DE102004052898A1

DE102004052898A1 - Kompensation des Trägerfrequenz-Offsets in einer für mehrere Modulationsarten ausgelegten Empfangsvorrichtung eines mobilen Kommunikationssystems

Info

Publication number: DE102004052898A1
Application number: DE102004052898A
Authority: DE
Inventors: Giuseppe Li Puma; Markus Hammes
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2004-11-02
Filing date: 2004-11-02
Publication date: 2006-05-11
Anticipated expiration: 2024-11-03
Also published as: US20060115021A1; DE102004052898B4; CN1808915B; CN1808915A; US7545885B2

Abstract

In einem Bluetooth-Kommunikationssystem wird inmitten eines Datenbursts von einem GFSK-Modulationsverfahren auf ein für die Nutzdaten verwendetes M-DPSK-Modulationsverfahren umgeschaltet. In einem ersten Empfangsteil (20) ist für die GFSK-modulierten Signale eine Frequenz-Offset-Schätzeinheit (24) vorgesehen, die den Frequenz-Offset durch Mittelung über eine Bitsequenz eines Trailers des Datenbursts schätzt. In einem zweiten Empfangsteil (30) wird der Frequenz-Offset durch eine auf der Basis des CORDIC-Algorithmus arbeitende Frequenzkorrektureinheit (310; 320, 330; 340, 330) korrigiert.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Empfangsvorrichtung für ein mobiles Kommunikationssystem nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine derartige Empfangsvorrichtung ist dafür ausgelegt, Empfangssignale zu demodulieren, die senderseitig mit unterschiedlichen Modulationsarten moduliert sein können.

Bei digitalen schnurlosen Kommunikationssystemen, die auf dem Bluetooth-Standard Version 1.1 basieren, werden die Daten mit einer Rate von ca. 1 Mbit/s übertragen. Dabei wird ein zweiwertiges GFSK-Modulationsverfahren (Gaussian Frequency Shift Keying) verwendet. Das GFSK-Modulationsverfahren ist ein Frequenz-umtastendes Modulationsverfahren (FSK – Frequency Shift Keying). Bei der GFSK-basierten Modulation wird darüber hinaus sendeseitig ein Gauß-Filter zur Begrenzung der Frequenz-Bandbreite eingesetzt. Ein solcher Filter bewirkt eine Pulsformung der Frequenz- bzw. Datenpulse, wobei sich der Puls pro Datensymbol zeitlich über mehr als eine Symbolzeitdauer T hinaus erstreckt.

Um höhere Datenübertragungsraten zu erzielen, besteht eine Möglichkeit darin, höherwertige Modulationsverfahren, wie z.B. das vierwertige DQPSK-Verfahren (Differential Quadratur Phase Shift Keying) oder allgemein das DMPSK-Verfahren zu verwenden, bei welchem anstelle eines zweiwertigen Bits ein M-wertiges Symbol mit M ≥ 4 übertragen wird. Für zukünftige Versionen des Bluetooth-Standards (möglicherweise bereits ab Version 1.2, spätestens ab Version 2.0) ist eine Erhöhung der Datenrate über die Verwendung eines höherwertigen Modulationsverfahren geplant.

Um bei standardisierten digitalen Funkübertragungssystemen eine Erhöhung der Datenrate bei neueren Versionen eines Standards zu bewirken, ist es sinnvoll, von einem niederwertigen (z.B. GFSK) zu einem höherwertigen (z.B. DQPSK) Modulationsverfahren nach einer gewissen Dauer der Funkverbindung umzuschalten. Dies ermöglicht eine Abwärts-Kompatibilität der neuen Version des Standards zu den früheren Versionen des Standards. Ein Verbindungsaufbau oder ein Einrichten eines sogenannten Piko-Netzes im Fall des Bluetooth-Standards kann dabei zunächst mit dem für alle Geräte des Standards verwendeten niederwertigen Modulationsverfahren vorgenommen werden. Sind beide Geräte einer eingerichteten Verbindung bzw. des Piko-Netzes auf eine höherwertige Modulation ausgelegt, kann diese bei der nachfolgenden Datenübertragung verwendet werden. Generell wird in digitalen TDMA-basierten (Time Division Multiple Access) Mobilfunksystemen die Information in Form eines zeitlich definierten Datenbursts abgestrahlt. Bei paketorientierten Mobilfunksystemen erstreckt sich ein zu übertragendes Datenpaket über ein oder mehrere Datenbursts. Ein Datenburst umfasst einen ersten Datenburst-Kopf oder Datenpaket-Kopf (Header). Der Header enthält notwendige Informationen zur Adressierung der Gegenstelle sowie zur Angabe des Pakettyps und sollte daher aus Kompatibilitätsgründen für alle Versionen des Standards mit einem niederwertigen Modulationsverfahren übertragen werden. Insbesondere ist es auch denkbar, dass der Header der jeweiligen Gegenstelle anzeigt, dass auf ein zweites, höherwertiges Modulationsverfahren umgeschaltet werden soll. Ein Umschalten hin zu einem höherwertigen Modulationsverfahren erfolgt dann erst in einem zweiten Teil des Datenbursts. Werden mehrere Datenpakete hintereinander versendet, wird so das Modulationsverfahren mehrmals alternierend umgeschaltet.

Ein grundlegendes Problem bei drahtlosen Kommunikationssystemen besteht in dem Frequenz-Offset zwischen Sender und Empfänger, also einer Abweichung zwischen der Trägerfrequenz des Empfangssignals und der Frequenz, mit der im Empfänger der Mischer zum Herabmischen des Empfangssignals beaufschlagt werden, wobei entweder die einem einzelnen Mischer zum direkten Herabmischen in das Basisband zugeführte Frequenz gemeint sein kann oder auch die einem ersten Mischer zum Herabmischen auf eine Zwischenfrequenz zugeführte Frequenz und die einem zweiten Mischer zum Herabmischen von der Zwischenfrequenz in das Basisband zugeführte Frequenz. Um diesem Problem zu begegnen, muss der Frequenz-Offset empfängerseitig geschätzt und korrigiert werden. Insbesondere drahtlose Kommunikationssysteme wie Bluetooth oder DECT benötigen hinsichtlich des Implementierungsaufwands und des Energieverbrauchs eine einfache Lösung, da herstellerseitig hohe Anforderungen an niedrige Kosten und gleichzeitig niedrigen Energieverbrauch gestellt werden. In Empfangsgeräten schnurloser Kommunikationssysteme werden bevorzugtermaßen kostengünstige Kristalloszillatoren mit einer relativen Genauigkeit von typischerweise 20 ppm eingesetzt. Für ein Bluetooth-Kommunikationssystem bedeutet dies einen Frequenz-Offset bei einem von zwei Kommunikationspartnern von 50 kHz. Da der Frequenz-Offset auch bei beiden Kommunikationspartnern, also beim Sender und beim Empfänger mit umgekehrtem Vorzeichen auftreten kann, kann der maximale Frequenz-Offset etwa 100 kHz betragen. Um eine gute Empfangsqualität sicherzustellen, ist somit eine Schätzung und Kompensation des Frequenz-Offsets im Empfänger zwingend notwendig.

In der 1a ist eine Struktur eines Datenbursts dargestellt, welcher in einem Bluetooth-Übertragungssystem basierend auf einem Bluetooth-Standard höher als 1.1 zwischen den Teilnehmern eines bereits eingerichteten Piko-Netzes über Funk austauschbar ist. Der Datenburst bzw. das Datenpaket in 1a weist einen am Anfang angeordneten Zugriffscode (Access-Code) auf, der eine zeitliche Länge von 72 μs besitzt und aus einer 4 μs langen Präambel, einem 64 μs langen Synchronisationswort und einem 4 μs langen Endteil (Trailer) besteht. Der Access-Code ist mit dem zweiwertigen GFSK-Modulationsverfahren moduliert. Standardspezifisch werden mittels des Access-Codes Identifizierungs- und Synchronisierungs-Informationen des Piko-Netzes gesendet. Die Daten werden dabei mit einer ersten Datenrate von 1 Mbit/s gesendet. An den Access-Code schließt sich ein Kopfteil (Header) mit einer zeitlichen Länge 52 μs an, der ebenfalls mit dem zweiwertigen GFSK-Modulationsverfahren moduliert ist und neben Adressierungsinformationen und Angaben zum verwendeten Pakettyp ebenfalls Informationen über eine zweite Datenrate enthalten kann, mit der die nachfolgenden Nutzdaten übertragen werden sollen. An den Header schließt sich ein Abschnitt an, der aus einem optionalen, 5 μs langen Schutzzeitintervall und einer 11 μs langen Synchronisations- oder Trainingssequenz gebildet ist. Während der optionalen Zeitdauer des Schutzzeitintervalls erfolgt keine Datenübertragung. Das Schutzzeitintervall dient der sende- und empfangsseitigen Umschaltung der modulationsabhängigen Komponenten. Die Synchronisations- oder Trainingssequenz weist eine Folge von Trainingssymbolen auf, die dem Empfänger bekannt sind und für die Kanalschätzung verwendet werden. An diese Trainingssequenz schließt sich der Nutzdatenbereich, im englischen Sprachgebrauch auch als "payload" bezeichnet, an. Dieser wird mit einem zweiten Modulationsverfahren moduliert, dem eine DMPSK-Modulation mit M ≥ 4 zugrunde liegt, übertragen. An den Nutzdatenbereich schließt sich dann noch ein den Datenburst abschließender Endteil (Trailer) an.

In der 1b sind die Toleranzanforderungen an den Frequenz-Offset über den Datenburst schematisch dargestellt. Demnach beträgt die maximale Abweichung von einer nominalen Trägerfrequenz F_C während des Access-Codes ±75 kHz. Dieser Wert bezieht sich auf einen anfänglichen Frequenz-Offset einschließlich einer Drift, die möglicherweise während der Zeitdauer des Access-Codes auftritt. Über den restlichen Datenburst soll eine Drift von einem anfänglichen Frequenz-Offset nicht mehr als ±10 kHz betragen.

Die im Stand der Technik bekannten Empfängerarchitekturen verwenden einen Frequenz-Offset-Kompensationsschaltkreis, durch welchen aufgrund eines Schätzwerts des Frequenz-Offsets die von dem Kristalloszillator abgegebene Referenzfrequenz einstellt. Dies ist jedoch insofern von Nachteil, als zum einen zusätzliche Hardware benötigt wird und zum anderen eine relativ lange Zeit für die Einstellung des Kristalloszillators benötigt wird.

Es ist demgemäß Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Empfangsvorrichtung für ein mobiles Kommunikationssystem anzugeben, welche dafür ausgelegt ist, mit verschiedenen Modulationsarten modulierte Empfangssignale zu demodulieren und in welcher ein Frequenz-Offset mit verhältnismäßig geringem Aufwand und schnellem zeitlichen Ansprechverhalten geschätzt und kompensiert werden kann.

Diese Aufgabe wird mit den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Eine erfindungsgemäße Empfangsvorrichtung für ein mobiles Kommunikationssystem weist einen ersten Empfangsteil, welcher für eine Demodulation von Empfangssignalen einer ersten Modulationsart ausgelegt ist, und einen zweiten Empfangsteil, welcher für eine Demodulation von Empfangssignalen einer zweiten Modulationsart ausgelegt ist, auf. In dem ersten Empfangsteil ist eine Frequenz-Offset-Schätzeinheit enthalten und in dem zweiten Empfangsteil ist eine Frequenz-Korrektureinheit für die Korrektur des Frequenz-Offsets enthalten und der erste Empfangsteil ist mit dem zweiten Empfangsteil für die Übermittlung des geschätzten Frequenz-Offsets verbunden.

Die Erfindung schafft somit die Möglichkeit für eine effiziente Kompensation des Frequenz-Offsets zwischen Sender und Empfänger. Der Frequenz-Offset kann anhand von Empfangssignalen der ersten Modulationsart schnell und effizient geschätzt werden und kann dann an den zweiten Empfangsteil übermittelt werden, in welchem Empfangssignale einer zweiten Modulationsart bearbeitet werden. Dabei kann die zweite Modulationsart durch ein höherwertiges Modulationsverfahren gegeben sein, mit welchem beispielsweise die Nutzdaten senderseitig moduliert werden.

Die erste Modulationsart kann beispielsweise ein zweiwertiges Frequenz-Modulationsverfahren sein und die zweite Modulationsart kann ein Modulationsverfahren mit einer Wertigkeit M ≥ 4 sein.

Die Frequenz-Offset-Schätzeinheit des ersten Empfangsteils ist vorzugsweise dafür ausgelegt, den Frequenz-Offset durch Auswertung einer bekannten Bitsequenz eines frequenzmodulierten Empfangssignals zu schätzen. Bei einem burstweisen Übertragungsverfahren wie Bluetooth oder DECT kann diese Bitsequenz an einer bekannten und festgelegten Position eines Datenbursts liegen. Bei einer in einem Bluetooth-Übertragungssystem basierend auf einem Bluetooth-Standard höher als 1.1 verwendeten Struktur eines Datenbursts, wie in 1a gezeigt, kann diese Bitsequenz als Teil des am Anfang des Datenbursts angeordneten Zugriffs-Codes (Access-Codes) gegeben sein, beispielsweise durch den am Ende des Access-Codes angeordneten Trailer, der durch eine Bitsequenz von "1010" oder "0101" gebildet wird. Allgemeiner gefasst, ist es vorteilhaft, wenn eine Bitsequenz vorhanden ist, die die gleiche Anzahl von 0-Bits und 1-Bits aufweist. Im Falle einer (G)FSK-Modulation als erste Modulationsart kann dann der Durchschnittswert über die Sequenz der demodulierten (G)FSK-Signale berechnet und daraus der Frequenz-Offset ermittelt werden.

Die erfindungsgemäße Empfangsvorrichtung ist im Übrigen vorzugsweise so ausgebildet, dass sie einen analogen Empfangsteil (englischsprachig analog frontend) aufweist, der an seinem Eingang mit einer Antenne verbunden ist und an zwei Aus gängen jeweils mit dem ersten und dem zweiten Empfangsteil verbunden ist. Der analoge Empfangsteil enthält einen Mischer, mit welchem das analoge Empfangssignal auf eine Zwischenfrequenz oder direkt in das Basisband gemischt wird. Von dem analogen Empfangsteil gelangen somit Empfangssignale, die mit der ersten Modulationsart moduliert sind, über einen ersten Ausgang zu dem ersten Empfangsteil und Empfangssignale, die mit der zweiten Modulationsart moduliert sind, gelangen über einen zweiten Ausgang zu dem zweiten Empfangsteil.

Vorzugsweise werden Nutzsignale in der zweiten Modulationsart senderseitig moduliert und gelangen somit von dem analogen Empfangsteil über dessen zweiten Ausgang zu dem zweiten Empfangsteil. Als auf die Zwischenfrequenz oder direkt in das Basisband gemischte Empfangssignale werden sie darin der Frequenz-Korrektureinheit an einem ersten Eingang zugeführt und an deren zweiten Eingang wird ein den geschätzten Frequenz-Offset repräsentierendes Signal zugeführt. Dabei kann die Frequenz-Korrektureinheit als digitale Frequenz-Korrektureinheit ausgelegt sein, wobei dann im Signalpfad vor der Frequenz-Korrektureinheit ein Analog/Digital-(A/D-)Wandler vorhanden ist, welchem das auf eine Zwischenfrequenz oder direkt in das Basisband gemischte Empfangssignal zugeführt wird. Der Ausgang des A/D-Wandlers ist dann mit einem Eingang der digitalen Frequenz-Korrektureinheit verbunden.

Die digitale Frequenz-Korrektureinheit kann insbesondere für eine Frequenz-Korrektur auf der Basis des CORDIC-Algorithmus ausgelegt sein. Mittels des CORDIC-Algorithmus kann eine Frequenz-Korrektur verhältnismäßig einfach durchgeführt werden. Der CORDIC-Algorithmus lässt sich mit einem geringen schaltungstechnischen Aufwand ausführen, sodass die Kosten einer darauf basierenden Schaltung – kostengünstiger Oszillator und CORDIC-Korrektur – geringer als bei einem aufwändig kompensierten Oszillator sind. Der CORDIC-Algorithmus ist in J. E. Volder, "The CORDIC Trigonometric Computing Technique", IRE Trans. Electronic Computers, Vol. 8, pp. 330–334, 1959, be schrieben. Der Algorithmus ist N-fach iterativ und dient zur Drehung eines Vektors um einen definierten Winkel an = arctan(2^–n), n = 0, 1, ..., N – 1. Stellt der Vektor, wie Eingangs beschrieben, den Zeiger eines komplexen Signals dar, ist durch diese Drehung die Veränderung der Frequenz des Signals entsprechend einer Multiplikation mit einem Frequenz-Korrektursignal möglich. Mit jeder Iteration wird der Drehwinkel kleiner (α₀ = 45° > α₁ = 26,6° > ... > α_N–1), sodass sich die Frequenz des Signals mit zunehmendem Iterationsschritt in immer kleineren Schritten ändert. Die digitale Frequenz-Korrektur mittels des CORDIC-Algorithmus ist auch Gegenstand der Druckschrift DE 199 48 899 A1 , welche hiermit in den Offenbarungsgehalt der vorliegenden Anmeldung einbezogen wird.

Wenn in dem in dem analogen Empfangsteil enthaltenen Mischer das Empfangssignal auf eine Zwischenfrequenz gemischt wird, so kann der Frequenz-Korrektureinheit an ihrem ersten Eingang das auf die Zwischenfrequenz gemischte Empfangssignal und an ihrem zweiten Eingang ein die Summe aus dem Frequenz-Offset und der Zwischenfrequenz repräsentierendes Signal zugeführt werden. Es kann jedoch für diesen Fall der Mischung des Empfangssignals auf eine Zwischenfrequenz auch vorgesehen sein, dass in dem zweiten Empfangsteil eine erste Frequenz-Korrektureinheit und eine zweite Frequenz-Korrektureinheit vorhanden sind, wobei dann der ersten Frequenz-Korrektureinheit an einem ersten Eingang das auf eine Zwischenfrequenz gemischte Empfangssignal und an einem zweiten Eingang ein die Zwischenfrequenz repräsentierendes Signal zugeführt wird und der zweiten Frequenz-Korrektureinheit an einem ersten Eingang das Ausgangssignal der ersten Frequenz-Korrektureinheit mittelbar oder unmittelbar zugeführt wird und an einem zweiten Eingang ein den Frequenz-Offset repräsentierendes Signal zugeführt wird.

In dem Fall, dass das Empfangssignal in dem Analogteil durch den Mischer auf eine Zwischenfrequenz gemischt wird, kann weiter vorgesehen sein, dass das Ausgangssignal des Mischers einem Bandpassfilter, insbesondere einem Polyphasenfilter, zugeführt wird. Die in diesem Bandpassfilter enthaltenen analogen Schaltungskomponenten sind gewissen Toleranzen unterworfen, sodass vorgesehen sein kann, dass das Bandpassfilter mit einer Filteranpassungseinheit verbunden ist. Diese Filteranpassungseinheit kann mit einer Frequenzabweichungs-Berechnungseinheit verbunden sein, welche aus dem von der Filteranpassungseinheit übermittelten Informationssignal eine Frequenzabweichung der Filterkurve des Bandpassfilters ermittelt. In dem zweiten Empfangsteil kann eine erste Frequenzkorrektureinheit und eine zweite Frequenzkorrektureinheit vorhanden sein, wobei dann der ersten Frequenzkorrektureinheit an einem ersten Eingang das auf eine Zwischenfrequenz gemischte Empfangssignal und an einem zweiten Eingang ein die Summe aus der Zwischenfrequenz und der von der Frequenzabweichungs-Berechnungseinheit berechneten Frequenzabweichung repräsentierendes Signal zugeführt wird, und der zweiten Frequenzkorrektureinheit ein den Frequenz-Offset repräsentierendes Signal zugeführt wird.

Wenn zwei Frequenzkorrektureinheiten vorhanden sind, so kann einer von diesen oder alle beide nach dem CORDIC-Algorithmus arbeiten.

Alternativ zu der Mischung des Empfangssignals auf eine Zwischenfrequenz kann jedoch auch vorgesehen sein, dass durch den in dem analogen Empfangsteil enthaltenen Mischer das Empfangssignal direkt in das Basisband gemischt wird, wobei dann der Frequenz-Korrektureinheit an einem ersten Eingang das Basisbandsignal und an einem zweiten Eingang ein den Frequenz-Offset repräsentierendes Signal zugeführt wird.

Das mobile Kommunikationssystem kann ein burstweise arbeitendes Kommunikationssystem wie die nach dem Bluetooth- oder DECT-Standard arbeitenden Kommunikationssysteme sein. Die erfindungsgemäße Empfangsvorrichtung ist demzufolge für eine burstweise Datenübertragung ausgelegt. In einer bevorzugten Ausführungsform ist dann die Frequenz-Offset-Schätzeinheit dafür ausgelegt, für die Dauer eines Bursts den Frequenz-Offset genau einmal zu schätzen und die Frequenz-Korrektureinheit ist dafür ausgelegt, während der Dauer des Bursts die Korrektur auf der Basis des von der Frequenz-Offset-Schätzeinheit zugeführten Frequenz-Offsets durchzuführen.

Bei dieser vorstehend beschriebenen Ausführungsform wird also der Frequenz-Offset einmal am Anfang eines Bursts geschätzt und für die restliche Dauer des Bursts dieser geschätzte Wert als Basis für die Frequenz-Korrektur verwendet. Eine während des Bursts auftretende Drift des Frequenz-Offsets wird dabei zunächst nicht berücksichtigt. Hierfür kann jedoch eine weitere Korrektureinheit vorgesehen sein. Insbesondere wenn als zweite Modulationsart ein Phasenmodulationsverfahren verwendet wird, kann in dem zweiten Empfangsteil in dem Signalpfad hinter der Frequenz-Korrektureinheit eine Phasenkorrektureinheit angeordnet sein, die dafür ausgelegt ist, eine Drift des Frequenz-Offsets durch eine Phasenkorrektur laufend zu kompensieren. Eine Drift des Frequenz-Offsets kann entweder durch eine Drift der Trägerfrequenz des Empfangssignals oder durch eine Drift der dem Mischer oder den Mischern zugeführten Referenzfrequenz(en) oder eine Drift von allen diesen Frequenzen verursacht sein.

Im Signalpfad vor der Phasenkorrektureinheit kann dabei ein Verzögerungs-Demodulator für die Erzeugung der Phasendifferenzwerte von solchen Abtastwerten enthalten sein, die um die zeitliche Länge eines Datensymbols beabstandet sind, angeordnet sein. Der Phasenkorrektureinheit werden dann von dem Verzögerungs-Demodulator die aufeinander folgenden Phasendifferenzwerte zugeführt. Bei einem M-wertigen DPSK-Modulationsverfahren wird die Phase von Datensymbol zu Datensymbol um Vielfache von (2π)/M oder um φ_offset + (2π)/M wie bei einem Offset-DPSK-Modulationsverfahren (z.B. π/4-DPQSK) gedreht. Für ein 8-DPSK-Modulationsverfahren beträgt die minimale Pha senverschiebung von Datensymbol zu Datensymbol (2π)/8 = π/4. Somit ist es möglich, mittels der Phasenkorrektureinheit eine Frequenz-Offset-Nachführung innerhalb eines Bereichs von ±π/8 = ±22.5° durchzuführen.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungsfiguren näher erläutert. Es zeigen:
1a eine Darstellung der Struktur des Datenburst;
1b eine Darstellung der Toleranzanforderung an die Genauigkeit der Trägerfrequenz bzw. den Frequenz-Offset über die Zeitdauer eines Datenbursts;
2 ein Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäße Empfangsvorrichtung;
3 ein erstes Ausführungsbeispiel für den mit einem analogen Empfangsteil verbundenen zweiten Empfangsteil der Empfangsvorrichtung;
4 eine Phasenkorrektureinheit für die Kompensation der Drift des Frequenz-Offsets während eines Datenbursts;
5 ein zweites Ausführungsbeispiel für den mit dem analogen Empfangsteil verbundenen zweiten Empfangsteil der erfindungsgemäßen Empfangsvorrichtung;
6 ein drittes Ausführungsbeispiel für den mit dem analogen Empfangsteil verbundenen zweiten Empfangsteil der erfindungsgemäßen Empfangsvorrichtung; und
7 ein Beispiel für die Implementierung einer M-DPSK-Empfangsvorrichtung.
In der 2 ist ein Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäße Empfangsvorrichtung in Form einer schematischen Blockdarstellung gezeigt. Die Empfangsvorrichtung weist einen analogen Empfangsteil 10 (analog frontend), einen GFSK-Empfängerteil 20 und einen M-DPSK-Empfängerteil 30 auf. In dem analogen Empfangsteil 10 wird das von der Antenne kommende Empfangssignal zunächst einem Verstärker 11 (LNA, low noise amplifier) zugeführt. Von diesem wird das verstärkte Empfangssignal einem komplexen Mischer 12 zugeführt, in welchem das Signal in bekannter Weise in einem Inphase- und einem Quadratur-Signalpfad, die zueinander um 90° phasenverschoben sind, auf eine Zwischenfrequenz oder in das Basisband gemischt wird. Die komplexen Signale werden dann einem Polyphasenfilter 13 zugeführt. Anschließend erfolgt eine Verzweigung des Signalpfads. Die Signale werden entweder über einen Begrenzer oder Limiter 14 dem GFSK-Empfängerteil 20 oder über eine programmierbare Pegelkontrolle 15 (PGC, programmable gain control) dem M-DPSK-Empfängerteil 30 zugeführt.
Die GFSK-modulierten Symbole des Datenbursts werden in dem GFSK-Empfängerteil 20 nacheinander einer Demodulations-/Synchronisationseinheit 21, einer Dezimations-/Filterungseinheit 22 und einem digitalen Demodulator 23 zugeführt. Von dem digitalen Demodulator 23 werden reellwertige Signale in einen Frequenz-Offset-Schätzer 24 eingegeben, in welchem aus der 1010- oder 0101-Bitsequenz des 4 μs langen Trailers des Zugriffscodes des Datenbursts der Frequenz-Offset geschätzt wird.
Die M-wertig DPSK-modulierten Signale des Datenbursts werden in dem M-DPSK-Empfängerteil 30 zunächst einem Analog/Digital(A/D-)Wandler 31 zugeführt. Die digitalisierten Signale gelangen anschließend zu einer Einheit 32, in der sowohl eine digitale Demodulation als auch eine Frequenz-Offset-Kompensation und eine Phasennachführung durchgeführt wird. Die solchermaßen demodulierten Signale werden anschließend einem Gray-Decodierer 33 zugeführt. Im Signalpfad hinter dem Gray-Decodierer 33 ist eine Taktrückgewinnungseinheit angeordnet, die für die vorliegende Erfindung keine Rolle spielt und daher im Folgenden nicht erörtert werden wird.
In der 3 ist ein erstes Ausführungsbeispiel für einen mit dem Analog-Empfangsteil 10 verbundenen M-DPSK-Empfangsteil 30 dargestellt. Im Signalpfad hinter dem A/D-Wandler 31 ist eine Frequenzkorrektureinheit 310 angeordnet, die auf der Basis des CORDIC-Algorithmus arbeitet und daher im Folgenden auch als CORDIC-Mischer 310 bezeichnet wird. Diesem CORDIC-Mischer 310 werden die digitalisierten I- und Q-Signalkomponenten zugeführt. Des Weiteren wird dem CORDIC-Mischer 310 ein die Summe der Zwischenfrequenz f_if und des Frequenz-Offsets f_offset repräsentierendes Signal, nämlich der Term exp(–i·2π·(f_if + f_offset)·T_s1) zugeführt. Der Frequenz-Offset f_offset wird dabei von dem Frequenz-Offset-Schätzer 24 des GFSK-Empfängerteils 20 erhalten. Der Frequenz-Offset kann in dem Frequenz-Offset-Schätzer 24 durch Berechnung des Durchschnittswertes des demodulierten GFSK-Signals der Bitsequenz 1010 oder 0101 des Trailers des Zugangscodes ermittelt werden. Vorzugsweise kann dies durch einen einfachen digitalen Akkumulator realisiert werden, dessen Ausgang des Weiteren noch skaliert wird und der Einheit 32 des M-DPSK-Empfängerteils 30 zur Berechnung des obigen Terms zugeführt wird. Die Größe T_s1 ist die Abtastperiode der von dem mit einer Abtastfrequenz f_s1 arbeitenden A/D-Wandler 31 dem CORDIC-Mischer 310 zugeführten Abtastwerte.
In einer nachfolgenden Dezimationseinheit 32.1 wird eine Dezimation auf eine Abtastfrequenz f_s2 durchgeführt. Daran anschließend werden die Signale einem Gruppenlaufzeit-Entzerrer 32.2, einem angepassten Filter (matched filter) 32.3 und einem Interpolationsfilter 32.4 zugeführt. Durch den Interpolationsfilter 32.4 werden interpolierte Signalwerte mit einer Frequenz f_s3 ausgegeben.
Der CORDIC-Mischer 310 arbeitet während eines Datenbursts mit dem Wert des ihm von der Frequenz-Offset-Schätzeinheit 24 übermittelten Frequenz-Offsets f_offset. Um auch eine Drift des Frequenz-Offsets über den Datenburst zu kompensieren, wird der nachfolgend im Signalpfad angeordnete Verzögerungs-Demodulator 350 und der Phasen-Demapper 360 verwendet. Diese sind in der 4 im größeren Detail dargestellt. Mit dem Verzögerungs-Demodulator 350 werden zunächst Phasendifferenzwerte von Abtastwerten erzeugt, die um eine Symboldauer T_sym (= T_sample) beabstandet sind, erzeugt. Zu diesem Zweck wird eine Winkel-CORDIC-Einheit 351 verwendet, welcher die komplexen Abtastwerte x(k) eingangsseitig zugeführt werden und die ausgangsseitig die Phasenwerte dieser Abtastwerte ausgibt. Mittels der Verzögerungseinheit 352 und des Addierers 353 werden dann die Phasendifferenzwerte erzeugt. In der 4 ist oberhalb des Signalpfads zwischen den Einheiten 350 und 360 der Symbolraum für ein 8-DPSK-Modulationsverfahren anschaulich dargestellt. Generell wird bei einem M-DPSK-Modulationsverfahren die Phase von Datensymbol zu Datensymbol um Vielfache von (2π)/M oder durch φ_offset + (2π)/M (Offset-DPSK) rotiert. Für ein 8-DPSK-Modulationsverfahren beträgt die minimale Phasenverschiebung von Symbol zu Symbol (2π)/8 = π/4. Somit ist es möglich, mit der Phasendifferenz-Korrektureinheit oder dem Phasen-Demapper 360 eine Nachführung innerhalb eines Bereichs ±π/8 = ±22.5° durchzuführen. Die Phasendifferenz-Korrektureinheit 360 weist zu diesem Zweck eine Modulo-Einheit 362 auf, mit der eine Modulo(2π/M)-Operation durchgeführt wird. In einem nachfolgenden Addierer 363 wird von dem Restwert der Modulo-Operation der Wert 2π/(M + 1) subtrahiert. Der Ausgang des Addierers 363 wird einem zeitdiskreten Filter 364 mit der Übertragungsfunktion H(z) zugeführt und der Ausgabewert des Filters 364 in einem Addierer 361 von einem nachfolgenden Phasendifferenzwert subtrahiert. Die von dem Phasen-Demapper 360 abgegebenen korrigierten Phasendifferenzwerte werden anschließend noch einem Gray-Decoder 33 zugeführt.
In der 5 ist ein zweites Ausführungsbeispiel eines mit dem Analog-Empfangsteil 10 verbundenen M-DPSK-Empfangsteils 30 dargestellt. Im Folgenden wird lediglich auf die Unterschiede zu dem in der 3 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel eingegangen. Es wurden für funktionsgleiche Baugruppen dieselben Bezugszeichen verwendet. Im Unterschied zur 3 werden zwei CORDIC-Mischer 320 und 330 eingesetzt. Der erste CORDIC-Mischer 320 führt eine digitale Multiplikation mit der Zwischenfrequenz f_if aus. Demzufolge wird dem ersten CORDIC-Mischer 320 ein die Zwischenfrequenz f_if repräsentierendes Signal, nämlich der Term exp(–i·π·f_if·T_s1) zugeführt. Der zweite CORDIC-Mischer 330 führt eine digitale Multiplikation mit dem Frequenz-Offset f_offset durch. Demzufolge wird dem zweiten CORDIC-Mischer 330 ein den Frequenz-Offset f_offset repräsentierendes Signal, nämlich der Term exp(–i·2·π·f_offset·T_s2) zugeführt, wobei T_s2 die Abtastperiode der Signalwerte aufgrund der Dezimation auf die Frequenz f_s2 ist.
In der 6 ist ein drittes Ausführungsbeispiel für einen mit dem Analog-Empfangsteil 10 verbundenen M-DPSK-Empfangsteil 30 dargestellt. Es wird im Folgenden nur auf die Unterschiede zu der Ausführungsform der 5 eingegangen. Funktionsgleiche Baugruppen wurden mit gleichen Bezugszeichen versehen. Auch der M-DPSK-Empfangsteil 30 der 6 weist zwei CORDIC-Mischer auf, von denen der zweite CORDIC-Mischer 330 wie in dem Ausführungsbeispiel der 5 eine digitale Multiplikation mit dem Frequenz-Offset f_offset durchführt. Im Unterschied zur Ausführungsform der 5 führt der erste CORDIC-Mischer 340 eine digitale Multiplikation mit einer Frequenz durch, welche die Summenfrequenz aus der Zwischenfrequenz und einer berechneten Frequenzabweichung f_dev des Polyphasenfilters 13 ist. Das Polyphasenfilter 13 muss aufgrund von Toleranzen seiner analogen Schaltungskomponenten regelmäßig eingestellt werden. Dies wird von einer in dem Analog-Empfangsteil 10 angeordneten Filter-Einstellungseinheit 16 durchgeführt. Die Einstellung kann durch eine torgesteuerte Messung einer RC-Zeitkonstante erfolgen. Die RC-Zeitkonstante ist an die in den aktiven Operationsverstärkern verwendeten Widerstände und Kondensatoren angepasst. Die Messung wird durch Starten eines Zählers durchgeführt, welcher durch die RC-Zeitkonstante torgesteuert ist. Der Ausgang des Zählers ist mit schaltbaren Widerständen oder Kondensatoren in den Operationsverstärkern verbunden. Die Abweichung des Zählerwerts von einem nominalen Zählerwert wird als Maß für die Frequenzverschiebung der Filterkurve verwendet. Der Zählerwert cv(f_dev) wird einer in dem M-DPSK-Empfangsteil 30 enthaltenen Frequenzabweichungs-Berechnungseinheit 32.6 zugeführt, welche den Zählerwert skaliert und die Frequenzabweichung ermittelt. Der Ausgang dieser Skaliereinheit wird dem CORDIC-Mischer 340 zugeführt, in welchem unter Berücksichtigung der Zwischenfrequenz f_if der Term exp(–i·π·(f_if + f_dev)·T_s1) ermittelt wird und somit durch den CORDIC-Mischer 340 das Signal in das Basisband herabgemischt wird.
In der 7 ist ein Ausführungsbeispiel für eine Empfängerarchitektur für ein Bluetooth-Empfangssystem dargestellt. Die A/D-Wandler 31.1 und 31.2 für die I- und Q-Signalkomponenten arbeiten bei einer Abtastrate von 8 MHz und einer Wortbreite von 7 Bit für die Amplituden-Quantisierung. Die Abtastrate wird der Dezimationseinheit 32.1 um den Faktor 4 auf 2 MHz reduziert, welches der zweifachen Symbolfrequenz von 1 Msymbol/s entspricht. Nach der in dem Entzerrer 32.2 durchgeführten Gruppenlaufzeit-Entzerrung und der in dem angepassten Filter (matched filter) 32.3 durchgeführten Filterung wird das Signal in dem Interpolationsfilter 32.4 um den Faktor 6,5 auf 13 Msamples/s interpoliert. Der Grund für diese Interpolation um den Faktor 6,5 liegt darin, dass die Abtastphasen-Detektionseinheit vorzugsweise durch einen Korrelator realisiert wird, der bei dem 13-fachen der Bitrate (1 MHz) betrieben wird.

Claims

Empfangsvorrichtung für ein mobiles Kommunikationssystem, mit – einem ersten Empfangsteil (20), welcher für eine Demodulation von Empfangssignalen einer ersten Modulationsart ausgelegt ist, und – einem zweiten Empfangsteil (30), welcher für eine Demodulation von Empfangssignalen einer zweiten Modulationsart ausgelegt ist, dadurch gekennzeichnet, dass – in dem ersten Empfangsteil (20) eine Frequenz-Offset-Schätzeinheit (24) enthalten ist und in dem zweiten Empfangsteil (30) eine Frequenzkorrektureinheit (310; 320, 330; 340, 330) für die Korrektur des Frequenz-Offsets enthalten ist, und – der erste Empfangsteil (20) mit dem zweiten Empfangsteil (30) für die Übermittlung des geschätzten Frequenz-Offsets verbunden ist.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass – die erste Modulationsart ein zweiwertiges Frequenzmodulationsverfahren und die zweite Modulationsart ein Modulationsverfahren mit einer Wertigkeit M ≥ 4 ist.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass – die Frequenz-Offset-Schätzeinheit (24) dafür ausgelegt ist, den Frequenz-Offset durch Auswertung einer bekannten Bitsequenz eines frequenzmodulierten Empfangssignals zu schätzen.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass – die erste Modulationsart ein (G)FSK-Modulationsverfahren ist, – die Bitsequenz die gleiche Anzahl von 0-Bits und 1-Bits aufweist, – die Frequenz-Offset-Schätzeinheit (24) dafür ausgelegt ist, den Mittelwert über die demodulierten (G)FSK-Signale zu berechnen und daraus den Frequenz-Offset zu bestimmen.
Empfangsvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet dadurch, – einen analogen Empfangsteil (10), welcher an seinem Eingang mit einer Antenne verbunden ist und an zwei Ausgängen jeweils mit dem ersten (20) und dem zweiten Empfangsteil (30) verbunden ist, und welcher – einen Mischer (12) enthält, mit welchem das analoge Empfangssignal auf eine Zwischenfrequenz oder direkt in das Basisband gemischt wird.
Empfangsvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass – der Frequenzkorrektureinheit (310; 330) an einem ersten Eingang das auf eine Zwischenfrequenz oder direkt in das Basisband gemischte Empfangssignal und an einem zweiten Eingang ein den geschätzten Frequenz-Offset repräsentierendes Signal zugeführt werden.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass – der Frequenzkorrektureinheit (310) an ihrem ersten Eingang das auf eine Zwischenfrequenz gemischte Empfangssignal und an ihrem zweiten Eingang ein die Summe aus dem Frequenz-Offset und der Zwischenfrequenz repräsentierendes Signal zugeführt wird.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet – eine erste Frequenzkorrektureinheit (320) und eine zweite Frequenzkorrektureinheit (330), wobei – der ersten Frequenzkorrektureinheit (320) an einem ersten Eingang das auf eine Zwischenfrequenz gemischte Empfangssignal und an einem zweiten Eingang ein die Zwischenfrequenz repräsentierendes Signal zugeführt wird, und – der zweiten Frequenzkorrektureinheit (330) an einem ersten Eingang das Ausgangssignal der ersten Frequenzkorrektureinheit (320) mittelbar oder unmittelbar zugeführt wird und an einem zweiten Eingang ein den Frequenz-Offset repräsentierendes Signal zugeführt wird.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, dass – das Empfangssignal durch den Mischer (12) auf eine Zwischenfrequenz gemischt wird und das Ausgangssignal des Mischers (12) einem Polyphasenfilter (13) zugeführt wird, – das Polyphasenfilter (13) mit einer Filteranpassungseinheit (16) verbunden ist, welche mit einer Frequenzabweichungs-Berechnungseinheit (32.6) verbunden ist, – eine erste Frequenzkorrektureinheit (340) und eine zweite Frequenzkorrektureinheit (330) vorhanden sind, wobei – der ersten Frequenzkorrektureinheit (340) an einem ersten Eingang das auf eine Zwischenfrequenz gemischte Empfangssignal und an einem zweiten Eingang ein die Summe aus der Zwischenfrequenz und der von der Frequenzabweichungs-Berechnungseinheit (32.6) berechneten Frequenzabweichung repräsentierendes Signal zugeführt wird, und – der zweiten Frequenzkorrektureinheit (330) ein den Frequenz-Offset repräsentierendes Signal zugeführt wird.
Empfangsvorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass – die Frequenzkorrektureinheit (310; 320, 330; 340, 330) als digitale Frequenzkorrektureinheit ausgelegt ist, das auf eine Zwischenfrequenz oder direkt in das Basisband gemischte Empfangssignal einem Analog/Digital-(A/D-)Wandler (31) zugeführt wird und der Ausgang des A/D-Wandlers (31) mit einem Eingang der digitalen Frequenzkorrektureinheit verbunden ist.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass – die digitale Frequenzkorrektureinheit für eine Frequenzkorrektur auf der Basis des CORDIC-Algorithmus ausgelegt ist.
Empfangsvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass – die Empfangsvorrichtung für eine burstweise Datenübertragung ausgelegt ist, und – die Frequenz-Offset-Schätzeinheit (24) dafür ausgelegt ist, für die Dauer eines Bursts den Frequenz-Offset genau einmal zu schätzen und die Frequenzkorrektureinheit (310; 320, 330; 340, 330) dafür ausgelegt ist, während der Dauer des Bursts die Korrektur auf der Basis des von der Freguenz-Offset-Schätzeinheit (24) zugeführten Frequenz-Offset durchzuführen.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass – die zweite Modulationsart ein Phasenmodulationsverfahren ist und in dem zweiten Empfangsteil (30) in dem Signalpfad hinter der Frequenzkorrektureinheit (310; 320, 330; 340, 330) eine Phasenkorrektureinheit (360) angeordnet ist, die dafür ausgelegt ist, eine Drift des Frequenz-Offsets durch eine Phasenkorrektur laufend zu kompensieren.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 13, gekennzeichnet dadurch – einen Verzögerungs-Demodulator (350) für die Erzeugung von Phasendifferenzwerten von Abtastwerten, die um die zeitliche Länge eines Datensymbols beabstandet sind, welche Pha sendifferenzwerte der Phasenkorrektureinheit (360) zugeführt werden.
Empfangsvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, welche für ein Bluetooth-Kommunikationssystem ausgelegt ist.