt dabei auch einen geringeren Aufwand an Glättungsmitteln.
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