JPH0685535B2 - ４相位相変調符号化装置 - Google Patents
４相位相変調符号化装置Info
- Publication number
- JPH0685535B2 JPH0685535B2 JP60238605A JP23860585A JPH0685535B2 JP H0685535 B2 JPH0685535 B2 JP H0685535B2 JP 60238605 A JP60238605 A JP 60238605A JP 23860585 A JP23860585 A JP 23860585A JP H0685535 B2 JPH0685535 B2 JP H0685535B2
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- JP
- Japan
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- waveform
- phase
- phase modulation
- waveforms
- bits
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- Expired - Lifetime
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4906—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using binary codes
- H04L25/4908—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using binary codes using mBnB codes
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はベースバンドにおけるディジタル伝送，就中４
相位相変調に基づく変調回路と送信波形の作成装置に係
わる。
相位相変調に基づく変調回路と送信波形の作成装置に係
わる。
メタリック媒体によるベースバンドのディジタル伝送に
おいては，従来からバイフェーズ符号（ウオルシュ符号
などとも呼ばれる）のような位相変調と見做される符号
化が用いられている。そのような位相変調符号の一つに
４相位相変調（Quadriphase略してQPh）符号があり，こ
れは複素ウオルシュ（Complex Walsh）符号とも呼ばれ
ている。
おいては，従来からバイフェーズ符号（ウオルシュ符号
などとも呼ばれる）のような位相変調と見做される符号
化が用いられている。そのような位相変調符号の一つに
４相位相変調（Quadriphase略してQPh）符号があり，こ
れは複素ウオルシュ（Complex Walsh）符号とも呼ばれ
ている。
第２図は矩形波の４相位相変調波形を示す図であるが，
この波形を用いてQph符号の符号化則を次に説明する。
先ず送信すべき２進符号（０または１）はビットレート
2f0（bit/s）とし，この符号系列の２ビットずつ（00,0
1,10,11の組合せがある）を１つのシンボルとすれば，
このシンボルは４つの値をとり得る。４つの値の夫々に
第２図のようにＴ（＝1/f0,sec）内の波形を対応させ伝
送路に送出する。この場合波形は矩形状とし，また変調
速度はf0（band）である。
この波形を用いてQph符号の符号化則を次に説明する。
先ず送信すべき２進符号（０または１）はビットレート
2f0（bit/s）とし，この符号系列の２ビットずつ（00,0
1,10,11の組合せがある）を１つのシンボルとすれば，
このシンボルは４つの値をとり得る。４つの値の夫々に
第２図のようにＴ（＝1/f0,sec）内の波形を対応させ伝
送路に送出する。この場合波形は矩形状とし，また変調
速度はf0（band）である。
しかしながら上記のようなQPh符号では，矩形波を用い
ていることに起因して送信信号帯域が広くなり（電力ス
ペクトラムの理論値は後述する），漏話などによる他シ
ステムへの妨害が大きい。そこで従来は矩形状の出力波
形を次数の高い低域波器により帯域制限を行ってい
た。
ていることに起因して送信信号帯域が広くなり（電力ス
ペクトラムの理論値は後述する），漏話などによる他シ
ステムへの妨害が大きい。そこで従来は矩形状の出力波
形を次数の高い低域波器により帯域制限を行ってい
た。
しかしながらこのような次数の高い低域波器を用いる
ことは，回路が複雑となり好ましいものではなかった。
ことは，回路が複雑となり好ましいものではなかった。
発明は上記の欠点を解決するために，ディジタル処理に
より帯域制御を行うとするものである。
より帯域制御を行うとするものである。
本発明によれば、４相位相変調方式によるベースバンド
伝送において、単一の受信データ（２ビット）もしくは
相続く２つの並列データから長さT/2の16進（４ビッ
ト）で表した波形の番号を計算する波形番号発生手段
と、１シンボル区間を４分割した各小区間に対応する原
矩形波を、面積が変えないように正弦波に変えた時に位
相連続性が損なわれる場合は、第１にはシンボル区間内
で、第２には隣接するシンボルの間で、相隣る２つの正
弦波を、波形が連続で微係数が一致しまた直流分が一致
するような単一の波形に変えて形成した16個の波形（正
負を別に数えて）を、個別に対応する番号を付して記憶
して置き、前記計算された番号を入力するとこの番号に
対応する波形の値を出力する波形値出力手段とを備えた
ことを特徴とする４相位相変調符号化装置が得られる。
伝送において、単一の受信データ（２ビット）もしくは
相続く２つの並列データから長さT/2の16進（４ビッ
ト）で表した波形の番号を計算する波形番号発生手段
と、１シンボル区間を４分割した各小区間に対応する原
矩形波を、面積が変えないように正弦波に変えた時に位
相連続性が損なわれる場合は、第１にはシンボル区間内
で、第２には隣接するシンボルの間で、相隣る２つの正
弦波を、波形が連続で微係数が一致しまた直流分が一致
するような単一の波形に変えて形成した16個の波形（正
負を別に数えて）を、個別に対応する番号を付して記憶
して置き、前記計算された番号を入力するとこの番号に
対応する波形の値を出力する波形値出力手段とを備えた
ことを特徴とする４相位相変調符号化装置が得られる。
第１図は本発明の４相位相変調符号化方式に用いる波形
を示した図であるが（あとに詳しく説明する），このよ
うな波形を用いるに至る過程について説明する。
を示した図であるが（あとに詳しく説明する），このよ
うな波形を用いるに至る過程について説明する。
第２図は矩形波の４相位相変調波形を示す図であるが，
この第２図を用いて波形の夫々を時間軸上で４つに分割
し，各々の部分の矩形波を正弦波に変形することから始
める。この矩形波を正弦波に変えた波形を示す第３図を
参照すると，同図のように正弦波を用いても図中に〇印
を付した箇所で位相が不連続になる点が現われる。この
ような位相不連続は結果として信号の狭帯域化をはばむ
ものであるから，さらに波形の変形を要する。変形の方
法として第４図のように正弦波の「二つの山」と「一つ
の山」の波形に変える。この際零交叉点の傾斜を同じに
保ち，又直流平衡を保つために面積を同じにする。
この第２図を用いて波形の夫々を時間軸上で４つに分割
し，各々の部分の矩形波を正弦波に変形することから始
める。この矩形波を正弦波に変えた波形を示す第３図を
参照すると，同図のように正弦波を用いても図中に〇印
を付した箇所で位相が不連続になる点が現われる。この
ような位相不連続は結果として信号の狭帯域化をはばむ
ものであるから，さらに波形の変形を要する。変形の方
法として第４図のように正弦波の「二つの山」と「一つ
の山」の波形に変える。この際零交叉点の傾斜を同じに
保ち，又直流平衡を保つために面積を同じにする。
上記のような波形の例として，第５図に示すような，次
の式で表わされる４次式の波形を挙げることができる。
の式で表わされる４次式の波形を挙げることができる。
ここでもとの正弦波の式は である。
さてこのようにして第２図の矩形波を変形してもなお位
相の不連続性が生ずる。それは隣接する（つまり一つ前
又は一つ後の）シンボルとの間で起る。この様子を第６
図に示す。〇印の箇所で位相不連続となる例を示してい
る。一つのシンボルのとり得る波形は４種であるが，隣
接する二つのシンボルの組合せで16種の波形のうち位相
不連続となる組合せは８種であることがわかる。この８
種の位相不連続は，極性や時間軸上の向きなどを考慮し
てさらに３種類に分類することができる。これらを第７
図に示す。
相の不連続性が生ずる。それは隣接する（つまり一つ前
又は一つ後の）シンボルとの間で起る。この様子を第６
図に示す。〇印の箇所で位相不連続となる例を示してい
る。一つのシンボルのとり得る波形は４種であるが，隣
接する二つのシンボルの組合せで16種の波形のうち位相
不連続となる組合せは８種であることがわかる。この８
種の位相不連続は，極性や時間軸上の向きなどを考慮し
てさらに３種類に分類することができる。これらを第７
図に示す。
この第７図の（ａ）〜（ｃ）の波形をさらに変形するの
に次の条件を課す。すなわち同図において,|t|T/4の
範囲内で,t＝±T/4で波形が連続し且つ微係数が一致
し，且つ−T/4ｔT/4での面積を同一にする（直流平
衡のため）。これによって得られる変形は第７図に併せ
て描いてある。（ａ）の変形例としては前述の波形p
0（ｔ）に一致する４次式が挙げられる。又（ｂ）の４
次式による変形例は となる。さらに（ｃ）の４次式による変形例は となる。
に次の条件を課す。すなわち同図において,|t|T/4の
範囲内で,t＝±T/4で波形が連続し且つ微係数が一致
し，且つ−T/4ｔT/4での面積を同一にする（直流平
衡のため）。これによって得られる変形は第７図に併せ
て描いてある。（ａ）の変形例としては前述の波形p
0（ｔ）に一致する４次式が挙げられる。又（ｂ）の４
次式による変形例は となる。さらに（ｃ）の４次式による変形例は となる。
さてこのような波形を発生させるには，第8A図のように
Ｔ毎に与えられるシンボル（４相のうちの１相を表わ
す）列をT/2の長さの系列に変換する。白のままの部分
では波形は第１図の（ａ）に示す４つのうちの１つにな
るが，砂模様を施した部分では波形は第１図（ｂ）のう
ちの１つになる。ここで波形番号は相続く２ビットシン
ボルから得られる４ビットから成る16進数として決定で
きる。
Ｔ毎に与えられるシンボル（４相のうちの１相を表わ
す）列をT/2の長さの系列に変換する。白のままの部分
では波形は第１図の（ａ）に示す４つのうちの１つにな
るが，砂模様を施した部分では波形は第１図（ｂ）のう
ちの１つになる。ここで波形番号は相続く２ビットシン
ボルから得られる４ビットから成る16進数として決定で
きる。
第8B図は入力信号に対し波形がどの様に変形するかを、
これまでの説明をまとめて示した波形図である。この図
には各T/2区間で選ばれる波形番号の一例が示されてい
る。最上段は１シンボルごとの矩形の原波形を示すもの
で、各シンボルに00,01,11などの２ビットの符号が付け
られている。この波形を正弦波へ変換すると２列目に示
すように第３図の形の位相の不連続点が生じる。そこで
p0（ｔ）を使用して連続点を挟む２つの山を１つの山に
変えると、３列目に示すようにこの不連続は無くなるが
（第４図，第５図参照）、シンボルの境界線に不連続点
が残る（第６図）。更にp1（ｔ）,p2（ｔ）を使用する
と４列目に示すように不連続点は完全に無くなる。５列
目は上記のようにして得られた波形の番号を記したもの
である（第１図（ｂ））。最下段の列は境界部分におけ
る相続く２ビットシンボルから得られる４ビットからな
る16進数を示している。第９図は本発明の一実施例であ
る４相位相変調符号化装置の構成を示す図である。１は
４個のＤタイプフリップフロップ（F/F）から成る直並
列変換器であって，直列データである２ビットの２進入
力である直列データ11を,2ビットシンボルの並列データ
12に変換する。２は６個のＤタイプF/F,2個の排他的論
理和回路EX-OR,及びインバータINVから成る波形番号発
生器であって，相続く２つの並列データ12から長さT/2
の16進（４ビット）であらわした波形の番号13（前述）
を計算する。３は波形の値を格納したリードオンリメモ
リROMであり，波形番号13を受けるとこの番号に対応す
る波形の値14を出力する。４はディジタルアナログ（D-
A）変換器であり，入力したディジタル波形の値をアナ
ログ波形の出力15を発する。16と17は直並列変換器１及
び波形番号発生器２に用いられている多数のＤタイプF/
FのＣ端子に送られるクロックであって，クロック
（f0）16はボーレートの周波数のクロック，クロック
（2f0）17はボーレートの２倍の周波数のクロックであ
る。なおROMに記憶する波形の形は第１図の波形を多数
の点でサンプリングすることによって得られる。
これまでの説明をまとめて示した波形図である。この図
には各T/2区間で選ばれる波形番号の一例が示されてい
る。最上段は１シンボルごとの矩形の原波形を示すもの
で、各シンボルに00,01,11などの２ビットの符号が付け
られている。この波形を正弦波へ変換すると２列目に示
すように第３図の形の位相の不連続点が生じる。そこで
p0（ｔ）を使用して連続点を挟む２つの山を１つの山に
変えると、３列目に示すようにこの不連続は無くなるが
（第４図，第５図参照）、シンボルの境界線に不連続点
が残る（第６図）。更にp1（ｔ）,p2（ｔ）を使用する
と４列目に示すように不連続点は完全に無くなる。５列
目は上記のようにして得られた波形の番号を記したもの
である（第１図（ｂ））。最下段の列は境界部分におけ
る相続く２ビットシンボルから得られる４ビットからな
る16進数を示している。第９図は本発明の一実施例であ
る４相位相変調符号化装置の構成を示す図である。１は
４個のＤタイプフリップフロップ（F/F）から成る直並
列変換器であって，直列データである２ビットの２進入
力である直列データ11を,2ビットシンボルの並列データ
12に変換する。２は６個のＤタイプF/F,2個の排他的論
理和回路EX-OR,及びインバータINVから成る波形番号発
生器であって，相続く２つの並列データ12から長さT/2
の16進（４ビット）であらわした波形の番号13（前述）
を計算する。３は波形の値を格納したリードオンリメモ
リROMであり，波形番号13を受けるとこの番号に対応す
る波形の値14を出力する。４はディジタルアナログ（D-
A）変換器であり，入力したディジタル波形の値をアナ
ログ波形の出力15を発する。16と17は直並列変換器１及
び波形番号発生器２に用いられている多数のＤタイプF/
FのＣ端子に送られるクロックであって，クロック
（f0）16はボーレートの周波数のクロック，クロック
（2f0）17はボーレートの２倍の周波数のクロックであ
る。なおROMに記憶する波形の形は第１図の波形を多数
の点でサンプリングすることによって得られる。
第10図は第９図の装置の動作における各部の波形を示す
図であって，波形番号発生器２の出力である４ビットの
波形番号13において，＊印の区間では４種の波形が指定
され，＋印の区間では16種の波形が指定される。
図であって，波形番号発生器２の出力である４ビットの
波形番号13において，＊印の区間では４種の波形が指定
され，＋印の区間では16種の波形が指定される。
上記の装置において，位相変調された波形は位相連続で
且つ直流平衡しているから，直流近傍と高周波数域で電
力スペクトラムの抑圧が計れる。即ち送信々号は狭帯域
となる。
且つ直流平衡しているから，直流近傍と高周波数域で電
力スペクトラムの抑圧が計れる。即ち送信々号は狭帯域
となる。
第11図は上記の送信信号が狭帯域になることを示す図
で，前述のQph符号（または複素ウオルシュ符号）と本
発明により発生した符号の電力スペクトラムの理論値
（計算法については省略）を併せて描いたものである。
周波数2f0以上で，また特に4f0以上で，本発明の符号の
電力スペクトラムの値は著しい抑圧がとれている。
で，前述のQph符号（または複素ウオルシュ符号）と本
発明により発生した符号の電力スペクトラムの理論値
（計算法については省略）を併せて描いたものである。
周波数2f0以上で，また特に4f0以上で，本発明の符号の
電力スペクトラムの値は著しい抑圧がとれている。
上記の実施例では波形番号は16進数で表わしているが，
これを２進数で表わすと,B1（MSB）とB2はT/2前の並列
データを,B3とB4（LSB）は現在の並列データを示してい
るといえる。
これを２進数で表わすと,B1（MSB）とB2はT/2前の並列
データを,B3とB4（LSB）は現在の並列データを示してい
るといえる。
なお第１図に示す波形はこれに限られるものではなく，
他のいくつかの波形がとり得るものである。またこの波
形を出力させるための手段も第９図の直並列変換器１及
び波形番号発生器２に限られるものでないことはいうま
でもない。
他のいくつかの波形がとり得るものである。またこの波
形を出力させるための手段も第９図の直並列変換器１及
び波形番号発生器２に限られるものでないことはいうま
でもない。
本発明によれば送信側で帯域制限のための（次数の高
い）低域波器は事実上不必要で，ディジタル処理によ
って構成する場合回路の大幅な簡略化が計れるという利
点を有する。
い）低域波器は事実上不必要で，ディジタル処理によ
って構成する場合回路の大幅な簡略化が計れるという利
点を有する。
第１図は本発明の符号化装置の一実施例の波形を示す
図，第２図は矩形波の４相位相変調波形を示す図，第３
図は矩形波を正弦波に変えた同上波形を示す図，第４図
は正弦波をさらに変形した波形を示す図，第５図は波形
p0（ｔ）の定義を与える図，第６図はシンボル間の位相
不連続を示す一例を示す図，第７図はシンボル間の波形
の変形を示す図，第8A図は波形変形のためのシンボル列
の分解を示す図，第8B図は入力信号に対し波形がどの様
に変形するかを示す波形図、第９図は本発明の一実施例
である４相位相変調符号化装置の構成を示す図，第10図
は第９図の装置の動作における各部の波形を示す図，第
11図は電力スペクトラムを示す図である。 記号の説明:1は直並列変換器,2は波形番号発生器,3はRO
M,4はディジタルアナログ（D-A）変換器をそれぞれあら
わしている。
図，第２図は矩形波の４相位相変調波形を示す図，第３
図は矩形波を正弦波に変えた同上波形を示す図，第４図
は正弦波をさらに変形した波形を示す図，第５図は波形
p0（ｔ）の定義を与える図，第６図はシンボル間の位相
不連続を示す一例を示す図，第７図はシンボル間の波形
の変形を示す図，第8A図は波形変形のためのシンボル列
の分解を示す図，第8B図は入力信号に対し波形がどの様
に変形するかを示す波形図、第９図は本発明の一実施例
である４相位相変調符号化装置の構成を示す図，第10図
は第９図の装置の動作における各部の波形を示す図，第
11図は電力スペクトラムを示す図である。 記号の説明:1は直並列変換器,2は波形番号発生器,3はRO
M,4はディジタルアナログ（D-A）変換器をそれぞれあら
わしている。
Claims (1)
- 【請求項１】４相位相変調方式によるベースバンド伝送
において、 単一の受信データ（２ビット）もしくは相続く２つの並
列データから長さT/2の16進（４ビット）で表した波形
の番号を計算する波形番号発生手段と、 １シンボル区間を４分割した各小区間に対応する原矩形
波を、面積が変えないように正弦波に変えた時に位相連
続性が損なわれる場合は、第１にはシンボル区間内で、
第２には隣接するシンボルの間で、相隣る２つの正弦波
を、波形が連続で微係数が一致しまた直流分が一致する
ような単一の波形に変えて形成した16個の波形（正負を
別に数えて）を、個別に対応する番号を付して記憶して
置き、前記計算された番号を入力するとこの番号に対応
する波形の値を出力する波形値出力手段とを備えたこと
を特徴とする４相位相変調符号化装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60238605A JPH0685535B2 (ja) | 1985-10-26 | 1985-10-26 | ４相位相変調符号化装置 |
| DE8686114876T DE3687507T2 (de) | 1985-10-26 | 1986-10-27 | Vierphasiges phasenmodulationssystem. |
| AU64411/86A AU586771B2 (en) | 1985-10-26 | 1986-10-27 | Quadriphase phase modulation system |
| US06/923,470 US4786882A (en) | 1985-10-26 | 1986-10-27 | Quadriphase phase modulation system |
| EP86114876A EP0220705B1 (en) | 1985-10-26 | 1986-10-27 | Quadriphase phase modulation system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60238605A JPH0685535B2 (ja) | 1985-10-26 | 1985-10-26 | ４相位相変調符号化装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62100053A JPS62100053A (ja) | 1987-05-09 |
| JPH0685535B2 true JPH0685535B2 (ja) | 1994-10-26 |
Family
ID=17032663
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60238605A Expired - Lifetime JPH0685535B2 (ja) | 1985-10-26 | 1985-10-26 | ４相位相変調符号化装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4786882A (ja) |
| EP (1) | EP0220705B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0685535B2 (ja) |
| AU (1) | AU586771B2 (ja) |
| DE (1) | DE3687507T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013520094A (ja) * | 2010-02-10 | 2013-05-30 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線通信システムにおいて低複雑度伝送を送受信するための方法および装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008211766A (ja) * | 2007-02-02 | 2008-09-11 | Rohm Co Ltd | デジタル変調器、変調方法、これを利用したｆｍ送信機、ならびに電子機器 |
| FR2961988B1 (fr) * | 2010-06-25 | 2012-07-27 | Commissariat Energie Atomique | Procede de modulation de phase d'un signal de porteuse d'un emetteur vers un transpondeur sans contact et dispositif pour sa mise en oeuvre |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT984397B (it) * | 1973-03-02 | 1974-11-20 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | Codificatore non lineare multi livello per trasmissione di se gnali numerici |
| CA1130871A (en) * | 1979-05-10 | 1982-08-31 | Kamilo Feher | Non-linear digital filter |
| JPS59161157A (ja) * | 1983-03-04 | 1984-09-11 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | デジタル処理形位相変調回路 |
| FR2542535B1 (fr) * | 1983-03-11 | 1985-06-28 | Cit Alcatel | Procede de transmission synchrone de donnees et systeme pour sa mise en oeuvre |
| JPS60501533A (ja) * | 1983-06-08 | 1985-09-12 | アメリカン テレフオン アンド テレグラフ カムパニ− | 多機能デ−タ信号処理の方法と装置 |
| US4567602A (en) * | 1983-06-13 | 1986-01-28 | Canadian Patents And Development Limited | Correlated signal processor |
| US4644561A (en) * | 1985-03-20 | 1987-02-17 | International Mobile Machines Corp. | Modem for RF subscriber telephone system |
-
1985
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1986
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- 1986-10-27 AU AU64411/86A patent/AU586771B2/en not_active Ceased
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013520094A (ja) * | 2010-02-10 | 2013-05-30 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線通信システムにおいて低複雑度伝送を送受信するための方法および装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3687507T2 (de) | 1993-07-29 |
| EP0220705B1 (en) | 1993-01-13 |
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| DE3687507D1 (de) | 1993-02-25 |
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| AU6441186A (en) | 1987-04-30 |
| US4786882A (en) | 1988-11-22 |
| AU586771B2 (en) | 1989-07-20 |
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