JPH0137057B2 - - Google Patents
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- JPH0137057B2 JPH0137057B2 JP59080380A JP8038084A JPH0137057B2 JP H0137057 B2 JPH0137057 B2 JP H0137057B2 JP 59080380 A JP59080380 A JP 59080380A JP 8038084 A JP8038084 A JP 8038084A JP H0137057 B2 JPH0137057 B2 JP H0137057B2
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- quadrature amplitude
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 22
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 19
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 17
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 11
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 claims 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 4
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 230000010356 wave oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、
位相が90゜異なる２つの搬送波振動から形成し
た標本化パルス列が供給される、スペクトル成形
デイジタルフイルタを用いたデイジタル式直交振
幅変調法に関する。
た標本化パルス列が供給される、スペクトル成形
デイジタルフイルタを用いたデイジタル式直交振
幅変調法に関する。
デイジタル式直交振幅変調（QAM）方法は、
「NTG専門報告書（NTG−Fachberichte）」
（1980年）の第81頁〜第85頁から、その基本構成
が公知となつている。この文献においてはデイジ
タル方式のスペクトル成形低域フイルタの使用も
開示されており、このフイルタに続いてＤ／Ａ変
換が行なわれ、直交振幅変調はアナログ形式で行
なわれる。相応の構成が受信路においても当ては
まる。
「NTG専門報告書（NTG−Fachberichte）」
（1980年）の第81頁〜第85頁から、その基本構成
が公知となつている。この文献においてはデイジ
タル方式のスペクトル成形低域フイルタの使用も
開示されており、このフイルタに続いてＤ／Ａ変
換が行なわれ、直交振幅変調はアナログ形式で行
なわれる。相応の構成が受信路においても当ては
まる。
さらに考慮されていることは、通信技術上の一
連の問題点を解決するために、所謂ナイキスト条
件を満たす回路が必要であるということである。
この条件そのものは明らかにされており、所属の
回路は、例えば次の場合に必要とされる。即ちパ
ルスを符号間干渉なしに（即ちパルス間の漏話な
しに）伝送する時とか、ないしは映像周波数帯域
を変換する時である。その際周波数が零となり且
つ１つの残留側波帯がなお伝送されなければなら
ない。この課題の解決のために用いられる手段も
示されている。例えば雑誌「フレクヴエンツ
（Frequenz）」（1973年）第27号、第２項〜第６項
に、アナログ信号処理のための複数のナイキスト
−フイルタの合成方法が記載されている。この回
路の基本思想は、帰するところは所謂厳密な周波
数帯域幅を実現することにあり、そこでは所謂自
己相反関数特性を有するフイルタが用いられる。
他方情報伝送システムにおいて所謂デイジタル技
術も用いられ、従つてこの目的のために使用され
る手段、つまり「デイジタルフイルタ」という表
現が適用される回路装置ならびに回路網を構成す
るという問題も生じる。例えばこの種のデイジタ
ルフイルタの実現の可能性が、一般論として
Temes／Mitraの著者「モデルン・フイルタ・セ
オリ・アンド・デザイン（Modern Filter
Theory and Design）」John Wiley ＆ Sons
社版（1973年）の例えば第505頁〜557頁に記載さ
れている。このフイルタの属する領域は、所謂ウ
エーブデイジタルフイルタである。この種の回路
は、例えばドイツ連邦共和国特許第2027303号明
細書および雑誌「アー・エー・ウー（AEU¨）」第
25号（1971年）第79頁〜第89頁に記載されてい
る。ウエーブデイジタルフイルタは、アナログ方
式の基準フイルタをそのまま模倣してデイジタル
に構成することができるという利点を有する。
連の問題点を解決するために、所謂ナイキスト条
件を満たす回路が必要であるということである。
この条件そのものは明らかにされており、所属の
回路は、例えば次の場合に必要とされる。即ちパ
ルスを符号間干渉なしに（即ちパルス間の漏話な
しに）伝送する時とか、ないしは映像周波数帯域
を変換する時である。その際周波数が零となり且
つ１つの残留側波帯がなお伝送されなければなら
ない。この課題の解決のために用いられる手段も
示されている。例えば雑誌「フレクヴエンツ
（Frequenz）」（1973年）第27号、第２項〜第６項
に、アナログ信号処理のための複数のナイキスト
−フイルタの合成方法が記載されている。この回
路の基本思想は、帰するところは所謂厳密な周波
数帯域幅を実現することにあり、そこでは所謂自
己相反関数特性を有するフイルタが用いられる。
他方情報伝送システムにおいて所謂デイジタル技
術も用いられ、従つてこの目的のために使用され
る手段、つまり「デイジタルフイルタ」という表
現が適用される回路装置ならびに回路網を構成す
るという問題も生じる。例えばこの種のデイジタ
ルフイルタの実現の可能性が、一般論として
Temes／Mitraの著者「モデルン・フイルタ・セ
オリ・アンド・デザイン（Modern Filter
Theory and Design）」John Wiley ＆ Sons
社版（1973年）の例えば第505頁〜557頁に記載さ
れている。このフイルタの属する領域は、所謂ウ
エーブデイジタルフイルタである。この種の回路
は、例えばドイツ連邦共和国特許第2027303号明
細書および雑誌「アー・エー・ウー（AEU¨）」第
25号（1971年）第79頁〜第89頁に記載されてい
る。ウエーブデイジタルフイルタは、アナログ方
式の基準フイルタをそのまま模倣してデイジタル
に構成することができるという利点を有する。
既述のように、冒頭に引用した文献NTG−
Fachberichteの第81頁〜第88頁においては、直
交振幅変調はアナログ方式で行なわれる。
Fachberichteの第81頁〜第88頁においては、直
交振幅変調はアナログ方式で行なわれる。
発明の目的・効果
本発明の目的は、スペクトル成形デイジタルフ
イルタを用いて、他のすべての信号処理過程もデ
イジタル方式で行なえるような方法を提供するこ
とにある。
イルタを用いて、他のすべての信号処理過程もデ
イジタル方式で行なえるような方法を提供するこ
とにある。
冒頭に述べた形式の方法においてこの目的は本
発明によれば特許請求の範囲第１項記載の特徴を
有する構成により達成される。
発明によれば特許請求の範囲第１項記載の特徴を
有する構成により達成される。
実施例の説明
次に本発明の実施例につき図面に基づき詳細に
説明する。
説明する。
第１図の公知の直交振幅変調回路においてビツ
ト周波fBが直列／並列変換器１に加えられる。チ
ヤネルＩおよびＱが形成され、各チヤネル中に段
１〜Ｎが示されている。ＩチヤネルおよびＱチヤ
ネルにおいて、Ｄ／Ａ変換器２ないし２′が直
列／並列変換器に後続して接続されており、且つ
引続いて所謂シンボル周波fBが発生している。そ
の際fs＝fB／2Nの関係が成り立つ。ＩおよびＱチ
ヤネルにおいて2N段階の信号が生ずる。次に各
チヤネルに同じ構成のナイキスト−パルス整形回
路３ないし３′が設けられており、この回路は
F(〓)＝√の伝達関数を有している。次に更に
Sin ｘ／ｘの等化器４および４′が接続されており、 これによりＤ／Ａ変換器の遅延ひずみも補償する
ことができる。ナイキスト−パルス整形は、変調
器において、50％になるように行なわれる。Ｉチ
ヤネル中のこの変調器は５で示され、Ｑチヤネル
中の変調器は５′に示されており、これらの両チ
ヤネルの90゜位相シフトはcos ωT・ｔないしsin
ωT・ｔの乗算係数により行なわれる。即ち直交
変調器５および５′は乗算器である。後続の加算
器６においてチヤネルＩおよびＱが再び１つにま
とめられて、後続の１つの中間周波数帯域フイル
タ７に導びかれる。この中間周波数（ZF）帯域
フイルタ７は望ましくない変調歪を取り除く。
Ｄ／Ａ変換器２ないし２′は、分解能がＮビツト
とした場合、これよりも精度が著しく高くなけれ
ばならない。つまりＭ＝Ｎ＋（４…６）ビツトで
なければならない。その際変換速度はシンボルレ
イトfsに等しい。
ト周波fBが直列／並列変換器１に加えられる。チ
ヤネルＩおよびＱが形成され、各チヤネル中に段
１〜Ｎが示されている。ＩチヤネルおよびＱチヤ
ネルにおいて、Ｄ／Ａ変換器２ないし２′が直
列／並列変換器に後続して接続されており、且つ
引続いて所謂シンボル周波fBが発生している。そ
の際fs＝fB／2Nの関係が成り立つ。ＩおよびＱチ
ヤネルにおいて2N段階の信号が生ずる。次に各
チヤネルに同じ構成のナイキスト−パルス整形回
路３ないし３′が設けられており、この回路は
F(〓)＝√の伝達関数を有している。次に更に
Sin ｘ／ｘの等化器４および４′が接続されており、 これによりＤ／Ａ変換器の遅延ひずみも補償する
ことができる。ナイキスト−パルス整形は、変調
器において、50％になるように行なわれる。Ｉチ
ヤネル中のこの変調器は５で示され、Ｑチヤネル
中の変調器は５′に示されており、これらの両チ
ヤネルの90゜位相シフトはcos ωT・ｔないしsin
ωT・ｔの乗算係数により行なわれる。即ち直交
変調器５および５′は乗算器である。後続の加算
器６においてチヤネルＩおよびＱが再び１つにま
とめられて、後続の１つの中間周波数帯域フイル
タ７に導びかれる。この中間周波数（ZF）帯域
フイルタ７は望ましくない変調歪を取り除く。
Ｄ／Ａ変換器２ないし２′は、分解能がＮビツト
とした場合、これよりも精度が著しく高くなけれ
ばならない。つまりＭ＝Ｎ＋（４…６）ビツトで
なければならない。その際変換速度はシンボルレ
イトfsに等しい。
第１図の従来のパルス成形を行う直交変調器で
は、直交ビツト流が先ず直列／並列変換器１にお
いて２つの多段階のシンボル電流に変換され、次
にＤ／Ａ変換器２、２′でＤ／Ａ変換される。こ
のＤ／Ａ変換器の分解能は、例えば16レベル直交
変調（QAM）方式の場合、各直交チヤネルにお
いて２ビツトである。しかしこの変換器の精度は
分解能よりも著しく（約４…６ビツト、即ち16…
64倍）大きくなければならない。以下のことが一
般に当てはまる。
は、直交ビツト流が先ず直列／並列変換器１にお
いて２つの多段階のシンボル電流に変換され、次
にＤ／Ａ変換器２、２′でＤ／Ａ変換される。こ
のＤ／Ａ変換器の分解能は、例えば16レベル直交
変調（QAM）方式の場合、各直交チヤネルにお
いて２ビツトである。しかしこの変換器の精度は
分解能よりも著しく（約４…６ビツト、即ち16…
64倍）大きくなければならない。以下のことが一
般に当てはまる。
22NQAM方式では、両直交チヤネルＩ、Ｑに
2N段階の信号が生じ、Ｄ／Ａ変換器はＮビツト
の分解能となり、且つＭ＝（Ｎ＋（４…６））ビツ
トの精度となる。続いて送信側でのパルス成形が
行なわれる。この送信側パルス成形は、受信側
（復調器）でも同一の方法で行なわれるパルス成
形と共通に、第１種のナイキスト条件を満たし、
これにより符号間干渉が打ち消される。この変調
器および復調器への同一の配分は、隣接チヤネル
の影響という観点から見て最適である。送信側パ
ルス成形器には更にsin ｘ／ｘの等化器４，４′も設 けられ、これによりＤ／Ａ変換器の遅延ひずみが
補償される。
2N段階の信号が生じ、Ｄ／Ａ変換器はＮビツト
の分解能となり、且つＭ＝（Ｎ＋（４…６））ビツ
トの精度となる。続いて送信側でのパルス成形が
行なわれる。この送信側パルス成形は、受信側
（復調器）でも同一の方法で行なわれるパルス成
形と共通に、第１種のナイキスト条件を満たし、
これにより符号間干渉が打ち消される。この変調
器および復調器への同一の配分は、隣接チヤネル
の影響という観点から見て最適である。送信側パ
ルス成形器には更にsin ｘ／ｘの等化器４，４′も設 けられ、これによりＤ／Ａ変換器の遅延ひずみが
補償される。
引続いての変調（乗算５，５′）において、搬
送周波数ωTに対して次式が満たされるべきであ
る： ωT＝2πfT(1+ρ)2πfN＝，fs＝2fN …(1) その際ρは公知のロールオフ係数であり、fNはパ
ルス整形器のナイキスト周波数である。
送周波数ωTに対して次式が満たされるべきであ
る： ωT＝2πfT(1+ρ)2πfN＝，fs＝2fN …(1) その際ρは公知のロールオフ係数であり、fNはパ
ルス整形器のナイキスト周波数である。
デイジタル方式に移行する際、実現可能性の点
で、ZF搬送波を式(1)を考慮しつつできるだけ低
く選定する必要がある。
で、ZF搬送波を式(1)を考慮しつつできるだけ低
く選定する必要がある。
両直交チヤネルＩおよびＱの結合後に、望まし
くない比較的高い変調積および障害成分を抑圧す
るために、中間周波ZF−選択（帯域フイルタ７）
が行なわれる。
くない比較的高い変調積および障害成分を抑圧す
るために、中間周波ZF−選択（帯域フイルタ７）
が行なわれる。
復調器は、信号流の方向を反転させることによ
り、変調器から直接構成することができる。その
ときsin ｘ／ｘ等化器がパルス成形回路から省かれ る。搬送波再生とクロツク再生とが付加的に行な
われる。これらは関連の復調と符号再生とにとつ
て重要である。通常、従来の実施原理では、搬送
波とクロツク信号との間には固定的関係は全く設
定されていない。
り、変調器から直接構成することができる。その
ときsin ｘ／ｘ等化器がパルス成形回路から省かれ る。搬送波再生とクロツク再生とが付加的に行な
われる。これらは関連の復調と符号再生とにとつ
て重要である。通常、従来の実施原理では、搬送
波とクロツク信号との間には固定的関係は全く設
定されていない。
しかしデイジタル方式へ移行する際、ここにも
著しい違いがある。即ち変調器（乗算器）の入力
側の標本化周波数fAはシンボル周波数fsならびに
搬送周波数fTの整数倍でなければならない。
著しい違いがある。即ち変調器（乗算器）の入力
側の標本化周波数fAはシンボル周波数fsならびに
搬送周波数fTの整数倍でなければならない。
fA＝K1・fs＝K2・fT，K1，K2εN …(2)
上記はベースバンド−パルス成形の場合のみが
考察されている。何故ならばこの場合が、デイジ
タル方式による解決の場合に最も低い動作速度に
なるからである。
考察されている。何故ならばこの場合が、デイジ
タル方式による解決の場合に最も低い動作速度に
なるからである。
第２ａ図および第２ｂ図には既に第１図で説明
した回路部分が示されている。やはりチヤネルＱ
およびＩが示されている。３ａないし３′ａは所
謂補間パルス成形器を示し、このパルス成形器に
第２ａ図においては伝達関数Ｈ（ω）の補間回路
が後置接続されている。この補間回路は記号８お
よび８′で示されており、スイツチの後置接続さ
れた遅延素子Ｔにより表わされている。さらに乗
算器が接続されている。Ｑチヤネルの乗算器は９
で示されており、信号列を数列１、０、−１、０、
……で乗算する。そのときチヤネルＩにおいては
乗算器９′が信号列を数列０、１、０、１、…で
乗算する。
した回路部分が示されている。やはりチヤネルＱ
およびＩが示されている。３ａないし３′ａは所
謂補間パルス成形器を示し、このパルス成形器に
第２ａ図においては伝達関数Ｈ（ω）の補間回路
が後置接続されている。この補間回路は記号８お
よび８′で示されており、スイツチの後置接続さ
れた遅延素子Ｔにより表わされている。さらに乗
算器が接続されている。Ｑチヤネルの乗算器は９
で示されており、信号列を数列１、０、−１、０、
……で乗算する。そのときチヤネルＩにおいては
乗算器９′が信号列を数列０、１、０、１、…で
乗算する。
第２ａ図において１点鎖線によつてシンボル周
波fsないし2fsないし4fsも、すなわち補間作用が
行なわれる位置も示されている。
波fsないし2fsないし4fsも、すなわち補間作用が
行なわれる位置も示されている。
第２ｂ図においては、補間回路とデシメータ
（間引き回路）とが結合されており、変調器側と
復調器側の装置が示されている。参照番号１１な
いし１１′は、やはり記号で表されたデイジタル
回路を示し、この回路は極性反転作用を行う。変
調器と復調器との間では、やはり１点鎖線で示す
ように、Ｄ／Ａ変換ないしＡ／Ｄ変換および別の
変換を行うことができる。
（間引き回路）とが結合されており、変調器側と
復調器側の装置が示されている。参照番号１１な
いし１１′は、やはり記号で表されたデイジタル
回路を示し、この回路は極性反転作用を行う。変
調器と復調器との間では、やはり１点鎖線で示す
ように、Ｄ／Ａ変換ないしＡ／Ｄ変換および別の
変換を行うことができる。
第３ａ図には既に冒頭に述べたように、パルス
成形後のベースバンド−スペクトルが周波数ωに
依存して示されている。第３ｂ図には補間フイル
タ通過後のベースバンド−スペクトルが示されて
いる。周期間隔も示されており、その他の記号に
ついては後で説明する。第３ｃ図には乗算後の
ZFスペクトルならびにZF−後置フイルタの原理
的減衰経過が示されている。ZF−後置フイルタ
はＤ／Ａ変換器のsin ｘ／ｘのひずみの補正とスペ クトルの周期的連続の抑圧とを行う。
成形後のベースバンド−スペクトルが周波数ωに
依存して示されている。第３ｂ図には補間フイル
タ通過後のベースバンド−スペクトルが示されて
いる。周期間隔も示されており、その他の記号に
ついては後で説明する。第３ｃ図には乗算後の
ZFスペクトルならびにZF−後置フイルタの原理
的減衰経過が示されている。ZF−後置フイルタ
はＤ／Ａ変換器のsin ｘ／ｘのひずみの補正とスペ クトルの周期的連続の抑圧とを行う。
変調器９，９′に先行するスペクトル成形フイ
ルタがナイキスト条件を満たし、且つ補間作用な
いし10分の１への間引き作用を行い、且つ同時に
２番目の標本化値ごとに極性反転を行うブリツジ
ウエーブデイジタルフイルタにすると有利であ
る。この形式のブリツジウエーブデイジタルフイ
ルタは、この出願と同時に出願された特許出願明
細書（ジーメンスVPA 83P1291）に記載されて
いる。
ルタがナイキスト条件を満たし、且つ補間作用な
いし10分の１への間引き作用を行い、且つ同時に
２番目の標本化値ごとに極性反転を行うブリツジ
ウエーブデイジタルフイルタにすると有利であ
る。この形式のブリツジウエーブデイジタルフイ
ルタは、この出願と同時に出願された特許出願明
細書（ジーメンスVPA 83P1291）に記載されて
いる。
次に第２ａ図および第２ｂ図ないし第３ａ図、
第３ｂ図、第３ｃ図を総合的に説明するために、
第１図との比較において説明する。
第３ｂ図、第３ｃ図を総合的に説明するために、
第１図との比較において説明する。
基本的思想は、いうまでもなく式(1)の関連の下
に式(2)に示されている定数K1およびK2を選択す
ることにある。さらに、正弦波状の搬送波振動の
標本化値が値＋１、０、−１だけをとるようにす
ると有利である。これはK2が K2＝２、３、４または６ のときに得られる。これらの４通りの数値の中で
K2＝４が特に有利な値である。なぜなら両搬送
波振動に対する相応の標本値列 cos ωTnT：１、０、−１、０、１、０、−１… sin ωTnT：０、１、０、−１、０、１、０… （その際Ｔ＝１／fA、fA＝4fT）が各標本化時点に
おいて、零でない他の１つの標本化値（＋１また
は−１）のみ有するので、両直交チヤネルＩ，Ｑ
の結合が極めて容易になるからである。これによ
り直交変調は、両直交チヤネルにおいて標本化値
を１つおきに交互に除去し且つ残りの値を導通接
続ないし反転させるという簡単な方法で行なえる
こと、および結合は両標本化値列を、交互に間に
入り込むように合成することにより行なえる。
に式(2)に示されている定数K1およびK2を選択す
ることにある。さらに、正弦波状の搬送波振動の
標本化値が値＋１、０、−１だけをとるようにす
ると有利である。これはK2が K2＝２、３、４または６ のときに得られる。これらの４通りの数値の中で
K2＝４が特に有利な値である。なぜなら両搬送
波振動に対する相応の標本値列 cos ωTnT：１、０、−１、０、１、０、−１… sin ωTnT：０、１、０、−１、０、１、０… （その際Ｔ＝１／fA、fA＝4fT）が各標本化時点に
おいて、零でない他の１つの標本化値（＋１また
は−１）のみ有するので、両直交チヤネルＩ，Ｑ
の結合が極めて容易になるからである。これによ
り直交変調は、両直交チヤネルにおいて標本化値
を１つおきに交互に除去し且つ残りの値を導通接
続ないし反転させるという簡単な方法で行なえる
こと、および結合は両標本化値列を、交互に間に
入り込むように合成することにより行なえる。
すべてのρε〔０，１〕に対して式(1)が当てはま
るようにするためには、 fs＝fT＝１／４fA と選定すればよい。つまりK1＝K2＝４とすれば
よく、これにより式(2)も満たされる。
るようにするためには、 fs＝fT＝１／４fA と選定すればよい。つまりK1＝K2＝４とすれば
よく、これにより式(2)も満たされる。
すなわちfA＝4fsの標本値列を変調器（乗算器）
に対して供給すべきである。これはパルス成形フ
イルタが補間作用を行うべきこと、即ち標本化速
度を４倍に高めることを意味する。この補間作用
は、２つの段において各々係数２で行うと有利で
ある。その際次にその都度スペクトル成形ないし
パルス成形が、標本化速度の増加（ないし復調器
における標本化速度の低減、即ち10分の１への間
引き作用）の最初の部分において完全に行なわれ
る。
に対して供給すべきである。これはパルス成形フ
イルタが補間作用を行うべきこと、即ち標本化速
度を４倍に高めることを意味する。この補間作用
は、２つの段において各々係数２で行うと有利で
ある。その際次にその都度スペクトル成形ないし
パルス成形が、標本化速度の増加（ないし復調器
における標本化速度の低減、即ち10分の１への間
引き作用）の最初の部分において完全に行なわれ
る。
従つて標本化速度変化の第２の部分は、そのス
ペクトルが既に50％ナイキスト成形された標本値
列に関しており、できるだけ僅かなコストで、変
調に必要な4fSの標本化速度が得られるようにす
べきである。後述するように、これは両直交チヤ
ネルに対して一種の残留側波帯変調を用いること
により特に能率的に行うことができる。
ペクトルが既に50％ナイキスト成形された標本値
列に関しており、できるだけ僅かなコストで、変
調に必要な4fSの標本化速度が得られるようにす
べきである。後述するように、これは両直交チヤ
ネルに対して一種の残留側波帯変調を用いること
により特に能率的に行うことができる。
この目的のために第２ａ図の実施例において
は、伝達関数H(〓)が の補間フイルタ８，８′が用いられる。このとき、
Ｉ−チヤネルにおける乗算器入力側のベースバン
ドスペクトルに対して、符号の列を表わす次式が
成り立つ。
は、伝達関数H(〓)が の補間フイルタ８，８′が用いられる。このとき、
Ｉ−チヤネルにおける乗算器入力側のベースバン
ドスペクトルに対して、符号の列を表わす次式が
成り立つ。
同様のことがＱチヤネルにも当てはまる。結合
以前のZF−スペクトルに対して次式が成り立つ。
以前のZF−スペクトルに対して次式が成り立つ。
SZFI（ω）＝１／２（SBFI（ω−ωs）
＋SBFI（ω＋ωs））
SZFQ（ω）＝−１／2j（SBFQ（ω−ωs）
−SBFQ（ω−ωs））． (5)
式(4)の式(5)への代入は、下記の式に示されてい
るFI,Q（ω）の周期性を利用して行なわれる。
るFI,Q（ω）の周期性を利用して行なわれる。
FI,Q（ω）＝FI,Q（ω＋2nωs）、nεZ (6)
ZF−スペクトルに対しては
SZFI（ω）＝FI（ω−ωs）(7)
SZFQ（ω）＝je-j(〓-〓s)TFQ（ω−ωs）、
従つて
SZF（ω）＝SZFQ（ω）＋SZFQ（ω）＝
＝FI（ω−ωs）＋je-j(〓-〓s)TFQ（ω−ωs）・(8)
この結果は、ZF−スペクトルがパルス成形器出
力側のスペクトルの単なるシフトによつて（場合
によつては位相回転によつて）生じること、およ
び補間フイルタが全くひずみの原因にならず、単
に、余弦波状の周波数経過を有するのみであるこ
とを示している。これは第３ａ図〜第３ｃ図のス
ペクトルで示すように、一種の残留側波帯変調に
帰着する。
力側のスペクトルの単なるシフトによつて（場合
によつては位相回転によつて）生じること、およ
び補間フイルタが全くひずみの原因にならず、単
に、余弦波状の周波数経過を有するのみであるこ
とを示している。これは第３ａ図〜第３ｃ図のス
ペクトルで示すように、一種の残留側波帯変調に
帰着する。
さらに第３ｃ図には付加的に時間的に連続する
アナログZF−フイルタの原理的周波数経過が示
されている。このZF−フイルタは、通過帯域に
おいてＤ／Ａ変換器のsin ｘ／ｘひずみを補償し、 遮断帯域においてスペクトルの周期的連続を抑圧
する。sin ｘ／ｘでの補償はデイジタル部分におい て行つてもよい。
アナログZF−フイルタの原理的周波数経過が示
されている。このZF−フイルタは、通過帯域に
おいてＤ／Ａ変換器のsin ｘ／ｘひずみを補償し、 遮断帯域においてスペクトルの周期的連続を抑圧
する。sin ｘ／ｘでの補償はデイジタル部分におい て行つてもよい。
ここで変調器について示した説明は、デシメー
タ（10分の１への間引回路）を含む復調器に対し
ても、全く同様に当てはまる。
タ（10分の１への間引回路）を含む復調器に対し
ても、全く同様に当てはまる。
第１図は公知のデイジタル直交振幅変調器の回
路図、第２ａ図は本発明によるパルス成形回路を
備えたQAM変調器の実施例のプロツク回路図、
第２ｂ図は補間回路ないしデシメータと乗算機が
１つにまとめられたQAM変調器および復調器の
本発明による実施例のブロツク回路図、第３ａ図
はパルス成形回路出力側のベースバンドスペクト
ルの図、第３ｂ図は補間フイルタ出力側のベース
バンドスペクトル、第３ｃ図は乗算器出力側の中
間周波数スペクトルと、Ｄ／Ａ変換器のsin ｘ／ｘ のひずみ補正及びスペクトルの周期的連続の抑圧
のための中間周波数−後置フイルタの原理的減衰
経過とを示す図である。 ３，３′……フイルタ、３ａ，３a′……補間パ
ルス整形器、４，４′……等化器、５，５′，９，
９′……変調器ないし乗算器、Ｉ，Ｑ……直交チ
ヤネル、fB……ビツト周波、fs……シンボル周波、
fA……標本化周波数、SBFI(〓)，SBFQ(〓)……ベース
バンドスペクトル、SZFI(〓)，SZFQ(〓)……中間周波
数スペクトル。
路図、第２ａ図は本発明によるパルス成形回路を
備えたQAM変調器の実施例のプロツク回路図、
第２ｂ図は補間回路ないしデシメータと乗算機が
１つにまとめられたQAM変調器および復調器の
本発明による実施例のブロツク回路図、第３ａ図
はパルス成形回路出力側のベースバンドスペクト
ルの図、第３ｂ図は補間フイルタ出力側のベース
バンドスペクトル、第３ｃ図は乗算器出力側の中
間周波数スペクトルと、Ｄ／Ａ変換器のsin ｘ／ｘ のひずみ補正及びスペクトルの周期的連続の抑圧
のための中間周波数−後置フイルタの原理的減衰
経過とを示す図である。 ３，３′……フイルタ、３ａ，３a′……補間パ
ルス整形器、４，４′……等化器、５，５′，９，
９′……変調器ないし乗算器、Ｉ，Ｑ……直交チ
ヤネル、fB……ビツト周波、fs……シンボル周波、
fA……標本化周波数、SBFI(〓)，SBFQ(〓)……ベース
バンドスペクトル、SZFI(〓)，SZFQ(〓)……中間周波
数スペクトル。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 位相が90°異なる２つの搬送波振動から形成
される標本化パルス列を用いる、スペクトル成形
デイジタルフイルタを用いたデイジタル式直交振
幅変調方法において、位相が90°異なる２つの搬
送波振動の周波数を標本化周波数の４分の１と
し、前記各搬送波振動の位相と標本化時点との位
置関係を、両搬送波振動の各標本化値が１つおき
に交互に零になるようにし、かつ各クロツク時点
で両搬送波振動のうちの一方がその都度零になる
ように選定したことを特徴とするデイジタル式直
交振幅変調。 ２ 両直交チヤネル（Ｉ，Ｑ）に標本化周波数の
半分の周波数で信号標本化パルス列を供給し、該
信号標本化パルス列から標本化値を１つおきに符
号を反転してパルス列を形成し、該形成したパル
ス列を１標本化周期（Ｔ）だけ時間的にずらして
多重化（インターリーブ）することにより直交振
幅変調を行なうようにした特許請求の範囲第１項
記載のデイジタル式直交振幅変調方法。 ３ 変調器９，９′に前置接続されるスペクトル
成形フイルタ３ａ，３a′を、ナイキスト条件を満
たす補間ないしデシマル−ブリツジ−ウエーブデ
イジタルフイルタとし、該デイジタルフイルタ
が、標本化値の１つおきの符号反転１１，１１′
も行なうようにした特許請求の範囲第２項記載の
デイジタル式直交振幅変調方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19833314603 DE3314603A1 (de) | 1983-04-22 | 1983-04-22 | Verfahren zur digitalen quadraturamplitudenmodulation |
| DE3314603.9 | 1983-04-22 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59207768A JPS59207768A (ja) | 1984-11-24 |
| JPH0137057B2 true JPH0137057B2 (ja) | 1989-08-03 |
Family
ID=6197068
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59080380A Granted JPS59207768A (ja) | 1983-04-22 | 1984-04-23 | デイジタル式直交振幅変調方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4617537A (ja) |
| EP (1) | EP0124031B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59207768A (ja) |
| DE (2) | DE3314603A1 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4756008A (en) * | 1986-03-03 | 1988-07-05 | Hitachi, Ltd. | Digitized quadrature phase shift keying modulator |
| US4708038A (en) * | 1986-08-29 | 1987-11-24 | Dieter Hellnick | Method for machining and improved modified threaded collar |
| US4777453A (en) * | 1987-05-01 | 1988-10-11 | Silicon Systems Inc. | Quadrature amplitude modulator using switched capacitor filter |
| EP0308520B1 (de) * | 1987-08-26 | 1992-12-09 | Deutsche ITT Industries GmbH | Digitaler Demodulator |
| US5222144A (en) * | 1991-10-28 | 1993-06-22 | Ford Motor Company | Digital quadrature radio receiver with two-step processing |
| US5418818A (en) * | 1992-09-22 | 1995-05-23 | Glenayre Electronics, Inc. | Digital signal processor exciter |
| JPH07321862A (ja) | 1994-05-25 | 1995-12-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ディジタル変調波復調装置 |
| US5764701A (en) * | 1996-03-04 | 1998-06-09 | Zenith Electronics Corporation | VSB modulator |
| GB2340352B (en) * | 1998-07-31 | 2003-05-07 | Roke Manor Research | Sampling means for use with rake receiver |
| US6724439B1 (en) * | 2000-08-04 | 2004-04-20 | Zenith Electronics Corporation | Low cost VSB encoder and RF modulator for supplying a substantially 6 MHZ VSB signal to digital television receiver |
| GB2382282B (en) * | 2001-11-19 | 2003-11-12 | Lucent Technologies Inc | A digital demodulator a telecommunications receiver and a method of digital demodulation |
| CN111510406B (zh) * | 2020-06-03 | 2024-05-17 | 上海创远仪器技术股份有限公司 | 实现宽带iq调制实时预失真校准的电路及方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5627551A (en) * | 1979-08-10 | 1981-03-17 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Digital arithmetic modulator and demodulator |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3573380A (en) * | 1969-05-15 | 1971-04-06 | Bell Telephone Labor Inc | Single-sideband modulation system |
| US3887768A (en) * | 1971-09-14 | 1975-06-03 | Codex Corp | Signal structures for double side band-quadrature carrier modulation |
| NL168099C (nl) * | 1974-09-12 | 1982-02-16 | Philips Nv | Modulatie- en filterinrichting voor digitale signalen. |
| US4086536A (en) * | 1975-06-24 | 1978-04-25 | Honeywell Inc. | Single sideband transmitter apparatus |
| FR2472876A1 (fr) * | 1979-12-31 | 1981-07-03 | Bic Jean Claude | Modulateur-demodulateur pour transmission en double modulation d'amplitude a quatre niveaux sur porteuses en quadrature |
| US4358853A (en) * | 1981-01-22 | 1982-11-09 | Codex Corporation | Digital modem transmitter |
-
1983
- 1983-04-22 DE DE19833314603 patent/DE3314603A1/de not_active Withdrawn
-
1984
- 1984-03-30 US US06/595,527 patent/US4617537A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-04-18 DE DE8484104427T patent/DE3465679D1/de not_active Expired
- 1984-04-18 EP EP84104427A patent/EP0124031B1/de not_active Expired
- 1984-04-23 JP JP59080380A patent/JPS59207768A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5627551A (en) * | 1979-08-10 | 1981-03-17 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Digital arithmetic modulator and demodulator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0124031A1 (de) | 1984-11-07 |
| JPS59207768A (ja) | 1984-11-24 |
| EP0124031B1 (de) | 1987-08-26 |
| US4617537A (en) | 1986-10-14 |
| DE3465679D1 (en) | 1987-10-01 |
| DE3314603A1 (de) | 1984-10-25 |
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