JPS601943A - 複数の位相偏移変調波を同時に一括して得る変調器 - Google Patents

複数の位相偏移変調波を同時に一括して得る変調器

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JPS601943A
JPS601943A JP10792483A JP10792483A JPS601943A JP S601943 A JPS601943 A JP S601943A JP 10792483 A JP10792483 A JP 10792483A JP 10792483 A JP10792483 A JP 10792483A JP S601943 A JPS601943 A JP S601943A
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analog
modulator
wave
waves
phase shift
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JP10792483A
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Inventor
Fumio Takahata
高畑 文雄
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KDDI Corp
Original Assignee
Kokusai Denshin Denwa KK
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    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、複数の位相偏移変調(PSK : Phas
eShift Keying)波を同時に一括して生成
し得る新規な変調器に関する。本発明の変調器は1つの
ハードウェアを用いるだけで複数のPSK波を一括して
周波数分割多重することができ、通信衛星搭載用など、
シンボルレートが同一で且つタイミングが同期し1いる
複数の入力データ系列をPSK変調する変調器として有
用である。
従来のPSK変調器は、送信帯域を1波し且つ符号量干
渉を除去する送信11波器と、入力データ系列に搬送波
を乗積する乗積変調器とからなる。入力データ系列は通
常、NRZの矩形波形である。
現在、PSK波の変調は一波4Uに別々に行われている
。従って、複数のp s i<波を周波数軸上で多重す
るには、異なる搬送波を有するPSK変調器を多数用意
し、開度M”l器の出力を合成しなければならない。こ
のことは、PSl(波の周波数分割多重には多数のハー
ドウェア(変調器)が必要であることを意味し、特に、
通信設備が大形で重くなるから通信衛星への搭載にとっ
て極めて不都合である。
本発明の説明に先立ち、第1図〜第6図により、従来の
各種PSK変洒器と説明する。
第1図祇1アナログ信号処理tこよる2相PSK(BP
SK)用変調器の構成を示す。このアナログ式I3 P
 S K変調器は、送信帯域の1波と波形整形とを実行
するアナログ送イコf波ty 1と、C03(2πfB
i)の搬送波を出力するアナログ発振器2と、アナログ
乗積変調器3とからなり、1aは入力NILZ波形の入
力端、3aは搬送波の入力端、3bはB P S K波
の出力端である。ここで、BPSK波に割り当てられた
搬送波周波数をJR1人力人力n、 Zを2Bμ;、 送(11波・器1のインノくルス応答をJys(力、出
力B P S K波の波形をyn(ilと【7、余弦波
の搬送波を変調するとした場合、BPSK波形は 2B(、tl−505(2πJRi)14’n ()t
−r )zn(τに1τ−H&;(1+となる。
第2図はディジタル信号処理によるBPSK用変調器の
構成を示す。、このディジタル式BPSK変鳩器は、入
力データ系列をシンボルレート間隔で標本化するインパ
ルス化回路4と、ディジタル透化帯域f波器5と、ディ
ジタル・Jし乗積変調器6と、C03(2π侭、−L)
なるディジタル頭送波の発振器7−と、デイジタルパア
ナログ(1)/A )変換器8とからなり、4aは人力
N RZ波形の入力端、6aは搬送波の入力端、8aは
BPSK波の出力端でちる。ディジタル(8号処理の場
合、波形整形の機能は、入力NRZ波形をビット周期の
中間で標本化し、インパルス化することによって達成で
きるので、インパルス化回路4が必少となる。その代り
、e波器5どしては波形整形機能を必要どしない。
ここで、送信帯域fJ波器5以降の動作レートをfg、
%1yイ〉パルス1;艷珪ン1即タビ−トレードを梵Σ
し、送信帯域e波器5のZ変換をHB(Z)、インパル
ス化回路4の出力の2変換tXn(ZM)、とした場合
、乗積変調器6の出力・のZ変換器(Z)は、 但し、i−o 、 1.2 、3 、・・・である。
で与えられる。
第3図はアナログイバ号処理による4相P S K(Q
PSI()用架tt器の構成を示す。このアナログ式Q
PSK変れl・コ器は、分61ト回路9と、各2つのア
ナログ送信t1波器1及びアナログ乗積変調器3と、L
:0’l(2πfQ差)のアナログ怖振器2と、アナロ
グ90°移相器10と、アナログ合成器11とからなり
、93は入力NIIZ波形の入力端、3aは搬送波の入
力端、llaはQ P S K波の出力端である。分離
回路9は入力N)(、Z波形をPチーVネルとQチャネ
ルに分11if!するものであり、9(1’移相器10
は2つの搬送波の位相t 尾いに90゜異ならせるもの
であり、Pチャネルの乗積変調器に余弦波の搬送波C0
3(2πfQi )を与えるとすれば、Qチャネルの乗
積変調器には正弦波の搬送波5in(2πfQ差)が与
えられる。
ここで、人力NRZ波形から分ドされたPチャネルの波
形をχ、(i)、 Qチャネルの波形を4(ス)、 搬送波周波数をfql 送信tj波器1のインパルス応答’K Jq(’)、と
した場合、出力QPSK波の?皮形7’Qf力はy、q
(t、1==CO3(2πfQi)ム1.q(差−τ)
yq(τ)dτ+sin (2πfqi)/:’q(i
−r)”q(r)dr ・=式(3)第4図はディジタ
ル信号処理によるQI’ SK用変n11器の構成を示
す。このディジタル式QPSK変R’i g= 61第
2図に示したディジタル弐BPSK変調器の考えを拡張
したものであり、’P/Qチャネ、’t= o 分14
回路9と、各2つのインパルス化lq路4及びディジタ
ル送信帯域P波器5及びディジタル乗積変調器6と、デ
ィ外タル発振器7と、ディジタル90’移相器12と、
ディジタル加算器13と、D/A変換器8とがうなる。
9aは入力NRZ波形の入力端、6aij搬送波の入力
端、8aは出方。PSK波の入力端である。
ここで、送信帯域P波器5のZ要換をHQ(Z)、Pチ
ャネルのインパルス化回路の出方のZ変換を< (ZM
)、 Qチャネルのインパルス化回路の出方の2変換をX:(
ZM)、 とした用台、加算器1′3の出力のZ変換YQ(Z)は
、 但し、L=o、1,2,3.・・・である〇となる。
最後に、アナログ信号処理によるオフセット4 相P 
S K (OQI’SK )用fj”−RQ 器ノ構成
’ff1m51M+に示し、ディジタル信号処理による
0QPSK用変調器の朴1・成を第6図に示す。いずれ
の変調器の場合も、Pチャネルに対し。チャネルの入力
NRZ波形を半シンボル長だけオフセットさせるアナロ
グ遅延回路14が追加される点を除き、第3丙、第4囚
の各QPSK用変調器と本質的に差fIEない。従って
最終的な変可波形も、式(311式(4)それぞれにお
いて、 Pチャネルの入力波形2へ* XQ(ZM)と、Qチャ
ネルの入力波形z2 、 XQ(ZM)とが半シンボル
だけオフセットされたものとして考えれ・ば両式(3)
 、 (4)と全く同一である。
なお、第1図へ第6因の説明において、送イdr波器1
及び送信帯域P波器5のIrf性はシンボルv −) 
ic 依存して決定される。従ってシンボルレートが等
しい場合μ、BPSK 、 Ql)SK 。
0QPSKいずれの変調器にも同一の送信f1波器1及
び送信帯域P波器5を使用することができる。但しシン
ボルレートif、DI’sKの場合はピットレートに等
しく、QPSK及び0QPSKの場合HPチャネル又は
Qチャネルの伝送レートでありビットレートの半分に当
る。
以上説明した第1図〜第6図の各種変調器で得られるに
個のP S K波4!=0〜に−1を周波数軸上で周波
数分割多重するには、第7図に示す如く各種の変調器2
3−1〜23−にの出力波を合成器24で合成すれば良
い。但し、各P S K波が周波数軸上で重嫂しないよ
うに、搬送波周波数を互いに違えておく必要がある。
従来に第7図に示すように、PSK波の数にだけ変調器
を必要としていたのであるが、本発BAU1つのハード
ウェアを用いるだけで複数のP S K波を同時に一括
して得ることができる変調器を提供することを目的とす
る。この目的を達成する本発明の構成は、シンボルレー
トが互いに等しい複数の入力データ系列を、周波数軸上
で一定の間隔で配置される各々異なった搬送周波数で位
相偏移変調して合成する変調器におい1、各入力データ
系列をシンボルレート11411%で標本化し゛Cイン
パルス系列に変換する前処理回路と、各インパルス系列
を入力する高速フーリエ度お1手段と、高速フーリエ変
換手段の各出力信号に複累乗n、を施して実数部を出力
する複累乗算手枚と、複素栄η手段毎にその出力を直列
に通すサブフィルタ及び遅延手段と、各サブフィルタ及
び遅延手段の合成出力から複数の位相偏移変調波をアナ
ログ信号としてとり出すアナログ化手段とを備えること
を特徴とする。
本願発明者の研究によると、下記(al〜(clの要件
を酒たせば複数のP S K波を一括して生成できるこ
とが’t′11つだ。
(噌 B、PSK、QPSK、0QPSKの棟部を問わ
ず任意の組合せ全対象とした複数のI) S K波をデ
ィジタル信号処理により一括しで変調する。
(b) Bi’SK、QI’S、i(,0QPSKのシ
ンポジレートはすべて等しく、タイミングが同期してい
る。
(C) 周波数軸上で配列される複数P S K波の搬
送波周波数は一定間隔を有した規則正しいものとする。
但し、変調に供されない空き周波数の存在は許される。
以上(aJ〜(C)の要件のうち、要件(b)により第
2図、第4図、第6図のディジタル信号処理におけるデ
ィジタル送信帯域f波器5として同じ特性のものを共用
することができる。また要件(c)により、複数PSK
波の周波数スペクトルを第8囚に示すように仮定できる
。即ち、 PSK波の波数をに1 下限周波数をfos 各P S K波当りの帯域を2Δf0 とすれば、A番目のPSKθにの搬送l&周波訣f謹は j4=fo +(24+1 )Δfo ・・・式(5)
%式%) となる。この式(5)から高速フーリエ変換による一括
変調が示唆される。
ところで、本発明では後述する如く、ディジタル信号処
理によって複数PSK波金一括して作り、D/A変換し
たのち所要帯域(九〜fo+2にΔfo)をアナログ的
に抽出する。従って、D/A変換後の信号の周波数スペ
クトルは第9図talの形態でも良い。つまり、第91
”81(aJの信号であっても同図(b)に示す特性を
持つアナログζ」波器によつ1r波すれば、第9図(c
)に示す周波数スペクトルが得られる。これは第8図に
一致する。第9図(alから、一般にD/A変換前の搬
送波同波数をfo+t4A+itΔf、 ・・・式(6
)と考えて良いことがわかる。但し、式(6)中の4U
PSK波の番号とは必らずしも一致せず、4=0はPS
K波0、A=1はP S Ki皮2、・・・、ル=に−
2はPSK波3、ル=に−1はPSK波1という如<、
’の前半は11%数P S K波の番号順に、後半は奇
数P S K波の連番号jlになる。
一方、ディジタル信号の段階で合成が行われ、その後D
/A変換するので、折り返しが生じないようにする必要
がある。そこで、ディジタル送信帯域r波器及びディジ
タル乗積変調器の動作レー) fsは、複数PSK波の
最高周波数九十2にΔfeの2倍以上例〉σ’fs≦2
(f11+2にΔf、 )に設定する必要がある。
以下、本発明を具体的に説明する。
まず、ディジタル信号処理におけるPSK波を記述した
前出の式(2)、式(4)を複数1) S K波に拡張
して本発明を数式的に説明する。なお、入力データ系列
はN 1.1. Z波形に限定さノ1.るものではない
(BPSKの場付ン 複数1) S K波のZ変換YB(力は、YB(Z)= <L=o、x、2.・・・) となる。
(QPSKの場合〉 複数P、SK波のZ変換YQ(Z)は、次式(8)で与
えられる。
YQ(Z) = (A=0.1.2. ・・・) <0QPSKの場合〉 複数PSK波のZ変換Y。(7,)は Y、、(Z)= となる0 イ冒し、8二O,L2.−−−−7′°めろ
ここで、ディジタル送信帯域1j1波器は複舷個の低速
動作のディジタル・サブフィルタに分解することができ
る仁とを考flAシする。分解数をLとした場合、動作
レー) fgの送信帯域f3波器のZ変換H(Z)iJ
、次式(lO)で与えられる。
とな9、動作レートが会のサブフィルタHj (ZL)
をL個用いて送信帯域f波器を桿i成することができる
。第1O図に式(10)を具体化した招成を示す。同図
中で、ディジタル遅延回qx5−1〜15−Lは式(1
0)の第1項に相当し、ディジタル・サブフィルタ16
−1〜16−L株式(1o)の第2項に相当する。但し
、か延時間0 、 Ts+・・・、(L−1)Tsにお
いて、Tg=−’−である。
8 次に、式(10)を式(7)に代入しサブフィルタを考
慮してBPSKを考えると、次式(12)が得られる。
YB(Z) L L=0 、1 、2 、・・・) 但し、式(12)中のRe[]はカッコ内の夷数部を示
す。 。
ここでLの値が開角であり、今、任意の4に対して が成立するものと設定しでみる。更に、u(12)中に
おける各項の前後の入れ替えtよ結果が変らない限り、
任意であるから、式(12)は次式(14)のようにな
る。
YB(Z) 上式(13)からは一般にはfo+Δf0及びLの関係
を直接的にやることができないが1.fo舎Δ/。
の整数倍、即ち j’Q =NΔj’n ・°・式(15)とすることに
より、式(13)は と書き換えられる。この式(16)の栄件ft、R足す
るには、 <n=1.2.3・・・) となる。但し、Lの数eよ小さい方がハードウェア的に
有」りなので、Nが許成の場合1よL二2に+N。
2に+N Nが偶数の場合はlL= 2 、 に設定すると良い。なお、XB、A(Z )は実数でち
9且つ指峠乗R1結果の44 L”< ?’iμのケを
抽出することになるので、式(14)の4)イ^父↑〜
bの極性tよ負であり1も良い。
以上の考察より、式(15)を用いると式(14)は次
式(18)のように書き換えられる。
次にQPSKについでザブフィルタを考慮して考える。
この坂゛1自の考え方1jI13PsKの鴨合と全く同
様であるか、入力信号XQ、、4(Z’)については、
P 、 Qf)チャネルノ4Fa 号XC(ZM) と
Xa (ZM) トtXQ、4< ZM)=X:、、、
、<zM)−J・X’4..4<Z’) −A:n 9
)の如く複素数化して考えれば良い。この式(19)を
用いると、旧式(8)は、 となる。もらろん、式(19)の代りにXQ、A(ZM
)=X’、4(ZM) + )Xa、4(Z’) ・=
 *’、 (21)と置きζ式(20)中の指数部の符
号を負にしても同様の結果が得られる。
次に0QPSKについてザブフィルタを考慮して考える
この場合の変調出力Yo(Z)は、式(1り)および式
(20)において、 x:、4tz、M)K X!:)、A(ZM) k、X
: 、4 (ZM)に縄、、(ZM)を、(ZM) XQ、A K:X。、A(ZM) t それぞれ置き換えるたけで得られる。
以上の数式的説明において、式(18)と式(20)を
比較すれば、入力NRZ波形などの入力データ系列に対
する信号分離(QPSK、0QPSK)や分離後の遅延
(OQPSIOといった前処理を除き、BPSK、QP
SK及び0QPSKといった変酒方式の違いによる実質
的な信号処理ノー・1程の差異は全くないことが明らか
である。即ち、先に述べた諸鉛往を満足するならば、前
処理を除きいずれの変調方式であっても、復数の1) 
S K波を1つのハードウェアで同時に一括して得るこ
とができる。
第11図に、前人(18)あるいは前人(20)に沿っ
て実現した本発明によるiと数PSK波の一括変調の一
実施例を示す。同図の変調器は、K111Mの前処理回
路17−1〜17−にと、1個のL(=2に+Nまたは
L(1盈)次のFFTC高速フーリエ変換)回路18と
、L個のディジタル複素乗η−器19−1〜19−Lと
、ディジタル送イ4帯域δゴ波器f、栴成する各り個の
ディジタル・サブフィルタ16−1〜16−L及びディ
ジタル達延回路15−1〜15Lと、1個のD/AX換
器20と、foから九十2にΔfoを通過帯域とする1
個のアナログ帯域r波器21とからなる。同図中で、実
線は実数部の信号線を示し、破線はpl、数部の4’S
号線を示す。各前処理回路へ入力Tbf −p 系列o
 〜K −1rj、BPsK、QI’SK。
0QPSKのいずれのものでも良いが、人力データ系列
の種類によって個々の回路構成が異なる。
前処理回路17−1〜17−には式(18)や式(20
)K オIt’T ルイ7 ハルス系列X、4(ZM)
 、Xq、4(ZM) 。
x、Atzj)e出力する回路である。BPSKに対す
る前処理回路は第12因に示す如く、実数部だけを対象
とするから、1個のインノ(ルス化回路4からなる。虚
数部の信号はないので熱入力である。QPSKに対する
前処理回路は第131gt11)。
(1))に示すように2稍類ある。第13図(−の例L
X、(Z’)=X:(ZM) +7X3(Z’)+7)
形テ47 /< ルスM列を出力するものであり、入力
NRZ波形に対する分離回路9と、分離された各信号に
対する2つのインパルス化回路4とからなる。第13I
gl(b)(7)例tj: X、(Z’)=XS(Z″
)−,4X3(Z’) (1)形t トルものであり、
第131ン1(a)に対し例えばlす斂側ラインに極性
反転回路22が入っている点だけが異なる。0QPSK
に対する前処理回路も第14図(aJ 、 tb+に示
すように2種鼻1ある。第14 D<1(a)の例はX
。(Z“)=Xに(Z町+、rx: (ZM)の形でイ
ンパルス系列を出力′Tゐものであり、第13121(
3)に対して例えば虚数側ラインに遅延1」路14欠入
れてオフセットを補償した点だけが異なる。第14mt
b)ノvut x。tz、M>=x、tzM>−1x’
4<z、”> ノ形+ ト;bものであり、第14図(
8月心対し、例えば虚数(IIIラインに極性反転回路
22が入っている点だけが異なる。
FFTn路18は式(18)あるいは式(20)に基づ
き ()−=0.1.2 ・・・L−1) なるフーリエ変換をする演算手数である。前処理回路の
出力をχ4(A = 0〜に−1>とすれば、(J−=
0〜L−1) となる。但し、前処理回路が第13閉1(FIJ、第1
4図(a)である場合は とし、第13図(b)、第14図(b)に示す前処理回
路を用いる場合はtの虚数部が極性反転しているので、 とする。
複素乗算器19−1〜19−には式(18)あるいは式
(20)に基づき、 ()=0〜L−1) なる実数都抽出の演3−を行う。(・1一つて各複素乗
n器にはシL(本市1c rJ5、 なる値がROM(図示省略)から入力され、05より米
4Iが行われる。但し、jl’J処ρ’41+4+ l
r;tとして第13図ta)おるいは第14図ta)の
ものt使用する揚@L1 とし、第13図(b)、第14図1 (b)のものを使
用する場合は、虚数部が不慣性反転し又いるのでとする
一す゛ブフィルタ16−1〜16−にと遅延回路15−
1〜15−にとは第10図で説明した通りであり、各サ
ブフィルタと遅延回路の直列回路を複素乗r−2出力が
通ると、 Z−’H,IV、(ZL)Re(ω’7 ) 一式(2
8)%式%) の如くp波され且つ達延される。
1)/A変換器20には0− L −1の全ての1につ
いて式<2s>aj倍信号加ηされて入力される。
この合成入力tよ式(18)あるいは式(20)に相当
する。従って、これがD/A亥換されてなる信号は第9
図(aJに示す同波数スペクトルを持9ため、fo〜2
にΔfnだけアナログ41.城P 111L器21で抽
出することにより、第9図(C)の周波数スペクトルと
なる。これにより、BPSK、QPSK、OCλPSK
いずれにおい王も複数PSKS全波時に一括して得る仁
とができる。
仁こで第11図の実#Iトリについて付Fブると、FF
T回路18に入力する谷インパルス系列2’6〜*+c
−1の位相(タイミング)がFFT回路18以降の位相
(タイミング)に全く一致している場合は問題ないが、
もし若干外なることがちる場合は、FFT回路18の前
段において小容量の工2ステックストアを用いて位相合
せする心安がある。また、前出の式(2)に関し1説す
1]シたように、本発明の変国器へ人力するN It 
Z波形などのデータ系列のシンホルレートeよ、動作レ
−) fsの祭数M分の1 (’/M )となることが
必要である。この争件tよシンボルレートヶBとした場
合、次式(29)で与えられる。
次に、伏敞P S K波の一ト限周波数九とシンボルレ
ートBfL−特定した具体?Uにつぃt説明する。
とじだ具体例を考え1みる。
この場合、fo””0であるから前人(15)よりN−
(」 ・・・式にH) となる。Nが(f’i ?;又であるから前人(17)
よりL = K ・・・ 式 (32) %式% 一方B=Δ/n /2であるから、」一式(29)より
M=8K ・・・式(33) そこて今、QPSK’f対象としてこれらの式(31)
式(32)及び式(33)t−用いれば、前人(20)
杖と書き換えられる。従って、式(30)で教わされる
通常の信性のもとでは、第11図の回路は第15図のよ
うになり、FFTl路18路次8減少と共に複素乗n−
器19、サブフィルタ16及び遅91ζ回路15の個数
が減少し、構成が簡単化する。
なお、以上、の説明では、複P、P S K波の周波数
スペクトルが第8図あるいは第9図(C)に示フー如く
低域に集中している場合に一つい1述べた。
しかし、D/A(ディジタル・アナログ)鎚換器20か
ら出力される信号の周波数スペクトルはM16図(a)
のようにサンプリング周波数fS毎に同じ情報を繰り返
す携造となっているので、最終段のアナログ帯域f波器
21の抽出帯域を高域に設定することによって、周、波
数移8iIJなしに高域に集中した複数PSK波を直接
得ることができる。例えば、アナログ帯域f波器21の
抽出帯域をffi 16 V(bJのようにfs+fo
−fs+fo+2にΔf0に設定すれば、その周波数庖
囲に位にする複数P S 、[(波を第16図(C)の
ように得ることができる。
また以上の説明では、谷Ij S K波の崖1ヌγ皮が
第8図、第9図ttaの如く規則正しく配置され1いる
ものとした。しかし、途中に熾込i皮がなかったり、同
級する搬送波間15が不jOaいであったりして搬送波
が規則正しく配置されていない場合でも、全くランタン
・でない限り規則正しく配置されるように仮想的なPS
K波金心金想定変調器を4゛1り成し、仮想的PSK波
は空P S T<波として対応する前処理回路にをよデ
ータ系列を入力しなければ良い。
以上説明したように、本発明ではシンボルレートが互い
に等しい入力データ系列f: P S K変調して周波
5数分割的にP S K波を多恵丈る場合、これらPS
K波のシンボルレートと帯域との間に一定の関係が成立
するど藤tよ、複数[’SK波の変調を共通の回路で同
時に一括処理することができる。従って、本発明り従来
の如く複数PSK波の個々に対しt変Wり器を用意する
必峨がなく、1つのRR+4回路によって全−Cv人カ
デ・−夕系列に対し波調が達成でき、変調器が小形化ラ
ーる。
【図面の簡単な説明】
第1し4〜第7図tよ従来技術に係り、第1図。 第3図、第5Nはそれぞれアナログ1d号処理による1
3 P S K用、QPSK用、(JQPSK用の各ダ
11器の構成図、第2図、第4図、第6図はそれぞれデ
ィジタル信号処理によるBPSK用、QPSK用、0Q
PSK用の各変調器の構成図、第7内は複数PSK波を
得るための構成図である〇第8図〜第16図は本発BA
に係り、第8図は複数PSK波の周波数スペクトル]閃
、第9図(R)。 (b) 、 (cJはディジタル16号処理によって机
故PSK波を得るための処理を周波数スペクトルで示す
説明図、第1O図はサブフィルタによる送信4j?域P
波器の構成図、il1図は本発明の変調器の構成図、第
12図は13 P S K用前処理回路の構成図、第1
3図(a) 、 (bJはそれぞれQ P S K用前
処理回路の構成図、第14図ta+ 、 (b)はそれ
ぞれ0QPSK用前処理回前処理成図、第15図は特定
条件下における本発明のt> iM器の一具体例の構成
図、第16図(al 、 0)) 、 (cJ f、t
、高域のriv a rsx<v全直接得るだめの方法
を周波数スペクトルを用いて示した図である。 図 面 中、 4μインパルス化回路、 9は分離回路、 15−1〜15−LはディジタルD延回路、16−1〜
16−L tよディジタル・サブフィルタ、17−1〜
17−Ktま前処理回路、 18はFFTl路、 19−1〜19−L轢ディジタル複素5m算器、20は
I)/A変換器、 21はアナログ帯域P波器、 22は極性反転回路である。 特許 出 願人 国際電信電話株式会社代理人 弁理士
 光石士部(他1名)

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. (1) シンボルレートが互いに等しい複数の入力デー
    タ系列を、周波数軸上で一定の間隔で配置される各々異
    なった搬送周波数で位相偏移変調し″″CC合成変調器
    におい1、各入力データ系列をシンボルレート間隔で標
    本化してインパルス系列に変換する前処理回路と、名イ
    ンパルス系列を人力する高速フーリエ変換手段と、高速
    フーリエ変換手段の各出力信号に複累乗:Jv、を施し
    て実数部を出力する複素乗算手段と、複素乗算手段毎に
    その出力を直列に通すサブフィルタ及び遅延手段と、各
    サメフィルタ及び遅延手段の合成量力から複数の位相偏
    移&調波t−アナログ信号としてとり出すアナログ化手
    段と金備えることt特徴とする複数の位相間移変調波を
    同時に一括し1得る変調器。 (21上記アナログ化手段がディジタル/アナログ変換
    手段とアナログf波器とからなることを特徴とする特許
    請求の範囲第1項記載の変h1器。 (31上記アナログ化手段がディジクル/アナログ変換
    手段とその出力から複数の位相偏移変調波の高域イメー
    ジを抽出するアナログフィルタであることを特徴とする
    特許請求の範囲第1項記載の変調器。
JP10792483A 1983-06-17 1983-06-17 複数の位相偏移変調波を同時に一括して得る変調器 Pending JPS601943A (ja)

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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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