DE2315514A1 - Stromrichteranordnung - Google Patents

Description

Stromrichteranordnung

Die Erfindung betrifft eine Stromrichteranordnung zur Erzeugung eines stufenlos regelbaren und umkehrbaren Gleichstrom, bestehend aus zwei antiparallelgeschalteten Stromrichtern mit Thyristoren, die wahlweise die an sie angeschlossene Last mit Gleichstrom der einen oder der anderen Polarität versorgen, und einem Phasensteuerglied für die öffnungswinkel der Thyristoren in den beiden Stromrichtern.

Derartige Stromrichteranordnungen werden oft in einem Regelkreis betrieben, worin eine stromabhängige Regelgröße zur Regelung der Arbeitsweise der Stromrichter dient. Hierzu liefert ein Transduktor eine Regelgröße, die mit einem Bezugssignal verglichen wird, das den Sollwert am Ausgang der Stromrichteranordnung angibt. Ein Vergleichsglied liefert die Regelabweichung, die den Ausgangsstrom der Stromrichter so beeinflußt, daß die Differenz zwischen der Regelgröße und dem Sollwert ein Minimum wird.

Die Stromregelung für einen Doppelstromrichter, der zwei antiparallelgeschaltete Stromrichter enthält und häufig zur Speisung umsteuerbarer Antriebsmotoren dient, läßt sich mittels zweier Gleichstromtransduktoren durchführen. Jeder Transduktor überwacht den Ausgangsstrom eines der beiden Stromrichter und die Ausgangsspannungen der beiden Transduktoren werden algebraisch addiert, um eine Regelgröße zu bilden, die beide Polaritäten annehmen kann. Stattdessen lassen sich auch zwei Sätze von Wechselstromtransforma-

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toren verwenden, die je den Eingangswechselstrom eines Stromrichters überwachen. Die Ausgangsspannungen dieser Transformatoren werden dann gleichgerichtet und algebraisch addiert, um eine Regelgröße zu liefern, deren Polarität von der Richtung der Regelabweichung abhängt.

Die Anordnung mit Gleichstromtransduktoren hat den Nachteil, daß sie ziemlich kompliziert ist und daß die Transduktoren eine äußere Erregung benötigen. Ferner werden Fehlerströme innerhalb und zwischen den Stromrichtern in der Ausgangsspannung der Transduktoren nicht wiedergegeben und müssen deshalb gesondert bekämpft werden.

Die Anordnung mit Wechselstromtransformatoren hat ebenfalls den Nachteil, daß sie nicht auf innere Fehlerströme anspricht, aber sie ist grundsätzlich einfacher und benötigt keine äußere Erregung. Da aber für jeden Stromrichter ein eigener Stromwand!ersatz erforderlich ist, wird die Anordnung doch wieder kompliziert, weil bestimmte Schutzschaltungen, die zum Schutz der Thyristoren gegen Störspannungen und Überspannungen erforderlich sind, den beiden Stromrichtern nicht gemeinsam sind.

In der US-Patenschrift 3.487.279 ist eine Doppelstromrichteranordnung beschrieben, bei der für ein Einphasensystem nur ein einziger selbsterregter Stromwandler bzw. für ein Mehrphasensystem ein einziger Stromwandlersatz erforderlich ist. Diese Anordnung hat den Vorteil, daß die Schutzschaltungen gemeinsam sein können und daß auch die Fehlerströme innerhalb und zwischen den beiden Stromrichtern in den Regelkms eingehen. In dieser Anordnung tritt im Stromregelkreis ein Signal stets gleicher Richtung auf, unabhängig davon, welcher Stromrichter die Last mit Strom versorgt. Eine Verwendung dieses Signals konstanter Polarität zur Öffnungswinkelsteuerung der Stromrichterancrdnung ist nicht vorgesehen, vielmehr wird hierzu und zur Stromrichtungsumkehr eine eigene spannungsabhängige Steuervorrichtung verwendet. Das gleichgerichtete Stromsignal wird allerdings unter gewissen Betriebsbedingungen durch ei.r Relais in der Polarität umgekehrt ure" dient danr. zur Speisung der Heizwicklung eines Überlastrelais und sur Betätigung eines monostabilen Impulserzeugers zur· Zweck der Sceuerimpulsunterdrückung.

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Die Erfindung hat die Aufgabe, die soeben beschriebene einfache Stromregelanordnung derart zu verbessern, daß die gleichgerichtete Regelgröße ohne Abänderung oder Polaritätsumschaltung zur Steuerung des Laststromes herangezogen werden kann.

Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß das vom Sollwertgeber herrührende Bezugssignal wechselnder Polarität in einer Schaltvorrichtung in ein Steuersignal von im wesentlichen gleichbleibender Polarität umgewandelt wird, das zusammen mit der Regelgröße gleichbleibender Polarität einem Vergleichsglied zur Bildung einer Regelabweichung zugeführt wird₍ und daß die Regelabweichung zur Betätigung des Phasensteuergliedes für die öffnungswinkel der Thyristoren in den beiden Stromrichtern dient.

Dank dieser Anordnung läßt sich in einfacher Weise eine stromabhängige Steuerung der Stromrichter durchführen, ohne daß an dem bewährten Regelkreis etwas geändert werden muß. Das besondere spannungsabhängige Steuerglied fällt weg.

Diese Anordnung hat den weiteren Vorteil, daß sie leicht derart ausgestaltet werden kann, daß die Stromumkehr in der Last glatt vor sich geht. Bei DoppeIstromrichteranordnungen, bei denen ein Stromrichter vollständig abgeschaltet wird, bevor der andere zu arbeiten beginnt, ist es nämlich bisher stets schwierig gewesen, eine einwandfreie Richtungsumkehr des Laststromes durchzuführen. In den bekannten Stromrichteranordnungen dieser Art wird aus Sicherheitsgründen zwischen der Abschaltung des Ausgangsstromes des einen Stromrichters und der Anlegung einer Steuerspannung an den anderen Stromrichter eine Zeitspanne von mehreren hundert Millisekunden benötigt. In dieser Totzeit hat der Sollwert keinen Einfluß auf den Stromrichter. Da ferner der Sollwert normalerweise während dieser Totzeit zunimmt, kann er bereits eine beträchtliche Größe erreicht haben, wenn der neu eingeschaltete Stromrichter zu arbeiten beginnt. Dadurch ergibt sich ein merklicher Einschaltstromstoß im Lastkreis. Diese Steuerungslücke .und der nachfolgende Stromstärkensprung ist in gewissen Anwendungen unerwünscht, z.B. in Aufzugsanlagen, bei denen die Last ein umsteuerbarer Gleichstrommotor ist, der die

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Lage einer Aufzugskabine genau zu steuern hat.

Eine Möglichkeit, die Totzeit herabzusetzen, besteht in der Erhöhung des Verstärkungsgrades des Vergleichsgliedes, so daß schon für kleine Differenzen zwischen der Regelgröße und dem Sollwert eine große Regelabweichung auftritt. Einer solchen Erhöhung des Verstärkungsgrades sind jedoch Schranken gesetzt, weil das Vergleichsglied im linearen Bereich arbeiten muß, die Ausgangsspannung des Vergleichsgliedes mit seinem Verstärker begrenzt ist und der Laststrom im allgemeinen nicht völlig schwankungsfrei ist. Ferner ist die Stabilität des gesamten Regelkreises eine Funktion des Verstärkungsgrades, so daß schon deshalb die Regelverstärkung nicht beliebig groß gewählt werden kann.

Erfindungsgemäß kann die Totzeit bei einer Stromrichteranordnung der oben gekennzeichneten Art, aber auch bei anderen Doppelstromrichtern in folgender Weise herabgesetzt werden. Es sind bestimmte Schranken für den öffnungswinkel der Thyristoren in den beiden Stromrichtern festgelegt. Wenn beim Abschalten eines Stromrichters durch Verkleinerung des öffnungswinkels desselben eine solche Schranke erreicht ist, wird ein Signal erzeugt, das zur Einleitung der Stromrichterumschaltung und auch zur Einleitung eines Signals dient, welches das Vergleichsglied derart vorspannt, daß dieses eine Regelabweichung liefert, die das Phasensteuerglied zwingt, den öffnungswinkel des nunmehr eingeschalteten Stromrichters rasch voreilen zu lassen, so daß er sich von der festgelegten Schranke entfernt. Ein vom Ausgangsstrom des frisch eingeschalteten Stromrichters abhängiges Signal dient zur Aufhebung der Vorspannung des Vergleichsgliedes.

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Einige Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnung beschrieben.
Hierin sind

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäß aufgebauten Stromrichteranordnung

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild der Impulslogik,

des Schaltverstärkers und des Vergleichsgliedes in Fig. 1 gemäß einer ersten Ausfuhrungsform

Fig. 3 ein Schaltbild der Impulslogik nach einer zweiten Ausführungsform

Fig. 4 ein Schaltbild der Impulslogik und des Vergleichsgliedes nach einer dritten Ausführungsform

Fig. 5 ein Graph zur Erläuterung der Arbeitsweise der Stromrichteranordnung nach Fig. 1 in der Ausführungsform nach Fig. 4

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines phasenbeschränkten Oszillators zur Verwendung in der Anordnung nach Fig. 1

Fig. 7 ein vereinfachtes Schaltbild des phasenbeschränk-

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ten Oszillators nach Fig. 6

Fig. 8 eine schematische Darstellung eines Ringzählers zur Verwendung in dem Oszillator nach Fig. 6

Fig. 9-11 Graphen zur Erläuterung der Arbeitsweise des phasenbeschränkten Oszillators nach Fig. 6 in verschiedenen Betriebszuständen

Fig. 12 eine schematische Darstellung einer Treiberstufe zur Verwendung in der Anordnung nach Fig. 1.

Fig. 1 zeigt eine Stromrichteranordnung 10 zur Erzeugung eines stufenlos regelbaren und umkehrbaren Gleichstroms in einer Last 12 aus einer Wechselstromquelle 14. Diese ist im vorliegenden Falle dreiphasig mit den Phasenleitungen A, B und C angenommen, könnte aber auch einphasig oder mehrphasig sein.

Die Stromrichteranordnung 10 enthält zwei antiparallel geschaltete Stromrichter 16 und 18, die hier als dreiphasige Zweiweggleichrichter in Brückenschaltung ausgebildet sind. Es könnte auch Einweg gleichrichtung verwendet werden. Jeder Stromrichter enthält eine Anzahl von Thyristoren, die den Austausch der elektrischen Leistung zwischen dem Wechselstromkreis (Wechselstromquelle 14) und dem Gleichstromkreis (Last 12) besorgen.

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Im vorliegenden Falle enthält der Stromrichter 16 sechs Thyristoren, die mit SCR mit nachfolgender Ziffer bezeichnet sind. Bei den geradzahligen Thyristoren sind die Kathoden und bei den ungeradzahligen Thyristoren die Anoden miteinander verbunden. Der Stromrichter 18 ist in gleicher Weise geschaltet; seine Thyristoren sind zusätzlich mit einem Strich bezeichnet. Zur Vereinfachung der Darstellung sind die Gleichrichterbrücken in der üblichen Form gezeigt. Vorzugsweise sind sie jedoch gemäß Fig. 5B der US-Patentschrift 3.487.279 angeordnet, um die gemeinsame Verwendung gewisser Schutzschaltungen zu ermöglichen.

Die doppelte Brückenanordnung ermöglicht es, daß die an die Last 12 angelegte Gleichspannung durch Veränderung des öffnungswinkels der Thyristoren geändert werden kann und daß die Stromrichtung in der Last durch selektiven Betrieb der Stromrichter umgekehrt werden kann. Im dargestellten Beispiel erzeugt der Stromrichter 16, solange er arbeitet, einen Stromfluß 1+ durch die Last 12 und der Stromrichter 18 erzeugt, wenn er arbeitet, einen umgekehrten Strom I- durch die Last Die Last 12 ist z.B. Feldwicklung oder der Anker eines umsteuerbaren Gleichstromantriebsmotors.

Die Stromrichteranordnung wird in einem geschlossenen Regelkreis betrieben, der eine Stromregelung verwendet, so daß

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der Stromrichter im wesentlichen als Stromverstärker arbeitet.

Zu diesem Zweck wird der von der Wechselstromquelle 14 über die Phasenleitungen A, B und C gelieferte Strom mittels Stromwandlern 22, 24 und 26 gemessen; diese sind so angeordnet, daß sie einen Meßwert liefern, der dem zwischen der Stromrichteranordnung 16 und der Wechselstromquelle 14 fließenden Gesamtstrom entspricht. Die Ausgangsströme der Stromwandler 22, 24 und 26 werden in passender Weise addiert und von einem Stromgleichrichter 28 gleichgerichtet. Dieser kann als dreiphasiger Zweiweg gleichrichter in Brückenschaltung ausgebildet sein. An den Ausgangsklemmen des Stromgleichrichters 28 wird eine gleichgerichtete Regelgröße IU abgenommen, die an einem Widerstand 30 abfällt. Die Regelgröße IU ist proportional zu der Stromstärke in Lastkreis 12, unabhängig von der Stromrichtung. Beispielsweise dient die positive Klemme des Widerstandes 30 zum Anschluß einer gemeinsamen Rückleitung PSC, jedoch könnte auch die negative Klemme hierzu dienen.

Ein Sollwertgeber 32 liefert ein Be^igssignal RB, dessen Polarität angibt, in welcher Richtung der Strom im Lastkreis fliessen soll, dh., welche Gleichrichterbrücke in Betrieb sein soll. Der Betrag des Bezugssignals gibt die gewünschte Stärke des Laststromes an. Das Bezugssignal RB kann von einem Bedienungs-

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mann, einem Simulator, einem Computer oder dergleichen ge-* liefert werden.

Das Bezugssignal RB wechselnder Polarität wird in der Schaltvorrichtung 34 unter dem Einfluß eines Schaltsignals Q in ein Steuersignal RU von im wesentlichen gleichbleibender Polarität umgewandelt. Das Schaltsignal Q wird von einer Impulslogik 36 geliefert. Diese erzeugt das Schaltsignal Q und sein Komplement Q in einer logischen Schaltung abs bestimmten Systemparametern, wie weiter unten näher beschrieben wird.

Das Steuersignal RU und die Regelgröße IU, die beide gleichbleibende Polarität haben, werden in dem Vergleichsglied 38 verglichen, das als Regelverstärker ausgebildet ist und eine Regelabweichung V abgibt, deren Größe und Polarität der Differenz zwischen den beiden Eingangssignalen entsprechen.

Die Regelabweichung V wird auf ein Phasensteuerglied 40 gegeben, das öffnungsimpulse FPI und FPII für die Stromrichter 16 und 18 liefert. Die Öffnungsimpulse steuern den öffnungswinkel der Thyristoren in Abhängigkeit von der Regelabweichung V . Die Stromrichtungsumkehr und damit die Wahl desjenigen Stromrichters, der jeweils in Betrieb sein soll, geschieht unter dem Einfluß der Schaltsignale Q_Q und Q . Um den Gleichlauf zwischen dem Phasensteuerglied 40 und den Stromrichtern

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16 und 18 aufrecht zu erhalten, wird der öffnungswinkel zwischen bestimmten Schranken gehalten, die nachstehend als Gleichrichtungsschranke und Stromumkehrschranke bezeichnet werden. Das Phasensteuerglied erzeugt ein Schlußsignal ESP, wenn die Umkehrschranke erreicht ist. Das Signal ESP wird bei einer Ausführungsform der Impulslogik 36 zugeführt. Diese erzeugt ferner ein Signal BS, das die Schrankenbedienung vorzeitig herbeiführt, und ein Signal IB, welches das Vergleichsglied 38 in bestimmter Weise vorspannt.

Das Phasensteuerglied 40 enthält einen phasenbeschränkten Oszillator 42 und eine Treiberstufe 44. Es können getrennte Treiber zur Erzeugung der Öffnungsimpulse FPI und FPII für die Stromrichter 16 und 18 vorgesehen sein, die mit Steuersignalen GD beaufschlagt werden. Es kann aber auch ein einziger Treiber, dessen öffnungsimpulse von einem Stromrichter zum anderen umgeschaltet werden, verwendet werden.

Ein Taktgeber 46 liefert die Bezugsschwingungen TW für das Phasensteuerglied in Abhängigkeit von den Linienspannungen auf den Phasenleitungen A, B und C der Wechselspannungsquelle 14.

Fig. 2 ist ein Schaltbild einer Ausführungsform der Impulslogik 36, des Schaltverstärkers 34 und des Vergleichsgliedes

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38. In dieser Ausführungsform werden in der Impulslogik die Regelgröße IU und das Steuersignal RU zur Ableitung der Schaltsignale Q_Q und Q_Q verwendet.

Der Schaltverstärker 34 enthält einen Operationsverstärker 50, zwei parallel geschaltete Spannungsteiler zwischen der Eingangsklemme RB und der gemeinsamen Rückleitung PSC und einen elektronischen Schalter 56. Die Spannungsteiler bestehen aus den Widerständen 52 und 54 bzw. 56 und 58. Die Verbindungsstelle 60 zwischen den Widerständen 52 und 54 des ersten Spannungstreibers ist mit dem nichtumkehrenden Eingang des Operationsverstärkers 50 verbunden, während die Verbindungsstelle 62 zwischen den Widerständen 56 und 58 des zweiten Spannungstreibers mit dem umkehrenden Eingang verbunden ist. Die Widerstände 52 bis 58 haben sämtlich den gleichen Wert. Ein Gegenkopplungswiderstand 64 führt vom Ausgang des Operationsverstärkers zu dessen umkehrendem Eingang. Der Schalter 66 ist zwischen die Verbindungsstelle und die Rückleitung PSC geschaltet. Wenn der Schalter 66 leitend ist, liegt der nichtumkehrende Eingang des Operationsverstärkers 50 direkt an der Rückleitung PSC und seine Ausgangsspannung ist somit, abgesehen vom Vorzeichen, proportional zum Eingangssignal an der Klemme RB. Somit arbeitet in diesem Falle der Operationsverstärker 50 als Inverter. Ist dagegen der Schalter 66 nichtleitend (geöffnet), so folgt die Ausgangsspannung

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des Operationsverstärkers 50 der Eingangsspannung nach Größe und Vorzeichen. Der Ausgang Q der Impulslogik 36 ist über den Widerstand 68 an den Schalter 66 angeschlossen und dient dessen Umschaltung.

Der Schalter 66 enthält zum Beispiel einen PNP-Transistor 70, dessen Emitter e mit einem positiven Potential (Eingangsklemme 72) und dessen Kollektor c mit einem negativen Potential (Eingangsklemme 74) über einen Widerstand 76 verbunden ist. Die Basis e ist über einen Widerstand 7 8 mit der Klemme 72 und über einen Widerstand 6 8 mit der Klemme des Schaltsignals Q verbunden. Die Stromabführelektrode D eines Feldeffekttransistors 80 ist mit der Rückleitung PSC, die Stromlieferelektrode S desselben mit der Verbindungsstelle 60 und die Steuerelektrode G desselben über eine Diode 82 mit dem Kollektor c des Transistors 70 verbunden. Die Diode 82 ist so gepolt, daß sie den Strom von der Steuerelektrode G wegleitet. Wenn das Schaltsignal Q den Pegel einer logischen £ins hat, ist der Transistor 70 gesperrt und der Feldeffekttransistor 80 nichtleitend. Hat dagegen das Schaltsignal Q den Wert einer logischen Null, so sind beide Transistoren 70 und 80 leitend.

Wenn das Bezugssignal RB wechselnder Polarität positiv ist, hat das Schaltsignal Q den Wert einer logischen Eins und sperrt die beiden Transistoren 70 und 80, so daß das Ausgangs-

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signal RU des Operationsverstärkers 50 ebenfalls positiv ist. Ist das Signal Q gleich Eins, so sind ierner die dem Stromrichter 16 zugeordneten Treiberstufen in Betrieb, d.h. der Stromrichter 16 arbeitet. Strebt das Bezugssignal RB zu einem negativen Wert und überschreitet den Nullwert, so wird das Steuersignal RU ebenfalls gleich Null und das Schaltsignal Q nimmt kurz danach den logischen Wert Null an, wodurch die beiden Transistoren 70 und 80 leitend werden. Infolgedessen erhält nun das Ausgangesignal RU des Operationsverstärkers,50 eine der negativen Polarität des Eingangssignals RB entgegengesetzte Polarität, d.h. obwohl das Signal RU kurzzeitig im Gefolge des Signals RB negativ wurde, wird es nun wieder auf positive Polarität umgeschaltet. Wenn das Bezugssignal RB wieder positiv wird, werden die Transistoren 70 und 80 gesperrt, weil das Schaltsignal Q wieder eine logische £ins annimmt, so daß das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 50 wieder die Polarität des Eingangssignals übernimmt.

Das Steuersignal RU gleichbleibender Polarität und die Regelgröße IU dienen in dem Vergleichsglied 84 zur Bildung einer Regelabweichung V , die nach Betrag und Polarität der Differenz der beiden Signale entspricht. Das Vergleichsglied 38 enthält z.B. einen Operationsverstärker 84 mit Gegenkopplungswiderstand 85, dessen umkehrender Eingang die Signale RU und IU über die Widerstände 86 und 88 empfängt, während der nichtumkehrende

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Eingang an die Rückleitung PSC angeschlossen ist. Wenn das positive Signal RU das negative Signal IU übersteigt, ergibt sich eine negative Regelabweichung V . Ist dagegen das positive Signal RU kleiner als das negative Signal IU, so ist die Regelabweichung V_ positiv. Sind die Signale RU und IU gleich groß, so ist die Regelabweichung V gleich Null.

Die Impulslogik zur Bildung der Schaltsignale für den Schaltverstärker 34 und für die Richtungsumkehr des Laststromes enthält Fühlglieder für den Nulldurchgäng des Laststromes, d.h. das Verschwinden der Regelgröße IU, sowie für das Nullwerden bzw. die negative Polarität des Steuersignals RU. Wenn diese beiden Bedingungen gleichzeitig eintreten, ändern sich die logischen Werte der Schaltsignale Q und Q .

Als Fühlglied für das Verschwinden des Laststromes dient ein über den Widerstand 92 gegengekoppelter Operationsverstärker 90, dessen nicht umkehrender Eingang mit der Rückleitung PSC und dessen umkehrender Eingang über den Widerstand 94 mit der Leitung IU für die Regelgröße verbunden ist. Die Basis b eines NPN-Transistors 95 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 90 über einen Widerstand 97 verbunden. Der Kollektor c dieses Transistors ist über Widerstand 98 an eine positive Klemme 96 und der Emitter e unmittelbar an die Rückleitung PSC angeschlossen. Solange ein Laststrom fließt, hat das Signal IU einen Wert größer als Null und der Operationsverstärker 90

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liefert einen Basisstrom für den Transistor 95. Infolgedessen ist die Verbindungsstelle 100 zwischen Kollektorelektrode c und Widerstand 98 auf dem Potential der Rückleitung, das dem logischen Wert Null entspricht. Wenn das Signal IU auf Null abfällt, was ein Verschwinden des Laststromes bedeutet, so verliert der Transistor 95 seine Basisvorspannung und die Verbindungsstelle 100 nimmt ein höheres Potential an, d.h. sie erhält den logischen Wert Eins.

Als FüTilglied für das Verschwinden oder Negativwerden des Steuersignals RU dienen ein Operationsverstärker 102 und ein NPN-Transistpr 104, dessen Basis b über einen Widerstand 106 an den Ausgang des Operationsverstärkers 102 angeschlossen ist. Der umkehrende Eingang des Operationsverstärkers 102 ist mir der gemeinsamen Rückleitung PSC und der nichtumkehrende Eingang über einen Widerstand 105 mit der Leitung RU verbunden. Der Kollektor des Transistors 104 ist über einen Widerstand 108 mit der positiven Klemme 96 verbunden und der Emitter ist unmittelbar an die Rückleitung PSC angeschlossen. Solange das Steuersignal RU positiv ist, liefert der Operationsverstärker 102 einen Basisstrom für den Transistor 104 und die Verbindungsstelle 110 zwischen Kollektor c des Transistors 104 und Widerstand 108 hat den logischen Wert Null. Wird das Signal RU zu Null oder negativ, so nimmt die Verbindungsstelle 110 den logischen Wert Eins an.

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Das gleichzeitige Auftreten der logischen Werte tins an den Verbindungsstellen 100 und 110 wird durch ein NAND-Glied 112 festgestellt, dessen Eingänge mit diesen Verbindungsstellen verbunden sind. Der Ausgang des NAND-Gliedes 112 erhält also den logischen Wert Null, wenn seine beiden Eingänge den Wert Eins annehmen. Dieser übergang von Null zu Eins kippt ein Flipflop 114, so daß die logischen Werte seiner Ausgangssignale Q und Q vertauscht werden. Da im allgemeinen der Laststrom erst verschwindet, wenn das Signal RU bereits den Wert Null erreicht hat, kann dieses bereits einen kleinen negativen Wert angenommen haben, bevor das Signal Q den Wert Null annimmt, um das Signal RU wieder auf einen positiven Wert umzuschalten. Deswegen wurde oben das Signal BU als im wesentlichen von gleichbleibender Polarität bezeichnet,

Fig. 3 zeigt eine Abänderung der Schaltung der Impulslogik 36, die hier als 36' bezeichnet ist« Gleiche Bezugszeichen bedeuten gleiche Elemente. Die Xnderung besteht darin, daß nicht die Regelgröße IU und das im wesentlichen positive Steuersignal RU, sondern das Signal IU und ein besonderer Schranken-Endimpuls ESP voraphasensteuerglied 40 sur Erzeugung der Schaltsignale Q und Q herangezogen werden.

Wird nämlich das Signal RB Null oder negativ, so folgt Ö3T Steuersignal RU ihm, wodurch die fehlergröße V₁ stark positiv

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wird und versucht dadurch, die Stromrichtung in der Last umzukehren, was jedoch der im Augenblick eingeschaltete Stromrichter nicht tun kann. Die positive Regelgröße verzögert den Öffnungswinkel des Stromrichters solange, bis die Umkehrschranke erreicht ist. In diesem Zeitpunkt wird ein Schrankenendsignal ESP erzeugt, d.h. das Signal ESP nimmt den logischen Wert fins an. Der eine Eingang des NAND-Gliedes 112 ist nun nicht mehr, wie in Fig. 2, mit der Verbindungsstelle 110, sondern mit der Zuleitung für den Schrenken-Endimpuls ESP verbunden. Die Leitung ESP ist über die Serienschaltung einer Diode 120 und eines Widerstandes 118 an die Rückleitung PSC angeschlossen, während ein Eingang des NAND-Gliedes 112 zwischen Widerstand 118 und Diode 120 an die Verbindungsstelle 116 derselben angeschlossen ist. Somit liefert die Impulslogik 36' ein Schaltsignal Q für den Schaltverstärker 34, wodurch das Steuersignal RU auf die positive Polarität umgeschaltet wird, wenn es negativ zu werden beginnt, und die Schaltsignale Q und Q für das Phasensteuerglied zur Stromrichterumschaltung, wenn der Laststrom verschwindet und der öffnungswinkel der Gleichrichter die Umkehrschranke erreicht hat.

Der Umkehrschrankenimpuls ESP kann einige 100 Millisekunden nach dem Verschwinden des Laststromes auftreten. Dies ist bei gewissen Anwendungen unerwünscht, da in der so zustandekommenden

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Totzeit der Stromrichter dem Sollwertgeber nicht folgt und am Ende der Totzeit der Sollwert bereits eine merkliche Größe haben kann, wodurch sich ein Sprung des Laststromes ergibt. Es ist aber erwünscht, den Schrankenimpuls ESP als Trigger für die Stromrichterumschaltung zu verwenden, da dies gewährleistet, daß die Gleichrichter des bisher in Betrieb befindlichen Stromrichters völlig gesperrt sind, bevor die Gleichrichter des neu eingeschalteten Stromrichters geöffnet werden.

Fig. 4 zeigt die Schaltung einer abgeänderten Impulslogik 36", bei der der Schrankenimpuls ESP die Stromrichterumschaltung und den Schaltverstärker auslöst und gleichzeitig die Totzeit auf nur etwa 8 bis 16 Millisekunden herabsetzt.

Zu diesem Zweck ist das NAND-Glied 112 wie in Fig. 2 an die Verbindungsstellen 100 und HO angeschlossen und liefert somit ein Signal von Wert Null, wenn das Signal IU Null und das Signal RU Null oder negativ ist. Das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 112 bewirkt aber hier nicht unmittelbar die Stromrichterumschaltung und den Schaltvorgang im Schaltverstärker 34, sondern ist über eine Ausgangsklemme BS mit dem Phasensteuerglied 40 verbunden. Wenn das Signal BS den logischen Wert Null annimmt, zwingt es das Phasensteuerglied, den Weg zur Inversionsschranke schneller als normal zu durchlaufen» Wenn dann der Inverjionsschrankenimpuls ESP eintrifft, dient

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er zusammen mit dem Signal für das Verschwinden des Laststromes von der Verbindungsstelle 100 zur Betätigung des Schaltverstärkers und der Stromrichterumschaltung. Hierzu ist ein NAND-Glied 122 vorgesehen, dessen Eingänge mit den Verbindungsstellen 100 und 116 verbunden sind, während der Ausgang des NAND-Gliedes an den Triggereingang des Flipflop 114 angeschlossen ist.

Wenn das Signal zur Stromrichterumschaltung von der Impulslogik 36" abgegeben wird, liefert dieser gleichzeitig ein Vorspannungssignal IB, das den Eingang des Vergleichsgliedes so belastet, daß eine Regelabweichung V erzeugt wird, die den Öffnungswinkel schneller von der Umkehrschranke wegführt, so daß die vom anlaufenden Stromrichter benötigte Zeit zum Aufbau des Ladestromes verkürzt wird. Wenn ein Ladestrom festgestellt wird, wird das Vorspannungssignal IB gelöscht.

Diese Funktionen werden dadurch besorgt, daß das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 122 ein weiteres JK-Flipflop 124 kippt. Der Ausgang Q des Flipflop 124 nimmt den Wert Eins an, wenn das Flipflop durch den Ausgang Null des NAND-Gliedes 122 getriggert wird. Der Ausgang des Flipflop 124 ist über die Diode 126 und den Widerstand 128 mit dem umkehrenden Eingang des Operationsverstärkers 84 verbunden. Dadurch wird die Regelabweichung V_c rasch ins Negative getrieben, so daß der öffnungswinkel schnell von der Umkehrschranke voreilt.

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Die Verbindungsstelle 100 ist mit dem Rückstelleingang R des Flipflops 124 verbunden, so daß das Signal IB gelöscht wird, wenn der frisch eingeschaltete Stromrichter einen Laststrom liefert und dadurch die Verbindungsstelle 100 auf den logischen Wert Null bringt. Dadurch wird die Totzeit wesentlich verringert, weil das Phasensteuerglied zuerst rasch zur Umkehrsteuerschranke getrieben und dann wieder rasch von dieser weggeführt wird, so daß das Intervall, in dem kein Laststrom fließt, erheblich verkürzt wird.

Fig. 5 ist ein Graph, der die verschiedenen Funktionen der Impulslogik 36" und deren Einfluß auf dem Betrieb der Stromrichteranordnung 10 darstellt. Es sei angenommen, daß das Bezugssignal RB anfangs positiv ist und sich längs des Kurvenabschnitts 130 zu einem negativen Wert bewegt. Im Zeitpunkt T. geht es durch Null und wird dann nagativ. Das Steuersignal RU folgt dem Bezugssignal RB längs eines proportionalen Kurvenabschnitts 132, geht ebenfalls im Zeitpunkt T₁ durch Null und wird dann negativ. Der Transistor 104 schaltet im Zeitpunkt T ab und die Regelabweichung V beginnt in positiver Richtung anzusteigen. Der Laststrom I folgt dem Bezugssignal RB eng und geht im Zeitpunkt T,, kurz nach 1' durch Null, Der Laststrom I bleibt nun gleich Null, bis der andere Stromrichter in Betrieb kommt. Transistor 95 schaltet im Zeitpunkt T₂ ab. Da nun beide Transistoren 95 und 1C4 gesperrt sind, ergibt sich

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ein Signal BS vom Wert Null, wodurch das Phasensteuerglied zur Umkehrschranke getrieben wird. Diese tritt im Zeitpunkt T-ein und macht sich durch das Signal ESP bemerkbar. Dieses Signal schaltet zusammen mit dem gesperrten Transistor 95 die Schaltsignale Q und Q . Das Signal Q nimmt den Wert Null an und macht dadurch das Steuersignal RU im Zeitpunkt T- positiv. Dies öffnet den Transistor 104 und beendet das Signal BS. Ferner wird der Stromrichter 16 abgeschaltet und der Stromrichter 18 eingeschaltet. Das Vorspannungssignal IB wird erzeugt und die Fehlerabweichung V negativ gemacht. Im Zeitpunkt T₄ liefert der anlaufende Stromrichter 18 einen Laststrom I, wodurch der Transistor 95 geöffnet wird. Er löscht das Vorspannungssignal IB und damit kehrt die Regelabweichung V zu ihrem Normalwert zurück. Die Totzeit/ während der kein Laststrom fließt, dauert von T₂ bis zu T* und beträgt nur etwa 8 bis 16 msec. Dadurch wird das Ausmaß des Stromstärkesprungs 134 im Laststrom I im Vergleich zum Ergebnis einer Totzeit von einigen hundert Millisekunden erheblich verringert.

Fig. 6 zeigt das Blockschaltbild eines phasenbeschränkten Oszillators 42, der in dem Phasensteuerglied 40 nach Fig. verwendet werden kann, um die Signale GDI und GDII für die Treiberstufen 44 zu erzeugen. Der phasenbeschränkte Oszillator 42 enthält einen Schwingungserzeuger 140, der eine Taktfrequenz erzeugt, die von der Größe der Regelabweichung V

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abhängt. Der Schwingungserzeuger 140 ist so eingerichtet, daß eine Regelabweichung der Größe Null eine bestimmte Taktfrequenz hervorruft, die ein vorgeschriebenes Vielfaches der Frequenz der Wechselstromquelle 14 ist. Eine negative Regelabweichung erhöht die Taktfrequenz und eine positive Regelabweichung erniedrigt sie im Vergleich zu diesem festgelegten Wert.

Der Schwingungserzeuger 140 arbeitet auf einen Steuerimpulsgeber 142. Dieser gibt den Taktimpulsen entsprechende Steuerimpulse ab, deren Abstand den öffnungswinkel: der Thyristoren in dem gewählten Stromrichter bestimmt. Diese Steuerimpulse GD werden auf die Treiberstufen 44 (Fig. 1) gegeben.

Ferner gelangen die Steuerimpulse auf eine Beschränkungsstufe 144, die zusammen mit den Zeitgeberwellen TW ein Beschränkungssignal CES bildet, das aus Abschnitten der Zeitgeberwellen besteht. Die gewählten Zeitgeberwellenabschnitte hängen von Ort und Abstand der Steuerimpulse hinsichtlich der Zeitgebervdlen TW ab. Wenn die Steuerimpulse hinsichtlich der Zeitgeberwellen so liegen, daß die Scheitelwerte der letzteren gewählt werden, hat das Beschränkungssignal CES seinen Höchstwert. Geht die Regelabweichung V von Null in die negative Richtung, wodurch die Taktfrequenz des Schwingungserzeugers 140 zunimmt und somit der Abstand zwischen den Steuerimpulsen sich verringert, so wandern die gewählten Ausschnitte der sinus-

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formigen Zeltgeberwellen vom Scheitel derselben nach links, wodurch die Höhe des Beschränkungssignals CES abnimmt. Geht die Regelabweichung von Null in die positive Richtung, so daß die Taktfrequenz des Schwinflrungserzeugers 140 abnimmt, d.h. der Abstand aufeinanderfolgender Steuerimpulse zunimmt, so wandern die gewählten Abschnitte der Zeitgeberwellen vom Scheitel derselben nach rechts, d.h. auf die nacheilende Seite; dies verringert die Höhe des Beschränkungsignals ebenfalls.

Das zusammengesetzte Beschränkungssignal CES wird auf eine Schwellwertlogik 146 gegeben, die einen Schwellwertkreis 148 für die Gleichrichtungsschranke und einen Schwellwertkreis 150 für die Umkehrschranke enthält. Die Gleichrichtungsschranke und die Umkehrschranke sind erreicht, wenn der öffnungswinkel auf bestimmte Werte fortgeschritten bzw. zurückgegangen ist. Wenn die Gleichrichtungsschranke erreicht ist, gibt der Schwellwertkreis 148 ein Signal ESR an den Schwingungserzeuger 140 ab, das dessen Taktfrequenz auf den Wert herabsetzt, der einer Regelabweichung vom Wert Null entspricht. Ist die Umkehrschranke erreicht, so gibt der Schwellwertkreis 150 ein Signal ESI auf den Schwingungserzeuger 140, wodurch dessen Taktfrequenz auf den Wert entsprechend der Regelabweichung Null heraufgesetzt wird. Dadurch wird der Gleichlauf des Phasensteuergliedes 140 mit dem Stromrichter erzwungen.

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Fig. 7 ist ein schematisches Schaltbild eines phasenbeschränkten Oszillators 42, der die in Figur 6 schematisch angedeuteten Funktionen durchführt. Der Schwingungserzeuger 140 enthält einen programmierbaren Unipolartransistor 160, der nachstehend als PUT 160 bezeichnet wird, ferner einen verstellbaren Widerstand 162, Festwiderstände 164, 165 und 166, einen Kondensator 168, eine Impulsverbreiterungsstufe 170 und ein Negaticnsglied (Inverter) 172. Der PUT 160 bildet zusammen mit den Widerständen und dem Kondensator einen Kippschwingungsoszillator. Die Anode a des PUT ist über den verstellbaren Widerstand 162 mit einer Leitung 174 verbunden, die zu einer Plusklemme 176 führt. Die Kathode c des PUT 160 ist über den Widerstand 164 mit einem Leiter 178 verbunden, der zu einer negativen Klemme 180 führt. Die Steuerelektrode g des PUT 160 ist über den Widerstand 165 an die Eingangsklemme V vom Vergleichsglied 38' angeschlossen.

Da der PUT 160 leitend wird, wenn die Steuerelektrode g um etwas mehr als die Diodengrenzspannung negativ gegen die Anode wird, steuert die Höhe der an die Steuerelektrode g angelegten Spannung die Frequenz der am Lastwiderstand 164 auftretenden Spannungsimpulse. Diese Impulse, die wegen der sehr kurzen Einschaltzeit des PUT 160 eine sehr steile Anstiegsflanke haben, werden von der Impulsverbreiterungs-

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stufe 170 auf eine gleichmäßige Breite gedehnt und die gedehnten Impulse werden in dem Negationsglied 172 umgekehrt/ so daß die gleichmäßige Verbreiterungszeit den logischen Wert Null und die veränderliche Zeit den logischen Wert Eins erhält. Am Ausgang des Negationsgliedes 172 werden die Taktimpulse abgenommen.

Die Taktfrequenz wird am Widerstand 162 so eingestellt, daß bei verschwindender Regelabweichung V die Taktfrequenz ein vorgeschriebenes Vielfaches der Netzfrequenz ist. Der Wert dieses Faktors hängt davon ab, ob es sich um eine Einphasenspeisung oder Mehrphasenspeisung handelt und ob Zweiweggleichrichtung oder Einweggleichrichtung verwendet wird. Bei Dreiphasenspeisung mit einer Frequenz von 60 Hz und Zweiweggleichrichtung in den Stromrichtern 16 und 18 sind für jeden Stromrichter 6 Öffnungskanäle erforderlich, d.h. der betreffende Faktor beträgt 6. Damit ist die Taktfrequenz 60 χ 6 gleich 360 Hz. Bei Verwendung von Einweggleichrichtern und Dreiphasenspeisung wäre der Faktor 3 und die Taktfrequenz = 180 Hz. Bei Einphasenspeisung und Zweiweggleichrichtern wäre der Faktor 2 und die Taktfrequenz 120 Hz. Im vorliegenden Beispiel wird man also den Widerstand 162 so einstellen, daß bei verschwindender Regelabweichung die Taktfrequenz 360 Hz beträgt.

Die Steuerimpulse GD für die Treiberstufen 44 werden von

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einem Ringzähler 190 geliefert. Der Ringzähler liefert drei Rechteckimpulse A, B und C, die um 120 elektrische Grade gegeneinander versetzt sind, wenn die Regelabweichung V gleich Null

ist, sowie deren Komplemente Ä, B und C.

Fig. 8 zeigt ein Schaltbild eines solchen Ringzählers. Er enthält 3 JK-Flipflop 192, 194 und 196, die von der Hinterflanke der Taktimpulse gekippt werden. Der Taktpuls wird an die symmetrischen Eingänge T der 3 Flipflops angelegt. Die Ausgänge Q. und Q des Flipflops 192 sind mit den Eingängen K, J des Flipflops 194 verbunden, die Ausgänge Q_ß und Q_ des Flipflops 194 mit den Eingängen J. und K des Flipflops 196 und die Ausgänge Q- und Q-, des Flipflops 196 mit den Eingängen J und K des Flipflops 192. Da diese Anordnung 8 mögliche Zustände hat und nur 6 Zustände gebraucht werden, sind zwei NAND-Glieder 198 und 200 vorgesehen, um den Ring 190 aus einem gegebenenfalls eintretenden unzulässigen Zustand in einen zulässigen Zustand weiterzuschalten. Die Eingänge des NAND-Gliedes 198 sind mit den Eingängen Q. und Q verbunden, während dessen Ausgang mit dem Rücksetzeingang R des Flipflops 194 verbunden ist. Wenn also die Ausgänge A und C den Wert 1 haben, wird Flipflop 194 sofort zurückgesetzt. Die Eingänge des NAND-Gliedes 200 sind mit den Eingängen Q^ und Q verbunden, während der Ausgang dieses NAND-Gliedes zum Rücksetzeingang R des Flipflops 196 fuhrt. Wenn also die

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Signale Ä und B gleichzeitig den Wert 1 haben, wird Flipflop 196 sofort zurückgesetzt.

Die Steuerimpulse A, Ä, B, B, C und C dienen zusammen mit den Zeitgeberwellen TW zur Bildung des Beschränkungssignals CES. Die Zeitgeberwellen TW werden von der Netzspannungsquelle 14 in der Stufe 46 abgeleitet, die drei Wicklungen in Dreieckschaltung mit Mittelanzapfungen enthalten kann. So ergibt sich eine Zeitgeberschwingung zwischen jeder Mittelanzapfung und den beiden an den Enden der betreffenden Wicklung angeschlossenen Netzleitungen; diese Zeitgeberwellen können mit CA, CB, AB, AC, BC und BA bezeichnet werden und sind voneinander jeweils um 60 elektrische Grade entfernt.

Die Steuerimpulse A, Ä, B, B, C und C dienen zur Auswahl von Abschnitten der aufeinanderfolgenden Zeitgeberschwingungen mit Hilfe von 6 ΝΑΛΓΡ-gliedern, 202, 204, 206, 208, 210 und 212 und einer Matrixschaltung 214 (Fig. 7). Die Matrixschaltung 214 enthält 6 Klemmen 216, 218, 220, 222, 224 und 226, mit denen je 3 Dioden und 1 Widerstand verbunden sind. So sind mit der Klemme 216 die Kathoden der drei Dioden 228, 230 und 232 und ein Widerstand 234 verbunden. Mit der Klemme 218 sind die Dioden 236 bis 240 und der Widerstand 242 verbunden usw.

Die Anoden der Dioden 228, 236, 244, 252, 260 und 268 sind

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mit den Ausgängen der NAND-Glieder 202, 204, 206_f 208, 210 bzw. 212 verbunden. Die Anoden der Dioden 230, 238, 246, 254, 262 und 270 sind an die Klemme CES angeschlossen, die das Beschränkungssignal CES liefert. Die Dioden 232, 240, 248, 256, 264 und 272 sind mit je einer der Eingangsklemmen BC, CA, CB, AC, AB und BA verbunden, die zur Zuführung je einer Zeitgeberschwingung gleicher Bezeichnung dienen, und die verbleibenden Enden der Widerstände 234, 242, 250, 258, 266 und 274 sind an die negative Leitung 178 angeschlossen.

Die Eingänge des NAND-Gliedes 202 sind mit den Ausgängen A und B des Ringzählers 190 verbunden. Die Eingänge des NAND-Gliedes 204 sind mit den Ausgängen A und B, die Eingänge des NAND-Gliedes 206 mit den Ausgängen Ä und B, die Eingänge des NAND-Gliedes 208 mit den Ausgängen Ä und B, die Eingänge des NAND-Gliedes 210 mit den Ausgängen C und B und die Eingänge des NAND-Gliedes 212 mit den Ausgängen C und B verbunden.

Jederzeit hat nur eines der mit dem Ringzähler 190 verbundenen NAND-Glieder den Ausgangswert Null. Die Ausgangswerte 1 der anderen NAND-Glieder ergeben einen Spannungspegel, der höher als die Scheitelspannung der Zeitgeberschwingungen ist, gemessen hinsichtlich der gemeinsamen Rückleitung PSC. Beispielsweise

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entspricht die logische 1 einen Spannungspegel von 15 Volt, während die Scheltelspannung der Zeltgeberschwingungen gegenüber der Rückleitung PSC 10 Volt beträgt. Die Spannung an der Ausgangskleinme CES der Matrixschaltung 214 folgt der am stärksten negativen Spannung an einer der Klemmen 216, 218, 220, 222, 224 und 226. Die an der Ausgangsklemme CES auftretende Zeitgeberwelle ist also stets diejenige, der ein NAND-Glied mit dem logischen Ausgangwert Null zugeordnet ist.

Die Erzeugung der Beschränkungssignale zur Gleichrichtung und Stromumkehr wird anhand des Graphen in Fig. 9 erläutert. Die in der obersten Zeile derselben dargestellten Impulse werden vom PUT 160 am Widerstand 164 erzeugt und in der Impulsverbreiterungsstufe 170 so verbreitert, daß sich Impulse 302 konstanter Breite ergeben. Die Impulse 302 werden im Negationsglied 172 umgekehrt und ergeben so die Taktimpulse 304, die einen festen Abstand (logische Null) und eine veränderliche Breite (logische tins) haben.

Der Ringzähler 190 liefert die gegeneinander versetzten Rechteckimpulse A,B,C,Ä, B und C, deren Einsatz und Beendigung

im
durch die Hinterflanken des Tak1^>ulses 304 bestimmt werden. Beispielsweise wird am Ende des ersten Taktimpulses Signal A beendet und Ä erzeugt, am Ende des zweiten Taktimpulses wird Signal B erzeugt und B beendet usw. Jeder Rechteckimpuls hat

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die Breite von drei Taktimpulsen. Die Signale Q_Q und Q_Q stellen die Schaltsignale dar, die von der Impulslogik 36 in Fig. 1 herkommen. Unten in Fig. 9 sind die Zeitgeberschwingungen TW und das Beschränkungssignal CES dargestellt. Fig. 9 gilt für eine Regelabweichung vom Wert Null, bei welcher der öffnungswinkel der einzelnen Gleichrichter den Wert π/3 hat. In diesem Falle sind die Abschnitte der Zeitgeberschwingungen TW, die zur Bildung des Beschränkungssignals CES ausgewählt werden, die positiven Scheitelabschnitte dieser Schwingungen, d.h. 30° beiderseits jedes positiven Scheitels.

Das Beschränkungssignal CES wird auf die Schwellwertkreise 148 und 150 über einen Trennverstärker 310 (Fig. 7) gegeben. Der Zweck des TrennVerstärkers 310 liegt in einer möglichst geringen Belastung der Stufe zur Erzeugung des Beschränkungssignals CES durch die Schwellenwertkreise 148 und 150. Der Trennverstärker 310 enthält einen NPN-Transistor 312, dessen Kollektorelektrode c mit der positiven Leitung 174 verbunden ist und dessen Basiselektrode b an die Verbindungsstelle 314 eines Spannungsteilers mit dem zur positiven Leitung 174 führenden Widerstand 316 angeschlossen ist. Das Beschränkungssignal CES von der Matrixschaltung 214 wird der Basiselektrode b bei 314 zugeführt; der Rest des Spannungsteilers wird durch die Widerstände in der Matrixschaltung 214 gebildet. Die Emitterelektrode e des Transistors 312 ist mit den Schwellen-

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wertkreisen 148 und 150 über eine Leitung 320, sowie mit der negativen Leitung 178 über einen Widerstand 318 verbunden.

Die Schwellwertschaltung 148 für die Gleichrichtungsbeschränkung enthält ein Vergleichsglied 322, das aus zwei NPN-Transistoren 324 und 326, den Widerständen 328 bis 338, einem Kondensator 340 und einer Spannungsreglerdiode 342 (z.B. Zenerdiode) besteht. Der Kollektor c des Transistors 374 ist über einen Widerstand 328 an die positive Leitung 174 angeschlossen, der Emitter über einen Widerstand 330 an die negative Leitung 128. Die Basis b ist mit einem Spannungsteiler aus den Widerständen 332 und 334 verbunden, der sich zwischen der positiven Leitung 174 und der gemeinsamen Netzrückleitung PSC erstreckt. Der Widerstand 334 ist vorzugsweise als Potentiometer ausgeführt.

Der Kollektor c des Transistors 326 ist über den Widerstand 336 mit der positiven Leitung 174, der Emitter e ebenso wie der Emitter des Transistors 324 über den Widerstand 330 mit der negativen Leitung 178 verbunden. Die Basis b des Transistors 326 ist über den Widerstand 338 an die Zuleitung 320 vom Trennverstärker 310 angeschlossen. Von der Basis b des Transistors 326 zur gemeinsamen Rückleitung PSC führen ein Kondensator 34o und eine Spannungsregeldiode 342, deren Kathode c mit der Basis b des Transistors und deren Anode a mit der Rückleitung PSC

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verbunden ist. Die Diode 342 begrenzt die positive Emitterspannung des Transistors 326, wodurch die maximale Basisemitterspannung in Sperrichtung am Transistor 324 nicht überschritten werden kann.

Der Gleichrichtungsbeschränkungskreis 148 enthält ferner einen PNP-Transistor 346, die Widerstände 348 und 350 und die Dioden 352 bis 358. Der Emitter e des Transistors 346 ist mit der positiven Leitung 174 verbunden und die Dioden 352, 354 und 356 sind in Serie zwischen dem Kollektor c des Transistors 346 und eine Anschlußstelle 360 eingeschaltet. Die Anschlußstelle 360 ist über einen Widerstand 348 mit der gemeinsamen Rückleitung PSC verbunden und dient außerdem zum Anschluß einer Ader ESR, die zur Verbindungsstelle 362 zwischen der Steuerelektrode g des PUT 160 im Schwingungserzeuger 140 und dem Widerstand 165 führt. Die Ader ESR liefert das Gleichrichtungsschrankensignal ESR, wenn der Transistor 346 leitet

und eine Spannung am Widerstand 348 aufbaut, die gleich der Größe der positiven Klemmenspannung an der Klemme 176, vermindert um den Spannungsabfall an den Dioden 352 bis 356 ist.

Die Basis b des Transistors 346 ist einerseits mit dem Kollektor c des Transistors 324 und andererseits über die Diode 358 und den Widerstand 350 mit der Eingangsklemme BS verbunden, letztere wird von der Impulslogik 36" in Fig. 4 beaufschlagt.

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" ³³ " 23155H

Die Diode 358 ist so gepolt, daß ihre Anode a mit der Basis b des Transistors 346 verbunden ist.

Zur Beschreibung der Arbeitsweise der Stufe 148 wird auf Fig. 10 Bezug genommen.

Wenn die Regelabweichung V den Wert Null hat und der öffnungswinkel π/3 beträgt, sind die Taktimpulse 372 und 374 hinsichtlich der zugeordneten Zeitgeberschwingungen CA und .CB so gelegen, daß die Scheitelbereiche dieser Schwingungen zur Bildung des Beschränkungssignals CES gewählt werden. Dieses Beschränkungssignal liefert eine höhere positive Spannung für den Transistor 326 des Vergleichsgliedes 322, als die am Potentiometer 334 abgegriffene Vorspannung für den Transistor 324. Somit ist der Transistor 326 leitend, wie bei 364 dargestellt, und die Transistoren 346 und 324 sind nicht leitend, wie bei 366 dargestellt. Soll nun die Lastspannung erhöht werden, so wird die bei 370 dargestellte Regelabweichung V an der Stelle 376 negativ, wodurch am Punkt 362 und der Steuerelektrode g des PUT 160 negative Spannungen auftreten, die zu einer Erhöhung der Taktfrequenz des Oszillators 140 führen. Die Steuerimpulse A, B usw. rücken somit hinsichtlich der Zeitgeberschwingungen vor, der Zündwinkel eilt gegenüber dem Wert ττ/3 vor und die zur Bildung des Beschränkungssignals CES ausgewählten Abschnitte der Zeitgeberschwingungen verschieben sich

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zu den Vorderflanken der Schwingungen, d.h. nach links. Die Abschnitte AB, AC, BC und BA gehen zu immer tieferen Minima über, bis schließlich der Abschnitt CR den am Potentiometer 334 in Fig. 7 eingestellten Pegel der Gleichrichtungsschwelle TR erreicht. In diesem Moment schaltet der Transistor 326 ab (Stelle 378) und die Transistoren 374 und 376 werden bei 380 leitend. Wenn der Transistor 346 leitend wird, wird der Anschlußpunkt 360 und damit der Anschlußpunkt 362 am Gitter des PUT 160 positiv, wie bei 382 dargestellt. Die Taktfrequenz nimmt jedoch weiter zu, obwohl die Schwellenspannung TR erreicht ist, da der PUT erst an der Erzeugung eines Ausgangsimpulses verhindert wird, wenn das Signal CES sich vollständig unterhalb des Pegels von TR befindet. Solange das Signal CES zeitweise über den Pegel von TR ansteigt, und so eine von der Größe der Regelabweichung abhängige Taktfrequenz hervorruft, setzt sich die Steigerung der Taktfrequenz fort, und der Zündwinkel eilt weiter vor. Die wirkliche Gleichrichtungsschranke liegt also nicht dort, wo die Beschränkungsspannung CES unter das Niveau TR taucht, sondern dort, wo die Taktfrequenz einen Punkt erreicht, in welchem die Beschränkungsspannung unter dem Wert TR liegt, wenn der Oszillator 140 normalerweise einen Impuls erzeugen würde. Erst dadurch wird die Erzeugung eines Impulses verzögert, bis der Momentanwert des Signals CES über den Schwellenwert TR ansteigt. In Fig. 10 ist die Schranke der Gleichrichtung mit der Schwingung

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BA erreicht. Die nachfolgenden Schwingungen CA, CB, AB und AC verzögern die Erzeugung eines Impulses, bis der Wert TR wieder überschritten wird. Da nun die gleiche Stelle jeder Zeitgeberschwingung erreicht wird, bevor ein Taktimpuls ausgelöst wird, wird folglich die Taktfrequenz auf denjenigen Wert zurückgeführt, den sie hatte, als die Regelabweichung den Wert Null einnahm. So wird die Taktfrequenz auf der Gleichrichtungsschranke gehalten, unabhängig davon, wie negativ die Regelabweichung V wird. Der Zündwinkel bleibt damit auf demjenigen Wert, welcher dem mit der Schwelle TR eingestellten Schrankenwert entspricht, bis die Regelabweichung V positiv wird.

Wie Fig. 10 zeigt, braucht das Signal CES den Zeitgeberschwingungen nicht in die gestrichelt eingezeichneten negativen Bereiche zu folgen; dies hat den Vorteil, daß die Größe des an den Ausgängen der NAND-Glieder im Ringzähler auftretenden negativen Potentials begrenzt wird. Dieses Abschneiden der negativen Teile der Zeitgeberschwingungen auf einem bestimmten Niveau entsprechen dem Pfeil 384 geschieht durch passende Wahl des Spannungsteilverhältnisses mittels des Widerstandes 316 im Vergleich zu den Widerständen 234, 242, 250, 258, 266 und 274. Wenn der Widerstand 316 größer als die Widerstandswerte in der Matrixschaltung 214 ist, wird der Ausschlag ins Negative begrenzt. Als praktisches Beispiel

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sei für den Widerstand 316 ein Wert von 18,2 kOhm und für die Widerstände in der Matrixschaltung ein Widerstand von 15 kOhm genannt.

Wenn die von der Stromrichteranlage abgeleitete Regelgröße nun eine Verschiebung des Zündwinkels von der Gleichrichtungsschranke in Richtung zur Schranke der Stromrichtungsumkehr fordert, wird die Regelabweichung positiv, wodurch das Beschränkungssignal CES sich längs der Zeitgeberschwingung zurückverschiebt und die Gleichrichtungsschwelle TR bald überschreitet. Ist der gewünschte Betriebszustand der Stromrichteranlage erreicht, so wird die Regelabweichung V zu Null und die Taktfrequenz kehrt zu ihrem Normalwert zurück, der eine mit der Netzfrequenz identische Zündimpulsfrequenz bedeutet.

Nimmt das Signal BS den logischen Wert Null an und zeigt dadurch, daß ,eine Stromrichterumschaltung bevorsteht, sovird der Transistor 346 unabhängig vom Pegel der Regelabweichung V leitend gemacht und sperrt den Oszillator 140, so daß dieser keinen Taktimpuls erzeugen kann, bevor die Stromrichtungsumkehrschranke erreicht ist. In diesem Zustand bleibt das Vergleichsglied 322 unwirksam und das Beschränkungssignal folgt derjenigen Zeitgeberschwingung, der es im Zeitpunkt der Umschaltung des Signals "BS gerade folgte, bis die Umkehrschranke erreicht ist. Dadurch wird die hierfür benötigte

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Zeit stark herabgesetzt.

Der Umkehrschwellenkreis 150 ist ähnlich wie der Schwellenkreis 148 aufgebaut und enthält einen NPN-Transistor 400 mit Widerständen 402/ 404 und 406 und einem Kondensator 408. Der Kollektor c des Transistors ist über Widerstand 402 an die positive Leitung 174 angeschlossen, der Emitter e ist mit der Rückleitung PSC verbunden, der Kondensator 408 führt von der Basis b zur Rückleitung PSC, der Widerstand 40*4 führt von der Basis b zum negativen Leiter 178, und die Basis b ist außerdem über den Widerstand 406 mit der Ader 320, also mit dem Trennverstärker 310 verbunden. Der Widerstand 406 ist einstellbar, um einen Schwellenwert TI für die Umkehrschranke festzulegen.

Der symmetrische Eingang T eines JK~Flipflops 410 ist mit dem Kollektor c des Transistors 400 über ein Negationsglied 412 verbunden. Der Eingang J ist an die positive Leitung 174 angeschlossen, die Klemmen Q und K sind miteinander verbunden und der Rücksetzeingang R wird mit dem Taktimpuls beaufschlagt.

Weiter ist ein NPN-Transistor 414 zusammen mit den Widerständen 416 bis 420, einem Kondensator 422 und den Dioden 424 und 426 vorgesehen. Der Kollektor c des Transistors 414 ist über die

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Serienschaltung der Widerstände 419 und 417 mit der positiven Leitung 174 verbunden, der Emitter e ist an die Rückleitung PSC angeschlossen und die Basis b ist mit einem Spannungsteiler verbunden, der aus den Widerständen 420, 416 und 418 zwischen der positiven Leitung 174 und der negativen Leitung 178 besteht. Der Kondensator 422 ist an die Verbindungsstelle 421 der Widerstände 416 und 420 angeschlossen und seine andere Belegung ist mit der Rückleitung PSC verbunden. Die Anoden a der Dioden 424 und 426 sind an die Verbindungsstelle 421 angeschlossen. Die Kathode c der Diode 424 ist mit dem Kollektor c des Transistors 400, die Kathode c der Diode 426 mit dem Ausgang Q des JK-Flipflops 410 verbunden.

Schließlich ist in dieser Stufe ein PNP~Transistor 430 zusammen mit einem Kondensator 415, einer Diode 432 und einem Widerstand 434 vorgesehen. Der Emitter e des Transistors 430 ist unmittelbar an die positive Leitung 174 angeschlossen, die Basis b steht mit der Verbindungsstelle zwischen den Widerständen 417 und 419 in Verbindung, der Kondensator 415 liegt parallel zum Widerstand 417 und der Kollektor c des Transistors 43o ist über die Diode 432 und den Widerstand 434 mit der Anode a des PUT 160 verbunden. Dieser Anschluß an den Schwingungserzeuger 140 liefert das Umkehrschrankensignal ESI. Ferner ist die Klemme ESP, die das Schrankensignal ESP liefert, wenn eine Schranke erreicht ist (Fig. 3 und 4)_; ebenfalls mit

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dem Kollektor des Transistors 430 verbunden.

Zur Erläuterung der Stufe 150 wird auf Fig. 11 Bezug genommen. Das Regelabweichungssignal V habe zunächst wieder den Wert Null (siehe Kurvenstück 450), so daß die zur Bildung des zusammengesetzten Schrankensignals CES ausgewählten Kurvenstücke der Zeitgeberschwingungen TW den Scheitelbereich derselben erfassen, d.h. der öffnungswinkel ist π/3. Es soll nun die Lastspannung verringert werden, d.h. die Regelabweichung wird bei 452 positiv. Die vom Schwingungserzeuger 140 gelieferte Taktfrequenz wird dadurch herabgesetzt und die Steuerimpulse von Ringzähler 190 verzögern sich hinsichtlich der Zeitgeberschwingungen. Damit verschieben sich die Kurvenstücke, aus denen das Schrankensignal CES zusammengesetzt ist, in nacheilender Richtung, d.h. nach rechts von den Scheiteln der Zeitgeberschwingungen TW. Wenn das Schrankensignal CES erstmals die Schwelle TI berührt (Stelle 454), schaltet der Transistor 400 bei 456 aus dem leitenden in den nichtleitenden Zustand. Wenn der Transistor gesperrt wird, geht das Ausgangssignal des Negationsgliedes 412 vom logischen Wert ßins zum Wert Null über, wodurch das Flipflop 410 gekippt wird. Dadurch nimmt dessen Ausgang Q den Wert Eins an (Stelle 458) und der Kondensator 422 beginnt sich mit einer bestimmten Zeitkonstante aufzuladen; dies macht sich durch einen Spannungsanstieg 459 an der Stelle 421 bemerkbar. Da aber das Schrankensignal CES an dieser Stelle sehr

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schnell wieder über die Schwelle TI ansteigt, kann sich der Kondensator 422 nicht vollständig aufladen· (seine Zeitkonstante beträgt z.B. etwa 100 ysec) und die Verbindungsstelle 421 erreicht infolgedessen nicht die erforderliche Spannung, um den Transistor 414 zu öffnen, so daß Transistor 430 nicht leitend wird. Diese Verzögerung durch die Aufladung des Kondensators 422 macht die Anordnung unempfindlich gegen Spannungsspitzen der Zeitgeberschwingungen mit einer Dauer von weniger als 100 \isec, die andernfalls eine Falschbetätigung hervorrufen könnten.

Der nächste Abschnitt BA der Zeitgeberschwingung CES bleibt im angenommenen Beispiel solange unterhalb der Schwelle TI, daß der Kondensator 422 sich auf eine Spannung aufladen kann, die zur öffnung des Transistors 414 und damit auch des Transistors 430 ausreicht. Dies ist bei 460 gezeigt. Wenn der Transistor 430 leitend ist, zwingt der an die Anode a des PUT 160 gelangende Strom diesen, einen Ausgangsimpuls zu erzeugen, der den Ringzähler um einen Schritt fortschaltet. Der dadurch entstehende Taktimpuls, der auf den Rücksetzeingang R des Flipflops 410 gegeben wird, setzt den Ausgang Q des Flipflops 410 auf den Wert Null zurück, wodurch die Transistoren 414 und 430 gesperrt werden. Somit sinkt das zusammengesetzte Schrankensignal CES, wie bei 462 gezeigt, nur solange unter die Schwelle TI ab, als zur Aufladung des Kondensators 422

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auf die SchaItspannung der Transistoren 414 und 430 erforderlich ist. Dann wird zwangsweise der Taktimpuls ausgelöst, der die Umkehrechwellenstufe zurückstellt. Da der Taktimpuls nun an der gleichen Stelle der nachfolgenden Zeitgeberschwingungen auftritt, hat der erzwungene Takt die gleiche Frequenz wie eine Regelabweichung vom Wert Null, so daß der Stromrichter weiter mit einem öffnungswinkel betrieben wird, welcher der gewählten Umkehrschranke entspricht.

Wird die Regelabweichung negativ, wie bei 464 gezeigt, so nimmt die Taktfrequenz zu und das zusammengesetzte Schrankensignal CES beginnt wieder in Richtung auf die Scheitel der Zeitgeberschwingungen zu wandern, wodurch der Öffnungswinkel von der Umkehrschranke weg verschoben wird.

Die beiden Schwellwertkreise können sich nicht gegenseitig stören. Wenn der öffnungswinkel in Richtung auf die Gleichrichtungsschranke verschoben wird und hierbei das Signal CES die Umkehrschwelle TI erreicht, wird der Transistor 400 gesperrt und setzt das Flipflop 410. Dieses wird jedoch sofort durch den in den Nullzustand zurückkehrenden Taktimpuls wieder rückgesetzt und ergibt an seinem Ausgang Q den Wert Null, weshalb der Umkehrschwellenkreis unwirksam bleibt.

Wenn der öffnungswinkel rückwäfcs zur Umkehrschranke wandert und die Stelle 360 bzw. 362 einen hohen Wert annimmt, weil das

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Schrankensignal CES unter die Schwelle TR fällt, ist die
an die Steuerelektrode g des PUT 160 gelangende Spannung über die Ader ESR mehrere Volt niedriger als die Spannung, die
zwangsweise einen Strom durch die Anode des PUT 160 erzeugt, weil an der Serienschaltung der Dioden 352, 354 und 356 eine größere Spannung abfällt als an der Diode 432. Wenn also der Transistor 430 leitend wird, zwingt er trotzdem den PUT 160, einen Ausgangsimpuls abzugeben. Das Signal BS, das der Stufe 148 eine Schrankenbetätigung aufzwingt, wird ebenfalls überwunden, sobald die Umkehrschranke erreicht ist und der Transistor 430 sich öffnet, um einen Taktimpuls zwangsweise auszulösen.

Fig. 12 zeigt schematisch das Schaltbild einer Treiberstufenanordnung 44, die in der Anlage nach Fig. 1 eingesetzt werden kann. Jedem Thyristor der beiden Gleichrichterbrückenschaltungen ist eine Treiberstufe zugeordnet. Die Hälfte derselben
könnte aber eingesparrt werden, wenn die Anordnung so getroffen wäre, daß eine Umschaltung von einem Stromrichter zum anderen stattfindet.

Die Treiberstufen 500, 502, 504, 506, 508 und 510 sind in dieser Reihenfolge den Thyristoren CSRl, SCR3, SCR5, SCR6, SCR2 und SCR4 des Stromrichters 16 zugeordnet. Die Treiberstufen 512, 514, 516, 518, 520 und 522 sind in dieser Reihenfolge den

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Thyristoren SCRl', SCR3·, SCR5·, SCR6·, SCR2· und SCR4· des Stromrichters 18 zugeordnet. Jede Treiberstufe ist an eines der NAND-Glieder 524 bis 546 angeschlossen, die je vier Eingänge aufweisen.

Der Taktimpuls wird über ein Negationsglied 548 auf sämtliche NAND-Glisler gegeben. Das Schaltsignal Q wird auf die NAND-Glieder 524 bis 534, das Schaltsignal Q_Q auf die NAND-Glieder 536 bis 546 gegeben. Die Eingangsklemmen A, A, B, B C und C für die Steuerimpulse vom Ringzähler 190 sind mit den einzelnen NAND-Gliedern so verbunden, daß jeweils zwei Thyristoren in einem Stromrichter gleichaitig geöffnet werden. Somit ist die Klemme A mit den Eingängen der NAND-Glieder 524, 530, 536, und 542, die Eingangsklemme Ä mit den Eingängen der NAND-Glieder 528, 532, 540 und 544, die Klemme B mit den Eingängen der NAND-Glieder 526, 530, 538 und 542, die Eingangsklemme B mit den Eingängen der NAND-Glieder 528,534, 540 und 546, die Eingangsklemme C mit den Eingängen der NAND-Glieder 524, 534, 536 und 546 und die Eingangsklemme C mit den Eingängen der NAND-Glieder 526, 532, 538 und 534 verbunden.

Da alle Treiberstufen gleich aufgebaut sind, ist nur die Treiberstufe 500 im einzelnen dargestellt. Sie enthält einen NPN-Transistor 550, einen Impulstransformator 552 mit der Primärwicklung 554 und der Sekundärwicklung 556, Widerstände 558 bis

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560, Dioden 562 und 564 und Spannungsregeldioden 566 und 568. (z.B. Zenerdioden). Der Kollektor des Transistors 550 ist über die Primärwicklung 554 und den Widerstand 558 mit einer positiven Klemme 571 verbunden. Die Sekundärwicklung 556 ist an die Ausgangeklemmen G und K für Gitter und Kathode des Thyristors SCRl angeschlossen. Ferner ist an dem Kollektor des Transistors 550 die Anode a der Diode 562 angeschlossen. Deren Kathode c ist mit der Kathode c der Zenerdiode 566 verbunden. Die Zenerdiode 566 kann zur Begrenzung der Kollektoremitterspannung der entsprechenden Transistoren in den anderen Treiberstufen verwendet werden, indem die Kathode der Zenerdiode 566 mit den Dioden entsprechend 562 in den anderen Treiberstufen verbunden ist. Der Emitter des Transistors 550 ist mit der Rückleitung PSC und der Anode a der Zenerdiode 566 verbunden. Die Basis des Transistors 550 ist über die Zenerdiode 568 und die Diode 564 an den Ausgang des NAND-Gliedes 524 angeschlossen. Die Anode a der Zenerdiode 568 ist mit der Basis des Transistors und deren Kathode c mit der Anode a der Diode 564 verbunden. Eine positive Spannung ist über einen Widerstand 559 an die Verbtidungsstelle der Kathode und der Anode der Dioden 568 und 564 angelegt, während eine negative Spannung über den Widerstand 560 mit der Anode der Zenerdiode 568 verbunden ist.

Wenn im Betrieb die Ausgangsspannung des NAND-Gliedes 524

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hoch ist, wird der Transistor 550 leitend und ein Strom fließt durch die Primärwicklung 554 des Impulstransformators 552. Wenn alle Eingänge des NAND-Gliedes 524 den logischen Wert fins haben, nimmt sein Ausgang den Wert Null an und der Transistor 550 wird gesperrt. Der zusammenbrechende Strom in der Primärwicklung 554 erzeugt einen Spannungsstoß in der Sekundärwicklung 556 und dieser Impuls zündet den Thyristor SCRl. Die in Fig. 12 dargestellte Anordnung liefert also die Öffnungsimpulse fUr die' Thyristoren nach der in Fig. 9 dargestellten Zeitfolge.

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Claims (7)

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   W+*. C · ν.:*. 231 55 H

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   W. 576-Dr. Hk/bgr

   Westinghouse Electric Corp.
   in Pittsburgh, Pa., V.St.A.

   Patentansprüche

   f 1.)Stromrichteranordnung zur Erzeugung eines stufenlos regelbaren und umkehrbaren Gleichstromes, bestehend aus zwei antiparallelgeschalteten Stromrichtern mit Thyristoren, die wahlweise die an sie angeschlossene Last mit Gleichstrom der einen oder der anderen Polarität versorgen, einem Regelkreis, in dem eine dem Laststrom oder einem sonstigen Parameter des Lastkreises entsprechende Regelgröße gleichbleibender Polarität auftritt, einem Sollwertgeber, der ein Bezugssignal abgibt, von dessen Polarität äs abhängt, welcher der beiden Stromrichter arbeiten soll, und einem Phasensteuerglied für die öffnungswinkel der Thyristoren in den beiden Stromrichtern, dadurch gekennzeichnet, daß das Bezugssignal (RB) wechselnder Polarität in einer Schalteinrichtung (34) in ein Steuersignal (RU) im wesentlichen gleichbleibender Polarität umgewandelt wird, das zusammen mit der dem Laststrom oder dem sonstigen Parameter entsprechenden Regelgröße (IU) einem Vergleichsglied (38) zur Bildung einer Regelabweichung (V ) zugeführt wird, und

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   daß die Regelabweichung zur Betätigung des PhasensteAiergliedes (40) dient.
2. 2. Stromrichteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltvorrichtung (34) bei verschwindendem Laststrom und nachfolgender Polaritätumkehr des Bezugssignales (RB) das Steuersignal (RU) derart umschaltet, daß seine Polarität unabhängig von der Polarität des Bezugssignales (RB) stets die gleiche ist.
3. 3. Stromrichteranordnung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine logische Schaltung (36) , die bei verschwindendem Laststrom und gleichzeitiger Polaritätsumkehr des Bezugssignals (RB) ein Schaltsignal (Q ) erzeugt, das einerseits der Schalteinrichtung (34) zur Umschaltung des Steuersignals (RU) und andererseits dem Phasensteuerglied (40) zur Umschaltung von einem Stromrichter auf den anderen zwecks Richtungsumkehr des Laststromes zugeführt wird.
4. 4. Stromrichteranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Schaltung (36) auf eine Polaritatsumkehr des Steuersignals (RU) anspricht, so daß dieses bei Polaritätsumkehr des Bezugssignals (RB) kurzzeitig ebenfalls seine Polarität umkehrt und dann erst durch das Auftreten des Schaltsignals (Q ) auf die ursprüngliche Polarität umgestaltet wird.

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5. 5. Stromrichteranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der öffnungswinkel der Thyristoren zwischen bestimmten Schranken gehalten wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Phasensteuerglied (40) beim überschreiten einer dieser Schranken ein Signal (ESP) abgibt, das die logische Schaltung (36) im Verein mit dem Verschwinden des Laststroms zur Abgabe des

   Schaltsignals (Q ) anregt.
6. 6. Stromrichteranordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Schaltung (3<$") bei verschwindendem Laststrom und einem Polaritätswechsel des Bezugssignals (RB) ein Schaltsignal (BS) abgibt, welches das Phasensteuerglied (40) zwingt, alsbald zu der festgelegten Schranke überzugehen.
7. 7. Stromrichteranordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein von der logischen Schaltung (36") abgegebenes Schaltsignal (IB) nach dem Umschalten auf einen anderen Stromrichter das Vergleichsglied (38¹) derart vorspannt, daß der öffnungswinkel der Thyristoren in dem frisch eingeschalteten Stromrichter rasch von der Stromumkehrschranke wegführt und daß die von dem wieder zunehmenden Laststrom abhängige Regelgröße

   - (IU) die Vorspannung des Vergleichsgliedes aufhebt.

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