JPS601943A

JPS601943A - 複数の位相偏移変調波を同時に一括して得る変調器

Info

Publication number: JPS601943A
Application number: JP10792483A
Authority: JP
Inventors: Fumio Takahata; 高畑　文雄
Original assignee: Kokusai Denshin Denwa KK
Current assignee: KDDI Corp
Priority date: 1983-06-17
Filing date: 1983-06-17
Publication date: 1985-01-08

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、複数の位相偏移変調（ＰＳＫ　：　Ｐｈａｓ
ｅＳｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）波を同時に一括して生成
し得る新規な変調器に関する。本発明の変調器は１つの
ハードウェアを用いるだけで複数のＰＳＫ波を一括して
周波数分割多重することができ、通信衛星搭載用など、
シンボルレートが同一で且つタイミングが同期し１いる
複数の入力データ系列をＰＳＫ変調する変調器として有
用である。

従来のＰＳＫ変調器は、送信帯域を１波し且つ符号量干
渉を除去する送信１１波器と、入力データ系列に搬送波
を乗積する乗積変調器とからなる。入力データ系列は通
常、ＮＲＺの矩形波形である。

現在、ＰＳＫ波の変調は一波４Ｕに別々に行われている
。従って、複数のｐ　ｓ　ｉ＜波を周波数軸上で多重す
るには、異なる搬送波を有するＰＳＫ変調器を多数用意
し、開度Ｍ”ｌ器の出力を合成しなければならない。こ
のことは、ＰＳｌ（波の周波数分割多重には多数のハー
ドウェア（変調器）が必要であることを意味し、特に、
通信設備が大形で重くなるから通信衛星への搭載にとっ
て極めて不都合である。

本発明の説明に先立ち、第１図〜第６図により、従来の
各種ＰＳＫ変洒器と説明する。

第１図祇１アナログ信号処理ｔこよる２相ＰＳＫ（ＢＰ
ＳＫ）用変調器の構成を示す。このアナログ式Ｉ３　Ｐ
　Ｓ　Ｋ変調器は、送信帯域の１波と波形整形とを実行
するアナログ送イコｆ波ｔｙ　１と、Ｃ０３（２πｆＢ
ｉ）の搬送波を出力するアナログ発振器２と、アナログ
乗積変調器３とからなり、１ａは入力ＮＩＬＺ波形の入
力端、３ａは搬送波の入力端、３ｂはＢ　Ｐ　Ｓ　Ｋ波
の出力端である。ここで、ＢＰＳＫ波に割り当てられた
搬送波周波数をＪＲ１人力人力ｎ、　Ｚを２Ｂμ；、送（１１波・器１のインノくルス応答をＪｙｓ（力、出
力Ｂ　Ｐ　Ｓ　Ｋ波の波形をｙｎ（ｉｌと【７、余弦波
の搬送波を変調するとした場合、ＢＰＳＫ波形は２Ｂ（、ｔｌ−５０５（２πＪＲｉ）１４’ｎ　（）ｔ
−ｒ　）ｚｎ（τに１τ−Ｈ＆；（１＋となる。

第２図はディジタル信号処理によるＢＰＳＫ用変調器の
構成を示す。、このディジタル式ＢＰＳＫ変鳩器は、入
力データ系列をシンボルレート間隔で標本化するインパ
ルス化回路４と、ディジタル透化帯域ｆ波器５と、ディ
ジタル・Ｊし乗積変調器６と、Ｃ０３（２π侭、−Ｌ）
なるディジタル頭送波の発振器７−と、デイジタルパア
ナログ（１）／Ａ　）変換器８とからなり、４ａは人力
Ｎ　ＲＺ波形の入力端、６ａは搬送波の入力端、８ａは
ＢＰＳＫ波の出力端でちる。ディジタル（８号処理の場
合、波形整形の機能は、入力ＮＲＺ波形をビット周期の
中間で標本化し、インパルス化することによって達成で
きるので、インパルス化回路４が必少となる。その代り
、ｅ波器５どしては波形整形機能を必要どしない。

ここで、送信帯域ｆＪ波器５以降の動作レートをｆｇ、
％１ｙイ〉パルス１；艷珪ン１即タビ−トレードを梵Σ
し、送信帯域ｅ波器５のＺ変換をＨＢ（Ｚ）、インパル
ス化回路４の出力の２変換ｔＸｎ（ＺＭ）、とした場合
、乗積変調器６の出力・のＺ変換器（Ｚ）は、但し、ｉ−ｏ　、　１．２　、３　、・・・である。

で与えられる。

第３図はアナログイバ号処理による４相Ｐ　Ｓ　Ｋ（Ｑ
ＰＳＩ（）用架ｔｔ器の構成を示す。このアナログ式Ｑ
ＰＳＫ変れｌ・コ器は、分６１ト回路９と、各２つのア
ナログ送信ｔ１波器１及びアナログ乗積変調器３と、Ｌ
：０’ｌ（２πｆＱ差）のアナログ怖振器２と、アナロ
グ９０°移相器１０と、アナログ合成器１１とからなり
、９３は入力ＮＩＩＺ波形の入力端、３ａは搬送波の入
力端、ｌｌａはＱ　Ｐ　Ｓ　Ｋ波の出力端である。分離
回路９は入力Ｎ）（、Ｚ波形をＰチーＶネルとＱチャネ
ルに分１１ｉｆ！するものであり、９（１’移相器１０
は２つの搬送波の位相ｔ　尾いに９０゜異ならせるもの
であり、Ｐチャネルの乗積変調器に余弦波の搬送波Ｃ０
３（２πｆＱｉ　）を与えるとすれば、Ｑチャネルの乗
積変調器には正弦波の搬送波５ｉｎ（２πｆＱ差）が与
えられる。

ここで、人力ＮＲＺ波形から分ドされたＰチャネルの波
形をχ、（ｉ）、Ｑチャネルの波形を４（ス）、搬送波周波数をｆｑｌ送信ｔｊ波器１のインパルス応答’Ｋ　Ｊｑ（’）、と
した場合、出力ＱＰＳＫ波の？皮形７’Ｑｆ力はｙ、ｑ
（ｔ、１＝＝ＣＯ３（２πｆＱｉ）ム１．ｑ（差−τ）
ｙｑ（τ）ｄτ＋ｓｉｎ　（２πｆｑｉ）／：’ｑ（ｉ
−ｒ）”ｑ（ｒ）ｄｒ　・＝式（３）第４図はディジタ
ル信号処理によるＱＩ’　ＳＫ用変ｎ１１器の構成を示
す。このディジタル式ＱＰＳＫ変Ｒ’ｉ　ｇ＝　６１第
２図に示したディジタル弐ＢＰＳＫ変調器の考えを拡張
したものであり、’Ｐ／Ｑチャネ、’ｔ＝　ｏ　分１４
回路９と、各２つのインパルス化ｌｑ路４及びディジタ
ル送信帯域Ｐ波器５及びディジタル乗積変調器６と、デ
ィ外タル発振器７と、ディジタル９０’移相器１２と、
ディジタル加算器１３と、Ｄ／Ａ変換器８とがうなる。

９ａは入力ＮＲＺ波形の入力端、６ａｉｊ搬送波の入力
端、８ａは出方。ＰＳＫ波の入力端である。

ここで、送信帯域Ｐ波器５のＺ要換をＨＱ（Ｚ）、Ｐチ
ャネルのインパルス化回路の出方のＺ変換を＜　（ＺＭ
）、Ｑチャネルのインパルス化回路の出方の２変換をＸ：（
ＺＭ）、とした用台、加算器１′３の出力のＺ変換ＹＱ（Ｚ）は
、但し、Ｌ＝ｏ、１，２，３．・・・である〇となる。

最後に、アナログ信号処理によるオフセット４　相Ｐ　
Ｓ　Ｋ　（ＯＱＩ’ＳＫ　）用ｆｊ”−ＲＱ　器ノ構成
’ｆｆ１ｍ５１Ｍ＋に示し、ディジタル信号処理による
０ＱＰＳＫ用変調器の朴１・成を第６図に示す。いずれ
の変調器の場合も、Ｐチャネルに対し。チャネルの入力
ＮＲＺ波形を半シンボル長だけオフセットさせるアナロ
グ遅延回路１４が追加される点を除き、第３丙、第４囚
の各ＱＰＳＫ用変調器と本質的に差ｆＩＥない。従って
最終的な変可波形も、式（３１１式（４）それぞれにお
いて、Ｐチャネルの入力波形２へ＊　ＸＱ（ＺＭ）と、Ｑチャ
ネルの入力波形ｚ２　、　ＸＱ（ＺＭ）とが半シンボル
だけオフセットされたものとして考えれ・ば両式（３）
　、　（４）と全く同一である。

なお、第１図へ第６因の説明において、送イｄｒ波器１
及び送信帯域Ｐ波器５のＩｒｆ性はシンボルｖ　−）　
ｉｃ　依存して決定される。従ってシンボルレートが等
しい場合μ、ＢＰＳＫ　、　Ｑｌ）ＳＫ　。

０ＱＰＳＫいずれの変調器にも同一の送信ｆ１波器１及
び送信帯域Ｐ波器５を使用することができる。但しシン
ボルレートｉｆ、ＤＩ’ｓＫの場合はピットレートに等
しく、ＱＰＳＫ及び０ＱＰＳＫの場合ＨＰチャネル又は
Ｑチャネルの伝送レートでありビットレートの半分に当
る。

以上説明した第１図〜第６図の各種変調器で得られるに
個のＰ　Ｓ　Ｋ波４！＝０〜に−１を周波数軸上で周波
数分割多重するには、第７図に示す如く各種の変調器２
３−１〜２３−にの出力波を合成器２４で合成すれば良
い。但し、各Ｐ　Ｓ　Ｋ波が周波数軸上で重嫂しないよ
うに、搬送波周波数を互いに違えておく必要がある。

従来に第７図に示すように、ＰＳＫ波の数にだけ変調器
を必要としていたのであるが、本発ＢＡＵ１つのハード
ウェアを用いるだけで複数のＰ　Ｓ　Ｋ波を同時に一括
して得ることができる変調器を提供することを目的とす
る。この目的を達成する本発明の構成は、シンボルレー
トが互いに等しい複数の入力データ系列を、周波数軸上
で一定の間隔で配置される各々異なった搬送周波数で位
相偏移変調して合成する変調器におい１、各入力データ
系列をシンボルレート１１４１１％で標本化し゛Ｃイン
パルス系列に変換する前処理回路と、各インパルス系列
を入力する高速フーリエ度お１手段と、高速フーリエ変
換手段の各出力信号に複累乗ｎ、を施して実数部を出力
する複累乗算手枚と、複素栄η手段毎にその出力を直列
に通すサブフィルタ及び遅延手段と、各サブフィルタ及
び遅延手段の合成出力から複数の位相偏移変調波をアナ
ログ信号としてとり出すアナログ化手段とを備えること
を特徴とする。

本願発明者の研究によると、下記（ａｌ〜（ｃｌの要件
を酒たせば複数のＰ　Ｓ　Ｋ波を一括して生成できるこ
とが’ｔ′１１つだ。

（噌　Ｂ、ＰＳＫ、ＱＰＳＫ、０ＱＰＳＫの棟部を問わ
ず任意の組合せ全対象とした複数のＩ）　Ｓ　Ｋ波をデ
ィジタル信号処理により一括しで変調する。

（ｂ）　Ｂｉ’ＳＫ、ＱＩ’Ｓ、ｉ（，０ＱＰＳＫのシ
ンポジレートはすべて等しく、タイミングが同期してい
る。

（Ｃ）　周波数軸上で配列される複数Ｐ　Ｓ　Ｋ波の搬
送波周波数は一定間隔を有した規則正しいものとする。

但し、変調に供されない空き周波数の存在は許される。

以上（ａＪ〜（Ｃ）の要件のうち、要件（ｂ）により第
２図、第４図、第６図のディジタル信号処理におけるデ
ィジタル送信帯域ｆ波器５として同じ特性のものを共用
することができる。また要件（ｃ）により、複数ＰＳＫ
波の周波数スペクトルを第８囚に示すように仮定できる
。即ち、ＰＳＫ波の波数をに１下限周波数をｆｏｓ各Ｐ　Ｓ　Ｋ波当りの帯域を２Δｆ０とすれば、Ａ番目のＰＳＫθにの搬送ｌ＆周波訣ｆ謹はｊ４＝ｆｏ　＋（２４＋１　）Δｆｏ　・・・式（５）
％式％）となる。この式（５）から高速フーリエ変換による一括
変調が示唆される。

ところで、本発明では後述する如く、ディジタル信号処
理によって複数ＰＳＫ波金一括して作り、Ｄ／Ａ変換し
たのち所要帯域（九〜ｆｏ＋２にΔｆｏ）をアナログ的
に抽出する。従って、Ｄ／Ａ変換後の信号の周波数スペ
クトルは第９図ｔａｌの形態でも良い。つまり、第９１
”８１（ａＪの信号であっても同図（ｂ）に示す特性を
持つアナログζ」波器によつ１ｒ波すれば、第９図（ｃ
）に示す周波数スペクトルが得られる。これは第８図に
一致する。第９図（ａｌから、一般にＤ／Ａ変換前の搬
送波同波数をｆｏ＋ｔ４Ａ＋ｉｔΔｆ、　・・・式（６
）と考えて良いことがわかる。但し、式（６）中の４Ｕ
ＰＳＫ波の番号とは必らずしも一致せず、４＝０はＰＳ
Ｋ波０、Ａ＝１はＰ　Ｓ　Ｋｉ皮２、・・・、ル＝に−
２はＰＳＫ波３、ル＝に−１はＰＳＫ波１という如＜、
’の前半は１１％数Ｐ　Ｓ　Ｋ波の番号順に、後半は奇
数Ｐ　Ｓ　Ｋ波の連番号ｊｌになる。

一方、ディジタル信号の段階で合成が行われ、その後Ｄ
／Ａ変換するので、折り返しが生じないようにする必要
がある。そこで、ディジタル送信帯域ｒ波器及びディジ
タル乗積変調器の動作レー）　ｆｓは、複数ＰＳＫ波の
最高周波数九十２にΔｆｅの２倍以上例〉σ’ｆｓ≦２
（ｆ１１＋２にΔｆ、　）に設定する必要がある。

以下、本発明を具体的に説明する。

まず、ディジタル信号処理におけるＰＳＫ波を記述した
前出の式（２）、式（４）を複数１）　Ｓ　Ｋ波に拡張
して本発明を数式的に説明する。なお、入力データ系列
はＮ　１．１．　Ｚ波形に限定さノ１．るものではない
。

（ＢＰＳＫの場付ン複数１）　Ｓ　Ｋ波のＺ変換ＹＢ（力は、ＹＢ（Ｚ）＝＜Ｌ＝ｏ、ｘ、２．・・・）となる。

（ＱＰＳＫの場合〉複数Ｐ、ＳＫ波のＺ変換ＹＱ（Ｚ）は、次式（８）で与
えられる。

ＹＱ（Ｚ）　＝（Ａ＝０．１．２．　・・・）＜０ＱＰＳＫの場合〉複数ＰＳＫ波のＺ変換Ｙ。（７，）はＹ、、（Ｚ）＝となる０　イ冒し、８二Ｏ，Ｌ２．−−−−７′°めろ
。

ここで、ディジタル送信帯域１ｊ１波器は複舷個の低速
動作のディジタル・サブフィルタに分解することができ
る仁とを考ｆｌＡシする。分解数をＬとした場合、動作
レー）　ｆｇの送信帯域ｆ３波器のＺ変換Ｈ（Ｚ）ｉＪ
、次式（ｌＯ）で与えられる。

とな９、動作レートが会のサブフィルタＨｊ　（ＺＬ）
をＬ個用いて送信帯域ｆ波器を桿ｉ成することができる
。第１Ｏ図に式（１０）を具体化した招成を示す。同図
中で、ディジタル遅延回ｑｘ５−１〜１５−Ｌは式（１
０）の第１項に相当し、ディジタル・サブフィルタ１６
−１〜１６−Ｌ株式（１ｏ）の第２項に相当する。但し
、か延時間０　、　Ｔｓ＋・・・、（Ｌ−１）Ｔｓにお
いて、Ｔｇ＝−’−である。

８次に、式（１０）を式（７）に代入しサブフィルタを考
慮してＢＰＳＫを考えると、次式（１２）が得られる。

ＹＢ（Ｚ）Ｌ　Ｌ＝０　、１　、２　、・・・）但し、式（１２）中のＲｅ［］はカッコ内の夷数部を示
す。　。

ここでＬの値が開角であり、今、任意の４に対してが成立するものと設定しでみる。更に、ｕ（１２）中に
おける各項の前後の入れ替えｔよ結果が変らない限り、
任意であるから、式（１２）は次式（１４）のようにな
る。

ＹＢ（Ｚ）上式（１３）からは一般にはｆｏ＋Δｆ０及びＬの関係
を直接的にやることができないが１．ｆｏ舎Δ／。

の整数倍、即ちｊ’Ｑ　＝ＮΔｊ’ｎ　・°・式（１５）とすることに
より、式（１３）はと書き換えられる。この式（１６）の栄件ｆｔ、Ｒ足す
るには、＜ｎ＝１．２．３・・・）となる。但し、Ｌの数ｅよ小さい方がハードウェア的に
有」りなので、Ｎが許成の場合１よＬ二２に＋Ｎ。

２に＋ＮＮが偶数の場合はｌＬ＝　２　、に設定すると良い。なお、ＸＢ、Ａ（Ｚ　）は実数でち
９且つ指峠乗Ｒ１結果の４４　Ｌ”＜　？’ｉμのケを
抽出することになるので、式（１４）の４）イ＾父↑〜
ｂの極性ｔよ負であり１も良い。

以上の考察より、式（１５）を用いると式（１４）は次
式（１８）のように書き換えられる。

次にＱＰＳＫについでザブフィルタを考慮して考える。

この坂゛１自の考え方１ｊＩ１３ＰｓＫの鴨合と全く同
様であるか、入力信号ＸＱ、、４（Ｚ’）については、
Ｐ　、　Ｑｆ）チャネルノ４Ｆａ　号ＸＣ（ＺＭ）　と
Ｘａ　（ＺＭ）　トｔＸＱ、４＜　ＺＭ）＝Ｘ：、、、
、＜ｚＭ）−Ｊ・Ｘ’４．．４＜Ｚ’）　−Ａ：ｎ　９
）の如く複素数化して考えれば良い。この式（１９）を
用いると、旧式（８）は、となる。もらろん、式（１９）の代りにＸＱ、Ａ（ＺＭ
）＝Ｘ’、４（ＺＭ）　＋　）Ｘａ、４（Ｚ’）　・＝
　＊’、　（２１）と置きζ式（２０）中の指数部の符
号を負にしても同様の結果が得られる。

次に０ＱＰＳＫについてザブフィルタを考慮して考える
。

この場合の変調出力Ｙｏ（Ｚ）は、式（１り）および式
（２０）において、ｘ：、４ｔｚ、Ｍ）Ｋ　Ｘ！：）、Ａ（ＺＭ）　ｋ、Ｘ
：　、４　（ＺＭ）に縄、、（ＺＭ）を、（ＺＭ）ＸＱ、Ａ　Ｋ：Ｘ。、Ａ（ＺＭ）　ｔそれぞれ置き換えるたけで得られる。

以上の数式的説明において、式（１８）と式（２０）を
比較すれば、入力ＮＲＺ波形などの入力データ系列に対
する信号分離（ＱＰＳＫ、０ＱＰＳＫ）や分離後の遅延
（ＯＱＰＳＩＯといった前処理を除き、ＢＰＳＫ、ＱＰ
ＳＫ及び０ＱＰＳＫといった変酒方式の違いによる実質
的な信号処理ノー・１程の差異は全くないことが明らか
である。即ち、先に述べた諸鉛往を満足するならば、前
処理を除きいずれの変調方式であっても、復数の１）　
Ｓ　Ｋ波を１つのハードウェアで同時に一括して得るこ
とができる。

第１１図に、前人（１８）あるいは前人（２０）に沿っ
て実現した本発明によるｉと数ＰＳＫ波の一括変調の一
実施例を示す。同図の変調器は、Ｋ１１１Ｍの前処理回
路１７−１〜１７−にと、１個のＬ（＝２に＋Ｎまたは
Ｌ（１盈）次のＦＦＴＣ高速フーリエ変換）回路１８と
、Ｌ個のディジタル複素乗η−器１９−１〜１９−Ｌと
、ディジタル送イ４帯域δゴ波器ｆ、栴成する各り個の
ディジタル・サブフィルタ１６−１〜１６−Ｌ及びディ
ジタル達延回路１５−１〜１５Ｌと、１個のＤ／ＡＸ換
器２０と、ｆｏから九十２にΔｆｏを通過帯域とする１
個のアナログ帯域ｒ波器２１とからなる。同図中で、実
線は実数部の信号線を示し、破線はｐｌ、数部の４’Ｓ
号線を示す。各前処理回路へ入力Ｔｂｆ　−ｐ　系列ｏ
　〜Ｋ　−１ｒｊ、ＢＰｓＫ、ＱＩ’ＳＫ。

０ＱＰＳＫのいずれのものでも良いが、人力データ系列
の種類によって個々の回路構成が異なる。

前処理回路１７−１〜１７−には式（１８）や式（２０
）Ｋ　オＩｔ’Ｔ　ルイ７　ハルス系列Ｘ、４（ＺＭ）
　、Ｘｑ、４（ＺＭ）　。

ｘ、Ａｔｚｊ）ｅ出力する回路である。ＢＰＳＫに対す
る前処理回路は第１２因に示す如く、実数部だけを対象
とするから、１個のインノ（ルス化回路４からなる。虚
数部の信号はないので熱入力である。ＱＰＳＫに対する
前処理回路は第１３１ｇｔ１１）。

（１））に示すように２稍類ある。第１３図（−の例Ｌ
Ｘ、（Ｚ’）＝Ｘ：（ＺＭ）　＋７Ｘ３（Ｚ’）＋７）
形テ４７　／＜　ルスＭ列を出力するものであり、入力
ＮＲＺ波形に対する分離回路９と、分離された各信号に
対する２つのインパルス化回路４とからなる。第１３Ｉ
ｇｌ（ｂ）（７）例ｔｊ：　Ｘ、（Ｚ’）＝ＸＳ（Ｚ″
）−，４Ｘ３（Ｚ’）　（１）形ｔ　トルものであり、
第１３１ン１（ａ）に対し例えばｌす斂側ラインに極性
反転回路２２が入っている点だけが異なる。０ＱＰＳＫ
に対する前処理回路も第１４図（ａＪ　、　ｔｂ＋に示
すように２種鼻１ある。第１４　Ｄ＜１（ａ）の例はＸ
。（Ｚ“）＝Ｘに（Ｚ町＋、ｒｘ：　（ＺＭ）の形でイ
ンパルス系列を出力′Ｔゐものであり、第１３１２１（
３）に対して例えば虚数側ラインに遅延１」路１４欠入
れてオフセットを補償した点だけが異なる。第１４ｍｔ
ｂ）ノｖｕｔ　ｘ。ｔｚ、Ｍ＞＝ｘ、ｔｚＭ＞−１ｘ’
４＜ｚ、”＞　ノ形＋　ト；ｂものであり、第１４図（
８月心対し、例えば虚数（ＩＩＩラインに極性反転回路
２２が入っている点だけが異なる。

ＦＦＴｎ路１８は式（１８）あるいは式（２０）に基づ
き（）−＝０．１．２　・・・Ｌ−１）なるフーリエ変換をする演算手数である。前処理回路の
出力をχ４（Ａ　＝　０〜に−１＞とすれば、（Ｊ−＝
０〜Ｌ−１）となる。但し、前処理回路が第１３閉１（ＦＩＪ、第１
４図（ａ）である場合はとし、第１３図（ｂ）、第１４図（ｂ）に示す前処理回
路を用いる場合はｔの虚数部が極性反転しているので、とする。

複素乗算器１９−１〜１９−には式（１８）あるいは式
（２０）に基づき、（）＝０〜Ｌ−１）なる実数都抽出の演３−を行う。（・１一つて各複素乗
ｎ器にはシＬ（本市１ｃ　ｒＪ５、なる値がＲＯＭ（図示省略）から入力され、０５より米
４Ｉが行われる。但し、ｊｌ’Ｊ処ρ’４１＋４＋　ｌ
ｒ；ｔとして第１３図ｔａ）おるいは第１４図ｔａ）の
ものｔ使用する揚＠Ｌ１とし、第１３図（ｂ）、第１４図１　（ｂ）のものを使
用する場合は、虚数部が不慣性反転し又いるのでとする
。

一す゛ブフィルタ１６−１〜１６−にと遅延回路１５−
１〜１５−にとは第１０図で説明した通りであり、各サ
ブフィルタと遅延回路の直列回路を複素乗ｒ−２出力が
通ると、Ｚ−’Ｈ，ＩＶ、（ＺＬ）Ｒｅ（ω’７　）　一式（２
８）％式％）の如くｐ波され且つ達延される。

１）／Ａ変換器２０には０−　Ｌ　−１の全ての１につ
いて式＜２ｓ＞ａｊ倍信号加ηされて入力される。

この合成入力ｔよ式（１８）あるいは式（２０）に相当
する。従って、これがＤ／Ａ亥換されてなる信号は第９
図（ａＪに示す同波数スペクトルを持９ため、ｆｏ〜２
にΔｆｎだけアナログ４１．城Ｐ　１１１Ｌ器２１で抽
出することにより、第９図（Ｃ）の周波数スペクトルと
なる。これにより、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＯＣλＰＳＫ
いずれにおい王も複数ＰＳＫＳ全波時に一括して得る仁
とができる。

仁こで第１１図の実＃Ｉトリについて付Ｆブると、ＦＦ
Ｔ回路１８に入力する谷インパルス系列２’６〜＊＋ｃ
−１の位相（タイミング）がＦＦＴ回路１８以降の位相
（タイミング）に全く一致している場合は問題ないが、
もし若干外なることがちる場合は、ＦＦＴ回路１８の前
段において小容量の工２ステックストアを用いて位相合
せする心安がある。また、前出の式（２）に関し１説す
１］シたように、本発明の変国器へ人力するＮ　Ｉｔ　
Ｚ波形などのデータ系列のシンホルレートｅよ、動作レ
−）　ｆｓの祭数Ｍ分の１　（’／Ｍ　）となることが
必要である。この争件ｔよシンボルレートヶＢとした場
合、次式（２９）で与えられる。

次に、伏敞Ｐ　Ｓ　Ｋ波の一ト限周波数九とシンボルレ
ートＢｆＬ−特定した具体？Ｕにつぃｔ説明する。

とじだ具体例を考え１みる。

この場合、ｆｏ””０であるから前人（１５）よりＮ−
（」　・・・式にＨ）となる。Ｎが（ｆ’ｉ　？；又であるから前人（１７）
よりＬ　＝　Ｋ　・・・　式　（３２）％式％一方Ｂ＝Δ／ｎ　／２であるから、」一式（２９）より
Ｍ＝８Ｋ　・・・式（３３）そこて今、ＱＰＳＫ’ｆ対象としてこれらの式（３１）
。

式（３２）及び式（３３）ｔ−用いれば、前人（２０）
杖と書き換えられる。従って、式（３０）で教わされる
通常の信性のもとでは、第１１図の回路は第１５図のよ
うになり、ＦＦＴｌ路１８路次８減少と共に複素乗ｎ−
器１９、サブフィルタ１６及び遅９１ζ回路１５の個数
が減少し、構成が簡単化する。

なお、以上、の説明では、複Ｐ、Ｐ　Ｓ　Ｋ波の周波数
スペクトルが第８図あるいは第９図（Ｃ）に示フー如く
低域に集中している場合に一つい１述べた。

しかし、Ｄ／Ａ（ディジタル・アナログ）鎚換器２０か
ら出力される信号の周波数スペクトルはＭ１６図（ａ）
のようにサンプリング周波数ｆＳ毎に同じ情報を繰り返
す携造となっているので、最終段のアナログ帯域ｆ波器
２１の抽出帯域を高域に設定することによって、周、波
数移８ｉＩＪなしに高域に集中した複数ＰＳＫ波を直接
得ることができる。例えば、アナログ帯域ｆ波器２１の
抽出帯域をｆｆｉ　１６　Ｖ（ｂＪのようにｆｓ＋ｆｏ
−ｆｓ＋ｆｏ＋２にΔｆ０に設定すれば、その周波数庖
囲に位にする複数Ｐ　Ｓ　、［（波を第１６図（Ｃ）の
ように得ることができる。

また以上の説明では、谷Ｉｊ　Ｓ　Ｋ波の崖１ヌγ皮が
第８図、第９図ｔｔａの如く規則正しく配置され１いる
ものとした。しかし、途中に熾込ｉ皮がなかったり、同
級する搬送波間１５が不ｊＯａいであったりして搬送波
が規則正しく配置されていない場合でも、全くランタン
・でない限り規則正しく配置されるように仮想的なＰＳ
Ｋ波金心金想定変調器を４゛１り成し、仮想的ＰＳＫ波
は空Ｐ　Ｓ　Ｔ＜波として対応する前処理回路にをよデ
ータ系列を入力しなければ良い。

以上説明したように、本発明ではシンボルレートが互い
に等しい入力データ系列ｆ：　Ｐ　Ｓ　Ｋ変調して周波
５数分割的にＰ　Ｓ　Ｋ波を多恵丈る場合、これらＰＳ
Ｋ波のシンボルレートと帯域との間に一定の関係が成立
するど藤ｔよ、複数［’ＳＫ波の変調を共通の回路で同
時に一括処理することができる。従って、本発明り従来
の如く複数ＰＳＫ波の個々に対しｔ変Ｗり器を用意する
必峨がなく、１つのＲＲ＋４回路によって全−Ｃｖ人カ
デ・−夕系列に対し波調が達成でき、変調器が小形化ラ
ーる。

【図面の簡単な説明】

第１し４〜第７図ｔよ従来技術に係り、第１図。第３図、第５Ｎはそれぞれアナログ１ｄ号処理による１
３　Ｐ　Ｓ　Ｋ用、ＱＰＳＫ用、（ＪＱＰＳＫ用の各ダ
１１器の構成図、第２図、第４図、第６図はそれぞれデ
ィジタル信号処理によるＢＰＳＫ用、ＱＰＳＫ用、０Ｑ
ＰＳＫ用の各変調器の構成図、第７内は複数ＰＳＫ波を
得るための構成図である〇第８図〜第１６図は本発ＢＡ
に係り、第８図は複数ＰＳＫ波の周波数スペクトル］閃
、第９図（Ｒ）。（ｂ）　、　（ｃＪはディジタル１６号処理によって机
故ＰＳＫ波を得るための処理を周波数スペクトルで示す
説明図、第１Ｏ図はサブフィルタによる送信４ｊ？域Ｐ
波器の構成図、ｉｌ１図は本発明の変調器の構成図、第
１２図は１３　Ｐ　Ｓ　Ｋ用前処理回路の構成図、第１
３図（ａ）　、　（ｂＪはそれぞれＱ　Ｐ　Ｓ　Ｋ用前
処理回路の構成図、第１４図ｔａ＋　、　（ｂ）はそれ
ぞれ０ＱＰＳＫ用前処理回前処理成図、第１５図は特定
条件下における本発明のｔ＞　ｉＭ器の一具体例の構成
図、第１６図（ａｌ　、　０））　、　（ｃＪ　ｆ、ｔ
、高域のｒｉｖ　ａ　ｒｓｘ＜ｖ全直接得るだめの方法
を周波数スペクトルを用いて示した図である。図　面　中、４μインパルス化回路、９は分離回路、１５−１〜１５−ＬはディジタルＤ延回路、１６−１〜
１６−Ｌ　ｔよディジタル・サブフィルタ、１７−１〜
１７−Ｋｔま前処理回路、１８はＦＦＴｌ路、１９−１〜１９−Ｌ轢ディジタル複素５ｍ算器、２０は
Ｉ）／Ａ変換器、２１はアナログ帯域Ｐ波器、２２は極性反転回路である。特許　出　願人　国際電信電話株式会社代理人　弁理士
　光石士部（他１名）

Claims

【特許請求の範囲】

（１）　シンボルレートが互いに等しい複数の入力デー
タ系列を、周波数軸上で一定の間隔で配置される各々異
なった搬送周波数で位相偏移変調し″″ＣＣ合成変調器
におい１、各入力データ系列をシンボルレート間隔で標
本化してインパルス系列に変換する前処理回路と、名イ
ンパルス系列を人力する高速フーリエ変換手段と、高速
フーリエ変換手段の各出力信号に複累乗：Ｊｖ、を施し
て実数部を出力する複素乗算手段と、複素乗算手段毎に
その出力を直列に通すサブフィルタ及び遅延手段と、各
サメフィルタ及び遅延手段の合成量力から複数の位相偏
移＆調波ｔ−アナログ信号としてとり出すアナログ化手
段と金備えることｔ特徴とする複数の位相間移変調波を
同時に一括し１得る変調器。（２１上記アナログ化手段がディジタル／アナログ変換
手段とアナログｆ波器とからなることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の変ｈ１器。（３１上記アナログ化手段がディジクル／アナログ変換
手段とその出力から複数の位相偏移変調波の高域イメー
ジを抽出するアナログフィルタであることを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の変調器。