CN1808915B - 移动通信系统的接收装置 - Google Patents
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Abstract
移动通信系统的接收装置在蓝牙通信系统的数据突发的中间，将GFSK调制方法切换为用于有效载荷数据的M-DPSK调制方法。在第一接收部分(20)中为GFSK调制信号提供频率偏移估计单元(24)以及通过在数据突发的报尾的位序列上求平均来估计频率偏移。通过基于CORDIC算法操作的频率校正单元(310；320，330；340，330)在第二接收部分(30)中校正频率偏移。
Description
技术领域
本发明涉及一种用于移动通信系统的接收装置。设计例如这样的一个接收装置来解调接收的信号，在发射器端可以使用不同调制类型来调制该信号。
背景技术
在基于蓝牙标准版本1.1的数字无绳通信系统的情况下，以大约1Mbit/s的速率传输数据。在这种情况下使用二值GFSK(高斯频移键控)调制方法。GFSK调制方法是频率键控调制方法(FSK-频移键控)。而且，在发射端使用高斯滤波器以便为基于GFSK的调制限制频率带宽。例如这样的一个滤波器在频率或数据脉冲上执行脉冲整形，对于每个数据符号的脉冲遍布在大于一个符号时间周期T的时间上。
为了实现较高数据传输速率，一个选择是使用具有较多值的调制方法，例如四值DQPSK方法(差分正交相移键控)或通常是DMPSK方法，其中传输的是M个值符号而不是二值比特，M＞4。蓝牙标准的另外版本(可能甚至是版本1.2，但也可能是最新版本2.0)正计划使用具有较多值的调制方法增加数据速率。
为了在标准数字无线传输系统中以一个标准的后期版本增加数据速率，一旦无线链路已经存在某一时间，值得做的是从具有少量值的调制方法(例如GFSK)变换到具有较多值的调制方法(例如DQPSK)。这允许标准的新版本向后兼容标准的较早版本。在蓝牙标准的情况中建立连接或建立所谓皮网络的过程在这种情况下可以通过具有少量值的调制方法来执行，该过程用于应用该标准的所有设备。如果在已经建立的链路或皮网络中的设备被设计用于具有较多值的调制，这些设备可以用于随后的数据传输。通常，在基于TDMA(时分多址)的数字移动无线系统中，以数据突发(data bursts)的形式传输信息，该数据突发的定时被限定。在面向分组的移动无线系统的情况中，要被传输的数据分组遍布在一个或多个数据突发上。数据突发包括第一数据突发报头或数据分组报头。该报头包含所需的信息，用于寻址远程位置以及用于表示分组类型，并且因此由于兼容性的原因应该使用具有少量值的调制方法传输该报头用于标准的所有版本。通过切换到使用较多值的第二调制方法将该报头指示给对应远程位置也是切实可行的。然后仅仅在数据突发的第二部分中执行到使用较多值的调制方法的切换。如果连续传输多个数据分组，因而可替换地多次切换调制方法。
无导线通信系统的一个基本问题是在发射器和接收器之间存在频率偏移，也就是说在接收信号的载频和施加到接收器中的混频器的频率之间有误差以便下混合(down-mixing)该接收的信号，这意味着或者提供给单独混频器的频率用于直接下混合到基带，否则提供给第一混频器该频率用于下混合到中频以及提供给第二混频器的频率用于从中频下混合到基带。为了克服这个问题，必须在接收器端估计和校正频率偏移。尤其，例如蓝牙或DECT的无导线通信系统就执行复杂度和功耗而言需要一个简单的解决方案，因为制造商对低成本和低功耗同时有严格的要求。用于无绳通信系统的接收设备优选地使用相对精确度通常为20ppm的低成本晶体振荡器。对于蓝牙通信系统，这意味着在两个通信双方之一中的频率偏移为50kHz。由于在两个通信双方也就是说发射器和接收器中频率偏移也随着相反的数学信号而发生，则最大频率偏移大约为100KHz。因此，为了确保好的接收质量，在接收器中估计和补偿频率偏移是绝对必需的。
图1a说明了数据突发的结构，该数据突发可以在已经建立的皮网络中的订户之间基于比蓝牙标准版本1.1高的蓝牙标准由蓝牙传输系统中的无线电设备进行相互交换。在图1a中，数据突发或数据分组具有一个设置在开始的存取码，该存取码具有72μs的持续时间并且包括4μs长前同步码、64μs长同步字和4μs长报尾。使用两值GFSK调制方法调制存取码。通过存取码在特定标准的基础上发送皮网络的识别和同步信息。在这种情况下以1Mbit/s的第一数据速率发送数据。具有52μs的持续时间的报头紧随该存取码，同样地使用二值GFSK调制方法调制该报头，除了寻址关于所用分组类型的信息和细节之外，同样地，该报头还包含关于第二数据速率的信息，在该数据速率上意欲传输随后的有效载荷数据。由可选项、5μs长防护时间间隔和11μs长同步或训练序列形成的部分紧随该报头。对于防护时间间隔在可选时间周期期间不传输数据。防护时间间隔用于在发射和接收端上切换与调制相关的元件。同步或训练序列具有为接收器已知的训练符号序列并且用于信道估计。有效载荷数据区域紧随这个训练序列。使用基于DMPSK调制其中M≥4的第二调制方法调制传输这个有效载荷数据。报尾然后紧随有效载荷数据末端，该报尾还结束了数据突发。
图1b以示意图的形式示出了在数据突发上频率偏移的容差需求。根据该图，在存取码期间来自标称载频Fc的最大误差是±75kHz。这个值涉及初始频率偏移，该初始频率偏移包含在存取码的时间周期期间可能发生的任何漂移。在整个数据突发的剩余部分上来自初始频率偏移的任何漂移不应该大于±10kHz。
在现有技术中已知的接收器结构使用频率偏移补偿电路，基于频率偏移的估计值使用该频率偏移补偿电路来设置从晶体振荡器中发射的参考频率。然而，在一定程度上这个结构有缺点，一方面是需要额外的硬件；另一方面是为了调整晶体振荡器需要相对长的时间。
发明内容
因此，本发明的一个目的是为移动通信系统指定一个接收装置，设计该接收装置来解调使用不同调制类型已经调制的接收信号，以及其中可以用相对小的复杂度和快速时间响应估计和补偿频率偏移。
这个目的可以通过以下装置来实现。
用于移动通信系统的接收装置，具有
-第一接收部分，被设计成用于解调第一调制类型的接收信号；
-第二接收部分，被设计成用于解调第二调制类型的接收信号；
其特征在于
-第一接收部分包含频率偏移估计单元，并且第二接收部分包含用于校正频率偏移的频率校正单元；以及
-第一接收部分被连接到第二接收部分，以用于传输估计的频率偏移
根据本发明的用于移动通信系统的接收装置具有第一接收部分，设计该第一接收部分用于解调第一调制类型的接收信号；以及第二接收部分，设计该第二接收部分用于解调第二调制类型的接收信号。第一接收部分包含频率偏移估计单元，第二接收部分包含频率校正单元用于校正频率偏移，以及第一接收部分连接到第二接收部分用于传输估计的频率偏移。
根据上述接收装置的一个实施例，其特征在于
-第一调制类型是两值频率调制方法，并且第二调制类型是具有值M≥4的调制方法。
根据上述接收装置的另一个实施例，其特征在于
-频率偏移估计单元被设计成通过估计频率调制接收信号中的已知比特序列来估计频率偏移。
根据上述接收装置的另一个实施例，其特征在于
-第一调制类型是(G)FSK调制方法，
-比特序列具有相同数目的0比特和1比特，
-频率偏移估计单元被设计成计算解调的(G)FSK信号的平均值以及根据所述平均值确定频率偏移。
根据上述接收装置的另一个实施例，其特征在于
-模拟接收部分，所述模拟接收部分的输入端与天线连接，并且所述模拟接收部分的两个输出分别与第一接收部分和第二接收部分连接，并且所述模拟接收部分
-包含混频器，通过所述混频器将模拟接收的信号混合到中频或直接地混合到基带。
根据上述接收装置的另一个实施例，其特征在于
-已经混合到中频或直接地混合到基带的接收信号被提供给频率校正单元的第一输入端，并且表示估计频率偏移的信号被提供给频率校正单元的第二输入端。
根据上述接收装置的另一个实施例，其特征在于
-已经混合到中频的接收信号被提供给频率校正单元的第一输入端，并且表示频率偏移和中频之和的信号被提供给频率校正单元的第二输入端。
根据上述接收装置的另一个实施例，其特征在于
-第一频率校正单元和第二频率校正单元，其中
-已经混合到中频的接收信号被提供给第一频率校正单元的第一输入端，并且表示中频的信号被提供给第一频率校正单元的第二输入端；
-来自第一频率校正单元的输出信号被直接地或间接地提供给第二频率校正单元的第一输入端，并且表示频率偏移的信号被提供给第二频率校正单元的第二输入端。
根据上述接收装置的另一个实施例，其特征在于
-接收的信号通过混频器被混合到中频以及来自混频器的输出信号被提供给多相滤波器，
-多相滤波器与滤波器匹配单元连接，所述滤波器匹配单元与频率误差计算单元连接，
-第一频率校正单元和第二频率校正单元被提供，其中
-已经混合到中频的接收信号被提供给第一频率校正单元的第一输入端，并且表示中频和由频率误差计算单元计算的频率误差之和的信号被提供给第一频率校正单元的第二输入端，以及
-表示频率偏移的信号被提供给第二频率校正单元。
根据上述接收装置的另一个实施例，其特征在于
-频率校正单元采用数字频率校正单元的形式，已经混合到中频或直接地混合到基带的接收信号被提供给模拟/数字转换器，并且模拟/数字转换器的输出端与数字频率校正单元的一个输入端连接。
根据上述接收装置的另一个实施例，其特征在于
-数字频率校正单元设计成根据CORDIC算法来进行频率校正。
根据上述接收装置的另一个实施例，其特征在于
-接收装置被设计成用于突发数据的传输，以及
-频率偏移估计单元被设计成在突发的持续时间估计频率偏移一次且仅一次，频率校正单元被设计成在突发的整个持续时间根据已经从频率偏移估计单元提供的频率偏移来执行校正。
根据上述接收装置的另一个实施例，其特征在于
-第二调制类型是相位调制方法，并且相位校正单元被设置在从第二接收部分中的频率校正单元起的下游的信号路径中，并且所述相位校正单元被设计成通过相位校正连续地补偿频率偏移中的任何漂移。
根据上述接收装置的另一个实施例，其特征在于
-延迟解调器，用于产生由数据码元的持续时间隔开的采样值的相位差值，以及所述相位差值被提供给相位校正单元。
根据上述接收装置的又一个实施例，其特征在于被设计成用于蓝牙通信系统。
因此本发明能有效补偿发射器和接收器之间的频率偏移。使用第一调制类型基于接收的信号可以快速和有效地估计频率偏移，并且然后将频率偏移传送给第二接收部分，其中基于第二调制类型处理接收的信号。在这种情况下，第二调制类型是基于具有较多值的调制方法，通过实例，使用该调制方法在发射器端调制有效载荷数据。
例如，第一调制类型可以是二值频率调制方法，第二调制类型可以是具有值M≥4的调制方法。
通过估计频率调制接收的信号中的已知比特序列优选地设计第一接收部分中的频率偏移估计单元来估计频率偏移。在例如蓝牙或DECT的突发传输(burst transmission)方法的情况下，这个比特序列位于数据突发中的已知固定位置。在基于比蓝牙标准版本1.1高的蓝牙标准的蓝牙传输系统中使用的数据突发的结构情况下，如图1a所示的，这个比特序列是存取码的一部分，该存取码设置在数据突发的开始，该比特序列例如由设置在存取码末端的报尾形成并且由比特序列“1010”或“0101”形成该数字子帧。在更一般的项中，有利的是存在具有相同数目0比特和1比特的比特序列。在(G)FSK调制作为第一调制类型的情况下，能计算解调(G)FSK信号序列的平均值以及使用这个平均值确定频率偏移。
除了这之外，以这样的一种方式优选地设计根据本发明的接收装置：接收装置具有模拟接收部分(或者模拟前端)，其输入端连接天线并且具有分别与第一接收部分和第二接收部分连接的两个输出端。模拟接收部分包含一个混频器，通过该混频器将模拟接收的信号混合到中频，或者直接混合到基带。因此，使用第一调制类型调制的接收信号经由第一输出端从模拟接收部分传给第一接收部分，使用第二调制类型调制的接收信号经由第二输出端传给第二接收部分。
优选地，使用第二调制类型在发射器端上解调有效载荷信号，并且经由发射器的第二输出端将有效载荷信号从模拟接收部分传给第二接收部分。然后作为接收信号将有效载荷信号提供给频率校正单元的第一输入端，该接收信号已经混合到中间比特频率或直接混合到基带。将表示估计的频率偏移的信号提供给频率校正单元的第二输入端。在这种情况下，频率校正单元可以采用具有模拟/数字(A/D)转换器的数字频率校正单元的形式，在频率校正单元的信号通道上游提供该模拟/数字(A/D)转换器并且将已经混合到中频或直接混合到基带的接收信号提供给该模拟/数字(A/D)转换器。A/D转换器的输出端然后连接数字频率校正单元的一个输入端。
尤其是，基于CORDIC算法设计数字频率校正单元用于频率校正。CORDIC算法允许相对容易地执行频率校正。能以低电路复杂性执行CORDIC算法，以便基于CORDIC算法的电路成本(即低成本的振荡器和CORDIC校正)比具有复杂补偿的振荡器成本少。在J.E.Volder的文章“CORDIC三角计算技术”(无线电工程师学会会报，电子计算机第8卷第330-334页，1959年(IRE Trans.Electronic computers，Vol.8，pp.330-334，1959))中描述了CORDIC算法。该算法包含N次迭代并且通过定义的角度αn＝arctan(2-n)，n＝0.1，...，N-1该算法用于矢量的旋转。如果如最初所描述的一样，该矢量表示复数信号的矢量，则这个旋转允许通过乘以频率校正信号来改变信号的频率。该旋转角度随着每次迭代的进行变得越来越小(α0＝45°＞α1＝26.6°＞...＞αN-1)，以便随着迭代步骤数目的增加信号的频率以不断较小的步骤变化。通过CORDIC算法的数字频率校正也是文献DE 19948899A1的主题，由此该文献也包含在本申请的公开内容中。
如果将接收的信号混合到模拟接收部分中包含的混频器的中频，然后可以将已经混合到中频的接收信号提供给频率校正单元的第一输入端，以及将表示频率偏移和中频之和的信号提供给频率校正单元的第二输入端。然而，当将接收的信号混合到中频时，也可能在第二接收部分提供第一频率校正单元和第二频率校正单元，在这种情况下然后将已经混合到中频的接收信号提供给第一频率校正单元的第一输入端，并且将表示中频的信号提供给第一频率校正单元的第二输入端，将来自第一频率校正单元的输出信号直接地或间接地提供给第二频率校正单元的第一输入端，并且将表示频率偏移的信号提供给第一频率校正单元的第二输入端。
在模拟部分中由混频器将接收的信号混合到中频的情况下，还能将来自混频器的输出信号提供给带通滤波器，尤其是，提供给多相滤波器。在这个带通滤波器中包含的模拟电路元件遵守某些容差，以便可能提供与滤波器匹配单元连接的带通滤波器。这个滤波器匹配单元可以与频率误差计算单元连接，该频率误差计算单元使用来自滤波器匹配单元传输的信息信号确定带通滤波器的滤波器曲线的任何频率误差。在第二接收部分中提供第一频率校正单元和第二频率校正单元，在这种情况下然后将已经混合到中频的接收信号提供给第一频率校正单元的第一输入，将表示中频和由频率误差计算单元计算的频率误差之和的信号提供给第一频率校正单元的第二输入，以及将表示频率偏移的信号提供给第二频率校正单元。
如果有两个频率校正单元，那么一个或两个频率校正单元可以使用CORDIC算法来操作。作为将接收的信号混合到中频的一个可替换方案，然而也能提供在模拟接收部分中包含的混频器以将接收的信号直接地混合到基带，在这种情况下然后将基带信号提供给频率校正单元的第一输入端，并且将表示频率偏移的信号提供给频率校正单元的第二输入端。
移动通信系统可以是基于突发(burst)操作的通信系统，例如根据蓝牙或DECT标准操作的通信系统。根据本发明的接收装置结果被设计用于突发数据传输。在一个优选实施例中，频率偏移估计单元则被设计成为突发的持续时间估计频率偏移一次并且仅仅一次。基于在整个突发的持续时间上已经从频率偏移估计单元提供的频率偏移，设计频率校正单元来执行校正。
因而，在如上面描述的这个实施例的情况下，在突发开始估计频率偏移一次并且这个估计值用作整个突发的剩余持续时间上频率校正的基础。在这种情况下起初可以忽略在突发期间发生的频率偏移中的任何漂移。然而，为此目的可以提供另一个校正单元。尤其当相位调制方法用作第二调制类型时，可以将相位校正单元设置在第二接收部分中来自频率校正单元的信号通道下游并且该相位校正单元设计成通过相位校正连续地补偿频率偏移中的漂移。由接收信号的载频的漂移或提供给一个混频器或多个混频器的一个或多个参考频率的漂移或所有这些频率的漂移可以引起频率偏移漂移。
在这种情况下，相位校正单元的信号通道上游可以包含一个延迟解调器，用于产生由数据符号的持续时间分离的那些采样值的相位差值。将来自延迟解调器的连续相位差值提供给相位校正单元。在M值DPSK调制方法的情况下，通过乘以(2π)/M或将相位从一个数据符号偏移到下一个数据符号，如在偏移DPSK调制方法(例如π/4-DPQSK)中一样。对于8-DPSK调制方法来说从一个数据符号偏移到下一个数据符号的最小相移是(2π)/8＝π/4。因此，能使用相位校正单元在±π/8＝±22.5°范围内重新调整频率偏移。
参考典型的实施例并且结合附图在下文中将较详细地说明本发明。其中：
附图说明
图1a示出了数据突发结构的图解；
图1b示出了在一个数据突发的时间周期上载频和频率偏移的精确度的容差需求的图解；
图2示出了根据本发明的接收装置的一个典型实施例；
图3示出了第二接收部分的第一典型实施例，在接收装置中该第二接收部分连接到模拟接收部分；
图4示出了一个相位校正单元，用于在数据突发期间补偿频率偏移的漂移；
图5示出了第二接收部分的第二典型实施例，在根据本发明的接收装置中该第二接收部分连接到模拟接收部分；
图6示出了第二接收部分的第三典型实施例，根据本发明的接收装置中该第二接收部分连接到模拟接收部分；
图7示出了实现M-DPSK接收装置的一个实例。
具体实施方式
图2以示意方块图的形式示出了根据本发明的接收装置的一个典型实施例。接收装置具有模拟接收部分10(模拟前端)、GFSK接收器部分20和M-DPSK接收器部分30。在模拟接收部分10中，首先将来自天线的接收信号提供给放大器11(LNA，低噪音放大器)。将放大的接收信号从放大器11提供给复混频器(complex mixer)12，在该复杂混频器12中以已知的方式在同相和彼此相移90度的正交信号通道中将该信号混合到中频或基带。然后将复数信号提供给多相滤波器13。然后信号通道分支。或者经由限制器14将信号提供给GFSK接收器部分20；或者经由可编程增益控制器15(PGC)将信号提供给M-DPSK接收器部分30。
将数据突发中的GFSK调制符号相继地提供给GFSK接收器部分20中的解调/同步单元21、抽取/滤波单元22和数字解调器23。将来自数字解谐器23的实值信号输入到频率偏移估计器24，在该频率偏移估计器24中由数据突发的存取码的4μs长报尾的1010或0101比特序列估计频率偏移。
首先将已经用M值DPSK调制的数据交发信号提供给M-DPSK接收器部分30中的模拟/数字(A/D)转换器31。然后将数字化信号传给单元32，在该单元32中执行数字解调、频率偏移补偿和相位再调整。然后以此方式将已经解调的信号提供给灰度(Gray)解码器33。时钟恢复单元被设置在灰度解码器33的信号通道下游，但是该时钟恢复单元与本发明无关，因此在下文中将不进行描述。
图3示出了与模拟接收部分10连接的M-DPSK接收器部分30的第一典型实施例。频率校正单元310被设置在信号通道中来自A/D转换器31的下游，该频率校正单元310基于CORDIC算法进行操作并且因此在下文中也被称为CORDIC混频器310。将数字化的I和Q信号分量提供给这个CORDIC混频器310。同样，将一个表示中频fif和频率偏移foffset之和的信号提供给CORDIC混频器310，具体地表达式为exp(-i·2·π·(fif+foffset)·Ts1)。在这种情况下从GFSK接收器部分20中的频率偏移估计器24中获得频率偏移foffset。通过计算存取码的报尾中比特序列1010或0101的解调GFSK信号的平均值可以确定频率偏移估计器24中的频率偏移。这优选地可以是以简单数字累加器的形式，其输出也可以被缩放，并且将该输出提供给M-DPSK接收器部分30中的单元32以便计算上述表达式。变量Ts1是采样值的采样周期，将该采样值从A/D转换器31提供给CORDIC混频器310，A/D转换器31在采样频率fs1上操作。
在下游抽取单元32.1中执行对采样频率fs2的抽取。之后，将信号提供给一组延迟时间均衡器32.2、匹配滤波器32.3和内插滤波器32.4。内插滤波器32.4在频率fs3上发出插值信号值。
在数据突发期间，CORDIC混频器310利用从频率偏移估计单元24中传输给该CORDIC混频器310的频率偏移foffset的值进行操作。设置在信号通道下游的延迟解调器350和相位解映射器360也用于补偿数据突发期间频率偏移中的任何漂移。这些在图4中较详细地进行了说明。首先，延迟解调器350从由一个符号周期Tsym(＝Tsample)分离的采样值中产生相位差值。为此目的使用CORDIC单元351，将复数采样值x(k)提供给CORDIC单元351的输入侧并且这个单元在输出侧发出这些采样值的相位值。然后由延迟单元352和加法器353产生相位差值。图4中在单元350和360之间的信号通道上清楚地示出了8-DPSK调制方法的符号间距(symbol space)。通常，在M-DPSK调制方法的情况下，通过乘以(2π)/M或相位从一个数据符号旋转到下一个数据符号。对于8-DPSK调制方法来说从一个符号到下一个符号的最小相移是(2π)/8＝π/4。因此，可能使用相差校正单元或相位解映射器360在±π/8＝±22.5°范围内执行再调整。为此目的，相差校正单元360具有一个模数单元362，通过该模数单元362执行模(2π)/M的操作。在下游加法器363中从模操作的余数中减去值2π/(M+1)。将加法器363的输出提供给时间离散滤波器364，该时间离散滤波器364的转移函数是H(z)并且在加法器361中从随后的相位差值中减去来自滤波器364的输出值。然后也将从相位解映射器360中发出的校正相位差值提供给灰度解码器33。
图5示出了与模拟接收部分10连接的M-DPSK接收部分30的第二典型实施例。在下文中将仅仅描述与在图3中说明的第一典型实施例的区别。使用相同的参考符号用于表示具有相同功能的部件。与图3不同，使用了两个CORDIC混频器320和330。第一CORDIC混频器320通过中频fif执行数字乘法操作。结果，将表示中频fif的信号，即项exp(-i·π·fif·Ts1)提供给第一CORDIC混频器320。第二CORDIC混频器330通过频率偏移foffset执行数字乘法操作。结果，将表示频率偏移foffset的信号，即项exp(-i·2·π·foffset·Ts2)提供给第二CORDIC混频器330，其中TS2是基于对频率fs2的抽取的信号值的采样周期。
图6说明了与模拟接收部分10连接的M-DPSK接收部分30的第三典型实施例。在下文中将仅仅描述与在图5中示出的实施例的区别。具有相同功能的部件被提供相同的参考符号。在图6中的M-DPSK接收部分30也具有两个CORDIC混频器，其中第二CORDIC混频器330以与如图5所示的典型实施例的相同方式通过频率偏移foffset执行数字乘法操作。与图5所示的实施例不同，第一CORDIC混频器340通过一个频率执行数字乘法操作，该频率是中频和来自多相滤波器13的计算频率误差fdev之和。由于多相滤波器13的模拟电路元件中存在容差，则必须有规律地调整多相滤波器13。由设置在模拟接收部分10中的滤波器调整部分16执行这个过程。该调整过程可以由RC时间常数的门极控制测量来执行。RC时间常数与在有效操作放大器中使用的电阻和电容相匹配。通过启动计算器来执行该测量，该计算器是由RC时间常数的门极控制。计算器的输出与操作放大器中可切换的电阻或电容连接。在计数和标称计数之间的误差被用作滤波器曲线的频率漂移的度量。提供计数cv(fdev)给在M-DPSK接收部分30中包含的频率误差计算单元32.6，该频率误差计算单元32.6可缩放该计数以及确定频率误差。将来自这个缩放单元的输出提供给CORDIC混频器340，在CORDIC混频器340中考虑中频fif计算表达式exp(-i·π·(fif+fdev)Ts1)，结果是CORDIC混频器340将信号下混合到基带。
图7说明了用于蓝牙接收系统的接收器结构的一个典型实施例。用于I和Q信号分量的A/D转换器31.1和31.2在采样速率8MHz上操作，具有用于幅度量化的7比特字长。在抽取单元32.1中由4到2MHz的系数(factor)减少抽样速率，该系数等于符号频率1Msymbol/s的2倍。在均衡器32.2中执行组延迟时间均衡以及在匹配滤波器32.3中执行滤波之后，在内插滤波器32.4中由系数6.5插值信号以产生13Msamples/s。用系数6.5进行该插值的原因是采样相位检测单元优选地是以在13倍于比特速率(1MHz)上操作的相关器的形式。
Claims (14)
1.用于移动通信系统的接收装置，具有
-第一接收部分，被设计成用于解调第一调制类型的接收信号；
-第二接收部分，被设计成用于解调第二调制类型的接收信号；
其特征在于
-第一接收部分包含频率偏移估计单元，并且第二接收部分包含用于校正频率偏移的频率校正单元；以及
-第一接收部分被连接到第二接收部分，以用于传输估计的频率偏移；
其中第一调制类型和第二调制类型是不同的；
所述接收装置还包括模拟接收部分，所述模拟接收部分的输入端与天线连接，并且所述模拟接收部分的两个输出分别与第一接收部分和第二接收部分连接，并且所述模拟接收部分包含混频器，通过所述混频器将模拟接收信号混合到中频或直接地混合到基带。
2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于
-第一调制类型是两值频率调制方法，并且第二调制类型是具有值M≥4的调制方法。
3.根据权利要求1或2所述的接收装置，其特征在于
-频率偏移估计单元被设计成通过估计经频率调制的接收信号中的已知比特序列来估计频率偏移。
4.根据权利要求3所述的接收装置，其特征在于
-第一调制类型是(G)FSK调制方法，
-比特序列具有相同数目的0比特和1比特，
-频率偏移估计单元被设计成计算解调的(G)FSK信号的平均值以及根据所述平均值确定频率偏移。
5.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于
-已经混合到中频或直接地混合到基带的接收信号被提供给频率校正单元的第一输入端，并且表示估计的频率偏移的信号被提供给频率校正单元的第二输入端。
6.根据权利要求5所述的接收装置，其特征在于
-已经混合到中频的接收信号被提供给频率校正单元的第一输入端，并且表示频率偏移和中频之和的信号被提供给频率校正单元的第二输入端。
7.根据权利要求5所述的接收装置，其特征在于
-第一频率校正单元和第二频率校正单元，其中
-已经混合到中频的接收信号被提供给第一频率校正单元的第一输入端，并且表示中频的信号被提供给第一频率校正单元的第二输入端；
-来自第一频率校正单元的输出信号被直接地或间接地提供给第二频率校正单元的第一输入端，并且表示频率偏移的信号被提供给第二频率校正单元的第二输入端。
8.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于
-接收的信号通过混频器被混合到中频，并且来自混频器的输出信号被提供给多相滤波器，
-多相滤波器与滤波器匹配单元连接，所述滤波器匹配单元与频率误差计算单元连接，
-第一频率校正单元和第二频率校正单元被提供，其中
-已经混合到中频的接收信号被提供给第一频率校正单元的第一输入端，并且表示中频和由频率误差计算单元计算的频率误差之和的信号被提供给第一频率校正单元的第二输入端，以及
-表示频率偏移的信号被提供给第二频率校正单元。
9.根据权利要求5所述的接收装置，其特征在于
-频率校正单元采用数字频率校正单元的形式，已经混合到中频或直接地混合到基带的接收信号被提供给模拟/数字A/D转换器，以及所述A/D转换器的输出端与数字频率校正单元的一个输入端连接。
10.根据权利要求9所述的接收装置，其特征在于
-数字频率校正单元被设计成根据CORDIC算法来进行频率校正。
11.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于
-接收装置被设计成用于突发数据传输，以及
-频率偏移估计单元被设计成在突发的持续时间估计频率偏移一次且仅一次，频率校正单元被设计成在突发的整个持续时间根据已经从频率偏移估计单元提供的频率偏移来执行校正。
12.根据权利要求11所述的接收装置，其特征在于
-第二调制类型是相位调制方法，并且相位校正单元被设置在从第二接收部分中的频率校正单元起下游的信号路径中，以及所述相位校正单元被设计成通过相位校正连续地补偿频率偏移中的任何漂移。
13.根据权利要求12所述的接收装置，其特征在于
-延迟解调器，用于产生由数据符号的持续时间隔开的采样值的相位差值，并且所述相位差值被提供给相位校正单元。
14.根据权利要求1所述的接收装置，被设计成用于蓝牙通信系统。
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