DE3609394C2 - Modem für Telefonsystem - Google Patents
Modem für TelefonsystemInfo
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/04—Position modulation, i.e. PPM
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
Description
Die Erfindung betrifft im allgemeinen Kommunikationssysteme und ist
insbesondere auf ein System und ein Modem zum Umwandeln eines Bit
stromes in ein phasenmoduliertes Zwischenfrequenzsignal (IF-Signal) zur
Verwendung in einem Hochfrequenz-Teilnehmertelefonsystem gerichtet.
Der Sendeteil eines konventionellen Modems enthält üblicherweise eine
Kodiereinrichtung, einen Filter und einen Modulator. Die Kodiereinrichtung
übernimmt jeweils einen aus einer Anzahl m von Bits bestehenden Block
und wandelt diese in sog. Symbole um. Bei m = 1 spricht man von einem
einstufigen, bei m < 1 von mehrstufigen Modulationsverfahren. Insgesamt
kann der Kodierer also 2m verschiedene Symbole erzeugen, die man zu
sammenfassenderweise die "Signalkonstellation" nennt.
Liegt ein sog. eindimensionales Modulationsverfahren vor, wird das Symbol
auf eine für dieses Symbol spezifische Maßzahl einer der beiden Signal
größen Amplitude oder Phase/Frequenz abgebildet. Beispiele für eindimen
sionale Modulationsverfahren sind PAM, PPM, PSK, 4PSK, 8PSK, DPSK,
MSK, FSK oder GMSK. Von einer zweidimensionalen Modulation (auch
Quadraturamplitudenmodulation) ist dagegen dann die Rede, wenn sich das
zu übertragende Symbol auf die Amplitude und die Phase/Frequenz des
Signals auswirkt. Beispiele für zweidimensionale Modulationsverfahren sind
QAM, 8QAM, QPSK und 8QPSK.
In diesem Zusammenhang wird in der Nachrichtentechnik das Signal oft
nicht durch den Zeitverlauf der Amplitude und der Phase, sondern dazu
gleichwertig, durch die sog. Inphase- und die Quadraturkomponente des
Signals dargestellt. Diese beiden zeitabhängigen Größen lassen sich als der
Real- und der Imaginärteil der komplexwertigen Verallgemeinerung des reell
wertigen, physikalischen Nachrichtensignals verstehen.
Die Pulsformung der Inphase- und der Quadraturkomponente geschieht
üblicherweise durch ein FIR-Filter mit fester Koeffizientenanzahl, die Filter
koeffizienten selber sind jedoch zweckmäßigerweise nicht fest vorgegeben,
sondern adaptiv an die Kanalsituation anpaßbar. Veränderungen in der die
Übertragungsstrecke charakterisierenden Kanalübertragungsfunktion (z. B.
aufgrund von Temperaturschwankungen) können beispielsweise durch das
periodischen Senden und Empfangen bekannter Signale (sog. Trainingssignale)
quantitativ erfaßt und durch entsprechende Modifikation der Filterkoeffizien
ten kompensiert werden.
In konventionellen Systemen werden die Inphase- und die Quadraturkom
ponente in zwei getrennten Zweigen gefiltert und D/A-gewandelt, bevor sie
ins Zwischenfrequenzband gemischt und dort überlagert werden. Teil der
vorliegenden Erfindung ist es, die digitale Filterung und die D/A-Wandlung
in einem einzigen Zweig durchzuführen, wobei die Abtastwerte des Inphase-
und des Quadratursignals dem digitalen Filter und dem DA-Wandler um
einen Bruchteil der Abtastperiode zeitlich zueinander versetzt zur Verfügung
gestellt werden (Zeitmultiplexbetrieb).
Auf diese Weise ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine
gegenüber den bisherigen Systemen neue Struktur eines Systems zum Um
wandeln eines Bitstroms in ein phasenmoduliertes Zwischenfrequenzsignal
bereitzustellen, welche neue Möglichkeiten im Hinblick auf eine optimale
Pulsformung eröffnet. Des weiteren ist es die Aufgabe der vorliegenden
Erfindung, ein Modem bereitzustellen, das eine Realisierung einer solchen
neuen Struktur darstellt.
Das erfindungsgemäße System weist einen Modulatorteil
auf. Der Sendeteil ist ein System zum Um
wandeln eines Bitstromes, bei dem jede vorgegebene Anzahl
von aufeinanderfolgenden Bits ein Zeichen definiert, in ein
phasenmoduliertes Zwischenfrequenz(IF)-Signal bei einer vor
bestimmten IF-Frequenz. Der Modulatorteil phasenmoduliert je
des Zeichen, filtert jedes phasenmodulierte Zeichen digital,
um ein gefiltertes Signal zu liefern, das, wenn es in ein
Analogsignal umgewandelt ist, ein Modulationssignal mit ei
ner Modulationsfrequenz ergibt, die um eine vorbestimmte Fre
quenz herum zentriert ist und in Übereinstimmung mit dem Wert
des phasenmodulierten Zeichens davon abweicht, das gefilterte
Signal in ein Analogsignal umwandelt, um das Modulationssignal
zu liefern, und das Modulationssignal mit einem stationären
Signal bei einer vorbestimmten Frequenz mischt, um ein phasen
moduliertes IF-Signal zu liefern, das ein frequenzmoduliertes
(FM)-Signal ist, das eine IF-Frequenz hat, die ein Modulations
produkt der Modulationsfrequenz und der vorbestimmten Frequenz
ist.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindunggemäßen Systems weist ein Demodulationssystem
zum Umwandeln eines empfangenen phasenmodulierten IF-Signals
in den Bitstrom auf, aus dem das empfangene phasenmodulierte
IF-Signal abgeleitet wurde.
Das erfindungsgemäße System kann in einem Sendebetrieb, einem
Empfangsbetrieb, einem Zeitmultiplex-Sende/Empfangsbetrieb
oder in einem Übungsbetrieb arbeiten.
Wenn das System im Sendebetrieb arbeitet, empfängt der
Modulatorteil einen digitalen binären Bitstrom aus bis zu
4 Bits pro Zeichen und wandelt die Zeichen in ein phasenmo
duliertes IF-Signal bei einer vorbestimmten IF-Frequenz von
20,2 MHz um. Das modulierte IF-Signal wird dann an eine Hoch
frequenzeinheit zur Aufwärtsumwandlung und zur Sendung auf
der richtigen UHF-Frequenz weitergeleitet.
Wenn das System im Empfangsbetrieb arbeitet, empfängt der
Empfangsteil ein phasenmoduliertes IF-Signal von einer
Hochfrequenz-Empfangseinheit. Das Modem filtert und wandelt
das Empfangs-IF-Signal nach unten auf die Basisbandfrequenz
um und digitalisiert dasselbe in eine komplexe (I, Q) Abtast
probe bei einer vorbestimmten Zeichengeschwindigkeit von
16 Ksps (Kilozeichen pro Sekunde). Ein digitaler FIR-Filter
führt das weitere Filtern aus, und die komplexen Abtastpro
ben werden in einen digitalen binären Bitstrom umgewandelt.
Der binäre Bitstrom wird dann an eine Basisbandeinheit aus
gegeben.
Das System führt ferner Funktionen zur Zeichensynchronisations
messung der Verbindungsqualität und verschiedene Steuer- und
Zustandsberichtsfunktionen aus.
In bestimmten Zeitabständen kann das System in einen Übungsbe
trieb geschaltet werden. In diesem Betrieb sind der
Modulator- und der Demodulatorteil über die Hochfrequenzein
heit zurückgeschleift, um dem FIR-Filter des Demodulatorsteils
Änderungen im System (hauptsächlich in den Filtern der Hoch
frequenzeinheit) beizubringen, das sich mit der Temperatur oder
des Alters, angrenzenden Kanaldämpfungen oder anderen Umge
bungsschwankungen verändert haben kann. Der FIR-Filter des
Demodulatorteils lehrt seinen Koeffizienten, jeglichen Filter
ungenauigkeiten entgegenzuwirken, um das bestmögliche Eingangs
signal zu erzielen. Während des Zurückschleifens gibt der Mo
dem-Sendeteil ein festes Übungsmuster aus, das dem Modem-Demo
dulatorteil bekannt ist. Der FIR-Filter des Demodulatorteils
stellt (lehrt) seine Koeffizienten gemäß dem Signal selbst,
den verzögerten und vorgerückten Signalen und den Signalen von
den benachbarten Bändern ein.
Das erfindungsgemäße System ist besonders für ein Funktelefon
system nützlich, das in unserer parallelen deutschen Anmeldung
mit der Bezeichnung "Kommunikationssystem" beschrieben ist.
Die bevorzugte Ausführungsform des hier beschriebenen Systems
wird mit einer Kanalsteuerungseinheit (CCU) und Hochfrequenz
einheiten, die in der parallelen Anmeldung beschrieben sind,
verknüpft, und die Offenbarung der parallelen Anmeldung, so
weit sie für diese Anmeldung von Bedeutung ist, wird hier mit
einbezogen.
Weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der folgenden
Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispieles und den
Zeichnungen. Es zeigen:
Fig. 1A und 1B zusammen ein Blockschaltbild der bevorzug
ten Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Systems,
Fig. 2 die Signalkonstellation, die beim Gray-
Kodieren der Zeichen des Bitstromes ver
wendet wird,
Fig. 3 ein Blockschaltbild des FIR-Digitalfilters
im Modulatorteil des Systems,
Fig. 4 das mehrfache Abtastimpulsansprechungsmuster
des FIR-Digitalfilters im Modulatorteil des
Systems,
Fig. 5 ein Blockschaltbild des SIN/COS-IF-Genera
tors im Demodulatorteil des Systems,
und
Fig. 6 die Zeitsteuerungs-Wellenformen von bestimmten
Steuer-, Zeitsteuerung- und Datensignalen,
die zum Betrieb des Systems gehören.
Akronym | |
Definition | |
A/D | Analog-Digitalwandler |
AGC | (Automatic Gain Control) automatische Verstärkungsregelung |
AM | Amplitudenmodulation |
BPSK | (Binary Phase Shift Keying Modulation) binäre Phasenumtastung |
BS | Basisstation |
CCU | (Channel Control Unit) Kanalsteuerungseinheit |
D/A | Digital-Analog-Wandler |
dB | Dezibel |
DPSK | (Differential Phase Shift Keying Modulation) Differenzphasenumtastung |
ECL | (Emitter-coupled Logic) Emitter-gekoppelte Logik |
FCC | (United States Federal Communications Commission) Amerikanische Bundeskommission für das Nachrichtenwesen |
FIFO | (First-in First-out Memory) Schiebespeicher |
FIR | (Finite-Duration Impulse-Response filter) Filter mit endlicher Impulsantwort |
Hz | Hertz (Schwingungen pro Sekunde) |
I | (Inphase) Gleichphasig |
IF | (Intermediate Frequency) Zwischenfrequenz |
KHz | Kilohertz |
Ksps | Kilozeichen pro Sekunde |
LSB | (Least Significant Bit) niedrigst-wertiges Bit |
MHz | Megahertz |
MODEM | (Combined Modulator and Demodulator) kombinierter Modulator und Demodulator |
OCXO | (Oven Controlled Crystal Oscillator) Thermostatisierter Kristalloszillator |
Q | (Quadrature) 90°-Verschiebung |
QPSK | (Quadrature Phase Shift Keying Modulation) Phasenumtastung mit 90°-Verschiebung |
RAM | (Random Access Memory) Speicher mit direktem Zugriff |
RCC | (Radio Control Channel) Funksteuerungskanal |
RELP | (Residual Excited Linear Prediction) restliche angeregte Linearvoraussage |
RF | (Radio Frequency) Hochfrequenz |
RFU | (Radio Frequency Unit) Hochfrequenzeinheit |
ROM | (Read-only Memory) Nur-Lese-Speicher |
RX | (Receive) Empfangen |
STIMU | (System Timing Unit) System-Zeitsteuerungseinheit |
SUB | (Subscriber Station) Teilnehmerstation |
TDMA | (Time Division Multiple Access) Zeitteilung-Mehrfachzugriff |
TX | (Transmit) Senden |
UHF | Ultra-Hochfrequenz |
VCXO | (Voltage Controlled Crystal Oscillator) spannungsgesteuerter Kristalloszillator |
Eine bevorzugte Ausführungsform des System ist das in den Fig. 1A
und 1B gezeigte Modem. Der Modulatorteil des Modems weist im wesent
lichen einen digitalen Phasenumtastungs (DPSK)-Nur-Lese-Speicher
(ROM) 10, eine Übungsbetriebsschalteinheit 11, einen digitalen
Filter zur Ansprechung auf Impulse endlicher Dauer (FIR) 12,
einen Digital-Analog-Wandler (D/A) 13, einen Bandfilter 14
mit einer Mittenfrequenz von 200 KHz, einen Mischer 15 und
einen Hochfrequenzverstärker 16, der bei 20,2 MHz zentriert
ist, auf.
Der Demodulatorteil des Modems weist im wesentlichen einen di
gitalen Mikroprozessor 17 des Modells TMS32010, einen Schiebe
speicher 18 (FIFO), einen Analog-Digital-Wandler (A/D) 19,
einen Verstärker 20 und einen Mischer 21 auf.
Das Modem weist ferner mehrere Zeitsteuerungs- und Steuerein
heiten auf, die für die Modulations- und Demodulationsfunk
tionen, die durch den Modulatorteil bzw. Demodulatorteil aus
geführt werden, wesentlich sind. Diese Einheiten beinhalten
Schnittstellenregister und eine Bussteuereinheit 23, die ein
Zustandsregister 24, ein Verbindungs-Q-Register 25, ein AGC
(automatische Verstärkungsregelung)-Register 26, ein RX-
oder Empfangsfrequenzregister 27, ein Teilnehmer-Bruchteils
verzögerungsregister (SUB) 28, ein Gleichphasen(I)-Register
29, ein Rechtwinkelphasen(Q)-Register 30, eine Steuerungsein
heit 31 und ein zweites Bruchteilsverzögerungsregister 32
aufweist. Die Modemzeitsteuerungs- und -steuereinheiten be
inhalten ferner eine Zwischenspeichersteuereinheit 34, einen
Lese/Schreib-Dekoder 35, einen Übungsmuster-FIFO (zuerst herein-
zuerst heraus)-Speicher 36, einen selbsthaltenden Datenschalter
37, einen Internzeitsteuerungs- und Steuersignalgeber 38, eine
Sendetaktverzögerungseinheit 39, einen Bruchteilszeitverzöge
rungsgeber 40, eine VCXO-Schnittstelleneinheit 41, einen Ab
tastzeitgeber 42, einen COS/SIN-IF-Signalgeber 43, einen 2K-
Direktzugriffsspeicher (RAM) 44, einen 2K-ROM 45, einen 4K-
ROM 46, eine Zwischenspeicher/Dämpfungseinheit 47 und eine
Zwischenspeichereinheit 48.
Das Modem ist mit einer Systemzeittakt- oder Systemzeitsteue
rungseinheit (STIMU) 49 verbunden.
Die Modemschnittstellen sind in den Fig. 1A und 1B gezeigt.
Das Modem empfängt die meisten seiner Eingabesignale von der
CCU. Andere Eingabesignale sind von der RF-Einheit und den
Zeitsteuerungseinheiten. Die Modemeingabesignale sind die
folgenden:
An das Modem von der Kanalsteuerungseinheit (CCU):
TX- oder Sendedaten (Leitungen 50)
Ein von dem Modem zu sendendes 4- Bit-Zeichen (4 Bits für eine 16äre Phasenumtastung, 2 Bits für ei ne Phasenumtastung mit 90°-Verschiebung, 1 Bit für eine binäre Phasenumtastung)
MOD BUS (51)
Ein doppelseitig gerichteter Mikro prozessorbus, der Steuer/Zustands- Informationen an das und von dem Mo dem liefert.
MOD WR (Leitung 52)
Das Steuersignal, um den MOD Bus in das Modem einzurasten.
MOD RD (Leitung 53)
Das Steuersignal, um die Modemzustands- und anderen Informationen auf den MOD BUS zur Weiterleitung an die CCU zu geben.
MOD-Rückstellung (Leitung 54)
Diese CCU-Steuerung stellt das Modem zurück.
MOD ADD (Leitung 55)
Steuersignal, um verschiedene Adressen positionen und eingerastete Werte inner halb des Modems zu bestimmen.
TX- oder Sende-SOS (Leitung 56)
Signal von der CCU an das Modem, um mit dem Senden eines Sendeschlitzes zu beginnen.
RX- oder Empfangs-SOS (Leitung 57)
Signal von der CCU an das Modem, um mit dem Empfangen eines Empfangsschlitzes zu beginnen.
TX- oder Sendedaten (Leitungen 50)
Ein von dem Modem zu sendendes 4- Bit-Zeichen (4 Bits für eine 16äre Phasenumtastung, 2 Bits für ei ne Phasenumtastung mit 90°-Verschiebung, 1 Bit für eine binäre Phasenumtastung)
MOD BUS (51)
Ein doppelseitig gerichteter Mikro prozessorbus, der Steuer/Zustands- Informationen an das und von dem Mo dem liefert.
MOD WR (Leitung 52)
Das Steuersignal, um den MOD Bus in das Modem einzurasten.
MOD RD (Leitung 53)
Das Steuersignal, um die Modemzustands- und anderen Informationen auf den MOD BUS zur Weiterleitung an die CCU zu geben.
MOD-Rückstellung (Leitung 54)
Diese CCU-Steuerung stellt das Modem zurück.
MOD ADD (Leitung 55)
Steuersignal, um verschiedene Adressen positionen und eingerastete Werte inner halb des Modems zu bestimmen.
TX- oder Sende-SOS (Leitung 56)
Signal von der CCU an das Modem, um mit dem Senden eines Sendeschlitzes zu beginnen.
RX- oder Empfangs-SOS (Leitung 57)
Signal von der CCU an das Modem, um mit dem Empfangen eines Empfangsschlitzes zu beginnen.
An das Modem von der RF-Einheit (RFU):
IF RX (Leitung 58) IF-Empfangsfrequenzeingabe von der RFU.
IF RX (Leitung 58) IF-Empfangsfrequenzeingabe von der RFU.
An das Modem von den Systemzeittaktein
heiten (STIMU):
80-MHZ (Leitung 59)
Ein 80-MHz-ECL-Takt von der Basissta tion oder den Teilnehmer-STIMUs. Aus gabe des Kristalloszillators (XO) in der Basisstation und des VCXO in der Teilnehmerstation.
16-KHZ (Leitung 60)
Hauptsendetakt, der in der Basisstation von der STIMU verwendet wird.
SOMF (Leitung 61)
Hauptbeginn des Rahmens in der Basis station von der STIMU. Wird nicht in dem Modem verwendet, aber an die CCU geschickt.
80-MHZ (Leitung 59)
Ein 80-MHz-ECL-Takt von der Basissta tion oder den Teilnehmer-STIMUs. Aus gabe des Kristalloszillators (XO) in der Basisstation und des VCXO in der Teilnehmerstation.
16-KHZ (Leitung 60)
Hauptsendetakt, der in der Basisstation von der STIMU verwendet wird.
SOMF (Leitung 61)
Hauptbeginn des Rahmens in der Basis station von der STIMU. Wird nicht in dem Modem verwendet, aber an die CCU geschickt.
Vom Modem an die Kanalsteuerungseinheit (CCU):
TX- oder Sendetakt (Leitung 62)
Ein 16-KHz-Taktsignal, das die CCU mit der Zeichensendezeitsteuerung ver sorgt. Zeichen werden in das Modem mit der aufsteigenden Flanke dieses Taktes eingetaktet. In der Basisstation haben alle Schlitze denselben Hauptsendetakt. Somit werden alle Signale von der Basis station zur selben Zeit gesendet. Beim Teilnehmer ist der Sendetakt um die Bruchteilsbereichsverzögerung durch das Modem bei Informationen, die von der CCU zugeführt werden, versetzt.
RX- oder Empfangstakt (Leitung 63)
Der 16-KHz-Takt wird von dem Empfangs signal abgeleitet. (Beim Teilnehmer im mer, in der Basisstation nur während der Steuerschlitzannahme.) Dieser Takt gibt das Empfangszeichen an die CCU taktwei se aus und liefert der CCU die Zeichen zeitsteuerung.
RX- oder Empfangsdaten (Leitung 64)
Das 4-Bit-Empfangszeichen, das von dem RX-Takt getaktet wird.
MOD-BUS (50)
Zustands- und Dateninformationen von dem Modem.
MOD-SOMF (Leitung 61)
Von der STIMU an die CCU in der Basis station geschickter SOMF (Hauptrahmen beginn).
AM-Abtastimpuls (Leitung 65)
Hoch-auf-Niedrigübergang auf dieser Lei tung gibt der CCU eine grobe Rahmenmar kierung während der Funksteuerungskanal- (RCC)-Annahme in der Teilnehmereinheit. Dies ist eine Einmalleitung, die einen Impuls erhält, wenn der RX-TMS320 die ungefähre Stelle des AM-Loches bestimmt.
TX- oder Sendetakt (Leitung 62)
Ein 16-KHz-Taktsignal, das die CCU mit der Zeichensendezeitsteuerung ver sorgt. Zeichen werden in das Modem mit der aufsteigenden Flanke dieses Taktes eingetaktet. In der Basisstation haben alle Schlitze denselben Hauptsendetakt. Somit werden alle Signale von der Basis station zur selben Zeit gesendet. Beim Teilnehmer ist der Sendetakt um die Bruchteilsbereichsverzögerung durch das Modem bei Informationen, die von der CCU zugeführt werden, versetzt.
RX- oder Empfangstakt (Leitung 63)
Der 16-KHz-Takt wird von dem Empfangs signal abgeleitet. (Beim Teilnehmer im mer, in der Basisstation nur während der Steuerschlitzannahme.) Dieser Takt gibt das Empfangszeichen an die CCU taktwei se aus und liefert der CCU die Zeichen zeitsteuerung.
RX- oder Empfangsdaten (Leitung 64)
Das 4-Bit-Empfangszeichen, das von dem RX-Takt getaktet wird.
MOD-BUS (50)
Zustands- und Dateninformationen von dem Modem.
MOD-SOMF (Leitung 61)
Von der STIMU an die CCU in der Basis station geschickter SOMF (Hauptrahmen beginn).
AM-Abtastimpuls (Leitung 65)
Hoch-auf-Niedrigübergang auf dieser Lei tung gibt der CCU eine grobe Rahmenmar kierung während der Funksteuerungskanal- (RCC)-Annahme in der Teilnehmereinheit. Dies ist eine Einmalleitung, die einen Impuls erhält, wenn der RX-TMS320 die ungefähre Stelle des AM-Loches bestimmt.
Von dem Modem an jede RF-Einheit (RFU):
RF-RX-BUS (Hochfrequenzempfangs bus) (66)
8 Bit-Bus zwischen dem Modem und der RF-RX-Einheit. Dieser Bus übermittelt AGC- und Frequenzwählinformationen an den RFU-Empfangsteil. Das Modem über wacht die zu sendenden AGC-Werte und schickt CCU-Frequenzwählinformationen weiter. Die Frequenzwählinformationen werden dem Modem über den MOD-BUS 50 zugeführt. Während des Übungsbetriebes überwacht das Modem die RF-RX-Frequenz auswahl.
RF-TX-BUS (Hochfrequenzsendebus) (67)
8 Bit-Bus zwischen dem Modem und dem RFU-Sendeteil. Dieser Bus übermittelt Sendeleistungspegel- und Frequenzwähl informationen an den Modulatorteil. Das Modem hat nichts mit diesem zu tun, so mit wird die Information nur an den RFU-Sen deteil geschickt.
RX-80-MHZ-REF (Leitung 59a)
ECL-80-MHz-Bezugstakt an den RFU- Empfangsteil.
TX-80MHZ-REF (Leitung 59b)
ECL-80-MHz-Bezugstakt an den RFU- Sendeteil.
TX-EN (Leitung 68)
Leitung an den RFU-Sendeteil, um RF- Sendung einzuschalten.
RX-EN (Leitung 69)
Leitung an RFU-Empfangsteil, um RF- Empfang einzuschalten.
AGC-WR (Leitung 70)
Schreibabtastimpuls, um AGC-Daten in den RFU-Empfangsteil einzurasten.
RXFREQ-WR (Leitung 71)
Schreibabtastimpuls für Frequenzschrei bungen an den RFU-Empfangsteil.
RXFREQ-RD (Leitung 71a)
Leseabtastimpuls, um Empfangsfrequenz von dem RFU-Empfangsteil zurückzule sen.
PWR-WR (Leitung 72)
Schreibabtastimpuls, um Leistungs- oder Strominformationen in den RFU- Sendeteil einzurasten.
PWR-RD (Leitung 73)
Leseabtastimpuls, um Leistungsinforma tionen von dem RFU-Sendeteil zurückzu lesen.
TXFREQ-RD (Leitung 74) Leseabtastimpuls, um Sendefrequenz von dem RFU-Sendeteil zurückzulesen.
TXFREQ-WR (Leitung 75)
Schreibabtastimpuls-Frequenzschrei bungen an den RFU-Sendeteil.
IF-TX (Leitung 76)
Mit IF- oder Zwischenfrequenz über tragenes Signal an die RFU.
AGC-RD (Leitung 77)
Leseabtastimpuls, um AGC-Daten von dem RFU-Empfangsteil zurückzulesen.
RF-RX-BUS (Hochfrequenzempfangs bus) (66)
8 Bit-Bus zwischen dem Modem und der RF-RX-Einheit. Dieser Bus übermittelt AGC- und Frequenzwählinformationen an den RFU-Empfangsteil. Das Modem über wacht die zu sendenden AGC-Werte und schickt CCU-Frequenzwählinformationen weiter. Die Frequenzwählinformationen werden dem Modem über den MOD-BUS 50 zugeführt. Während des Übungsbetriebes überwacht das Modem die RF-RX-Frequenz auswahl.
RF-TX-BUS (Hochfrequenzsendebus) (67)
8 Bit-Bus zwischen dem Modem und dem RFU-Sendeteil. Dieser Bus übermittelt Sendeleistungspegel- und Frequenzwähl informationen an den Modulatorteil. Das Modem hat nichts mit diesem zu tun, so mit wird die Information nur an den RFU-Sen deteil geschickt.
RX-80-MHZ-REF (Leitung 59a)
ECL-80-MHz-Bezugstakt an den RFU- Empfangsteil.
TX-80MHZ-REF (Leitung 59b)
ECL-80-MHz-Bezugstakt an den RFU- Sendeteil.
TX-EN (Leitung 68)
Leitung an den RFU-Sendeteil, um RF- Sendung einzuschalten.
RX-EN (Leitung 69)
Leitung an RFU-Empfangsteil, um RF- Empfang einzuschalten.
AGC-WR (Leitung 70)
Schreibabtastimpuls, um AGC-Daten in den RFU-Empfangsteil einzurasten.
RXFREQ-WR (Leitung 71)
Schreibabtastimpuls für Frequenzschrei bungen an den RFU-Empfangsteil.
RXFREQ-RD (Leitung 71a)
Leseabtastimpuls, um Empfangsfrequenz von dem RFU-Empfangsteil zurückzule sen.
PWR-WR (Leitung 72)
Schreibabtastimpuls, um Leistungs- oder Strominformationen in den RFU- Sendeteil einzurasten.
PWR-RD (Leitung 73)
Leseabtastimpuls, um Leistungsinforma tionen von dem RFU-Sendeteil zurückzu lesen.
TXFREQ-RD (Leitung 74) Leseabtastimpuls, um Sendefrequenz von dem RFU-Sendeteil zurückzulesen.
TXFREQ-WR (Leitung 75)
Schreibabtastimpuls-Frequenzschrei bungen an den RFU-Sendeteil.
IF-TX (Leitung 76)
Mit IF- oder Zwischenfrequenz über tragenes Signal an die RFU.
AGC-RD (Leitung 77)
Leseabtastimpuls, um AGC-Daten von dem RFU-Empfangsteil zurückzulesen.
Von dem Modem an die Systemzeittaktein
heit (STIMU):
VCXO-FDBK (Leitung 78)
Ein 10-Bit-Datenbus an den VCXO mit Steuerinformationen zur Frequenzver folgung.
VCXO-WR (Leitung 79)
Schreibimpuls an den VCXO-Schaltkreis, der den VCXO-Bus in den VCXO einrastet.
VCXO-FDBK (Leitung 78)
Ein 10-Bit-Datenbus an den VCXO mit Steuerinformationen zur Frequenzver folgung.
VCXO-WR (Leitung 79)
Schreibimpuls an den VCXO-Schaltkreis, der den VCXO-Bus in den VCXO einrastet.
Der Modemmodulatorteil sendet Informationen, die ihm auf den
TX-Datenleitungen 50 durch die CCU bei einer 16-Pegel-PSK-
Modulation zugeführt wurden. Das Modem sendet ohne Kenntnis
des Modulationspegels der empfangenen Informationen.
Die Eingabesteuerleitungen werden innerhalb des Modems ent
schlüsselt, um auszuwählen, welches Register den 8-Bit-MOD-
Bus 50 zwischen dem Modem und der CCU ansteuern soll. Steuer
informationen, die den Empfang eines Schlitzes betreffen, wer
den aktiv, wenn das Modem das RX-SOS-Signal auf der Leitung 57
von der CCU empfängt. Diese Leitung unterbricht den Mikropro
zessor 17, um die Demodulation auf einem eingehenden Schlitz
zu beginnen. Zu dieser Zeit wird der RFU-Empfangsteil durch
das Modem mit dem RX-EN-Signal auf der Leitung 69 eingeschaltet.
Am Ende eines jeden Schlitzes werden die Zustandsinformationen
in den Registern 23 zum Lesen durch die CCU auf den neuesten
Stand gebracht.
In der Teilnehmerstation kann die CCU dem Modem befehlen, das
RCC-Signal von der Basisstation anzunehmen. Das Hauptannahme
merkmal des RCC ist das AM-Loch von acht Zeichen. In der Soft
ware tastet das Modem die Frequenz ab, die von der CCU für das
AM-Loch ausgewählt wurde. Der Mikroprozessor 17 tastet die Fre
quenz ab, die von der CCU für das AM-Loch ausgewählt wurde.
Wenn ein AM-Loch auf dieser Frequenz vorhanden ist, tastet
sich der Mikroprozessor 17 auf sie ein. Nachdem der Mikropro
zessor 17 sich über das Vorhandensein des AM-Loches sicher ist,
gibt er der AM-Abtastimpulsleitung 65 einen niederen Impuls
an die CCU, der zwei Dinge angibt:
- (1) Daß das RCC-Signal angenommen wurde und
- (2) daß der AM-Abtastimpuls ein grober Beginn der Rahmenmar kierung ist.
Ab hier sollte die CCU damit beginnen, nach dem eindeutigen
Wort in dem RX-Datenstrom innerhalb eines Fensters von 0
bis 3 Zeichen zu suchen. Wenn das eindeutige Wort gefunden wur
de, kann die CCU der Teilnehmerstation ihre Rahmen- und Schlitz
zähler einstellen, um sie mit dem Systemrahmen der Basisstation
auszurichten.
Die Schnittstelle zwischen dem Modem und dem RFU-Empfangsteil
ermöglicht die Überwachung der Frequenzauswahl und der AGC-
Pegel in der RFU. Die CCU steuert die Frequenzauswahl und
schickt ihre Befehle an das Modem. Das Modem schickt diese In
formationen an die RFU über den RX-RF-Bus 66. Dieser Bus 66
wird auch dazu verwendet, die AGC-Pegel in der RFU-Empfangs
station zu steuern. Diese AGC-Werte werden zu jeder Zeichen
zeit auf den neuesten Stand gebracht und an den RFU-Empfangs
teil weitergeleitet.
Die CCU-Modem-Schnittstelle ist in Fig. 1 gezeigt. Die Zeit
steuerung für die Sendeschnittstellen sind in Fig. 6 gezeigt.
Diese Schnittstellen sind auf einer niederen Stufe und er
fordern somit nur standardmäßige TTL-Hardware-Schnittstellen.
Das Modem beliefert die CCU mit dem 16-KHz-Zeichentakt. Vier
TX-Datenbits sind auf einem parallelen Bus an dem Modulator
teil. Ein Acht-Bit-Bus ist für den Austausch von Steuer/Zu
stands-Informationen bereitgestellt. Steuerinformationen wer
den dem Modem von der CCU durch asynchrone Schnittstellenre
gister 23 zugeführt. Der Inhalt der Register wird gültig,
wenn das Abtast-TX-SOS-Signal auf der Leitung 56 von dem Mo
dem empfangen wird, das angibt, daß mit der Sendung eines
Schlitzes zu beginnen ist. Die CCU liefert die folgenden Steu
erinformationen an das Modem:
- 1. Ruhebetrieb;
- 2. Sendesprachkanal;
- 3. Sendesteuerkanal;
- 4. Übungsbetriebrückschleife;
- 5. Sendetakt-Bruchteilszeichenverzögerung;
- 6. RF-TX-Leistungspegel; und
- 7. RF/TX-Frequenzauswahl.
Die RX-Frequenzauswahl wird in dem RX-Frequenzregister 27
gespeichert.
Die CCU hat eine direkte Schnittstelle zu der RF-TX-Einheit
von dem MOD-Bus 50 zu dem RF-TX-Bus 67 über die Zwischenspeicher
steuereinheit 34. Die entschlüsselten Adressen werden der RFU
als Schreibabtastimpulse zugeführt, um TX-Leistungs- und TX-
Frequenzinformationen einzurasten. Das Modem muß die Kontrol
le über den RF-RX-Bus 66 für AGC-Aktualisierungen an die RFU
haben. Daher schickt das Modem RX-Frequenzinformationen von
dem Register 27 an die RF-Einheiten zu Beginn eines jeden RX-
Schlitzes. Dieser Wert wird in das Register 27 durch die CCU
eingerastet. Auch kann das Modem die RX-Frequenz während des
Übungsbetriebes selbst verändern, ohne daß es die CCU tun
muß.
Der Modemmodulatorteil ist vollständig in Hardware ausgeführt
und erfordert keine Einstellungen. Zeichen werden von der
CCU auf den TX-Datenleitungen 50 mit einer Geschwindigkeit
von 16K Zeichen pro Sekunde empfangen. Die empfangenen Zei
chen werden durch den DPSK-Umwandlungs-ROM 10 phasenmoduliert
und die resultierenden Wellenformen werden von dem FIR-Filter
12 geformt, um gute Interferenzeigenschaften zu liefern und
nicht unter Amplituden- oder Gruppenverzögerungsverzerrung
zu leiden. Die Rechtfertigung dieses Konzeptes wird unter der
Annahme gemacht, daß in dem nahen Nachbarschaftsfrequenzband
(innerhalb 50 bis 100 KHz) zu dem verwendeten Band keine star
ken Störsignale (Leistungsdichten von 30 bis 40 dB über dem
Signal) vorhanden sind. Der 200-KHz-Bandpassfilter 14 liefert
ein breites IF-Filtern (100 KHz), so daß das Sendesignal nicht
unter einer Amplituden- oder Gruppenverzögerungsverzerrung lei
det, und filtert auch jegliche Oberwellen, die durch das digi
tale Filtern und der D/A-Umwandlung, die in dem Basisband aus
geführt wird, erzeugt werden, aus.
Das Hauptfiltern wird im Basisband durch einen Festkoeffizient-
Digital-FIR-Filter 12 ausgeführt. Dieser Filter 12 ist ein
Sechs-Polfilter mit einer Abtastgeschwindigkeit von 50 Ab
tastproben pro Zeichen, pro Zeichendauer in dem FIR-Filter 12
in dem Modulatorteil.
Da kein Analogfiltern im Basisband ausgeführt wird, besteht
keine Notwendigkeit für die Anwendung von zwei getrennten I-
und Q-Kanälen. Tatsächlich werden die I- und Q-Kanäle in dem
FIR-Filter 12 angewendet. Ein zeitgeteilter Kanal, einschließ
lich des Mischers 15, der um die IF-Frequenz vervielfacht,
mischt diesen Kanal auf die Zwischenfrequenz hoch. Dieser Ka
nal hat inhärent gleiche Verstärkungsfaktoren für die I- und
Q-Abtastproben. Die I- und Q-Abtastung wird nun um die Hälf
te einer Abtastdauer versetzt, aber dies wird durch den FIR-
Filter 12 berichtigt.
Ein Gray-Code wird zum digitalen Kodieren durch den DPSK-Um
wandlungs-ROM 10 verwendet. Dies stellt sicher, daß wenn ein
Zeichen falsch empfangen wurde, daß dann die größte Wahrschein
lichkeit darin besteht, daß der Fehler in einem entschlüsselten
Zeichen nur um 1 Bit sein wird. Die Signalkonstellation ist
in Fig. 2 gezeigt. Die Phasen, die mit "Q" und "B" bezeich
net sind, sind die QPSK- bzw. BPSK-Zeichen. Die Zeichen wer
den als Gray-kodierte Phasenzeichen genommen. Jedes Phasen
zeichen wird dann in Binärform von dem Gray-Code umgewandelt
und der Binärform des letzten Phasenzeichens hinzugefügt, um
das DPSK-Zeichen zu bilden. Infolge des FIR-Filteralgorith
musses, wird jedes zweite Zeichen vor der Eingabe in den FIR-
Filter 12 umgekehrt. Daher wird die DPSK-Umwandlung durch die
Verwendung des ROM 10 ausgeführt. Vier Zeichenbits, vier Bits
von dem vorhergehenden Zeichen und ein Bit für die Umkehr
kontrolle werden in den DPSK-Umwandlungs-ROM 10 eingegeben,
der das DPSK-Zeichen an die Eingabe des FIR-Filters 12 aus
gibt.
Nach der DPSK-Umwandlung wird das Zeichen auf den Leitungen
80 dem FIR-Filter 12 zugeführt, der ein übergetasteter FIR-
Filter mit sechsfacher Anzapfung ist. Der FIR-Filter 12 weist
einen ROM 81, und zwei Dreistufen-Vier-Bit-Schieberegister 82,
83 wie in Fig. 3 gezeigt, auf. Der FIR-Filter 12 dient dazu,
die übertragenen Zeichen gemäß den Angaben des Frequenzkanals
zu formen. Die Abtastrate des ROM 81 wird durch ein Zeitsteue
rungssignal bestimmt, das auf der Leitung 84 von dem Zeitsteue
rungs- und Steuersignalgenerator 38 an einen Zähler 85, der mit
dem ROM 81 verbunden ist, geliefert wird. Ein Eingabetaktsi
gnal wird auf der Leitung 86 an zwei Eingabeschalter 87, 88
geliefert, die den Dateneingang in die Schieberegister 82,
83 ermöglichen.
Wie aus Fig. 4 ersichtlich ist, wird ein jedes der sechs
Zeichen in den beiden Schieberegistern 82, 83 mit einer Ra
te von 3/25 T (T = 1/16 KHz) abgetastet. Dieses Übertastsche
ma verzerrt die Abtastwerte, so daß nur zwei Zeichen während
jeder 1/25 T-Abtastdauer abgetastet werden. Daher sind zwei
Zeicheneingaben an den ROM 81 während jeder 1/25 T Abtast
dauer. Jede 1/25-T Abtastdauer ist wieder in zwei Teile unter
teilt: Gleiche Phase (I) und 90°-Verschiebung (Q). Während der
ersten Hälfte der 1/25-T-Dauer geben die Register 82, 83 die
Drei-Bit-Gleichphasenkomponente (I) des Zeichens ein, und
während der zweiten Hälfte der Dauer wird die um 90° verscho
bene Komponente (Q) des Zeichens in den ROM 81 eingegeben. So
mit ist die FIR-Filterausgabe auf der Leitung 89 die zeitge
teilten digitalen I- und Q-Wellenformen der zu sendenden Wel
le. Diese Abtastwerte werden dann auf den Leitungen 89 zu dem
D/A-Wandler 13 zur Umwandlung in eine analoge Wellenform ge
liefert. Diese Wellenform wird dann durch den Bandfilter 14
gefiltert und auf der Leitung 91 dem Mischer 15 zur Hoch
mischung auf ein 20-MHz-IF-Signal auf der Leitung 92 zuge
führt.
Die beiden Schieberegister 82, 83 schieben zwei der gespeicher
ten Zeichen in den ROM 81 mit einer Rate von 1/25 T für die
erforderlichen Berechnungen. Die Zeichen werden in Drei-Bit-
I- und Q-Gray-Code-Komponenten durch Auswählen entweder des
vierten oder dritten Zeichenbits als das bedeutendste Bit
(MSB) der Drei-Bit-Komponente umgewandelt. Die beiden am we
nigsten bedeutsamen Bits (LSBs) bleiben unverändert. Diese
Komponentenwahl wird mit einer Rate oder Frequenz von 1/50 T
ausgeführt.
Der ROM braucht auch fünf Eingaben von dem Zähler 85, um
anzugeben, welche der 25 Abtastperioden gegenwärtig berechnet
wird. Eine zusätzliche Eingabe von dem Zähler 85 wird benötigt,
um dem ROM 81 mitzuteilen, ob die Drei-Bit-Eingaben, die I-
oder Q-Komponenten der Eingabezeichen sind.
Die in dem Sende-FIR-Filter-ROM 81 gespeicherten Ausgabesigna
le werden ausgerechnet, um jegliche Fehler zu berichtigen,
die infolge der 1/50-T-Differenz in den: I- und Q-Zeitwerten
auftreten können. Auch addiert der IF-Filter in der RFU die
beiden Werte zusammen, um die richtige Sendewellenform zu bil
den, da ihre Bandbreite im Vergleich zu der IF-Frequenz ver
hältnismäßig klein ist. Der FIR-Filter-ROM 81 liefert eine Aus
gabe von 10-Bit-Digitalabtastwerten auf der Leitung 89 mit
einer Frequenz von 800 KHz.
Null-Zeichen können in den FIR-Filter 12 injiziert werden, um
Zeichen ohne Sendeleistung darzustellen. Diese werden im
Übungsbetrieb verwendet, um einen "Impuls" in den FIR-Fil
ter 12 einzugeben. Diese Nullen können auch dazu verwendet
werden, die AM-Löcher und Schutzbänder auszugeben, die auf
dem Funksteuerkanal (RCC) benötigt werden.
Der D/A-Wandler 13 nimmt digitale Eingaben von dem digitalen
FIR-Filter 12 und erzeugt das erforderliche Spektrum bei
Vielfachen von 133,33 KHz, beginnend bei 66,67 KHz.
Der Bandfilter 14 läßt das 200 KHz-Spektrum mit äußerst klei
nen Veränderungen in der Durchlaßdämpfung und der Gruppenver
zögerung durchgehen. Die Dämpfungswelligkeit ist kleiner als
0,1 dB und die Verzögerungsänderung ist kleiner als 1,5 Mi
krosekunde. Die hereingefalteten Spektren werden um mehr als
20 dB gedämpft.
Das gewünschte Signal aus dem D/A-Wandler 13 wird bei 200 KHz
mit einer Bandbreite von ungefähr 32 KHz zentriert. Dieses Si
gnal wird durch den Bandfilter 14 vor dem Mischen bandgefil
tert, um die Signalkomponenten mit n × 133 KHz zu entfernen.
Durch Vervielfachen der 200-KHz-Wellenform um 20 MHz, ver
mischt der Mischer 15 die I- und Q-Abtastwerte mit den SIN-
und COS-Komponenten der IF-Frequenz. Somit kann das 20-MHz-
Signal die Ausgabenwellenform direkt multiplizieren, und die
exakten Komponentenmultiplikationen werden automatisch ausge
führt. Daher besteht keine Notwendigkeit für einen einzelnen
SIN(IF)/COS(IF)-Erzeugungsschaltkreis, um die I/Q-Abtastwerte
von dem D/A wie im Demodulatorteil zu multiplizieren. Dies
entfernt auch den Trennungsdurchschlag in dem Mischer 15
von dem Basisband zu der Ausgabe des Mischers 15.
Die Zwischenspeicherdämpfungseinheit 47 nimmt ein ECL-Pegel
signal differenziert bei der IF-Frequenz von 20,00 MHz auf
der Leitung 94 von dem Zeitsteuerungs- und Steuersignalgene
rator 38 an und übersetzt es in ein 350-mV-Spitzen-zu-Spitzen
Signal, das als örtliches Oszillatorsignal verwendet wird,
das auf der Leitung 95 dem Mischer 15 zugeführt wird. Ein
weiterer Spannungsteiler (nicht gezeigt) stellt eine +7,5
Vorspannung (Gleichspannung) für den Mischer 15 bereit.
Der Mischer 15 ist ein MC1496-Aktivmischer. Er macht eine
Frequenzübersetzung der I- und Q-Komponente der Wellenform
von der Leitung 91 in ein 20,20-MHz-IF-Signal, das auf der
Leitung 92 zusammen mit allen anderen Mischererzeugnissen
geliefert wird. Drittrangige Zwischenmodulationsprodukte
sind um mehr als 40 dB unterhalb. Der Mischer 15 wird auf
einem hohen Pegel auf dem Trägereingabeanschluß und auf ei
nem niedrigen Pegel auf dem Modulationssignal-Eingabeanschluß
betrieben. Dies führt zu einem gesättigten Schaltvorgang des
Trägerdoppeldifferentialverstärkers und zu einem Linearbe
trieb des Modulationsdifferentialverstärkers. Keine Träger
null wird geliefert, da der Träger bei 20,00 MHz durch einen
20,20 MHz Kristallfilter in der RFU ausgefiltert wird. Die
Stromquellen werden auf die Lieferung eines Stromes von 2 mA
eingestellt. Ein Emitter-Gegenkopplungswiderstand von 470 Ohm
(nicht gezeigt) ist vorgesehen, um die Modulationssignalein
gabe für den Linearbetrieb bei einer Spitze von 1 Volt auf
rechtzuerhalten.
Der RF-Verstärker 16 weist einen Emitterfolger-Zwischenspeicher
auf, um den auf den Mischer abgestimmten Schaltkreis von der
RF-Einheit zu trennen und eine 50-Ohm-Ausgabe-Impedanz zu
liefern. Um die Wirkungen der Streukapazität, Geräteausgabe
kapazität und der Kapazität eines Emitterfolgers, der die
Mischereingabe zwischenspeichert, wird ein parallel abgestimm
ter Schaltkreis auf der Mischerausgabe verwendet, der zur
Höchstverstärkung abgestimmt werden kann. Die Gesamtverstär
kung des Mischers muß 10 dB sein, da -10 dBm bei 50 Ohm an
der Ausgabe des Modems erforderlich sind. Ein fester Induktor
anstatt eines variablen kann später in dem Mischerausgabe-
Oszillatorschwingkreis verwendet werden. Der RF-Verstärker 16
verstärkt das Signal auf der Leitung 92 von der Ausgabe des
Mischers 15 und liefert das verstärkte Signal an die RFU über
die IF-TX-Leitung 76.
Während des Ruhebetriebs sendet der Modulatorteil eines Basis
stationsmodems ein Ruhemuster, das ihm von der CCU gegeben
wird. Da das Modem im Halb-Duplexbetrieb arbeitet, versetzt
in der Teilnehmerstation die CCU das Modem in den Empfangsbe
trieb in allen Schlitzen, außer während des Schlitzes, in
dem die Teilnehmerstation selbst sendet. Dies gestattet es
dem Demodulatorteil des Teilnehmerstationsmodems die AGC zu
überwachen, um nicht zu überrascht zu sein, wenn ein Impuls
stoß von der Basisstation hereinkommt. Der Ruhebetrieb wird
verwendet, wenn es eine Frequenz gibt, für die wenigstens
ein Schlitz aber nicht alle Schlitze verwendet werden. Die lee
ren Schlitze werden mit dem Ruhemuster gefüllt. Wenn eine Fre
quenz überhaupt kein Gespräch hat, wird der Modulatorteil aus
geschaltet.
Es wird auf den Demodulatorteil des Modems Bezug genommen.
Der Mischer 21 setzt dem 20,00-MHz-, -30-dBm-Signal, das von
der RFU auf der IF-RX-Leitung 58 empfangen wird, eine 50-Ohm-
Eingabeimpedanz entgegen. Die grundlegende Funktion des Mischers
21 ist die Abwärtsumsetzung des IF-Signals von der RFU zu dem
Basisband und auch seine Verstärkung um 30 bis 35 dB. Ein Be
harrungszustandssignal wird auf der Leitung 22 bei 20,00 MHz
geliefert. Das Beharrungszustandssignal auf der Leitung 22
ist das zeitvervielfachte SIN/COS/-SIN/-COS-Signal von dem
COS/SIN-IF-Generator 43. Ein Aktivmischer 21 des Modells MC
1496 wird mit dem örtlichen Oszillatoreingabesignal auf der
Leitung 22, die auf einem hohen Pegel gefahren wird und dem
modulierten Signal auf der Leitung 58, die auf einem niedri
gen Pegel gefahren wird, verwendet. Die Mischerausgabe auf
der Leitung 97 auf dem Basisband wird differentiell mit dem
Verstärker 20 wechselstrom-gekoppelt, der ein Differential
verstärker ist. Ein Hochpaßfilter wird durch eine Kondensa
torverbindung von dem Mischer 21 und dem Eingabewiderstand
des Differentialverstärkers 20 gebildet und hat eine Ab
schaltung bei ungefähr 1 Hz.
Die Zwischenspeichereinheit 48 liefert eine Schnittstelle
zwischen dem ECL-Pegel-20,00-MHz-Generator 43 und dem Mi
scher 21. Die Zwischenspeichereinheit 48 liefert ein 350-mV-
Spitze-zu-Spitze-Signal, um die Trägereingabe in eine gesättig
te Schaltung zu treiben und liefert auch eine +7,5 Vorspannung
(Gleichspannung) für diese Eingabe.
Der IF-SIN/COS-Geber 43 ist in Fig. 5 gezeigt. Der Geber 43
beinhaltet ECL-Teile, die bei dem Vierfachen der verfolgten
IF-Frequenz als Antwort auf ein 4-IF-Zeitsteuerungssignal auf
der Leitung 98 von dem Zeitsteuerungs- und Steuersignalgeber
38 arbeiten. In Fig. 5 wirken zwei Flip-Flops 99, 100 als
ein Teile-durch-Vier-Zähler, wobei ein jeder ihrer Ausgaben
um 90° außer Phase ist. Ein 4 × 1-Multiplexer (MUX) 101
schaltet sich zwischen die SIN-, COS-, -SIN-, -COS-Ausgaben
ein. Die Ausgabe des MUX 101 wird durch ein weiteres D-Flop
102 wiedergetaktet und auf der Leitung 103 an den Mischer 21
ausgegeben. Dieser Schaltkreis liefert eine perfekte 90°-Pha
senverschiebung zwischen den vier Komponenten. Der einzelne,
zeitvervielfachte Kanal stellt auch sicher, daß die I- und
Q-Komponenten mit exakt gleichen Verstärkungsfaktoren ankom
men.
Das Zeitsteuerungsdiagramm für den Demodulatorteil ist auch
in Fig. 6 gezeigt. Das Modem beliefert die CCU mit den vier
Datenbits und ihrem 16-KHz-Zeichentakt. Die Adressenleitungen
und ein 8-Bit-Bus liefern einen Zustands- und Steueraustausch
zwischen den beiden Einheiten.
Der Verstärker 20 nimmt die Differentialausgabe von dem Mi
scher an und verstärkt sie um ungefähr 25 dB. Der Verstärker
20 liefert ein wechselstrom-gekoppeltes ±10-Volt-Spitze-zu-
Spitze-Signal an den A/D-Wandler 19 mit einer sehr geringen
Verzerrung.
Der A/D-Wandler 19, der ein TRW-12-Bit-A/D-Wandler ist, wird
dazu verwendet, das Basisbandspektrum von dem Differential
verstärker 20 in digitale Daten für die Verarbeitung durch
den Mikroprozessor 17 umzuwandeln. Die Abtastrate ist das
Vierfache pro Symbol (64 KHz).
Während des Normalbetriebs wird die digitale Verarbeitung
durch den TMS320-Mikroprozessor 17 durchgeführt. Der Mikro
prozessor 17 arbeitet bei 20 MHz mit 4K-Speicherbytes von dem
4K-ROM 46. Die Anschlußadressenstifte werden zum Adressieren
der I/O-Register zwischen dem Demodulatorteil und der CCU oder
dem besonderen Diversity-Verknüpfschaltkreis verwendet.
Der Mikroprozessor 17 empfängt die I/Q-Daten von dem Mischer
21 mit einer Abtastrate von 64 KHz. Die Daten werden wieder
über einen Frequenzkanal zeitvervielfacht, wie es in dem Mo
dulatorteil gemacht wird. Der Mikroprozessor 17 führt das
Filtern und die Demodulation der Wellenformen aus. Der Mi
kroprozessor 17 gibt dann das empfangene Zeichen über den
Bus 104 an den Datensignalspeicher 37 aus, der das Zeichen
der CCU über die RX-Datenleitungen 64 mit einem Impuls des
RX-Taktsignals auf der Leitung 63 mit einer 16-KHz-Rate zu
führt.
Der Empfangszustand wird in das Zustandsregister 24 und die
I/Q-Abtastwerte werden in das I-Register 29 und das Q-Re
gister 30 eingegeben. Die CCU liest den Zustand, während
die I/Q-Abtastwerte für einen externen Diversity-Verknüpf
schaltkreis benötigt werden. Die Steuer/Zustands-Schnittstel
len und -funktionen sind unten beschrieben.
Der Basisstations-Modembetrieb ist einer festen RF-Frequenz
zugeordnet. Die Kommunikation in der Basisstation ist Voll-
Duplex. Daher arbeiten der Modemmodulatorteil und der -demo
dulatorteil gleichzeitig. Wenn das Modem auch das Steuerfre
quenzkanalmodem ist, sendet und empfängt es nur Informationen
mit dem Funksteuerkanal (RCC)-Format, während der zugewiese
nen Steuerschlitzperiode. In der Basisstation ist ein OCXO,
der in der Systemzeittakteinheit (STIMU) 49 angeordnet ist,
befestigt und wirkt als Haupttakt des Systems. Daher werden
keine Frequenzabweichungen beim Empfang auftreten.
Alle Sendungen von den Basisstationsmodems werden durch das
Haupt-TX-Takt (16-KHz)-Signal auf der Leitung 60 getaktet.
Der Bruchteilszeitverzögerungsgeber 40 in den Basisstations
modems liefert der Basisstation-CCU den Bruchteil der Zeichen
zeit zwischen dem Haupt-TX-Taktsignal auf der Leitung 60 und
dem abgeleiteten RX-Taktsignal auf der Leitung 63 in dem Mo
dem. Diese Information wird in die Teilnehmereinheit über den
Funksteuerkanal geschickt, so daß der Teilnehmer seine Sen
dung verzögert, so daß sein Signal in der Basisstation syn
chron mit allen anderen Schlitzen empfangen wird.
Alle Vorgänge in dem Teilnehmerstationsmodem werden von dem
Empfangstakt (RX CLK)-Signal abgeleitet, das aus der empfan
genen Sendung durch den Zeitsteuerungs- und Steuersignalge
ber 38 gewonnen wird. Es dient als Haupttakt der Teilnehmer
station. Das TX-Taktsignal auf der Leitung 62 von dem Sende
taktverzögerungsschaltkreis 39 zu der CCU ist kein Haupttakt
wie in der Basisstation. Es wird von dem RX-Taktsignal auf
der Leitung 63 abgeleitet und durch den Sendetaktverzögerungs
schaltkreis 39 verzögert. Die Dauer einer solchen Verzögerung
wird durch die Teilnehmerstations-CCU und von dem Bruchteils
verzögerungs(SUB)-Register 28 bereitgestellt und durch den
Sendetaktverzögerungsschaltkreis 39 daraus wiedergewonnen.
Die CCU der Teilnehmerstation empfängt die Verzögerung über
den Funksteuerkanal von der CCU der Basisstation. Die Ver
zögerung wird durch die Entfernung zwischen der Basis- und
der Teilnehmerstation bestimmt. Die CCU der Teilnehmerstation
führt diese Bruchteilszeitinformationen dem Bruchteilsver
zögerungs(SUB)-Register 28 in dem Modem über den MOD-Bus 50
zu. Das Modem selbst nimmt die Bruchteilsverzögerung über
den Sendetaktverzögerungsschaltkreis 39 ein. Die CCU be
rücksichtigt die ganzzahlige Zeichenverzögerung durch die Ein
fügung des TX-SOS-Signals auf der Leitung 56 zu dem Modem,
das um die richtige Anzahl von Zeichen verzögert ist. Dieses
Verfahren richtet die an der Basisstation ankommenden Signale
gegen Schwankungen im Bereich aller Teilnehmerstationen aus.
Es gibt viele Verzögerungsfälle in dem Modemsystem, die eine
ausgesprochene Wirkung auf die Systemzeitsteuerung haben. Zu
solchen Dingen gehören Analogfilterverzögerung, Ausbreitungs
verzögerung, FIR-Filter 12, Verarbeitungsverzögerungen usw.
Diese Verzögerungen verzerren die TX- und RX-Rahmen gegeneinan
der, und diese Verzerrungen müssen sorgfältig berücksichtigt
werden.
Die Verzögerungsbahnen von dem Modulatorteil zu dem Demodula
torteil sind unten zusammen mit ihren geschätzten Werten auf
gelistet.
Tta TX-Analogverzögerung. Ungefähr 0,55 T.
Ttr Übergangsverzögerung zwischen Senden und Empfangen in der RF-Einheit. Ungefähr 1,9 T.
Td Ausbreitungsverzögerung. 1,2 T maximal (Einweg). Tra RX-Analogverzögerung. Ungefähr 5,77 T.
Th Zeit während des Abtastens der RX-Analogfilter ausgabe vor der A/D-Umwandlung. Ungefähr 0,03 T.
Tc A/D-Umwandlungszeit. Ungefähr 0,22 T.
Tf1, Tf2 RX-FIR-"Fenster". Um eine Spitze bei einer Zeit t = 0 zu empfangen, muß der Filter bei t = -Tf1 mit dem Abtasten beginnen und weitermachen, bis Tf1 ungefähr 3,5 T, Tf2 ungefähr 3,25 T ist.
To TMS-Verarbeitungsverzögerung zwischen "Spitze" und TMS-Ausgabe. Ungefähr 4,5 T.
Tw TX-Wellenlänge (6 T).
Tcrt Kompensationsverzögerung zwischen Empfangen und Senden (Teilnehmer); minimal für den am weitesten entfernten Teilnehmer und maximal für den nächsten.
SBn Nächster Teilnehmer.
SBf Entferntester Teilnehmer.
Ttr Übergangsverzögerung zwischen Senden und Empfangen in der RF-Einheit. Ungefähr 1,9 T.
Td Ausbreitungsverzögerung. 1,2 T maximal (Einweg). Tra RX-Analogverzögerung. Ungefähr 5,77 T.
Th Zeit während des Abtastens der RX-Analogfilter ausgabe vor der A/D-Umwandlung. Ungefähr 0,03 T.
Tc A/D-Umwandlungszeit. Ungefähr 0,22 T.
Tf1, Tf2 RX-FIR-"Fenster". Um eine Spitze bei einer Zeit t = 0 zu empfangen, muß der Filter bei t = -Tf1 mit dem Abtasten beginnen und weitermachen, bis Tf1 ungefähr 3,5 T, Tf2 ungefähr 3,25 T ist.
To TMS-Verarbeitungsverzögerung zwischen "Spitze" und TMS-Ausgabe. Ungefähr 4,5 T.
Tw TX-Wellenlänge (6 T).
Tcrt Kompensationsverzögerung zwischen Empfangen und Senden (Teilnehmer); minimal für den am weitesten entfernten Teilnehmer und maximal für den nächsten.
SBn Nächster Teilnehmer.
SBf Entferntester Teilnehmer.
Die Verzögerung zwischen dem TX-SOS in der Basisstation und
der zuerst empfangenen Analogzeichen-"Spitze" in der Basissta
tion beträgt +7,4 Zeichen. Daher gibt es eine Verzerrung zwi
schen dem TX- und RX-Schlitz. Um die eingehende Phase richtig
zu entschlüsseln, muß das Modem mit dem Abtasten ungefähr
3,5 Zeichen vor der Ankunft der "Spitze" beginnen. Daher be
trägt die Verzerrung zwischen dem TX-SOS/ und dem Beginn der
RX-Abtastung ungefähr 4 Zeichen in der Länge.
In der Basisstation tritt der Start des RX-Schlitzes ungefähr
4 T nach dem Start des TX-Schlitzes auf. Der RX-Schlitzstart
wird als die Zeit definiert, zu der der erste analoge Abtast
wert eingenommen wird, um die erste empfangene "Spitze" fest
zustellen.
Das Modem der entferntesten Teilnehmerstation beginnt ihren
TX-Schlitz 4 T vor dem Start des RX-Schlitzes des Basissta
tionsmodems. Andere Teilnehmer können den Start ihrer TX-
Schlitze verzögern.
In dem gesamten Hochfrequenztelefonteilnehmersystem können
Rundreise-Sendeverzögerungen aufgrund des Bereiches irgendwo
zwischen 0 bis 3 Zeichenzeiten in der Länge auftreten. Damit
daher die empfangenen Kommunikationen in der Basisstation
synchron sind, muß die Teilnehmerstation in der Lage sein,
ihr Sendetaktsignal von 0 bis 3 Zeichenzeiten bezüglich des
abgeleiteten empfangenen Taktes (RX-Taktes) verschieben kön
nen. Die Zeitverzögerungen werden in der Basisstation berech
net und über den Steuerkanal gesandt und von der CCU interpre
tiert. Die CCU liefert dann Bruchteilsverzögerungskonstanten
an das Teilnehmerstationsmodem, um den TX-Takt zu verzögern.
Die Bruchteilsverzögerung ist ein 8-Bit-Wert, der in das Bruch
teilsverzögerungs (SUB)-Register 28 eingeschrieben wird. Eine
ganzzahlige Zeichenverzögerung wird durch die CCU gesteuert.
Das Abtast-TX-SOS-Signal auf der Leitung 56 wird um 0, 1 oder
2 Zeichen verzögert, entsprechend den von der Basisstation
empfangenen Bereichswerten erzeugt.
Während des Empfanges irgendeines Schlitzes führt das Modem
eine Frequenzsynchronisation durch Annahme aus und setzt dann
das Verfolgen fort. In der Teilnehmerstation ist der VCXO
unter der direkten Kontrolle des Mikroprozessors 17 über einen
D/A-Wandler in der VCXO-Schnittstelle 41. Die Frequenzannahme
und Folgealgorithmen des Mikroprozessors 17 berechnen die
Änderungen in dem VCXO, die zur Aufrechterhaltung der Synchro
nisation notwendig sind.
Während des Empfanges irgendeines Schlitzes führt der Mikro
prozessor 17 auch die Bitsynchronisation auf dem Bitsynchro
nisationsmuster des Empfangsdatenstromes aus. Ein Algorithmus
führt eine Bitverfolgungsschleife aus. Der Mikroprozessor 17
hat die Überwachung über einen variablen Frequenzteiler des
80-MHz-VCXO oder OCXO (nur während der Steuerschlitzdemodu
lation). Innerhalb der Bitverfolgungsschleife wandelt der
Mikroprozessor 17 die Frequenzteilung ab, um Bitsynchroni
sation zu erhalten. Während des Empfanges eines Sprachkanales
haben die Teilungswerte Schrittgrößen von 0,1% von 16 KHz,
aber während eines Steuerschlitzes können sich die Werte
drastischer um bis zu +/- 50% ändern.
Die Rahmensynchronisation wird auf vollständig verschiedene
Art und Weise in der Basisstation und den Teilnehmerstationen
abgewickelt. In der Basisstation wird ein Haupt-SOMF (Start
des Modemrahmens)-Signal auf der Leitung 61 an die CCU über
das Modem geschickt. Dies ist das Haupt-SOMF-Signal, das für
alle Sendungen von der Basisstation verwendet wird. Von diesem
und dem Hauptsystemzeichentaktsignal (16 KHz) auf der Leitung
60 kann die CCU die gesamte Schlitz- und Rahmenzeitsteuerung
ableiten.
In der Teilnehmerstation sucht während der anfänglichen An
nahme der Mikroprozessor 17 nach dem AM-Loch in dem RCC.
Wenn das AM-Loch gefunden wurde, zählt der Mikroprozessor 17
es für ein paar Rahmen zusammen und veranlaßt dann den Zeit
steuerungs- und Steuergeber 38, der CCU an der Rahmenposition
des AM-Loches die AM-Abtastimpuls-Markierung auf der Leitung
65 zu liefern. Die CCU benutzt diese Abtastmarkierung, um
anfängliche Rahmenmarkierungszähler (Fenstern) aufzustellen,
die durch die CCU-Software für eine genaue Rahmensynchronisa
tion abgewandelt werden können. Dies gibt auch an, daß das
AM-Loch gefunden und der RCC angenommen wurde.
Die Schlitzsynchronisation ist unter der Kontrolle der CCU.
Die Signale TX-SOS auf der Leitung 56 und RX-SOS auf der Lei
tung 57 sind Befehle an den Zeitsteuerungs- und Steuergeber
38, um mit der Sendung oder dem Empfang eines Schlitzes zu
beginnen. Diese Signale werden auf das TX-Taktsignal auf der
Leitung 62 und den RX-Takt auf der Leitung 63 jeweils synchro
nisiert.
Der Modemdemodulatorteil arbeitet entweder in einem nicht
direkten oder einem direkten Betrieb gemäß dem Bit 7 des RX-
Steuerwortes in dem Steuerwortregister 31. Um den Demodulator
teil von einem Betrieb in den anderen umzuschalten, sendet
die CCU ein MOD-Rückstellsignal, schreibt den erforderlichen
Befehl in das RX-Steuerwortregister 31 über den MOD-Bus 50
ein und schaltet dann das MOD-Rückstellsignal aus.
Im nicht-direkten Betrieb wird der externe Speicher an dem
Mikroprozessor durch 2K-Wörter von dem ROM und 2K-Wörter von
dem RAM bereitgestellt. Die CCU befiehlt dem Modem in diesen
Betrieb nach der Leistungsaufnahme und einmal nach jeder vor
bestimmten Anzahl von Stunden einzutreten, während das Modem
nicht sendet oder empfängt, um die Selbstüberprüfungs- und
Übungsroutinen auszuführen.
Die Selbsttestroutine testet die ROMs 45, 46, den internen
RAM und den externen RAM 44 und die Schnittstelle zu der CCU.
Sie sendet die Testergebnisse an die CCU über das Zustandsre
gister 24.
Die Übungsroutine beinhaltet das Senden eines Übungssignales
an den Demodulatorteil und das Berechnen der Koeffizienten
des FIR-Filters, der in dem Mikroprozessor 17 eingebaut ist.
Es wird nach jeder vorbestimmten Anzahl von Stunden indirekt
ausgeführt, während das Modem keine Daten sendet oder empfängt.
Im direkten Betrieb empfängt das Modem Signale entweder von
dem Steuerkanal oder einem Sprachschlitz, gemäß dem RX-Teil-
Steuerwort in dem Steuerwortregister 31. Die Direkt-Software
führt die folgenden Routinen aus.
Eine Einleitungsroutine wird durch den Mikroprozessor 17
bei der Leistungsaufnahme oder nach dem Empfang eines Rück
stell-Signals durchgeführt. Diese Routine liest das Steuer
wort in dem Register 31 und ruft andere Routinen gemäß dem
Steuerwort auf.
Diese Routine wird aktiviert, wenn die CCU dem Modem ein
MOD-Rückstellsignal auf der Leitung 54 und einen Befehl über
den MOD-Bus 50 an das Steuerregister 31 sendet, um in den di
rekten (on-line) Betrieb einzutreten. Diese Routine führt ei
nen Prüfsummentest auf einem On-Line-PROM (programmierbarer
Nur-Lese-Speicher) aus, löst Parameter aus, liest das Steuer
wortregister 31 und zweigt zu der geeigneten Routine ab.
Eine Frequenzannahmeroutine wird nur in dem Teilnehmerstations
modem laufen gelassen, wenn der Steuerkanal empfangen wird,
um die VCXO-Frequenz der Teilnehmerstation auf die Kristall
frequenz der Basisstation zu synchronisieren. Da die Sende-
Empfangs- und IF-Frequenzen von dem VCXO in der Teilnehmer
station oder dem OCXO in der Basisstation abgeleitet wird, wer
den hierdurch alle Frequenzen synchronisiert.
Diese Routine wird nur in dem Teilnehmerstationsmodem verwen
det. Es wird durch einen Befehl von der CCU aktiviert, während
der Demodulatorteil auf die Steuerkanalfrequenz eingestellt
wird. Ihre Funktion besteht darin, die VCXO-Frequenz auf die
des OCXO in der Basisstation zu synchronisieren. Sie macht
dies, in dem sie zuerst nach dem AM-Loch schaut, das eine klei
ne Zeitdauer ist, während welcher keine Sendung von der Basis
station stattfindet. Danach sendet die Basisstation ein um
moduliertes Trägersignal. Wenn diese Welle empfangen wird,
ist die IF-Mischerausgabe eine andere Sinuswelle, deren Fre
quenz zu dem Unterschied zwischen der VCXO- und der Basis
stations-Kristalloszillatorfrequenz proportional ist. Die
Modem-Software tastet die I- und Q-Kanäle in bestimmten In
tervallen ab und führt eine phasenstarre Schleifenfunktion
aus, d. h. sie bestimmt den Phasenwechsel für jedes Intervall,
führt sie durch einen Niederpaßfilter und sendet sie als Be
richtigungswort an den VCXO. Das Modem bestimmt, daß Frequenz
annahme erzielt ist, wenn die Phasenänderung niedriger als ein
bestimmter Pegel wird. Wenn das AM-Loch nicht während einer
bestimmten Zeitdauer gefunden wurde, sendet das Modul eine
Fehlernachricht an die CCU, die anzeigt, daß der Empfänger
nicht auf den Steuerkanal abgestimmt ist.
Die Routine wird durch die Einleitungsroutine aufgerufen und
sendet ein Zustandswort von dem Zustandsregister 24 an die
CCU, das anzeigt, ob die Frequenzannahme erzielt wurde oder
nicht erzielt wurde.
Wenn die Frequenzannahmeroutine von der Einleitungsroutine auf
gerufen wurde, tastet sie die I- und Q-Kanäle ab, wobei sie
nach dem AM-Loch sucht und führt gleichzeitig eine AGC-Schlei
fe aus. Wenn das AM-Loch während einer vorbestimmten Anzahl
von Abtastungen nicht gefunden wurde, leitet die Routine die
se Information an die CCU über das Zustandsregister 24 weiter.
Die CCU wird dann auf eine andere mögliche RCC-Frequenz um
schalten und die Frequenzannahmeroutine wieder aktivieren.
Nach dem Feststellen des AM-Loches liefert diese Routine eine
phasenstarre Schleife für die Zeit während der ein unmodu
lierter Träger gesendet wird. In dieser Schleife werden I-
und Q-Abtastwerte genommen und der Phasenwinkel des abge
tasteten Signals wird berechnet.
Der berechnete Winkel wird von der vorhergehenden Phase abge
zogen und das Ergebnis wird Niederpaß gefiltert und als
Steuerwort an den VCXO gesendet. Die AGC wird auch während
der Schleife unter Verwendung der Signalamplitude berechnet.
Am Ende der angegebenen Dauer, wenn die Phasenabweichungen
kleiner als ein vorbestimmter Betrag sind, setzt das Modul
eine "1" in das Zustandsregister 24 und wenn die Abweichungen
immer noch größer als dieser Betrag sind, wird eine "2" in
das Zustandsregister 24 gesetzt. Im letzteren Fall kann die
Frequenzannahmeroutine für mehr als einen Schlitz wieder ak
tiviert werden.
Eine Bitsynchronisationsroutine wird sowohl im Modem der
Teilnehmerstation als auch im Modem der Basisstation laufen
gelassen, wenn der RCC empfangen wird und nachdem die Frequenz
annahmeroutine fertig ist. Im Teilnehmerstationsmodem wird
seine Ausgabe dazu verwendet, den 16-KHz-Zeichentakt auf die
Basisstationssendung zu synchronisieren. Im Basisstationsmodem
wird sie dazu verwendet, die Bruchteilsverzögerung, die in die
Teilnehmerstationssendung einzubauen ist, zu bestimmen, um sie
in Übereinstimmung mit dem Takt des Basisstationsmodems zu
bringen.
Eine Schlitzempfangsroutine wird aufgerufen, wenn das Modem
bereit ist, Daten zu empfangen, d. h. nachdem Frequenz- und
Bitsynchronisation erzielt wurden. Ihre Hauptfunktionen sind
- a) Parameter für die Zeichenempfangsroutine (unten beschrie ben) auszulösen;
- b) die Zeichenempfangsroutine zu aktivieren, wenn das erste Zeichen abgetastet wird; und
- c) die Verbindungsqualität und andere Informationen nach dem Empfang aller Zeichen in dem Schlitz zu bestimmen.
Diese Routine wird durch die Einleitungsroutine zu Beginn ei
nes jeden Empfangsschlitzes aufgerufen. Seine Hauptfunktion
ist die Einleitung der Parameter für die Zeichenempfangsrou
tine. Nach Ausführung dieser Aufgabe wartet sie bis alle
Abtastwerte des ersten Zeichens in dem Schlitz in dem FIFO-
Stapelspeicher 18 gespeichert sind und zweigt dann zu der
Zeichen-Empfangsroutine ab.
Die Arbeitsaufgaben dieser Routine sind die folgenden:
- 1. Lesen des Modulationspegels (ML von dem Steuerwortregister 31, wobei ML 2, 4 oder 16 sein kann;
- 2. Berechnen des halben Zeichenwertes, der durch die Gleichung:
gegeben wird. - 3. Berechnung einer Maske, die zum Abbrechen der LSBs von der
entschlüsselten Phase verwendet wird. Die Maske hängt vom
ML und der Anzahl von Bits ab, die zur Darstellung der ent
schlüsselten Phase verwendet werden, wobei, wenn
2n einen 22.5° Phasenwinkel darstellt, die
Maske = 8 × 2n für ML = 2
= 12 × 2n für ML = 4
= 15 × 2n für ML = 16
ist. - 4. Zuvor Lesen der AGC für diesen Schlitz von dem AGC-Register 26 und Senden von ihm (nur für die Basisstation).
- 5. Warten bis zum Ende der Abtastung für das erste Zeichen und dann Abzweigen zu der nächsten Zeichenempfangsrou tine, und
- 6. nach dem Empfang aller Zeichen in dem Schlitz, Senden des Verbindungsqualitätssignals von dem Verbindungsqualitäts register 25 an die CCU.
Die Zeichenempfangsroutine wird einmal pro Zeichenzeit akti
viert, während sie Daten empfängt, und ihre Funktionen bein
halten die folgenden:
- a) Lesen von I- und Q-Abtastwerten für das Zeichen;
- b) Filtern der I- und Q-Abtastwerte;
- c) Bestimmen des gesendeten Zeichens und Senden von ihm an die CCU;
- d) Ausführen einer phasenstarren Schleife, um den VCXO auf das eingehende Signal zu synchronisieren;
- e) Ausführen eines Bitfolgealgorithmus;
- f) AGC-Berechnung; und
- g) Anhäufen von Informationen für die Verbindungsqualitäts berechnung.
Die Routine wird einmal pro Zeichen aktiviert, wenn alle vier
Abtastwerte, die zu einem Zeichen gehören, in dem externen FIFO-
Stapelspeicher 18 gespeichert sind. Diese Routine liest die
Abtastwerte in den Speicher ein und verarbeitet sie dann, um
das gesendete Zeichen zu bestimmen. Auch die AGC wird von der
Signalamplitude berechnet. Die Abweichungen in dem empfangenen
Zeichen von dem gesendeten Zeichen werden bei den AGC-, Ver
bindungsqualitäts- und Bitverfolgungsalgorithmen verwendet. Die
Laufzeit dieses Moduls ist kleiner als eine Zeichenzeit, d. h.
62,5 Mikrosekunden.
Nach dem Empfangen und Speichern der vier I- und Q-Abtastwer
te für ein spezielles Zeichen, führt die Routine die folgenden
Aufgaben aus:
- 1. FIR-Filtern der empfangenen Abtastwerte. (Die FIR-Koeffi zienten werden durch die Übungsroutine, die unten erörtert ist, bestimmt);
- 2. Bestimmen des Signalpegels und Verwendung desselben zur AGC;
- 3. Bestimmmen des empfangenen Phasenwinkels, Abziehen des vor hergehenden, Aufrunden des Resultates, Gray-Kodieren des aufgerundeten Resultates und Senden des kodierten Resul tates an die CCU;
- 4. Ausführen des Bitverfolgungsalgorithmus. (Seine Ausgabe wird für alle Zeichen angehäuft und am Ende des Schlitzes gesendet. Es wird dazu verwendet, den Teilnehmer-RX-Takt auf die Basissendung zu synchronisieren.);
- 5. Ausführen einer phasenstarren Schleife, um den VCXO auf den Basisstationsoszillator zu synchronisieren. (Die Ausgabe wird an den VCXO am Ende des Schlitzes geschickt, aber nur in der Teilnehmerstation.); und Anhäufen von Daten zur Ver bindungsqualität und Senden der Informationen an die CCU über das Verbindungsqualitätsregister 25 am Ende des Schlit zes.
Interne Taktsignale, die von dem Modem benötigt werden, werden
durch den Zeitsteuerungs- und Steuersignalgeber 38 von dem
Haupt-80-MHz-Taktsignal auf der Leitung 59 erzeugt. Das Modem
benutzt das Haupt-16-KHz-Taktsignal auf der Leitung 60 als
den TX-Takt für die Sendung. Daher sind alle Sendungen aus der
Basisstation synchron miteinander.
Die Taktsignale der Teilnehmerstation werden vollständig von
einem Haupt-80-MHz-VCXO in der Teilnehmerstationszeitsteuerungs
einheit abgeleitet. Der VCXO wird durch das VCXO-FDBK-Signal
auf der Leitung 78 von dem Modem gesteuert. Von dem VXCO-FDBK-
Signal auf der Leitung 78 werden alle Empfangs- und Sendetakte
berechnet. Der Zeitsteuerungs- und Steuersignalgeber 38 be
liefert dann die CCU mit dem 16-KHz-RX-Taktsignal auf der Lei
tung 63, das von dem eingehenden Datenstrom abgeleitet wird.
Die CCU selbst ermittelt das eindeutige Wort in dem Steuerka
nal und kann die Rahmen- und Schlitzmarkierungen von dem ein
deutigen Wort und das RX-Taktsignal auf der Leitung 63 bestimmen.
Das AM-STROBE- oder Freigabesignal auf der Leitung 65 wird durch
den Zeitsteuerungs- und Steuersignalgeber 38 von dem durch den
Mikroprozessor 17 demodulierten Signal abgeleitet und benach
richtigt die CCU, wo nach dem eindeutigen Wort zu suchen ist.
In der Teilnehmerstation berechnet der Mikroprozessor 17
die Bit- und Frequenzverfolgungsparameter und stellt die Zeit
steuerung durch Ausgeben von VCXO-FDBK- und VCXO-WR-Signale
an die STIMU 49 ein. Um die Frequenz einzustellen, gibt der
Mikroprozessor 17 eine Ausgabe an einen D/A-Wandler in der
VCXO-Schnittstelle 41, die die Spannung in den VCXO führt.
Diese VCXO-Frequenz wird dann durch 5 bis 16 MHz geteilt. Der
16-MHz-Takt wird wieder durch 5 geteilt, um einen 3,2 MHz-Takt
zu erzeugen. Der Zeitsteuerungs- und Steuersignalgeber 38 teilt
diesen durch 4, um das 800-KHz-Taktsignal, das für den TX-FIR-
Filter 12 benötigt wird, zu erzeugen. Der Abtastzeitgenerator
42 teilt ein 3,2-MHz-Taktsignal durch 50, um das 64-KHz-Ab
tasttaktsignal zu erzeugen. Der Abtastzeitgenerator 42 ist
unter der Kontrolle des Mikroprozessors 17, um eine Verzöge
rung während der Steuerkanalannahme zu erzeugen. Dies ermög
licht große Sprünge von ±16-KHz-Taktperioden für eine schnelle
Annahme.
Der sich selbst anpassende Übungsbetrieb ist ein zurückge
schleifter Zustand, in den das Modem eintritt, um dem im
Mikroprozessor 17 gespeicherten Koeffizienten des digitalen
FIR-Filters des Demodulatorteiles das Berichtigen jeglicher
Analogfilter Verlusten zu lehren, die mit der Zeit oder mit
der Temperatur auftreten können. Die Analyse wird durch Zu
rückschleifen der Sendedaten über die RF-Einheit und durch
Empfangen eines bekannten Musters im Demodulatorteil des Mo
dems durchgeführt. Die Koeffizienten werden über ein LaGrangesches
System mit 5 Grenzwertbedingungen optimiert. Diese Grenzwert
bedingungen sind
- 1. der Empfangsdatenstrom;
- 2. der Datenstrom, der um 0,05 T verzögert ist;
- 3. der Datenstrom, der um 0,05 T vorgerückt ist;
- 4. der Datenstrom von dem benachbarten oberen Kanal; und
- 5. der Datenstrom von dem benachbarten unteren Kanal.
Während des Übungsbetriebes liefert der Mikroprozessor 17 an
den FIR-Filter 12 des Modulatorteiles eine Folge von 32-zeichen
langen Übungsmusters auf der Leitung 106 von dem FIFO-Stapel
speicher 36, der während des Übungsbetriebes eingeschaltet ist.
Voreilungen und Verzögerungen verzerren die beiden Ströme
um 0,05 T.
Die CCU versetzt das Modem in den Übungsbetrieb, um dem Modem
modulatorteil zu gestatten, das spezielle Übungsmuster von dem
FIFO-Stapelspeicher 36 zu lesen, indem die Übungsbetrieb-Schalt
einheit 11 durch ein Steuersignal auf der Leitung 107 von dem
Steuerwortregister 31 betrieben wird. Der Demodulatorteil wird
auch vorgerückt und dann für einige der Tests verzögert. Wenn
das Verfahren fertig ist, sendet das Modem eine Zustandsnach
richt an die CCU, daß die Koeffizienten berechnet sind. Zu die
ser Zeit testet die CCU das Modem, indem sie es in Normalbe
trieb bringt und ein festes Muster ausschreibt, daß der RFU
befiehlt, zurückzuschleifen und die zurückgeführten Daten zu
lesen und auf Gültigkeit zu prüfen.
Der Übungsbetrieb wird durch die CCU ausgelöst, die geeignete
Steuerregisterbits setzt und ein MOD-Rückstellsignal auf der
Leitung 54 an das Modem sendet. Dies bringt den Mikroprozessor
17 davon ab, 4K vom ROM und nicht RAM zu benutzen und dazu,
2K vom ROM 45 und 2K von dem RAM 44 zu benutzen. Der 2K-ROM 45
hält die Übungsbetriebsalgorithmen, und der 2K-RAM 44 liefert
einen Notizblockspeicher, während die Filterkoeffizienten be
rechnet werden.
Ein Algorithmus berechnet die benachbarten Kanalkennwerte. Um
die benachbarte Kanalinterferenz zu bestimmen, muß der Modem
modulatorteil in der Lage sein, bei einer Frequenz zu senden,
die um 25 KHz von der Empfangsfrequenz entfernt ist. Dies wird
dadurch durchgeführt, daß die CCU das Zustandsregister in dem
Modem liest. Die Information in dem Zustandsregister 24 weist
die CCU an, die Frequenzen in dem RFU-Empfangsteil nach dem
Willen des Modems zu ändern.
Der Mikroprozessor 17 führt die Übungsroutine aus. Die Funk
tion der Übungsroutine besteht in der Berechnung der FIR-Fil
terkoeffizienten in dem Mikroprozessor 17. Der Modulatorteil
wird in einem Rückschleifenbetrieb aktiviert, um eine bestimmte
Folge von Zeichen auszusenden. Diese Folge wird an den Demodu
latorteil über die RFU in den folgenden fünf verschiedenen Be
triebsarten gesendet:
- 1. Normalbetrieb;
- 2. vorgerückter Zeitsteuerungsbetrieb;
- 3. verzögerte Zeitsteuerungsbetriebe; und
- 4. und (5) auf den benachbarten oberen und unteren Kanälen.
Bei den letzteren beiden Betriebsarten ist die AGC-Einstellung
um 23 dB erhöht.
Der Demodulatorteil benutzt die Abtastwerte der Eingabewellen
form dafür, eine positive bestimmte symmetrische Matrix A der
Ordnung 28 zu schaffen. Auch wird ein 28-Wort-Vektor V von den
Eingabeabtastwerten geschaffen. Der Koeffizientenvektor C
wird gegeben durch:
C = A-1V (Gl. 2)
Ein Algorithmus wird zum Berechnen von B = A-1 verwendet, wo
bei A gegeben ist. Infolge von Abrundfehlern, wird B nicht ge
nau sein, deshalb wird ein Iterativverfahren verwendet, um ein
genaueres C zu berechnen.
Die Berechnungen geben einen Vektor von 28 komplexen FIR-
Filterkoeffizienten.
Der Modulatorteil wird im Übungsbetrieb aktiviert, um fünf
ähnliche Paare von Folgen zu senden. Jedes Paar besteht aus den
folgenden beiden Folgen:
- a) Eine I-Folge von 9 Null-Zeichen, ein "1"-Zeichen und 22 Null-Zeichen; und
- b) eine Q-Folge von 9 Null-Zeichen, ein "j"-Zeichen und 22 Null-Zeichen.
Das "1"-Zeichen kann jedes Zeichen sein. Das "j"-Zeichen kann
das Zeichen sein, das von der "1" um 90° sich unterscheidet.
Die Arbeitsaufgaben des Demodulatorteiles sind die folgenden:
- 1. Einstellung der AGC, so daß die Signalspitze im Normalbe trieb 50 bis 70% des Maximums ist (die AGC wird um 23 dB für den vierten und fünften Betrieb erhöht);
- 2. Lesen und Speichern der Eingabeabtastwerte (die ersten 32 Abtastwerte werden weggetan und die nächsten 64 Abtastwerte werden für jede Folge gespeichert); und
- 3. Bauen der Matrix A (28, 28).
Das folgende Verfahren wird im Normalbetrieb (erster Betrieb)
ausgeführt:
A(I, J) = A(I, J) +Σ X(4N - 1) X(4N - J) (Gl. 3)
Die Addition ist für alle N, die
0 < = 4N - I < 64 und 0 < = 4N - J < 64 (Gl. 4)
befriedigen.
Für die voreilenden und verzögerten Betriebe (zweiter und drit
ter Betrieb) wird dasselbe Verfahren durchgeführt, außer daß
der aus N = 8 sich ergebende Ausdruck nicht addiert wird. Im
vierten und fünften Betrieb (Senden auf den oberen und unteren
benachbarten Kanälen) wird das folgende Verfahren durchge
führt:
A(I, J) = A(I, J) + ΣX(2N - I) X(2N - J) (Gl. 5)
Die Addition ist für alle N, die
0 < = 2N - I < 64 und 0 < = 2N - J < 64 (Gl. 6)
befriedigen.
Weitere Arbeitsaufgaben des Demodulatorteils im Übungsbetrieb
sind die folgenden:
- 1. Schaffen des Vektors V(1 : 28) aus den Abtastwerten des ersten
Paares von Folgen:
- a) I{V(I)} = X(32 - I); (Gl. 7) wobei X Abtastwerte der ersten (I) Folge sind: und
- b) Q {V(I)} = X(32 - I); (Gl. 8) wobei X Abtastwerte der zweiten (Q) Folge sind; und
- 2. Auffinden des Koeffizientenvektors C durch Lösen A × C - V = 0.
Dies wird dadurch gemacht, daß zuerst B der Umkehrwert von
A gefunden wird. Infolge von Abrundfehlern wird B nicht
genau sein. Das folgende Iterativverfahren wird dazu verwen
det, ein genaues C aufzulösen.
Co = B × V (Gl. 9)
Cn+1 = Cn - b × B(A × Cn - V) (Gl. 10)
wobei b ein vorbestimmter Wert < 1 ist.
Claims (23)
1. System zum Umwandeln eines Bitstroms, bei dem jede vorgegebene
Anzahl von aufeinanderfolgenden Bits ein Zeichen definiert, in ein
phasenmoduliertes Signal einer vorbestimmten höheren Frequenz zur
Übermittlung über einen Übermittlungskanal, umfassend:
eine Einrichtung zum Phasenmodulieren eines jeden Zeichens,
eine Einrichtung zum digitalen Filtern eines jeden phasenmodulier ten Zeichens durch das Bereitstellen von zeitlich ineinander ver zahnten IQ-Abtastproben von den phasenmodulierten Zeichen und zur Kombination einer jeden I und Q-Abtastprobe mit einem Filter koeffizienten, um ein gefiltertes Ausgangsignal bereitzustellen, das ineinander verzahnte digitale I-Phasen (I) und Quadratur-Phasen (Q) gefilterte Komponenten des phasenmodulierten Signals umfaßt;
eine Einrichtung zur Umwandlung der gefilterten Komponenten in ein phasenmoduliertes analoges Signal; und
eine Einrichtung zur Umwandlung des phasenmodulierten analogen Signals in eine gewünschte höhere Frequenz zur Übermittlung über einen Übermittlungskanal.
eine Einrichtung zum Phasenmodulieren eines jeden Zeichens,
eine Einrichtung zum digitalen Filtern eines jeden phasenmodulier ten Zeichens durch das Bereitstellen von zeitlich ineinander ver zahnten IQ-Abtastproben von den phasenmodulierten Zeichen und zur Kombination einer jeden I und Q-Abtastprobe mit einem Filter koeffizienten, um ein gefiltertes Ausgangsignal bereitzustellen, das ineinander verzahnte digitale I-Phasen (I) und Quadratur-Phasen (Q) gefilterte Komponenten des phasenmodulierten Signals umfaßt;
eine Einrichtung zur Umwandlung der gefilterten Komponenten in ein phasenmoduliertes analoges Signal; und
eine Einrichtung zur Umwandlung des phasenmodulierten analogen Signals in eine gewünschte höhere Frequenz zur Übermittlung über einen Übermittlungskanal.
2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenmodu
lationseinrichtung eine Einrichtung zum Umwandeln der Zeichen in
Übereinstimmung mit einem digitalen Phasenumtastungs-(DPSK) Code
aufweist.
3. System nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Filtereinrichtung eine Vielzahl von phasenmodulierten Zeichen
in einer fortlaufenden Überlappung abtastet/filtert.
4. System nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Filtereinrichtung einen digitalen FIR-(finite impulse response)
Filter aufweist.
5. System nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der FIR-Filter
jedes phasenmodulierte Zeichen eine vorbestimmte Anzahl mal abtastet,
wobei aufeinanderfolgende Abtastproben in Übereinstimmung mit einem
vorbestimmten Folgemuster zusammengefaßt werden, um das gefilterte
Signal zu liefern, das, wenn es in ein Analogsignal umgewandelt wird,
das Modulationssignal ergibt.
6. System nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet,
daß der FIR-Filter einen Nur-Lese-Speicher (ROM) aufweist, der das
gefilterte Signal gemäß den kombinierten Digitalwerten der abgetasteten
phasenmodulierten Zeichen liefert.
7. System nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die Filtereinrichtung einen Digitalfilter zur Ansprechung auf Impulse
endlicher Dauer (finite-duration impulse response digital filter) aufweist.
8. System nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrich
tung jedes Zeichen eine vorbestimmte Anzahl von Malen abtastet, wobei
aufeinanderfolgende Abtastproben gemäß einem vorbestimmten Folgemu
ster zusammengefaßt werden, um das gefilterte Signal zu liefern.
9. System nach einem der Ansprüche 8, dadurch gekennzeichnet, daß die
Filtereinrichtung einen Nur-Lese-Speicher (ROM) aufweist, der das
gefilterte Signal gemäß dem Digitalwert das phasenmodulierten Signals
liefert.
10. System nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet,
daß des weiteren ein Bandpaßfilter am Ausgang des Umwandlers vor
gesehen ist, um unerwünschte Komponenten des Ausgangs des Umwand
lers zu eliminieren.
11. System nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet,
daß weiterhin eine Vorrichtung zum Dekodieren der Datenbits in die
Zeichen bereitgestellt wird.
12. System nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Dekodieren
in einen Gray-Code erfolgt.
13. System nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet,
daß weiter eine Demodulationseinrichtungen vorgesehen ist zum Um
wandeln eines empfangenen der phasenmodulierten Signale in den
Bitstrom aus dem das empfangene phasenmodulierte Signal abgeleitet
wurde, wobei die Demodulationseinrichtung umfaßt:
eine Einrichtung zur Abwärtswandlung der Frequenz des empfan genen Phasenmodulationssignals, um hierdurch ein Empfangsana logsignal zu liefern;
eine Einrichtung zur Umwandlung des Empfangsanalogsignals in ein Empfangsdigitalsignal;
einen FIR-Digitalfilter zum digitalen Filtern des Empfangsdigitalsi gnals, um phasenmodulierte Zeichen zu liefern und
eine Einrichtung zum Umwandeln der empfangenen phasenmodulier ten Zeichen in einem Empfangsbitstrom, der dem Bitstrom ent spricht, aus dem das empfangene phasenmodulierte Signal abgeleitet wurde.
eine Einrichtung zur Abwärtswandlung der Frequenz des empfan genen Phasenmodulationssignals, um hierdurch ein Empfangsana logsignal zu liefern;
eine Einrichtung zur Umwandlung des Empfangsanalogsignals in ein Empfangsdigitalsignal;
einen FIR-Digitalfilter zum digitalen Filtern des Empfangsdigitalsi gnals, um phasenmodulierte Zeichen zu liefern und
eine Einrichtung zum Umwandeln der empfangenen phasenmodulier ten Zeichen in einem Empfangsbitstrom, der dem Bitstrom ent spricht, aus dem das empfangene phasenmodulierte Signal abgeleitet wurde.
14. System nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß innerhalb der
Demodulationseinrichtung der FIR-Digitalfilter einen Mikroprozessor zum
Filtern des Empfangsdigitalsignals aufweist und der Mikroprozessor
einen Speicher zum Speichern der FIR-Filterkoeffizienten zur Verwen
dung beim Filtern des Empfangsdigitalsignals einschließt.
15. System nach Anspruch 14, weiter aufweisend:
eine Einrichtung zum Liefern einer Folge von vorbestimmten Zeichen an die erstgenannte Filtereinrichtung;
eine Einrichtung zum Liefern des durch die erstempfangenen Ab wärtskonvertierungseinrichtung bereitgestellten phasenmodulierten Signals an die Demodulationseinrichtung; und
eine Einrichtung in dem Mikroprozessor zum Einstellen der FIR- Filterkoeffizienten, die in dem Mikroprozessorspeicher gespeichert sind, bis die empfangenen phasenmodulierten Zeichen der Folge von vorbestimmten Zeichen entsprechen, die an die erstgenannte Filtereinrichtung geliefert werden.
eine Einrichtung zum Liefern einer Folge von vorbestimmten Zeichen an die erstgenannte Filtereinrichtung;
eine Einrichtung zum Liefern des durch die erstempfangenen Ab wärtskonvertierungseinrichtung bereitgestellten phasenmodulierten Signals an die Demodulationseinrichtung; und
eine Einrichtung in dem Mikroprozessor zum Einstellen der FIR- Filterkoeffizienten, die in dem Mikroprozessorspeicher gespeichert sind, bis die empfangenen phasenmodulierten Zeichen der Folge von vorbestimmten Zeichen entsprechen, die an die erstgenannte Filtereinrichtung geliefert werden.
16. System nach einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet,
daß in der Demodulationseinrichtung die Kombination des FIR-Digitalfil
ters und der Einrichtung zum Umwandeln der phasenmodulierten Zei
chen einen Mikroprozessor zum Filtern des Empfangsdigitalsignals und
zum Umwandeln der empfangenen phasenmodulierten Zeichen aufweist,
wobei der Mikroprozessor einen Speicher zum Speichern von FIR-
Filterkoeffizienten zur Verwendung beim Filtern des Empfangsdigitalsi
gnals und einen Speicher zum Speichern eines vorbestimmten Codes zur
Verwendung bei der Umwandlung der empfangenen phasenmodulierten
Zeichen aufweist.
17. System nach einem der Ansprüche 13 bis 16, wobei bei dem Demodu
lator eine Einrichtung zur Kompensation für Zeitverzögerungen beim
Empfang von verschiedenen Signalen vorgesehen ist.
18. System nach einem der Ansprüche 13 bis 17, dadurch gekennzeichnet,
daß bei der Demodulationseinrichtung eine Einrichtung zum Herauszie
hen von Steuerinformationen aus Empfangssignalen vorgesehen ist.
19. System nach einem der Ansprüche 13 bis 18, dadurch gekennzeichnet,
daß bei der Demodulationseinrichtung eine Einrichtung zum Herauszie
hen von Zeitsteuerungsinformationen aus Empfangssignalen vorgesehen
ist.
20. System nach einem der Ansprüche 13 bis 19, dadurch gekennzeichnet,
daß bei der Demodulationseinrichtung eine Einrichtung zur Bestimmung
von Rahmensynchronisation vorgesehen ist.
21. Modem, umfassend ein Mehrphasenmodulator zur Umwandlung mittels
eines digitalen Filters, der einen unitären Signaldurchgang aufweist, eine
Sequenz von Datenzeichen, wobei jedes eine Zeichenperiode T aufweist
und durch Dekodieren jeder gegebenen Anzahl von Datenbits des
einkommenden Bitstromes bereitgestellt wird, in ein phasenmoduliertes
Signal zur Übermittlung über einen Übermittlungskanal, wobei das
digitale Filter in dem Modulator umfaßt:
eine Einrichtung zur zeitweisen Speicherung einer vorbestimmten Anzahl von Datenzeichen, und entsprechend zum Abtasten dieser zeitweilig gespeicherten Datenzeichen bei einer Abtastperiode, die kürzer ist als die Zeichenperiode T, um entsprechend bei einer Periode, die kürzer ist als die Abtastperiode, eine digitale In-Phase- (I)-und Quadraturphase-(Q)-Komponente der Datenzeichen in einer zeitlich ineinander verzahnten Art abzutasten, und eine Einrichtung zur Erzeugung als Antwort auf die Ausgangszeichenabtastungen der Speicher- und Abtasteinrichtung ein digitales Signal, das für die Zeichenabtastwerte mulipliziert mit hierzu korrespondierenden Filter koeffizienten repräsentativ ist; wobei der Modulator weiterhin auf weist:
einem Digital-Analog-Wandler zum Empfangen des digitalen Signals und zur Umwandlung desselben in ein phasenmoduliertes analoges Signal; und
eine Einrichtung zur Umwandlung in eine erwünschte höhere Fre quenz als die Frequenz des phasenmodulierten analogen Signals zur Übermittlung an ein Gegenmodem.
eine Einrichtung zur zeitweisen Speicherung einer vorbestimmten Anzahl von Datenzeichen, und entsprechend zum Abtasten dieser zeitweilig gespeicherten Datenzeichen bei einer Abtastperiode, die kürzer ist als die Zeichenperiode T, um entsprechend bei einer Periode, die kürzer ist als die Abtastperiode, eine digitale In-Phase- (I)-und Quadraturphase-(Q)-Komponente der Datenzeichen in einer zeitlich ineinander verzahnten Art abzutasten, und eine Einrichtung zur Erzeugung als Antwort auf die Ausgangszeichenabtastungen der Speicher- und Abtasteinrichtung ein digitales Signal, das für die Zeichenabtastwerte mulipliziert mit hierzu korrespondierenden Filter koeffizienten repräsentativ ist; wobei der Modulator weiterhin auf weist:
einem Digital-Analog-Wandler zum Empfangen des digitalen Signals und zur Umwandlung desselben in ein phasenmoduliertes analoges Signal; und
eine Einrichtung zur Umwandlung in eine erwünschte höhere Fre quenz als die Frequenz des phasenmodulierten analogen Signals zur Übermittlung an ein Gegenmodem.
22. Modem nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator
weiterhin einen Bandpaßfilter aufweist, der an dem Ausgang des Digi
tal-Analog-Wandlers vorgesehen ist, um unerwünschte Komponenten der
Ausgabe des Digital-Analog-Wandlers zu eliminieren.
23. Modem nach einem der Ansprüche 21 oder 22, wobei das Dekodieren
der Datenbits des hereinkommenden Bitstroms zur Bereitstellung der
Datenzeichen in den Gray-Code erfolgt.
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US (2) | US4644561A (de) |
JP (2) | JP2543342B2 (de) |
KR (1) | KR910000740B1 (de) |
CN (1) | CN1004532B (de) |
AT (1) | AT408169B (de) |
AU (2) | AU581249B2 (de) |
BE (1) | BE903986A (de) |
BR (1) | BR8505597A (de) |
CA (2) | CA1234873A (de) |
CH (1) | CH668675A5 (de) |
DE (1) | DE3609394C2 (de) |
DK (1) | DK174787B1 (de) |
FI (1) | FI86237C (de) |
FR (1) | FR2579392B1 (de) |
GB (1) | GB2174274B (de) |
HK (1) | HK96089A (de) |
ID (1) | ID20298A (de) |
IE (1) | IE56779B1 (de) |
IL (1) | IL76617A (de) |
IN (1) | IN165182B (de) |
IT (1) | IT1191293B (de) |
MX (1) | MX161796A (de) |
NL (1) | NL192908C (de) |
NO (1) | NO179929C (de) |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: INTERDIGITAL TECHNOLOGY CORP., WILMINGTON, DEL., U |
|
8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: BARDEHLE, H., DIPL.-ING. DOST, W., DIPL.-CHEM. DR. |
|
D2 | Grant after examination | ||
8363 | Opposition against the patent | ||
8369 | Partition in: |
Ref document number: 3645387 Country of ref document: DE Format of ref document f/p: P |
|
Q171 | Divided out to: |
Ref country code: DE Ref document number: 3645387 |