DE3486195T2

DE3486195T2 - Mikrorechner mit synthesiertem taktgenerator und leistungseinsparung.

Info

Publication number: DE3486195T2
Application number: DE84904054T
Authority: DE
Inventors: Walter Davis; Barry Herold; Wendell Little
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1983-11-07
Filing date: 1984-10-30
Publication date: 1993-12-16
Anticipated expiration: 2004-10-31
Also published as: DK170080B1; EP0162870A1; BR8407147A; CA1216952A; IT8449125A1; EP0162870B1; DE3486195D1; IL73409A0; DK302385D0; FI92768B; AU577329B2; IT8449125A0; EP0162870A4; FI92768C; FI852293L; IL73409A; JPS60502274A; DK302385A; MX156871A; AU3558684A

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Steuerung von Zeitsignalen, die einem Mikrocomputer zugeführt werden, um das Rechenvermögen und den Leistungsverbrauch des Mikrocomputers zu ändern.

Hintergrund der Erfindung:

Bei den meisten Mikrocomputer-Anwendungen wird die Mikrocomputereinrichtung von einer Taktquelle mit fester Frequenz betrieben, die typischerweise ein Kristalloszillatorkreis ist, der in dem Mikrocomputerschaltkreis enthalten ist. Diese Ausgestaltung macht den Aufbau des Zeitkreises des Mikrocomputers einfach, kann aber die erwünschte Leistung des Mikrocomputersystems im Hinblick auf den Energieverbrauch und die Programmierflexibilität begrenzen. Zusätzlich kann diese Ausgestaltung auch auf die Gesamtkosten des Mikrocomputersystems Einfluß haben.
Bei Anwendungen, bei denen sich die Rechenanforderungen mit der Zeit ändern, muß notwendigerweise die Taktfrequenz ausreichend genug eingestellt werden, um die Rechenleistung (Rechnungen/ Sekunde) bereitzustellen, die erforderlich ist, um die am häufigsten verlangte Aufgabe zu bewältigen, die von dem Mikrocomputer durchgeführt werden soll. Bei diesen Anwendungen arbeitet der Computer häufig bei höheren Taktfrequenzen als erforderlich wäre, die weniger verlangenden unmittelbaren Aufgaben durchzuführen. Da alle Mikrocomputer, und insbesondere CMOS-Mikrocomputer, mehr Leistung bei höheren Betriebsfrequenzen als bei niederen Betriebsfrequenzen verbrauchen, folgt das CMOS-Mikrocomputer, die von der herkömmlichen Taktsignalquelle mit fester Frequenz betrieben werden, mehr Leistung verbrauchen, als wenn die Taktfrequenz gemäß den Anforderungen der unmittelbaren Aufgaben erhöht und verringert werden könnte. Dies würde in hohem Maße helfen, den Leistungsverbrauch des Systems zu verringern, und ferner würde dies, wenn die Taktfrequenz programmgesteuert wird, ein Energie wirksameres Computersystem schaffen.
Ein System nach dem Stand der Technik, das versucht, die nachteiligen Wirkungen dieser Schwierigkeiten zu verringern, ist in US-A-3941989 beschrieben und verwendet eine programmierbare Teilereinrichtung, die zwischen eine Kristalloszillator-Taktquelle und den Mikrocomputer geschaltet ist. Der Teilermodul kann verändern werden, um entweder einen Taktsignaleingang mit hoher Frequenz oder niederer Frequenz für den Mikrocomputer in dem Bestreben bereitzustellen, den Leistungsverbrauch des Mikrocomputers zu verringern. Aber auch hier wiederum muß die Basisfrequenz des Kristalloszillators hoch genug sein, um den Mikrocomputer bei der höchsten Taktfrequenz zu betreiben, die verlangt wird, um die Rechenanforderungen der schwierigsten, vorprogrammierten Aufgaben zu bewältigen. Zugegebenermaßen tritt eine Energieeinsparung auf, wenn der Mikrocomputer bei einer niedereren Taktfrequenz betrieben wird. Jedoch arbeitet der Teilerkreis, der die Verringerung der Taktfrequenz ermöglicht, stets bei einer hohen Eingangstaktfrequenz, und der Leistungsverbrauch der Teilereinrichtung selbst zusammen mit dem Leistungsverbrauch des Hochfrequenzoszillators kann den Leistungsverbrauch des gesamten Computersystems stark beeinträchtigen. Tatsächlich verbrauchen bei vielen Anwendungen, bei denen es einen großen Unterschied zwischen der verlangten minimalen und maximalen Taktfrequenz für Mikrocomputeraufgaben gibt, der Kristalloszillator und die programmierbare Teilereinrichtung zusammen beträchtlich mehr Leistung als der Mikrocomputer bei seiner niederen Frequenz, der niederen Leistungsverbrauchsbetriebsart, würde. Ferner besteht eine Schwierigkeit in der Tatsache, daß die Betriebsfrequenz der meisten Mikroprozessor-Kristalloszillatoren in dem Bereich vom 1,0 MHz bis 8,0 MHz liegt. Die Frequenzsteuerelemente für den Kristall, die in diesem Frequenzbereich zur Verfügung stehen, weisen eine große Größe auf und sind relativ teuer, verglichen mit den viel geringeren Kosten bei Kristallen mit niederer Frequenz (30 KHz bis 100 kHz), die hauptsächlich für elektronische Zeituhranwendungen entwickelt worden sind. Somit gibt es beträchtliche Größen-, Leistungs- und Kostenprobleme, die mit der Verwendung von Vorrichtungen nach dem Stand der Technik verbunden sind. JP-A-58 134356 beschreibt ein System mit einer Frequenzmultiplikationseinrichtung, die zwei unterschiedliche Taktfrequenzen zu einer Recheneinheit in Abhängigkeit von dem Leistungsverbrauch einer Flüssigkristallanzeige liefert. Die Frequenzauswahl hängt nicht von der Anforderung der Recheneinheit ab.

Zusammenfassung der Erfindung

Demgemäß ist es die Zielsetzung dieser Erfindung eine veränderbare Taktfrequenzquelle für einen Mikrocomputer zu schaffen, deren Ausgangsfrequenz gemäß den Rechenanforderungen des Mikrocomputers geändert werden kann.
Es ist eine weitere Zielsetzung der Erfindung, eine veränderbare Taktfrequenzquelle und einen Mikrocomputer zu schaffen, so daß der Leistungsverbrauch der Kombination für alle Betriebstaktfrequenzen minimiert wird.
Es ist eine weitere Zielsetzung dieser Erfindung, eine veränderbare Frequenztaktquelle für einen Mikrocomputer zu schaffen, die sich unter der Steuerung des von dem Mikrocomputer ausgeführten Programms befindet.
Es ist eine noch andere Zielsetzung dieser Erfindung, eine veränderbare Frequenztaktquelle für einen Mikrocomputer zu schaffen, der äußerst kleine, niederfrequente, preisgünstige Kristallbezugselemente in dem Oszillatorkreis verwendet.
Es ist eine weitere Zielsetzung der Erfindung, eine veränderbare Frequenztaktquelle zu schaffen, die ohne weiteres auf demselben Chip mit einem Mikrocomputer eingebaut werden kann, wobei eine Anzahl integrierter Schaltkreistechnologien unter Einschluß von CMOS (Complementär-MOS)-Technologie verwendet wird.
Die Erfindung ist im Anspruch 1 definiert.
Gemäß einem Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Mikrocomputer mit einer programmierbaren Taktfrequenzquelle geschaffen, die eine niederfrequente, kristallgesteuerte Taktquelle, einen Frequenz-Synthesizer vom Frequenzvervielfachungstyp und eine Taktquellenauswähleinrichtung umfaßt. Der Frequenz-Synthesizer besteht ferner aus einer Phasenerfassungseinrichtung, einem Tiefpaß-Schleifenfilter, einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) und einer programmierbaren Teilereinrichtung, die so verbunden sind, daß die Ausgangsfrequenz des Synthesizers durch den Mikrocomputer gesteuert werden kann.
Beim Betrieb kann die Ausgangsfrequenz des Frequenz-Synthesizers über einen weiten Wertebereich unter der unmittelbaren Steuerung durch den Mikrocomputer verändert werden. Um den Systemleistungsverbrauch zu minimieren, kann der Frequenz-Synthesizer und alle seine ihn bildenden Elemente außer Wirkung gebracht und in eine Betriebsart gebracht werden, in der sie keine Leistung verbrauchen, während der Ausgang niederer Frequenz des Kristalloszillators verwendet wird, um unmittelbar Taktimpulse dem Mikrocomputer zuzuführen. Bei einer typischen Anwendung kann ein normaler 32 kHz Zeituhrkristall in dem Kristalloszillator verwendet werden, und der Frequenz-Synthesizer kann verwendet werden, Taktfrequenzsignale bis zu 5,12 MHz zu erzeugen, die einen passenden Betriebsfrequenzbereich für den Mikrocomputer und entsprechend einen Leistungsverbrauchsbereich von mehr als 100 bis 1 bereitstellen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Diese und weitere Zielsetzungen und Vorteile dieser Erfindung können vollständiger aus der folgenden, ins einzelne gehenden Beschreibung, in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen verstanden werden, in denen
Fig. 1A und 1B bekannte Techniken zum Anwenden von Taktsignalen auf Mikrocomputer zeigen.
Fig. 2 ein funktionales Blockdiagramm der Grundausgestaltung der Erfindung ist.
Fig. 3 ein mehr ins einzelne gehendes, funktionales Blockdiagramm ist, das die Elemente der Erfindung zeigt.
Fig. 4 das Einzelblockdiagramm des frequenzsynthetisierten Zeitgebergenerators der Fig. 3 ist.
Fig. 5A, 5B, 5C u. 5D die Schaltkreise für die in Fig. 4 gezeigten Elemente im einzelnen darstellen.
Fig. 6 eine andersartige Ausführungsform für den frequenzsynthetisierten Zeitgenerator der Fig. 4 zeigt.
Fig. 7A, 7B, 7C, 7D, 7E, 7F und 7G Zeitdiagramme sind, die beim Erklären der Betriebsweise des in den Fig. 3, 4 und 5A-D gezeigten Schaltkreises zweckmäßig sind.

Beschreibung der Zeichnungen im einzelnen:

Fig. 1A zeigt die herkömmliche Methode, die gemeinhin verwendet worden ist, Taktsignale zuzuführen, die für den Betrieb eines Mikrocomputers verwendet werden. Hier verwendet ein Kristalloszillatorkreis 100 ein herkömmliches, elektrisch anregbares Kristallelement 102, ein stabiles Taktsignal mit der Frequenz fref zu erzeugen. Der Ausgang des Kristalloszillators 100 (fref) wird unmittelbar an die Takt- und Zeiteingänge der zentralen Recheneinheit (CPU) 104 angelegt, die auch die Peripherieschaltkreise enthält, die normalerweise mit der Struktur eines Mikrocomputers verbunden sind. Der in Fig. 1 gezeigte Oszillatorkreis 100 wird fortwährend bei einer Frequenz fref betrieben, die notwendigerweise ausreichend hoch sein muß, um die Rechenleistung der am häufigsten verlangten Abschnitte der programmierten Vorgänge für den Mikrocomputer zu unterstützen. Bei vielen Anwendungen, beispielsweise bei Signaldekodierern, die in Paging-Empfängern (Empfänger mit seitenweiser Datenübertragung) verwendet werden, können die Spitzenrechenanforderungen, die von dem Mikrocomputer verlangt werden, 100mal größer als die minimalen Rechenanforderungen sein. Wegen einer solchen Verwendung des Mikrocomputers mag er seine Hauptzeit der Ausführung einfacher Aufgaben widmen, die ein Minimum an Rechenleistung verlangen. Bei solchen Anwendungen ergibt die in Fig. 1A gezeigte Ausgestaltung einen beträchtlich größeren Leistungsverbrauch als er verlangt würde, wenn die Taktfrequenz irgendwie auf den Wert eingestellt werden könnte, der benötigt wird, um die Rechenanforderungen der Aufgabe zu erfüllen, die von dem Mikrocomputer ausgeführt wird.
Man betrachte beispielsweise den Fall, bei dem der Mikrocomputer eine wiederholte Folge von Programmieraufgaben durchführen muß, bei der ein Spitzentakt fref die folgenden Werte aufweist:
a) 5,12 MHz werden für 1,00 Sekunden benötigt,
b) woraufhin eine Taktfrequenz von 32 kHz während 9,00 Sekunden benötigt wird, worauf
c) eine Wiederholung der Folge a) und b) folgt. Ferner betrachte man zu diesem Vergleich den Fall, bei dem der Mikrocomputer und der Taktschaltkreis mit CMOS-Schaltkreiselementen ausgeführt werden, und der Mikrocomputer aus dem Motorola MC146805E2 Mikroprozessor und einem MC65516 Nur-Lesespeicher (ROM) besteht.
Es ist gut bekannt, daß über einen großen Betriebsfrequenzbereich der Leistungsverbrauch von CMOS-Schaltkreisen direkt der Betriebstaktfrequenz proportional ist.
Leistungsverbrauch = Konstante · fref, wobei der Wert der Konstanten von der besonderen Schaltkreisausgestaltung abhängt, die normalerweise für irgendeinen gegebenen Schaltkreis festgelegt ist.
Bei dem vorstehend erläuterten Beispiel wäre der Stromverbrauch des Mikrocomputers 4 Milliampere bei einer 5 Volt Stromversorgung, wenn der Mikrocomputer bei einer Taktfrequenz von 5,12 MHz betrieben wird. Der Stromverbrauch des Mikrocomputers würde auf 0,025 Milliampere von der 5 Volt Stromversorgung verringert, wenn die Taktfrequenz auf 32 kHz verringert wäre.
Ähnlich würde ein typischer CMOS-kristallgesteuerter-Oszillator, wie der, der bei dem MC146805E2 Mikroprozessor verwendet wird, 0,8 Milliampere von einer 5 Volt Versorgung verbrauchen, wenn er bei einer Frequenz von 5,12 MHz betrieben wird, aber nur 0,005 Milliampere, wenn die Oszillatorfrequenz auf 32 kHz verringert wäre.
Somit ist für das in Fig. 1A gezeigte System, bei dem die Taktfrequenz auf 5,12 MHz eingestellt werden muß, der mittlere Leistungsverbrauch:
Leistungsverbrauch = V · 1
Leistungsverbrauch = (5,0 Volt) x (0,8 + 4,0 mA)
Leistungsverbrauch = 24 Milliwatt.
Wenn jedoch die Taktfrequenz etwas eingestellt werden könnte, um mit den minimalen Anforderungen der gerade vorliegenden Aufgabe übereinzustimmen, könnte der Leistungsverbrauch so niedrig sein wie:
Erstverbrauch = 0,1 V · Ihoch + 0,9 V · Iniedrig
Erstverbrauch = 0,1 (5 Volt) (4,8 mA) + 0,9 (5 Volt) (0,03 mA)
Erstverbrauch = 2,54 Milliwatt.
und der Unterschied von 21,4 Milliwatt zwischen den zwei Leistungsverbrauchen zeigt, daß eine Nettoleistungseinsparung von 90% erreicht werden könnte. Somit verbraucht für dieses Beispiel der Schaltkreis nach dem Stand der Technik nahezu 10-mal soviel Leistung, wie benötigt würde, wenn die Taktfrequenz gemäß den vorliegenden Rechenanforderungen des Mikrocomputers verändert werden könnte.
Eine zweite Begrenzung der in Fig. 1A gezeigten Ausgestaltung ist, daß der Mikrocomputer darauf beschränkt ist, eine Taktfrequenz als die Zeitbasis für die Zeitgabe verstrichener Zeitintervalle und zum Ausführen von Programmen zu verwenden. Bei vielen Anwendungen wäre es wünschenswert, eine Hochfrequenzzeitbasis zur Verfügung zu haben, so daß kleine Zeitintervalle mit einem hohen Genauigkeitsmaß gemessen werden könnten, und auch eine niederfrequente Zeitbasis zur Verfügung zu haben, so daß lange Zeitintervalle gemessen werden könnten, ohne die Verwendung sehr großer Zeitkreise innerhalb des Mikrocomputers zu benötigen. Zusätzlich können viele Programmaufgaben, wie das Abfragen von Eingangssignalen bei unterschiedlichen Frequenzen, das Erzeugen von Ausgangssignalen mit unterschiedlichen, vorgegebenen Frequenzen, usw. einfacher durchgeführt werden, wenn die Taktfrequenz abgeändert und darauf eingestellt werden könnte, den Anforderungen des Programms, das von dem Mikrocomputer ausgeführt wird, gerecht zu werden.
Fig. 1B zeigt ein funktionales Blockdiagramm einer zweiten Ausgestaltung nach dem Stand der Technik, bei der der Ausgang eines Kristalloszillators 100 (fref) mit dem Eingang einer veränderbaren Frequenzteilereinrichtung 106 verbunden ist. Der Ausgang der Teilereinrichtung ist mit dem Takteingang des Mikrocomputers 104 verbunden, und ein Ausgang des Mikrocomputers 104 ist ferner mit einem Steuereingang 108 der veränderbaren Teilereinrichtung 106 verbunden. Eine ähnliche Vorrichtung ist in US-A-3941989 beschrieben.
Die veränderbare Teilereinrichtung in Fig. 1B besitzt einen Teilermodul, der durch den Mikrocomputer über das Steuersignal verändert werden kann, das an den Anschluß 108 angelegt wird. Beim Betrieb wird die Teilereinrichtung 106 auf einen niederen Modul eingestellt, um fref durch einen kleinen Divisor zu teilen und den Mikrocomputer bei einer hohen Taktfrequenz zu betreiben, wenn eine hohe Rechenfähigkeit benötigt wird. Die Teilereinrichtung 106 kann auch auf einem hohen Modul eingestellt werden, um fref durch einen großen Divisor zu teilen und den Mikrocomputer bei einer niederen Taktfrequenz zu betreiben, wenn eine geringe Rechenfähigkeit benötigt wird.
Die Struktur nach dem Stand der Technik in Fig. 1B verbessert einige der mit der Struktur in Fig. 1A verbundene Beschränkungen, aber sie schließt diese nicht vollständig aus. Insbesondere verlangt die Struktur in Fig. 1B die Verwendung eines physikalisch großen und relativ teuren Taktkristalls 102, um die hohe, benötigte Taktfrequenz zu erzeugen. Sie verbessert die Leistungsverbrauchsprobleme, wenn der Mikrocomputer bei sehr niederen Taktfrequenzen betrieben wird, aber der mit dem Taktoszillator für die hohe Frequenz und der veränderbaren Teilereinrichtung verbundene Leistungsverbrauch kann leicht viele Male größer als die Leistung sein, die von dem Mikrocomputer verbraucht wird. Somit beträgt für integrierte Schaltkreise (IC) die mit derselben Halbleiterverarbeitung wie der Mikroprozessor hergestellt werden, der Stromverbrauch, der zum Betreiben eines CMOS- Oszillatorkreises 102 und eines verbundenen Frequenzteilerkreises, wie 106 bei einer Oszillatorfrequenz von 5,12 MHz, benötigt wird, typischerweise 1,0 Milliampere von einer 5 Volt Stromversorgung. Dies entspricht einem Leistungsverbrauch von 5 mW.
Nimmt man als Beispiel die vorhergehend angegebene Programmieraufgabe, dann wäre die von einem System, das dem in Fig. 1B gezeigten ähnlich ist, verbraucht Leistung:
Durchschnittsleistungsverbrauch = 0,1 (5 Volt) (5,0 mA) + 0,9 (5 Volt) (1,025 mA)
Durchschnittsleistungsverbrauch = 7,1 mW.
Das Abziehen der Leistung von 5 mW wegen der Kombination aus Oszillator und Teilereinrichtung ergibt eignen mittleren Leistungsverbrauch von nur 2,1 Milliwatt, die in dem Mikrocomputer verbraucht wird. Der Oszillator und die Teilereinrichtung verbrauchen somit nahezu zweieinhalbmal von dem Mikrocomputer verbrauchte Leistung.
Ferner kann bei diesem Vorgehen der Mikrocomputer nur bei Frequenzen getaktet werden, die ganzzahlige Untervielfache der Oszillatorfrequenz sind, so daß die Fähigkeit, die Taktfrequenz auf Werte zu ändern, die eine wirksame Programmierung des Mikrocomputers ermöglichen, stark beschränkt ist. Beispielsweise können für eine Oszillatorfrequenz von 5 MHz nur Taktsignalfrequenzen von 5,0 MHz, 2,5 MHz, 1,66 MHz usw. erzeugt werden, die den Divisoren von 1, 2, 3, usw. entsprechen. Die großen Zwischenräume in den Ausgangsfrequenzen, die für kleine Divisoren auftreten, begrenzen ernsthaft den Betrieb des Systems, da es gerade bei den hohen Betriebstaktfrequenzen vorkommt, daß eine große Anzahl von eng beabstandeten, alternativen Taktfrequenzen benötigt wird. Somit weist die in Fig. 1B gezeigte Ausgestaltung ebenfalls mehrere zusätzliche Mängel auf, die von der vorliegenden Erfindung berücksichtigt werden.
Fig. 2 zeigt ein funktionales Blockdiagramm, der vorliegenden Erfindung. Wie bei den vorhergehenden Figuren ist der Kristalloszillator 100 mit dem Kristallelement 102 gekoppelt. Der Oszillator 100 und der Kristall 102 sind in einem durch unterbrochene Linien dargestellten Kasten 109 eingeschlossen gezeigt, um die Quelle der Zeitgebersignale darzustellen, die an einem frequenzsynthetisierten Zeitgenerator 200 gegeben werden. Das Ausgangssignal des Kristalloszillators 100 ist durch einen Bezugstakteingangsanschluß 202 mit dem frequenzsynthetisierten Zeitgenerator 200 verbunden. Zwei Ausgangssignale des frequenzsynthetisierten Zeitgenerators 200 sind mit dem Mikrocomputer 104 an einen CPU-Takteingangsanschluß 110 und einem Zeitgebertakteingangsanschluß 112 verbunden. Eine Ausgangssteuerleitung von dem Mikrocomputer 104 ist mit einem Steuereingang 114 des frequenzsynthetisierten Zeitgebergenerators 200 verbunden.
Beim Betrieb erzeugt der Kristalloszillator in Kombination mit dem Kristall 102 genaue, kristallgesteuerte Ausgangssignale niederer Frequenz, die vorzugsweise eine Frequenz zwischen 30 kHz und 100 kHz aufweisen. Indem eine Bezugstaktzeitbasis in diesem Frequenzbereich verwendet wird, kann der Leistungsverbrauch des Oszillatorkreises auf einem Minimum gehalten werden, und infolgedessen können preisgünstige, baugrößenmäßig kleine Zeituhrkristalle als die Kristallfrequenzbezugselemente verwendet werden. Um die Verwendung kleinerer und kostengünstigerer Kristalle zu ermöglichen, werden die Taktsignale niederer Frequenz von dem Kristalloszillator 108 an den Bezugstakteingang 202 des frequenzsynthetisierten Zeitgenerators 200 gegeben. Der Funktionsblock 200 enthält einen Frequenz-Synthesizer vom Frequenzmultiplikationstyp und eine Zeit- und Auswähllogik, die die zwei Ausgangssignale erzeugt, die an den Takt- und Zeitgebereingang des Mikrocomputers gelegt werden.
Der Frequenz-Synthesizer, der in dem Zeitgenerator 200 enthalten ist, erzeugt eine Ausgangsfrequenz von:
fsyn = M·fref
wobei fref die Frequenz des Signals ist, das an den Taktbezugseingangsanschluß 202 gelegt wird, und M ist ein ganzzahliger Faktor, der von dem Mikrocomputer mittels des Steuerschnittstelleneingangsanschlusses in dem Zeitgenerator 200 gesteuert werden kann. Bei der bevorzugten Ausführungsform ermöglicht die Zeit- und Auswähllogik in dem Zeitgebergenerator 200, daß entweder das Bezugsfrequenzsignal von dem Kristalloszillator 109 oder das Ausgangssignal fsyn von dem Synthesizer an entweder einen der oder beide Takt- und Zeitgebereingangsanschlüsse des Mikrocomputers angelegt wird. Ferner ist der Frequenz-Synthesizer so ausgestaltet, daß er vollständig in einen Null-Leistungsverbrauchszustand ungültig gemacht werden kann, während das Ausgangssignal des Kristalloszillators unmittelbar an den Takt- und an den Zeitgebereingangsanschluß des Mikrocomputers gelegt wird.
Das in Fig. 2 gezeigte System ist mehr im einzelnen in den Fig. 3, 4, 5A, 5B, 5C, 5D, 6 und 7A-F dargestellt und wird im einzelnen in den folgenden Abschnitten beschrieben. Wenn die Systemausgestaltung, die hier beschrieben wird, verwendet wird, das vorhergehend betrachtete Abtastzeit-Änderungsprogramm auszuführen, wird der Gesamtleistungsverbrauch beträchtlich verringert.
Insbesondere verbraucht derselbe CMOS-Oszillator, der Teil der Ausgestaltung aus Oszillator und Teilereinrichtung der Fig. 1B ist, nur 5 Mikroampere, wenn er bei einer Frequenz von 32 kHz betrieben wird. Der frequenzsynthetisierte Zeitgenerator 200 zieht 0,5 Milliampere, wenn er ein Ausgangssignal von 5,0 MHz erzeugt, und hat einen Stromverbrauch von Null, wenn er ungültig gemacht wird, so daß der Ausgang des Kristalloszillators 100 unmittelbar an die Takteingangsanschlüsse 110 und 112 des Mikrocomputers 104 gegeben wird. Der Leistungsverbrauch bei Verwendung der vorliegenden Erfindung, um die Abtastprogrammfolge auszuführen, ist dann:
Durchschnittsleistungsverbrauch = 0,1(5 Volt)(4,5 mA) + 0,9 (5 Volt)(0,030 mA) = 2,38 mW
was mehr als eine zehnfache Verbesserung gegenüber dem Leistungsverbrauch des in Fig. 1A gezeigten Systems ist, und eine dreifache Verbesserung gegenüber dem Leistungsverbrauch des in Fig. 1B gezeigten Systems ist.
Ferner wird man zu würdigen wissen, daß, indem ein Kristallbezugssignal niederer Frequenz verwendet wird, die synthetisierte Ausgangsfrequenz in relativ kleinen Frequenzschritten geändert werden kann, die der Mikrocomputer-Taktfrequenz erlauben, nahe auf bevorzugte Frequenzwerte eingestellt zu werden, um den Wirkungsgrad des Computers zu verbessern und die Leistungsverwendung während der Rechenprogrammausführung zu erhöhen. Beispielsweise können bei einer Oszillatorfrequenz von 32 kHz 160 unterschiedliche, synthetisierte Ausgangsfrequenzen zwischen 32 kHz und 5,12 MHz erzeugt werden, wobei jede Frequenz ein Vielfaches von 32 kHz ist. Dieser Satz zur Verfügung stehender Frequenzen hat die erwünschte Eigenschaft, daß es bei den höheren Frequenzen, die verwendet werden, den Mikrocomputer zu takten, wenn seine anfordernsten, programmierten Aufgaben ausgeführt werden, eine große Anzahl dicht beabstandeter Taktfrequenzen gibt, die ausgewählt werden können, die Aufgabe der Computerprogrammierung zu vereinfachen und den Betriebswirkungsgrad des Mikrocomputers zu erhöhen. Ferner sollte klar sein, daß die Verwendung einer Kristall-Bezugstaktzeit-Basisfrequenz, die kleiner als die bei den schwierigsten Aufgaben benötigte Frequenz ist, die von dem Mikrocomputer in Kombination mit einem Frequenz-Synthesizer vom Multiplikationstyp durchgeführt werden sollen, ein Optimum an Leistungseinsparung liefert. Wenn die Frequenzauswahl in Antwort auf die durchzuführende Computeraufgabe getroffen wird, erzeugt dies ein bemerkenswertes, energiewirksames Mikrocomputersystem.
Fig. 3 zeigt mehr im einzelnen die funktionale Blockdiagrammform des Systems der Fig. 2. Hier sind der frequenzsynthetisierte Zeitgenerator 200 und der Mikrocomputer 104 in ihre sie bildenden Teile aufgegliedert. Der Ausgang des Kristalloszillators 100 ist mit dem Bezugsoszillatoreingangsanschluß 202 des Frequenz- Synthesizers 204, mit einem Eingang des Zeitauswählkreises 206 und einem Eingangsanschluß 112 einer Zeiteingangsauswähleinrichtung 218 in dem Mikrocomputer 104 verbunden. Das Ausgangssignal des Frequenz-Synthesizers 204 liefert einen zweiten Takteingang für den Zeitauswählkreis 206. Das Ausgangssignal des Zeitgeberauswählkreises 206 ist mit dem Takteingangsanschluß 110 des Mikrocomputers 104 und mit einem zweiten Eingang der Zeitgebereingangsauswähleinrichtung 218 verbunden.
Der Mikrocomputer 104 enthält eine zentrale Recheneinheit CPU 220, die wiederum unter anderen Elementen einen CPU-Taktgenerator und einen Steuerkreis 222, einen Zeitgeber/Zähler und einen Vorzähler 224 und ein Zeitgebersteuerregister 226 enthält. Der Fachmann auf diesem Gebiet wird zu würdigen wissen, daß der CPU- Taktgenerator als der Quellentakt für alle internen CPU-Befehlszeit- und Adressen/Daten-Operationen wirkt. Der Zeitgeber/Zähler wird hauptsächlich für Zeitoperationen verwendet und arbeitet als ein programmierbares Meßelement für abgelaufene Zeit. Die CPU 220 ist auch dargestellt, daß sie ein Indexzwischenregister, einen Bestandszeiger (stock pointer) und verschiedene andere Module enthält, die gut bekannt sind, von einer CPU enthalten zu werden. Die CPU ist mittels einer Zweirichtungs-Steuerbusleitung 230 mit einem Frequenzsteuerregister 240, einem Eingangsregister 242 für den Anschluß C, einem Register 244 für den Eingabe/Ausgabe-Anschluß A, einem Register 246 für den Eingabe/Ausgabe-Anschluß B und einem Register 248 für den Eingabe/- Ausgabe-Anschluß D, einem Programm-Nur-Lesespeicher ROM 250 und einem Speicher mit wahlfreiem Zugriff RAM 252 verbunden.
Eine Ausgangssteuerleitung 227 von dem Zeitgebersteuerregister 226 ist mit einem dritten Eingang der Zeitgebereingangsauswähleinrichtung 218 verbunden, und der Ausgangsanschluß 225 der Auswähleinrichtung 218 ist mit einem Eingang von dem Zeitgeber/Zähler und dem Vorzähler 224 verbunden. Die Zeitgeberauswähleinrichtung 218 erhält auch das Taktquellensignal von dem Oszillator 100 an dem Anschluß 112. Somit wird die Zeitgeber-Auswähleinrichtung 218 mit Zeitsignalen von dem Oszillator 100 und von dem Synthesizer 204 versehen.
Zwei Ausgangssteuersignalleitungen 249 und 251 von dem Register 240 sind mit dem Zeit-Auswählkreis 106 verbunden. Diese Leitungen liefern eine Taktauswählsteuerung und eine Einschalt- bzw. Rücksetzsteuerung. Vier zusätzliche Ausgangssteuersignalleitungen 253, 255, 257, 259 von dem Frequenzsteuerregister 240 sind zu dem Frequenz-Synthesizer 204 geführt, um EIN/AUS-, Bandbreitensteuer- bzw. Frequenzsteuersignale bereitzustellen. Es ist nicht beabsichtigt, daß die Anzahl der Leitungen begrenzend sein soll, sondern nur beispielhaft für die funktionalen Verbindungen ist.
Das in Fig. 3 gezeigte System arbeitet in der folgenden Weise. Wenn das System zuerst eingeschaltet oder mit Strom versorgt wird, kann der frequenzsynthetisierte Zeitgebergenerator 200 nicht sofort verriegeln und eine stabile Ausgangsfrequenz liefern, die zum Takten des Mikrocomputers geeignet ist. Um diese Schwierigkeit zu überwinden, werden die Register in dem Mikrocomputer 104 unter Einschluß des Zeitgebersteuerregisters 226 und des Frequenzsteuerregisters 280 auf vorbestimmte Zustände durch Einschalt-Initialisierungstechniken initialisiert, die auf diesem Gebiet gut bekannt sind. Die vorbestimmten Anfangsbedingungen bei dem Zeitgebersteuerregister 226 und dem Frequenzsteuerregister 240 führen zu der Erzeugung von Steuersignalen über Steuerleitungen 249 und 251 zu dem Zeit-Auswählkreis 206 und über die Steuerleitung 227 zu der Zeitgebereingangsauswähleinrichtung 218, die den Ausgang des Kristalloszillators 100 als das Taktsignal auswählen, das an die Takteingangsanschlüsse 110 und 112 des Mikrocomputers gelegt werden soll. In Antwort auf diese Steuersignale gibt der Zeit-Auswählkreis 206 das Kristalloszillator-Ausgangssignal, das mit einem seiner Eingangsanschlüsse verbunden ist, an den Anschluß 110, der der CPU-Takteingangsanschluß des Mikrocomputers ist. In ähnlicher Weise verbindet die Zeitgebereingangsauswähleinrichtung 218 das Kristalloszillator-Ausgangssignal, das seinem Eingangsanschluß 112 zugeführt wird, mit seinem Ausgangsanschluß 225, der wiederum mit dem Zeitgeber/Zähler und Vorzähler 224 in den Mikrocomputer verbunden ist.
Da der CPU-Taktgenerator- und Steuerkreis 222 die Zeitsignale erzeugt, die intern verwendet werden, um die verschiedenen Teile der CPU zu takten, liefert er deshalb die Zeitsteuerung für alle Befehls-, Daten- und Adressenoperationen. Somit bestimmt die Frequenz des an den Takteingangsanschluß 110 gelegten Signals die Ausführungszykluszeit des Mikrocomputers, und für einen CMOS-Mikrocomputer bestimmt sie unmittelbar den sich ergebenden Leistungsverbrauch des Mikrocomputers. In ähnlicher Weise werden der Zeitgeber/Zähler und Vorzählerkreis 224 durch den Mikrocomputer als ein Zeitgeber für abgelaufene Zeit verwendet, und die Zeitgebereingangsauswähleinrichtung 218 arbeitet, um entweder den Ausgang des Kristalloszillators oder den Ausgang des frequenzsynthetisierten Zeitgenerators als das Zeitbasissignal für den Zeitgeber/Zähler und Vorzähler auszuwählen. Obgleich der Synthesizer-Betrieb durch die Anforderungen des CPU-Taktgeneratorkreises gesteuert wird, ist es für den Fachmann auf diesem Gebiet klar, daß ein zusätzlicher Zeit-Auswählkreis 206, der mit der Zeitgebereingangsauswähleinrichtung 218 verbunden ist, ermöglichen würde, daß der Ausgang des Synthesizers für die Messung abgelaufener Zeit ohne Rücksicht auf die Anforderungen des CPU-Taktgenerators verwendet wird.
Somit wird unmittelbar nachdem das System aktiviert worden ist, der Ausgang des Kristalloszillators verwendet, die CPU zu takten und als die Zeitbasis für den Zeitgeber/Zähler und Vorzähler. Auf diese Weise wird der Mikrocomputer vollständig funktionsbereit und er kann in Abhängigkeit von der in dem Programm-Nur- Lesespeicher ROM programmierten Aufgabe den Frequenz-Synthesizer aktivieren und darauffolgend die sich ergebenden Signale hoher Frequenz entweder an seinen Taktsignaleingangsanschluß 110 oder den Zeitgeber/Zähler 224 anzulegen.
Um den Frequenz-Synthesizer zu aktivieren speichert die CPU eine Steuerfolge in dem Frequenzsteuerregister 240, den Frequenzsynthesizer einzuschalten, stellt seine Bandbreite auf den Weite-Bandbreite-Zustand ein und stellt seine Ausgangsfrequenz ein. Die Steuerfolge erzeugt Signale auf der EIN/AUS-Steuerleitung 253, der Bandbreitensteuerleitung 255 und den Frequenzsteuerleitungen 257 und 259, die wirken, den Synthesizer physikalisch einzuschalten, stellt seine Schleifenbandbreite auf den Weite- Bandbreite- Zustand ein und stellt die Ausgangsfrequenz auf den erwünschten Wert ein, indem die programmierbare Teilereinrichtung in dem Synthesizer auf den richtigen Divisor eingestellt wird.
Nachdem der Synthesizer mit der phasenverriegelten Schleife in dem Weite-Bandbreite-Modus eingeschaltet worden ist, synchronisiert die Schleife schnell oder erreicht eine Verriegelung, und die Ausgangsfrequenz wird dann auf dem erwünschten Wert verriegelt. Jedoch kann bei der phasenverriegelten Schleife in dem Weite-Band-Modus der Synthesizerausgang zu viel Rauschen und Frequenzschwankungen enthalten, um als eine stabile Taktzeitbasis verwendbar zu sein. Somit speichert als nächstes, um die Schleifenbandbreite zu verengen und die Schleifenstabilität zu verbessern, der Mikrocomputer eine neue Steuerfolge in das Frequenzsteuerregister 240 ein, um den Zustand der Bandbreitensteuerleitung 255 zu ändern. Diese neue Steuerfolge ändert den Zustand der Frequenzsteuersignale 257 und 259 oder den Zustand der EIN/AUS-Leitung 253 nicht, sondern ändert nur den Zustand der Bandbreitensteuerleitung 255, um die phasenverriegelte Schleife in ihrem Schmale-Bandbreite-Modus anzuordnen.
Dann ist nach einer kurzen Verzögerung, damit die Übergangsschwingungen, die durch die Schleifenbandbreitenänderung hervorgerufen werden, abklingen können, der Ausgang des Frequenz- Synthesizers stabil und zur Verwendung als eine Taktquelle für den Mikrocomputer geeignet. Der Mikrocomputer kann dann entweder den Zeit-Auswählkreis oder seine Zeitgebereingangsauswähleinrichtung oder beide schalten, um den Ausgang des Frequenz-Synthesizers an einen der oder beide CPU-Takteingangsanschlüsse und den Zeitgeber/Zähler-Eingangsanschluß anzulegen.
Der Ausgang des Frequenz-Synthesizers kann auf den CPU-Takteingangsanschluß gegeben werden, indem eine Steuerfolge in das Frequenzsteuerregister 240 eingeschrieben wird, die den Zustand des Taktauswählsteuersignals 249 ändert, um das Ausgangssignal des Zeit-Auswählkreises 206 von dem Kristalloszillatorausgang auf den Synthesizerausgang zu schalten. In ähnlicher Weise kann das Zeitgebereingangssignal an den Anschluß 225 von dem Kristalloszillatorsignal zu dem Ausgang des Zeitauswählkreises 206 geändert werden, indem eine neue Steuerfolge in das Zeitgebersteuerregister 226 eingeschrieben wird, um den Signalzustand auf der Steuerleitung 227 zu ändern.
Bei dem in Fig. 3 gezeigten System kann der Mikrocomputer wiederum zu jeder Zeit den Frequenz-Synthesizer auf EIN oder AUS schalten. Ferner kann er unabhängig entweder den Ausgang des Kristalloszillators oder den Ausgang des Frequenz-Synthesizers als Quelle für die Taktsignale für den CPU-Takt- und Zeitgebertakteingang auswählen. Die Ausgangsfrequenz des Frequenz-Synthesizer kann auf irgendeine Zahl programmierbarer Frequenzen eingestellt oder abgeändert werden. Obgleich nur vier mögliche Frequenzeinstellungen durch die zwei gezeigten Frequenzsteuerleitungen vorgesehen werden können, wird diese Anzahl nur als ein Beispiel verwendet, und es ist nicht beabsichtigt begrenzend zu sein.
Die bevorzugten Ausführungsformen für die in Fig. 3 gezeigten funktionalen Teile, stellen auch mehrere bedeutende Schutzmerkmale bereit, die die CPU daran hindern, das System in einen nichtbetriebsbereiten Zustand zu bringen. Da insbesondere die CPU plötzlich ihren Betrieb anhalten und funktionsunfähig werden würde, wenn sie die Auswahl einer nicht funktionsfähigen Taktquelle veranließe, gestatten die Konstruktionen der einzelnen Teile nicht, daß der CPU-Takteingangsanschluß oder der Zeitgebertakteingangsanschluß den Ausgang des Frequenz-Synthesizers erhalten, wenn der Synthesizer nicht auf EIN ist. Ferner erlaubt die Konstruktion nicht, daß der Frequenz-Synthesizer auf AUS geschaltet wird, wenn er als eine Quelle von Takt- oder Zeitsignalen verwendet wird. Die Einzelheiten der Konstruktionen der verschiedenen Teile und die Weise, in der sie den Gesamtbetrieb des Systems unterstützen, werden in den folgenden Abschnitten erörtert.
Fig. 4 ist eine Blockdiagrammdarstellung des Zeitgenerators 200, der aus einem herkömmlichen Frequenz-Synthesizer 204 mit verriegelter Schleife in Kombination mit einem Zeit-Auswählkreis 206 besteht. Bezugnehmend auf die Fig. 4 wird ein Eingangssignal von dem Kristalloszillator 100 dem Bezugstakteingangsanschluß 202 einer Phasenerfassungseinrichtung 260 zugeführt und wird auch einem Eingang des Zeit-Auswählkreises 206 zugeführt. Der Phasenerfassungskreis 260 besitzt einen mit einem Eingang eines Tiefpaßfilterkreises 262 verbundenen Ausgang. Der Tiefpaßfilterkreis 262 erhält auch Bandbreitensteuersignale von dem Frequenzsteuerregister 240, die dem Einganganschluß 264 zugeführt werden, um die Bandbreite des Tiefpaßfilters 262 auszuwählen. Ein EIN/AUS-Steuersignal von dem Frequenzsteuerregister 240 ist mit einem zweiten Eingangsanschluß 266 des Filters 262 verbunden, um den Betrieb des Tiefpaßfilters zu ermöglichen oder unwirksam zu machen. Ein analoges Ausgangssignal von dem Tiefpaßfilter 262 wird auf einen Eingang des spannungsgesteuerten Oszillator 268 gegeben. Das EIN/AUS-Steuersignal wird auch einem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 268 zugeführt. Der Ausgang von dem spannungsgesteuerten Oszillator 268 wird als ein Eingang dem ZeitAuswählkreis 206 und einem Eingang einer Modulo-Teilereinrichtung 270 zugeführt. Der Ausgang der Modulo-Teilereinrichtung 270 ist mit einem zusätzlichen Eingang der Phasenerfassungseinrichtung 260 verbunden. Modulo-Steuersignale 257 und 259 von dem Frequenzsteuerregister 240 werden zusätzlichen Eingängen der Modulo-Teilereinrichtung 270 zugeführt, um eine Software-Steuerung der Synthesizer-Frequenz zu gestatten. Schließlich werden Taktauswählsteuersignale 249 und 251 von dem Frequenzsteuerregister 240 den zusätzlichen Eingangsanschlüssen des Zeit-Auswählkreises 206 zugeführt. Das Ausgangssignal von dem Zeit-Auswählkreis 206 wird dem Takteingangsanschluß 110 des Mikrocomputers 104 zugeführt.
Beim Betrieb arbeiten die Teile der phasenverriegelten Schleife, nämlich die Phasenerfassungseinrichtung 260, das Tiefpaßfilter 262, der spannungsgesteuerte Oszillator 268 und die Teilereinrichtung 270 gemäß gut bekannten Prinzipien der Theorie für phasenverriegelte Schleifen, um die Phase und die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators mit der Phase und der Frequenz der Eingangszeitsignale zu synchronisieren, oder genauer gesagt mit den kristallgesteuerten Taktsignalen des Oszillators 100, die an den Anschluß 202 gegeben werden. Wenn die Schleife verriegelt oder synchronisiert ist, steht die Frequenz fsyn des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators mit der Frequenz fref des Kristalltaktsignals in Beziehung durch den Ausdruck:
fsyn = M · fref
mit M dem Modulus der Teilereinrichtung 270.
Genauer gesagt vergleicht die Phasenerfassungseinrichtung 260 die Phase des Kristalltaktbezugssignals fref mit der Phase des Ausgangssignals von der Teilereinrichtung, die eine Frequenz fsyn/M aufweist, und erzeugt ein Ausgangssignal, das dem Unterschied zwischen den Phasen der zwei Signale proportional ist. Dieses Ausgangssignal wird dann an den Eingang des Tiefpaßfilters 262 gegeben, der das Frequenzspektrum des Signals von der Phasenerfassungseinrichtung formt und das geformte Signal an den Frequenzsteuereingangsanschluß des spannungsgesteuerten Oszillators 268 gibt.
Die Bandbreitenkennlinie des Tiefpaßfilter 262 beeinflußt unmittelbar die Zeit, die für die phasenverriegelte Schleife erforderlich ist, die anfängliche Synchronisierung oder einen "verriegelten" Zustand zu erreichen. Bei der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Tiefpaßtfilterausgestaltung verwendet, bei der die Bandbreitenkennlinie zwischen einem weiten Bandbreite-Zustand und einem schmalen Bandbreite-Zustand geändert werden kann. Wenn das phasenverriegelte Schleifensystem zuerst eingeschaltet wird, wird das Bandbreiteneingangssteuersignal verwendet, das Filter 262 in einen Weite-Bandbreite-Zustand zu bringen. Dann wird, nachdem die Schleife verriegelt ist, das Filter durch ein Signal an den Anschluß 264 in den Schmal-Bandbreite-Modus geschaltet, um das Rauschen auf dem Frequenzsteuereingangsanschluß des spannungsgesteuerten Oszillators 268 zu verringern. Das Tiefpaßfilterelement 262 besitzt auch einen EIN/AUS-Steuereingang, um den Tiefpaßfilterkreis ungültig zu machen und ihn in einen Leistungsverbrauchmodus von Null zu bringen, wenn der Frequenz- Synthesizer auf AUS geschaltet wird.
Der spannungsgesteuerte Oszillator 268 führt eine gutbekannte Funktion durch. Er erzeugt ein Ausgangssignal, das eine Frequenz besitzt, die direkt auf den Wert der Spannung bezogen ist, die an einen Eingangsfrequenzsteuereingang gegeben wird, insbesondere:
fsyn = K·VIN
mit K einer Konstanten, die durch die besonderen Schaltkreisparameter bestimmt ist. Bei der bevorzugten Ausführungsform antwortet der spannungsgesteuerte Oszillator auf einen EIN/AUS- Steuersignaleingang, indem die Funktion des spannungsgesteuerten Oszillators ungültig gemacht wird und er auch in einen Zustand gebracht wird, in dem kein Strom von der Stromversorgung abgezogen wird. Somit können tatsächlich das Tiefpaßfilter 262 und der spannungsgesteuerte Oszillator 268 abgeschaltet werden.
Das Ausgangssignal von dem spannungsgesteuerten Oszillator wird der Teilereinrichtung 270 zugeführt, die wirkt, die Frequenz des angelegten Signals durch eine ganze Zahl zu teilen, deren Wert durch die Steuersignale auf den Leitungen 257 und 259 bestimmt wird, die der Teilereinrichtung 270 durch das Frequenzsteuerregister 240 in dem Mikrocomputer 104 zugeführt werden. Bei einer typischen Anwendung kann dieser Divisor im Größenbereich von 10 bis 160 liegen, wenn ein Signal von 32 kHz als die Bezugsfrequenz fref verwendet wird. Ein bedeutender Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung ist, daß dieser Divisor durch das Software-Programm, das ausgeführt wird, gesteuert werden kann.
Wenn das phasenverriegelte Schleifensystem zuerst auf EIN geschaltet wird, wird das EIN/AUS-Steuersignal auf den EIN-Zustand geschaltet, und der Tiefpaßfilterkreis 262 und der spannungsgesteuerte Oszillator 268 werden beide in ihren normalen Betriebszustand geschaltet. Das Bandbreitensteuersignal wird auf den Weite-Bandbreite-Modus geschaltet, um das schnelle Erreichen oder Verriegeln der phasenverriegelten Schleife zu schaffen. In diesem Anfangszustand wirkt das von der Phasenerfassungseinrichtung erzeugte Fehlersignal, die Frequenz fsyn des spannungsgesteuerten Oszillators zu M·fref hinzulenken, so daß das Ausgangssignal von der Teilereinrichtung 270 zu dem Kristalloszillator-Bezugssignal phasenverriegelt werden kann. Nach einer geeigneten Verzögerungszeit, während der angenommen werden kann, daß die phasenverriegelte Schleife verriegelt worden ist, wird der Zustand der Bandbreitensteuerleitung auf den Schmale- Bandbreite-Modus geschaltet, um die Rauschschwankungen an dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators zu verringern, und das synthetisierte Ausgangssignal steht bereit, als eine Taktsignalquelle verwendet zu werden. Der Ausgang des Synthesizers, das heißt der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators, und das Kristalloszillator-Bezugssignal werden beide den Eingängen des Zeit-Auswählkreises 206 zugeführt, und ein Taktauswählsteuersignal von dem Frequenzsteuerregister 240 wird verwendet, um auszuwählen, welches dieser Signale dem CPU-Taktanschluß 110 zugeführt wird.
Die Phasenerfassungseinrichtung, das Tiefpaßfilter, der spannungsgesteuerte Oszillator und der Zeit-Auswählkreis, die in Blockdiagrammform in Fig. 4 gezeigt sind und bevorzugt werden, sind mehr im einzelnen in den Fig. 5A, 5B, 5C bzw. 5D gezeigt. Die Grundzüge zum Konstruieren einer geeigneten, programmierbaren Frequenzteilereinrichtung sind auf dem Gebiet der Technik gut bekannt, und es gibt viele Standardbauteile, wie der MC14526B, ein CMOS programmierbarer durch N zu teilender Kreis, der von Motorola, Inc. hergestellt wird, der verwendet werden kann, die angegebene Funktion durchzuführen. Somit müssen die Konstruktioneinzelheiten des Frequenzteilerkreises nicht erörtert werden, da der Fachmann mit der Arbeitsweise solcher Schaltkreise gut vertraut ist.
Fig. 5A ist ein elektrisches Schemadiagramm des bevorzugten Phasenerfassungskreises 260. Die Schaltkreisauslegung ist ähnlich der für eine herkömmliche, von einer Flanke ausgelöste Phasenerfassungseinrichtung. Das Kristalloszillator-Bezugssignal wird an einen Eingang eines Umkehrkreises 300 gelegt. Der Ausgang des Umkehrkreises 300 ist mit dem Takteingangsanschluß des "D"-Flip-Flop 302 verbunden. Der Ausgang der Modulo-Teilereinrichtung 270 wird einem Eingang eines Umkehrkreises 304 zugeführt. Der Ausgang des Umkehrkreises 304 ist mit dem Takteingangsanschluß des "D"-Flip-Flop 306 verbunden. Die Dateneingangsanschlüsse der Flip-Flop 302 und 306 sind jeweils mit der positiven Spannungsversorgung VDD verbunden. Der Q Ausgangsanschluß des Flip-Flop 302 ist mit einem Eingang eines NICHT-UND- Tores 308 verbunden und wird auch als ein "Quellen-Steuer"-Signal bezeichnet. Der Q Ausgangsanschluß des Flip-Flop 306 ist mit einem zweiten Ausgangsanschluß des NICHT-UND-Tores 308 verbunden und ist auch als ein "Senke-Steuer"-Signal bezeichnet. Der Ausgang des NICHT-UND-Tores 308 ist mit den Rücksetzeingängen der Flip-Flop 302 und 306 verbunden.
Beim Betrieb erzeugt die Phasenerfassungseinrichtung zwei Fehlersignalausgänge, die den relativen Phasenzustand der Wellenformen des Kristalltaktquellensignals und des Ausgangssignals der Modulo-Teilereinrichtung 270 anzeigen. Insbesondere schaltet, wenn das Kristalltaktquellensignal einen Übergang von 1 zu 0 vornimmt, während das Teilereinrichtungsausgangssignal auf einem der beiden logischen Pegel bleibt, der Ausgang des Umkehrkreises 300 von einem Pegel 0 auf 1, und dieser Übergang taktet den Flip-Flop 302 und setzt seinen Q Ausgang auf einem 1 Pegel, weil sein "D"-Eingang elektrisch auf einen logischen 1 Pegel gehalten wird. Der sich ergebende 1 Pegel bei dem Source-Steuer- Ausgangssignal zeigt an, daß der Phase der Kristalltaktquellenwellenform die Phase des Ausgangssignals der Teileinrichtung 270 vor läuft.
Wenn die Ausgangswellenform der Teilereinrichtung 270 nachfolgend einen Pegelübergang von 1 zu 0 unternimmt, schaltet der Ausgang des Umkehrkreises 304 von einem Pegel 0 auf 1, und dieser Übergang taktet den Flip-Flop 306 und setzt seinen Q Ausgang auf einen 1 Pegel, da sein D Eingang elektrisch auf einem logischen 1 Pegel gehalten wird. Der 1 Pegel des Senke-Steuersignals liefert einen 1 Pegel an den zweiten Eingang des NICHT-UND-Tores 308, und sein Ausgang schaltet nachfolgend von einem 1 Pegel auf einen 0 Pegel. Dieser 0 Pegel bewirkt, beide Flip-Flop 302 und 306 zurückzusetzen. Das Quelle-Steuersignal an dem Q Ausgang des Flip-Flop 302 und das Senke-Steuersignal an dem Q Ausgang des Flip-Flop 306 wird dann auf einen 0 Pegel zurückgesetzt, bis eines der Eingangssignale der Phasenerfassungseinrichtung wieder einen Pegelübergang von 1 zu 0 vornimmt.
Die Arbeitsweise des Phasenerfassungskreises ist ähnlich, wenn das Ausgangssignal der Teilereinrichtung 270 einen Pegelübergang von 1 zu 0 vornimmt, während die Kristalloszillatorbezugswellenform entweder bei einem Pegel 1 oder 0 verbleibt, aber in diesem Fall geht das Senke-Steuersignal hoch (das heißt zu einem 1 Pegel), bis die Kristalltaktquellenwellenform einen Pegelübergang von 1 zu 0 vollzieht. Dann werden beide Flip-Flop 302 und 306 erneut zurückgesetzt, bis einer der Eingänge wieder einen Pegelübergang von 1 zu 0 vornimmt. In diesem letztgenannten Fall zeigt der 1 Pegel, der für das Senke-Steuersignal erscheint, an, daß die Phase des Ausgangssignals der Teilereinrichtung 270 die Phase der Kristalloszillatorwellenform anführt.
Das Quelle-Steuerausgangssignal und das Senke-Steuerausgangssignal der Phasenerfassungseinrichtung 260 werden einem entsprechenden Source-Steuer- und Senke-Steuer-Eingang des Tiefpaßfilter 262 zugeführt. Im allgemeinen wirken die Signale, die Eingangsspannung und deshalb die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 268 zu erhöhen, wenn die Phase des Signals von der Teilereinrichtung 270 hinter der Phase des Kristalltaktbezugssignals zurückbleibt. Umgekehrt wirken die Signale die Eingangsspannung und damit die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 268 zu verringern, wenn die Phase des Kristalltaktbezugssignals hinter der Phase des Signals von der Teilereinrichtung 270 zurückbleibt. Diese Betriebsart steuert den spannungsgesteuerten Oszillator 268 in der benötigten Weise, um sicherzustellen, daß die phasenverriegelte Schleife tatsächlich verriegelt wird.
Die Schaltkreiseinzelheiten des Tiefpaßfilters 262 sind in Fig. 5B gezeigt. Hier ist das Source-Steuersignal mit einem Eingang eines NICHT-UND-Tores 330 und dem Eingang eines Umkehrkreises 332 verbunden. Der Ausgang des NICHT-UND-Tores 330 ist mit dem Eingang eines Umkehrkreises 334 verbunden, und der Ausgang des Umkehrkreises 334 ist mit dem Eingang eines zweiten Umkehrkreises 336 verbunden. Der Ausgang des Umkehrkreises 336 ist mit der Gate-Elektrode eines P-Kanal Anreicherungsmodus MOS Transistors 340 verbunden. Die Source-Elektrode des Transistors 340 ist mit der Drain-Elektrode eines P-Kanal Anreicherungsbetrieb MOS Transistor 342 verbunden. Die Source-Elektrode des Transistors 342 ist mit dem positiven Anschluß der Spannungsversorgung verbunden.
Der Ausgang des Umkehrkreises 332 ist mit der Gate-Elektrode eines P-Kanal Anreicherungsbetrieb MOS Transistors 344 verbunden, und die Source-Elektrode des Transistors 344 ist mit der Drain-Elektrode eines P-Kanal Anreicherungsbetrieb-Transistors 346 verbunden. Die Source-Elektrode des Transistors 346 ist mit dem positiven Versorgungsanschluß verbunden. Die Gate-Elektroden der Transistoren 342 und 346 sind miteinander mit den Gate-Elektroden von P-Kanal Anreicherungsbetrieb-Transistoren 348 und 350 verbunden und auch mit der Drain-Elektrode des Transistors 348. Die Source-Elektroden der Transistoren 348 und 350 sind beide mit dem positiven Versorgungsanschluß verbunden.
Das Senke-Steuersignal von 260 wird einem Eingang eines NICHT- UND-Tores 352 und dem Gate-Anschluß des N-Kanal Anreicherungsbetrieb-Transistors 354 zugeführt. Der Ausgang des NICHT-UND-Tores 352 ist mit dem Eingang eines Umkehrkreises 356 gekoppelt, und der Ausgang des Umkehrkreises 356 ist mit der Gate-Elektrode eines N-Kanal Anreichungsbetrieb-Transistors 358 gekoppelt. Das Bandbreitensteuersignal von 240 ist mit einem zweiten Eingang des NICHT-UND-Tores 352 und mit einem zweiten Eingang des NICHT- UND-Tores 330 verbunden. Dies Source-Elektrode des Transistors 358 ist mit der Drain-Elektrode des N-Kanal Anreicherungsbetrieb-Transistors 360 verbunden. Die Source-Elektrode des Transistors 360 ist mit dem Massepotential verbunden. Die Source- Elektrode des Transistors 354 ist mit der Drain-Elektrode des N- Kanal Anreicherungsbetrieb-Transistors 362 verbunden, dessen Source-Elektrode mit Massepotential verbunden ist. Die Gate- Elektroden der Transistoren 360 und 362 sind miteinander verbunden und mit der Gate- und der Drain-Elektrode des N-Kanal Anreicherungsbetrieb-Transistors 364, dessen Source-Elektrode mit Massepotential verbunden ist. Die Drain-Elektrode des Transistors 364 ist mit der Drain-Elektrode des Transistors 350 verbunden. Das EIN/AUS-Steuersignal wird der Gate-Elektrode des N-Kanal Anreicherungsbetrieb-transistors 368 zugeführt, dessen Source-Elektrode mit dem Massepotential verbunden ist. Die Drain-Elektrode des Transistors 368 ist über einen Widerstand 370 mit der Drain- und Gate-Elektrode des Transistors 348 verbunden.
Schließlich sind die Drain-Elektroden der Transistoren 344 und 354 miteinander und mit einem Anschluß eines Widerstandes 372 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstandes 372 ist mit den Drain-Anschlüssen der Transistoren 340 und 358 und mit einem Anschluß des Widerstandes 374 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstandes 374 ist über einen Kondensator 376 mit Massepotential gekoppelt. Die Drain-Elektrode des Transistors 340 liefert ein Steuersignal für den spannungsgesteuerten Oszillator, das als VCO-Steuerung bezeichnet ist.
Beim Betrieb bilden die Transistoren 348, 350, 364, 368 und der Widerstand 370 ein CMOS-Stromspiegelvorspannungsnetzwerk, das verwendet wird, die Gate-Vorspannungen für die Transistoren 342, 346, 360 und 362 herzustellen. Wenn sich das EIN/AUS-Steuersignal in dem AUS-Zustand befindet, ist der Spannungspegel nahe dem Massenpotential und der Transistor 368 ist auf AUS geschaltet. Dies wiederum bewirkt, daß die Transistoren 342, 346, 348, 350, 360, 362, 364 in dem AUS-Zustand vorgespannt sind und der Schaltkreis außer Betrieb ist und deshalb null Leistung zieht.
Wenn das EIN/AUS-Steuersignal einen logischen Pegel 1 hat, um das System auf EIN zu schalten, wird der Schalttransistor 368 stark leitend und ein Stromfluß wird durch den Transistor 348 und den Widerstand 370 hergestellt, der hauptsächlich durch den Wert der positiven Spannung und des Widerstandes 370 bestimmt ist. Der Strom kann ausgedrückt werden durch:
I = (VVersorgung - Vgs)/R 370
wobei Vgs die Gate-Source-Spannung des Transistors 348 ist, wenn er vorgespannt ist, den Strom I zu leiten.
Die an der Drain-Elektrode des Transistors 348 hergestellte Vorspannung ist dann ausreichend, die P-Kanal Transistoren 350, 346, 342 an dem Gate auf das Source-Spannungspotential vorzuspannen, das erforderlich ist, die Drain-Ströme von AI zu erzeugen, wobei A von der Größe des infragestehenden Transistors im bezug auf die Größe des Transistors 348 abhängt und I der Vorstrom in dem Transistor 348 ist.
In ähnlicher Weise stellt der Stromfluß von dem Transistor 350 zu dem Transistor 364 eine Vorspannung her, die bewirkt, die N- Kanal Einrichtungen 360, 362 an dem Gate auf die Source-Spannung vorzuspannen, was benötigt wird, einen Drain-Strom von BI zu erzeugen, wobei B ein Faktor ist, der von der Größe der beiden hier infragestehenden Transistoren in bezug auf die Größe des Transistors 364 abhängt.
Die P-Kanal Transistoren 342 und 346 arbeiten als Verhältnis- Stromquellen, die Ströme von 50 bzw. 1 Mikroampere erzeugen. In ähnlicher Weise arbeiten die N-Kanal Transistoren 360 und 362 als Verhältnis-Stromsenken von 50 bzw. 1 Mikroampere.
Wenn das Source-Steuersignal auf einen hohen logischen Zustand geschaltet ist, wird der Ausgang des Umkehrkreises 332 auf einem Pegel 0 geschaltet, was zum Ergebnis hat, daß der Schalttransistor 344 auf EIN geschaltet wird. Wenn das Bandbreitensteuersignal ebenfalls auf einem hohen oder logischen Pegel von 1 ist, ist das NICHT-UND-Tor 330 auf einem Pegel 0 wie der Ausgang des Umkehrkreises 336. Dieses letztere Signal wirkt, den Schalttransistor 340 auf EIN zu schalten. Wenn andererseits das Bandbreitensteuersignal auf einem Pegel von Null ist, wird nur der Schalttransistor 344 eingeschaltet. Das Gesamtergebnis ist, daß ein Eingangssignal des Source-Steuersignals mit dem Pegeln 1 bewirkt, daß eine Stromquelle auf EIN geschaltet wird, den Kondensator 378 durch das Widerstandsnetzwerk aufzuladen, das durch die Widerstände 372 und 374 gebildet ist.
Im Schmale-Bandbreiten-Modus wird der Kondensator 378 durch den Transistor 346 über die Widerstände 372 und 374 aufgeladen, und in dem Weite-Bandbreite-Modus wird der Kondensator durch den Transistor 346 über die Widerstände 372 und 374 und durch den Transistor 342 über den Widerstand 374 aufgeladen. Die Größen der Ströme werden durch die Größen der Transistoren 342 und 346 relativ zu dem Transistor 348 bestimmt und können durch Überlegungen zu einem CMOS-Stromspiegel bestimmt werden, wie es auf dem Gebiet der Technik gut bekannt ist.
Ähnlich werden, wenn das Senke-Steuersignal in einen hohen Zustand geschaltet ist und wenn sich der Bandbreitensteuersignaleingang auf einem eins Pegel befindet, die Schalttransistoren 354 und 358 durch die sich ergebenden eins Signalpegel auf EIN geschaltet, die an deren Eingänge gelegt werden. Im Gegensatz hierzu wirkt, wenn das Bandbreitensteuersignal auf einem Pegel Null ist, es nur, den Transistor 354 einzuschalten, und der Transistor 358 bleibt auf AUS wegen des Pegeleingangs von 0, der an einen Eingang des NICHT-UND-Tores 352 gelegt wird.
Somit bewirkt ein Pegel 1 auf der Senke-Steuersignalleitung, daß eine Stromsenke eingeschaltet wird, die den Kondensator 378 durch das aus den Widerständen 372 und 374 gebildete Netzwerk entlädt. In dem Schmale-Bandbreite-Modus wird der Kondensator 378 durch den Transistor 362 über die Widerstände 372 und 374 entladen, und in dem Weite-Bandbreite-Modus wird der Kondensator durch den Transistor 362 über die Widerstände 372 und 374 und durch den Transistor 360 über den Widerstand 374 entladen. Wiederum wird die Größe der Entladungsströme durch die Größe der Transistoren 362 und 360 in bezug auf den Transistor 364 bestimmt.
Bei der bevorzugten Ausführungsform sind der Aufladestrom des Transistors 346 und der Entladestrom des Transistors 362 beide gleich auf 1 Mikroampere eingestellt. Ähnlich sind der Aufladestrom des Transistors 342 und der Entladestrom des Transistors 360 beide gleich auf 50 Mikroampere eingestellt. Somit wird im Schmale-Bandbreite-Modus das von den Widerständen 372 und 374 und dem Kondensator 376 gebildete Netzwerk mit gleichen Strömen von 1 Mikroampere aufgeladen und entladen, und in dem Weite- Bandbreite-Modus wird das Netzwerk mit gleichen Strömen von 51 Mikroampere aufgeladen und entladen.
Es auf dem Gebiet der Technik gut bekannt und vollständig in US- Patent Nr. 4,167,711 mit dem Titel "Phase Detector Output Stage for Phase Locked Loop" von Smoot beschrieben ist, das an den Zessionar der vorliegenden Erfindung übertragen wurde und hiermit unter Bezugnahme darauf eingeschlossen wird, besteht die Wirkung einer Zwei-Modus-Stromauflade- und -Entladeanordnung darin, das Tiefpaßfilter mit zwei effektiven Bandbreiten zu versehen. Dies wiederum ergibt zwei Bandbreiten für das phasenverriegelte Schleifensystem mit geschlossener Schleife; eine Schleife mit einem weiten Band, die verwendet wird, schnelle Verriegelungszeiten zu erzielen, und eine Schleife mit einem schmalen Band, die verwendet wird, gute Signal/Rauscheigenschaften an dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators zu schaffen. Ferner dienen die Widerstände 372 und 374 dazu, das Dämpfen der phasenverriegelten Schleife auf den erwünschten Wert für den Schleifenzustand mit weiter Bandbreite und mit schmaler Bandbreite einzustellen.
Wenn mit dem Phasenerfassungsschaltkreis verbunden, wirkt der Tiefpaßfilterkreis, den Ausgangskondensator 378 aufzuladen und die Spannung des VCO-Steuersignals für den spannungsgesteuerten Oszillator zu erhöhen, wenn die Phase des Ausgangssignals von der Teilereinrichtung hinter der Phase des Kristalloszillator- Bezugssignals zurückbleibt. Die erhöhte Spannung des VCO-Steuersignals für den spannungsgesteuerten Oszillator wirkt, die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators zu erhöhen, was wiederum dazu dient, die Phase des Signals an dem Ausgang der Teilereinrichtung zu erhöhen, um einen verriegelten Zustand herzustellen oder aufrechtzuerhalten. Umgekehrt antwortet der Tiefpaßfilterkreis auf ein Senke-Steuersignal, das anzeigt, daß die Phase des Ausgangssignals von der Teilereinrichtung der Phase des Kristalloszillator-Bezugssignals vorausläuft, indem der Ausgangskondensator 378 entladen und die Spannung des VCO- Steuersignals für den spannungsgesteuerten Oszillator gesenkt wird, was bewirkt, die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators zu verringern und die Phase des Signals am Teilereinrichtungsausgang zu verringern, um einen verriegelten Zustand herzustellen oder aufrechtzuerhalten.
Fig. 5C zeigt die bevorzugte Ausführungsform des spannungsgesteuerten Oszillators. Der Ausdruck "spannungsgesteuerter Oszillator" wird in seinem Bedeutungssinn verwendet, um die Funktion des Bauteils anzuzeigen, jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht auf die bei der bevorzugten Ausführungsform gezeigte Struktur begrenzt. Das EIN/AUS-Steuersignal von den Frequenzsteuerregistern 240 ist über einen Umkehrkreis 400 mit der Gate- Elektrode eines P-Kanal Anreicherungsbetrieb-Transistors 402 und den Gate-Elektroden der N-Kanal Anreicherungsbetrieb-Transistoren 404 und 406 verbunden. Die Source-Elektrode des Transistors 402 ist mit einer positiven Potentialquelle verbunden. Das Steuersignal für den spannungsgesteuerten Oszillator von dem Tiefpaßfilter 362 wird in Gate-Elektroden der N-KanalAnreicherungsbetrieb-Transistoren 408 und 410 zugeführt. Die Source-Elektroden der Transistoren 404, 406, 408 und 410 sind alle mit Massepotential verbunden. Die Drain-Elektrode des Transistors 408 ist mit der Source-Elektrode eines N-Kanal Anreicherungsbetrieb Transistors 412 verbunden. Die Drain-Elektrode des Transistors 412 ist mit der Drain-Elektrode eines P-Kanal Anreicherungsbetrieb-Transistors 414 verbunden, dessen Source-Elektrode mit eine positiven Potentialquelle verbunden ist. Die Drain-Elektroden der Transistoren 412 und 414 sind miteinander und mit der Gatt-Elektrode eines N-Kanal Anreicherungsbetrieb-Transistors 416, mit der Gate-Elektrode eines P-Kanal Anreicherungsbetrieb Transistors 418, mit der Drain-Elektrode des Transistors 404 und mit einem Eingang eines NICHT-NUR-Tores 420 verbunden. Die Source-Elektrode des Transistors 416 ist mit der Drain-Elektrode des Transistors 410 verbunden. Die Source-Elektrode des Transistors 418 ist mit der Drain-Elektrode des Transistors 402 verbunden. Die Drain-Elektroden der Transistoren 416 und 418 sind miteinander verbunden und mit der Drain-Elektrode des Transistors 406 und einem Eingang eines NICHT-UND-Tores 422 verbunden. Der Ausgang des NICHT-NUR-Tores 420 ist mit einem zweiten Eingang eines NICHT-NUR-Tores 422 verbunden. Der Ausgang des NICHT-NUR-Tores 422 ist mit einem zweiten Eingang des NICHT-NUR- Tores 420 und den Gate-Elektroden der Transistoren 412 und 414 verbunden und liefert ein Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators, das mit VCO-Ausgang bezeichnet ist.
Der Betrieb des spannungsgesteuerten Oszillators, der für die bevorzugte Ausführungsform gezeigt ist, ist ähnlich der Arbeitsweise des Patentes Nr. 4,110,704 von Irwin u. a. mit dem Titel "Astable Multivibrator with Temperature Compensation and Requiring a Single Supply Voltage", das auf den Zessionar der vorliegenden Erfindung übertragen ist und durch Bezugnahme darauf hier eingegliedert wird. Die von den Transistoren 414 und 412 und von den Transistoren 416 und 418 umfaßten Umkehrkreise enthalten eine spannungsgesteuerte Verzögerung aufgrund der Strombegrenzungswirkungen der Transistoren 408 und 410, während die R-S-Verriegelung, die aus den NICH-NUR-Toren 420 und 422 besteht, die für große Signalschwingungen benötigte Verstärkung liefert.
Wenn die Eingangssteuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator erhöht wird, nehmen die von den Transitoren 408 und 410 erzeugten Vorströme zu. Die erhöhten Vorströme wiederum verringern die Schaltverzögerungszeiten der Umkehrkreispaare 412, 414 und 416, 418, was die Ausgangsfrequenz des Kreises erhöht. Somit antwortet der spannungsgesteuerte Oszillator auf eine Zunahme der Steuereingangsspannung durch Erhöhen der Frequenz des Ausgangssignals. Der spannungsgesteuerte Oszillator wird auf EIN und AUS durch die Transistoren 402, 404 und 406 geschaltet.
Wenn sich das EIN/AUS-Steuersignal auf einem 1 Pegel befindet, wird der Ausgang des Umkehrkreises 400 auf einen 0 Pegel gebracht. Der 0 Pegel schaltet den Schalttransistor 402 ein, und schaltet die Transistoren 404 und 406 auf AUS. In diesem Zustand ist der von den Transistoren 416 und 418 gebildete Umkehrkreis mit der positiven Versorgung verbunden und die NICHT-NUR-Tore 420 und 422 sind frei, in Übereinstimmung mit den Ausgangsausschlägen des Multivibrators zu schalten. Wenn die EIN/AUS-Leitung auf einem 0 Pegel ist, ist der Ausgang des Umkehrkreises 400 auf einem 1 Pegel, und der Transistor 402 ist dann AUS und die Transistoren 404 und 406 sind auf EIN geschaltet. In diesem Zustand ist der durch die Einrichtungen 416 und 418 gebildete Umkehrkreis wirkungsvoll von dem Versorgungsanschluß unterbrochen, und die Schaltkreisknoten, die mit den Drain-Elektroden der Transistoren 404 und 406 verbunden sind, sind auf Masse geschaltet. Somit wird die Schaltkreisfunktion aufgehoben und der Leistungsabzug des spannungsgesteuerten Oszillators wird auf Null verringert.
Fig. 5D zeigt den elektrischen Schaltkreis der Zeit-Auswähleinrichtung 206 im einzelnen, die vorhergehend in den Fig. 3 und 4 gezeigt wurde. Die Kristalltaktquelle von dem Kristalloszillator 100 ist mit dem Takteingangsanschluß eines Flip-Flop 440 vom D- Typ und mit einem Eingang eines NICHT-NUR-Tores 442 verbunden. Der Ausgangsanschluß des Flip-Flop 440 ist mit dem zweiten Eingang des NICHT-UND-Tores 442 verbunden. Der Ausgang des NICHT-UND-Tores 442 ist mit einem Eingang eines NICHT-UND-Tores 444 verbunden. Das Signal von dem Frequenz-Synthesizer, der VCO- Ausgang (von 268) des spannungsgesteuerten Oszillators, wird einem ersten Eingang eines NICHT-UND-Tores 446 zugeführt. Der Ausgang des NICHT-UND-Tores 446 ist mit dem Takteingangsanschluß eines zweiten Flip-Flop 448 vom D-Typ und mit einem ersten Eingang eines NICHT-UND-Tores 450. Der Q Ausgangsanschluß des Flip- Flop 448 ist mit dem zweiten Eingang des NICHT-NUR-Tores 450 verbunden. Der -Ausgangsanschluß des Flip-Flop 448 ist mit einem Eingang eines NICHT-UND-Tores 452 verbunden. Das Taktauswähl-Steuersignal 249 von dem Frequenzsteuerregister 240 wird an einen ersten Eingang eines NICHT-UND-Tores 456 und über einen Umkehrkreis 454 an den zweiten Eingang des NICHT-UND-Tores 452 gelegt. Der Ausgang des NICHT-UND-Tores 452 ist mit dem D-Eingangsanschluß des Flip-Flop 440 verbunden. Der Q Ausgangsanschluß des Flip-Flop 440 ist mit dem zweiten Eingang des NICHT- UND-Tores 456 und dem zweiten Eingang des NICHT-UND-Tores 456 verbunden. Eine Rücksetzsteuersignalleitung 251 von dem Frequenzsteuerregister 240 ist mit dem Rücksetzanschluß des Flip- Flop 440 und dem Setzanschluß des Flip-Flop 448 verbunden. Der Ausgang des NICHT-UND-Tores 450 ist mit dem zweiten Eingang des NICHT-UND-Tores 444 verbunden. Der Ausgang des NICHT-UND-Tores 444 ist ein Signal, daß mit CPU-Takt bezeichnet ist, das an den Anschluß 110 in dem Mikrocomputer 104 angelegt wird.
Eine der Hauptfunktionen des Zeit-Auswählkreises 206 ist, eine Software-Einrichtung zum Schalten zwischen asynchronen Taktquellen bereitzustellen, ohne eine Ausgangsimpulsbreite geringerer Dauer als der kürzeste Arbeitszyklus von jeder der Frequenzquellen zu erzeugen. Das Erzeugen eines Impulses, dessen Weite kleiner als die für die CPU erforderliche wäre, einen Befehl, eine Date oder eine Adresse auszuführen, könnte einen Fehlbetrieb hervorrufen. Da die Ausgangsfrequenz des Frequenz-Synthesizers geringe Phasenschwankungen enthält, ist der Synthesizer-Ausgang nicht vollständig synchron zu der Bezugs (Kristalltakt)quelle. Als solcher liefert der Zeit-Auswählkreis 206 für das Mikrocomputersystem eine von der Software gesteuerte Einrichtung, um entweder die Kristallquelle oder eine Hochfrequenz-Synthesizerquelle auszuwählen, ohne unterbrechende Hochfrequenzspitzen oder -impulse während des Übergangs. Wie in Fig. 3 beschrieben worden ist, würde das Eingliedern eines zweiten Zeit-Auswählkreises 206, der mit der Zeitgebereingangs-Auswähleinrichtung 218 verbunden ist, auch ermöglichen, daß frequenzsynthetisierte Taktimpulse durch Messungen abgelaufener Zeit verwendet werden können, unabhängig davon ob der CPU-Taktgenerator einen Synthesizerbetrieb verlangt hat.
Während des Einschaltens wird der Zeit-Auswählkreis 206 über die Steuerleitung 251 initialisiert, das Flip-Flop 440 zurückzusetzen und das Flip-Flop 448 zu setzen. Die Initialisierung ermöglicht einen Taktsignalweg von der Kristalltaktquelle zu dem Ausgang des Auswählkreises 206, indem das Flip-Flop 440 rückgesetzt und das NICHT-UND-Tor 442 freigegeben wird. Die Initialisierung ergibt auch ein Ungültigschalten des NICHT-UND-Tores durch den Flip-Flop 440 und das Ungültigmachen des NICHT-UND- Tores 450 durch den Flip-Flop 448. Auf diese Weise können keine Tore bei den höheren Synthesizerfrequenzen hin- und herschalten, wenn die Kristallquelle als der Ausgang ausgewählt worden ist. Der initialisierte Zustand der Taktauswählleitung ist niedrig, um die anfänglichen Flip-Flop-Zustände zu ergänzen.
Nach der Initialisierung wird das Einschalt-Rücksetzsignal ungültig (niedrig) gemacht. Mit der Taktauswählsignalleitung 249 in einem niederen oder 0 Zustand fährt die Kristallquelle fort, Taktsignale durch die eingeschalteten NICHT-UND-Tore 442 und 444 zu senden.
Ein Prinzip der Arbeitsweise des Zeit-Auswählkreises 206 ist, daß eine Taktimpulsflanke einer neu ausgewählten Taktquelle bestimmt, wann der Taktquellenübergang stattfindet. Dies verhindert, daß schmale Spitzen oder Impulse an dem Ausgang erzeugt und daher an den Mikrocomputer gegeben werden. Dies ist eine besonders wichtige Eigenschaft des Auswählkreises, da schmale Spitzen oder Impulse beider Polaritäten in dem Taktsignal, das an den Mikrocomputer gegeben wird, bewirken können, daß seine internen Zeitelemente fehlerhaft arbeiten, was zu einer Unterbrechung des gerade ausgeführten Programmes führt. Um ferner zu verhindern, daß beide Taktquellen zur gleichen Zeit an den Ausgang gegeben werden, verlangen alle Auswähländerungen, daß ein Weg ungültig gemacht wird, bevor der andere Weg eingeschaltet werden kann.
Beim Betrieb wird ein Einschalt-Rücksetzsignal auf die Leitung 251 von dem Frequenzsteuerregister 240 gelegt. Dieses logische Signal mit dem Pegel 1 wirkt, das Flip-Flop 440 zurückzusetzen und das Flip-Flop 448 zu setzen, was seinerseits den Q Ausgang des 440 auf einen 0 Pegel, den Ausgang des 440 auf einen 1 Pegel, den Q Ausgang des 448 auf einen 1 Pegel und den -Ausgang des 448 auf einen 0 Pegel setzt.
Der Anfangszustand der Taktauswählsteuerleitung ist ein 0 Pegel, der am Ausgang des Umkehrkreises 454 eine 1 ergibt. Dieses letztere Signal erzeugt zusammen mit dem 1 Pegel des Q Ausgangs des Flip-Flops 448, ein 0 Pegelsignal an dem Ausgang des NICHT-UND- Tores 452, das an den D Eingang des Flip-Flop 440 gelegt wird.
Ferner bewirkt das 0 Pegelsignal an dem Q Ausgang des Flip-Flop 440, daß 1 Pegelsignale an den Ausgängen der NICHT-UND-Tore 446 und 456 erzeugt werden. Der 0 Pegel an dem Ausgang des Flip- Flop 448 erzeugt einen 1 Pegel an dem Ausgang des NICHT-UND- Tores 450. In diesem Zustand werden die Ausgänge der NICHT-UND- Tore 442 und 444 synchron mit dem Oszillatorsignal von 100 geschaltet, und der Ausgang des Kristalloszillators wird an den CPU-Taktanschluß 110 gegeben.
Wenn die Taktauswählsteuerleitung 249 auf einen logischen 1 Pegel angehoben wird, um die Auswahl des Synthesizerausgangs als den CPU-Takt durchzuführen, synchronisiert der Schaltkreis den Taktquellenübergang mit den Wellenformen der zwei Taktquellen, um die Bildung kurzer Impulse in der Ausgangswellenform zu verhindern. Somit erzeugt der 1 Pegel auf der Leitung 249 einen 0 Pegel an dem Ausgang des Umkehrkreises 454. Dies wiederum erzeugt einen 1 Pegel an dem Ausgang des NICHT-UND-Tores 452 und an dem D Eingang des Flip-Flop 440.
Dann wird bei dem nächsten negativen Übergang der Kristalloszillatorwellenform der Q Ausgang des Flip-Flop 440 auf einen 1 Pegel geändert und der Ausgang wird auf einen 0 Pegel geändert. Der Ausgang des 440 mit 0 Pegel erzwingt einen 1 Pegel an dem Ausgang des NICHT-UND-Tores 442 und unterbricht das Kristalloszillatorsignal von dem Ausgang, der mit dem CPU-Takteingangsanschluß 110 verbunden ist. Der 1 Pegel an dem Q Ausgang des 440 wirkt, daß ein 0 Pegel an dem Ausgang des Tores 456 und dem D Eingang des Flip-Flop 448 erzeugt wird. Dann werden bei dem nächsten positiven Übergang der Ausgangswellenform des spannungsgesteuerten Oszillators der Ausgang des NICHT-UND-Tores 446 und der Taktanschluß des Flip-Flop 448 von einem 1 Pegel auf einen 0 Pegel geschaltet. Dieser Übergang taktet den Flip-Flop, einen 1 Pegel an seinem Ausgang und einen 0 Pegel an seinem Q Ausgang zu erzeugen. Diese Bedingung ergibt, daß das Ausgangssignal von dem Synthesizer an den CPU-Takteingangsanschluß 110 über die NICHT-UND-Tore 446, 450 und 444 angelegt wird. Somit findet die Taktquellenumsetzung bei dem nächsten vollen Zyklus der neuen Taktquellenwellenform statt, wobei einem Übergang der alten Taktquellenwellenform gefolgt wird, und keine schmalen Impulse oder Störspitzen werden erzeugt. Ferner arbeitet der Schaltkreis in einer ähnlichen Weise, wenn die Taktquellensteuerleitung von einem 1 Pegel auf einen 0 Pegel geschaltet wird, um eine Änderung von der Frequenz-Synthesizer-Taktquelle zu der Kristalloszillatorquelle durchzuführen.
Fig. 6 zeigt eine andersartige Ausführungsform des Frequenz- Synthesizers 204 und der Zeit-Auswähllogik 206, die mit 504 bzw. 506 bezeichnet sind. Man wird zu würdigen wissen, daß sie, während sie dieselbe Funktion durchführen, nicht mit der Vorrichtung der bevorzugten Ausführungsform identisch sind. Der Frequenz-Synthesizer 504 ist dargestellt, daß er zwei integrierte Schaltkreise IC umfaßt, die mit 510 und 512 bezeichnet sind. IC 510 ist ein Frequenz-Synthesizer, vorzugsweise ein MC14046B; IC 512 ist eine mittels Zähler programmierbare Teilereinrichtung (programmable divide by counter) vorzugsweise ein MC14526B. Die gezeigte Verbindung ergibt den geeigneten Frequenzsynthetisierungsbetrieb. Die Kristalltaktquelle wird an den Stift 14 des IC 510 und das EIN/AUS-Steuersignal wird an den Stift 5 gegeben. Das VCO-Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird am Stift 4 erzeugt.
Modulo-Steuersignale von dem Frequenzsteuerregister 240 werden den Stiften 2 und 5 des IC 512 zugeführt. Wie angegeben worden ist, kann die Auswahl der Synthesizer-Frequenz durch Modulo- Steuersignale unter Steuerung des Programmes vorgenommen werden, das von dem Mikrocomputer ausgeführt wird.
Das VCO-Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird dem Stift 1 eines IC 520 zugeführt, der als ein ODER-Tor verwendet wird und vorzugsweise ein MC14071B ist. Das Taktauswählsteuersignal 255 wird dem Stift 2 des IC 520 zugeführt. Die Kristalltaktquelle von 100 wird dem Stift 2 eines IC 522 zugeführt, der als ein UND-Tor verwendet wird und vorzugsweise ein MC14081B ist. Die integrierten Schaltkreise 520 und 522 sind kombiniert, um eine andersartige Taktauswähleinrichtung 506 zu bilden. Das CPU-Taktsignal wird am Stift 4 des integrierten Schaltkreises IC 522 erzeugt.
Beim Betrieb liefern die integrierten Schaltkreise 510 und 512 die Arbeitsweise des Frequenz-Synthesizers 504, der eine Phasenerfassungseinrichtung, ein Tiefpaßfilter, den spannungsgesteuerten Oszillator und eine Modulo-Teilereinrichtung enthält. Dies ist nicht als eine Einschränkung beabsichtigt, da der Fachmann erkennt, daß eine sehr große Anzahl von Frequenzen in Abhängigkeit von den Parametern des Synthesizers und des Bezugszeitsignals erzeugt werden können, das ihm von 109 zuführt wird, wie es in Fig. 2 gezeigt ist. Ferner weist die vorliegende Erfindung den herausragenden Vorteil auf, daß sie ermöglicht, die Frequenz durch das Programm auszuwählen, das von dem Mikrocomputer ausgeführt wird.
Es wird sich nun dem in den Fig. 7A-7G gezeigten Zeitdiagrammen zugewandt, wobei der gesamte Zeitbetrieb der vorliegenden Erfindung auf der Grundlage der vorhergehenden Beschreibung der Arbeitsweise der Bauteile in dem System zusammengefaßt werden kann. Zu irgendeiner vor der Zeit T0 liegenden Zeit war das System eingeschaltet worden und der Kristalloszillator beginnt, die in Fig. 7A gezeigte Wellenform niederer Frequenz zu erzeugen. Wegen der Initialisierungstechnik, die in dem Mikrocomputer verwendet wird, die Steuerregister auf bestimmte Zustände zu setzen, wird die Taktauswählsteuerleitung 249 von dem Frequenzsteuerregister auf einen 0 Logikpegel gesetzt, den Kristalloszillatorausgang als das an den CPU-Eingangsanschluß 110 angelegte Signal auszuwählen, wie es durch die Wellenformen der Fig. 7B und 7C für die Taktauswählsteuerleitung 249 bzw. den CPU-Takt 110 angegeben ist.
An der Linie T0 schaltet der Mikrocomputer den Frequenz-Synthesizer ein und stellt die Bandbreite der phasenverriegelten Schleife auf den Weite-Bandbreite-Modus, wie es durch die Wellenformen der Fig. 7D bzw. 7E gezeigt ist. Diese Wirkung wird durch Einschreiben der geeigneten Steuerfolge in das Frequenzsteuerregister 240 und das Schalten der EIN/AUS-Steuerleitung 253 auf einen logischen 1 Pegel und die Bandbreitensteuerleitung 255 auf einen logischen 1 Pegel erreicht.
Es wird auf die Fig. 7F bezug genommen; nachdem der Frequenzsynthesizer auf EIN geschaltet worden ist, beginnt die Frequenz des Ausgangssignal von dem spannungsgesteuerten Oszillator, anzusteigen, bis die phasenverriegelte Schleife in dem Synthesizer bei dem Frequenzwert verriegelt, der durch den Zustand der Frequenzsteuerleitungen 257 und 259 ausgewählt worden ist.
Zur Zeit T1, die ausgewählt ist, daß sie auftritt, nachdem die phasenverriegelte Schleife verriegelt hat, schreibt der Mikrocomputer eine zweite Steuerfolge in das Frequenzsteuerregister 240, um den Zustand der Bandbreitensteuerleitung 255 auf einen logischen Pegel 0 oder einen Schmale-Bandbreite-Zustand zu ändern.
Nach einer kurzen Verzögerung, um zu ermöglichen, daß irgendwelche durch die Bandbreitenänderung hervorgerufenen Übergänge abklingen, schreibt der Mikrocomputer eine weitere Steuerfolge in das Frequenzsteuerregister, um den Zustand der Taktauswählleitung 249 auf einen logischen 1 Pegel zu ändern, wie es durch die Wellenform der Fig. 7B zur Zeit T2 gezeigt ist. Diese Änderung legt den Ausgang des Frequenz-Synthesizers an den CPU-Takteingangsanschluß 110, wie es durch die Änderung der Wellenform der Fig. 7C zur Zeit T2 gezeigt ist, wie es vorher im einzelnen in der Beschreibung der Fig. 5D beschrieben worden ist.
Nach einiger Betriebsdauer bei dem durch dem Frequenz-Synthesizer erzeugten Hochfrequenztakt, schaltet der Mikrocomputer den CPU-Takt auf den Ausgang des Kristalloszillators zur Zeit T3 zurück. Dies wird durchgeführt, indem eine Steuerfolge in das Frequenzsteuerregister geschrieben wird, um den Zustand der Taktauswählsteuerleitung 249 auf einen logischen 0 Pegel zu ändern. Bei T3 zeigen die Wellenformen der Fig. 7B und 7C die Auswählsteuerung und die CPU-Taktwellenform.
Zur Zeit T5 schaltet der Mikrocomputer den Frequenz-Synthesizer aus. Hier wiederum wird dies durchgeführt, indem eine Steuerfolge in das Frequenzsteuerregister eingeschrieben wird, um den Zustand der EIN/AUS-Steuerleitung 253 auf einen logischen 0 Pegel zu ändern.
Fig. 7E zeigt, daß zur Zeit T6 der Mikrocomputer eine Folge in das Frequenzsteuerregister eingeschrieben hat, um den Zustand des Bandbreitensteuersignals zum logischen Pegel 1 oder Weite- Bandbreite-Zustand zu ändern. Dies wurde so vorgenommen, daß die phasenverriegelte Schleife schnell verriegelt, wenn der Frequenz-Synthesizer für den nächsten Zyklus eines Hochgeschwindigkeitsbetriebs wieder eingeschaltet wird.
Schließlich zeigt Fig. 7G, das Erzeugen eines Impulses kurzer Dauer zwischen den Zeiten T3 und T4 der, wenn er zu dem CPU- Eingang 110 gelangen könnte, Ausführungsschwierigkeiten hervorrufen könnte. Die Arbeitsweise des Zeit-Steuerkreises verhindert den Durchgang solcher Spitzen und verzögert den Wechsel der Taktquellen, bis der nächste volle Taktimpuls der neu ausgewählten Taktquelle bereitgestellt werden kann.

Claims

1. Ein Mikrocomputersystem, das bei niederer Leistung betrieben werden kann, umfassend

eine zentrale Verarbeitungseinheit (106), die eine Einrichtung (114) zum Bezeichnen der vorbestimmten Taktimpulsfrequenzanforderungen der zentralen Verarbeitungseinheit (106) für die unmittelbare Ausführung der programmierbaren Aufgabe enthält;

eine stabile Frequenzquelle (109), die Zeitimpulse mit einer kleineren Frequenz als die mit dem größten Wert der vorbestimmten Taktimpulsfrequenzanforderungen der zentralen Verarbeitungseinheit (104) erzeugt; und

einen Frequenz-Synthesizer (200), der mit der stabilen Frequenzquelle (109) gekoppelt ist und Zeitimpulse von ihr erhält, wobei der Frequenz-Synthesizer (200) mit der genannten zentralen Verarbeitungseinheit (108) zum Erzeugen und zum Zuführen synthetisierter Taktimpulse mit einer Frequenz, die ein Vielfaches der Frequenz der genannten Frequenzquelle (109) ist, zu der genannten zentralen Verarbeitungseinheit (106) gekoppelt ist und eine Auswähleinrichtung (206) einschließt, die auf die genannte Bezeichnungseinrichtung (114) zum Auswählen der Ausgangsfrequenz der synthetisierten Taktimpulssignale gleich den gegenwärtigen vorbestimmten Frequenzanforderungen der genannten zentralen Verarbeitungseinheit (104) anspricht;

wodurch die Erzeugung von Taktimpulsfrequenzen durch den Frequenz-Synthesizer und das Zuführen zu der zentralen Verarbeitungseinheit (106) nicht größer als die gegenwärtig für die unmittelbare Ausführung der programmierbaren Aufgaben verlangte ist.

2. Das Mikrocomputersystem gemäß Anspruch 1, in dem die zentrale Verarbeitungseinheit (106) in einem Mikrocomputer enthalten ist, der in Kombination mit der stabilen Frequenzquelle (109) und dem Frequenz-Synthesizer das Mikrocomputersystem bildet.

3. Das Mikrocomputersystem des Anspruches 1 oder 2, das ferner eine Speichereinrichtung einschließt, die mit der genannten zentralen Verarbeitungseinheit gekoppelt ist und die programmierte Befehle enthält, und wobei die genannte Bezeichnungseinrichtung auf die genannten programmierten Befehle anspricht, um die genannten Taktimpulsfrequenzanforderungen zu bezeichnen.

4. Das Mikrocomputersystem des Anspruches 3, in dem die genannte Auswähleinrichtung eine Zeit-Auswähleinrichtung enthält, die Zeitimpulse von der genannten stabilen Frequenzquelle und dem genannten Frequenz-Synthesizer empfangen kann und mit der genannten Verarbeitungseinheit gekoppelt ist, um alternativ das Zuführen von synthetisierten Taktimpulsen oder stabilen Frequenzquellenimpulsen zu der genannten zentralen Verarbeitungseinheit zu ermöglichen.

5. Das Mikrocomputersystem des Anspruches 4, in dem die genannte zentrale Verarbeitungseinheit ferner eine Zeitgeber/Zähler-Einrichtung zum Aufzeichnen abgelaufener Zeitintervalle einschließt und die genannte Zeit-Auswähleinrichtung ferner eine Einrichtung einschließt, die zwischen der genannten Zeit-Auswähleinrichtung und der genannten Zeitgeber/ Zähler-Einrichtung verbunden ist, um alternativ das Zuführen von synthetisierten Taktimpulsen oder stabilen Frequenzquellenimpulsen zu der genannten Zeitgeber/Zähler- Einrichtung zu ermöglichen.

6. Das Mikrocomputersystem des Anspruches 4, in dem die genannte Zeit-Auswähleinrichtung eine Einrichtung enthält, die auf die genannte Bezeichnungseinrichtung anspricht, um die Quelle von Impulsen, die der genannten zentralen Verarbeitungseinheit zugeführt werden, zwischen dem genannten Synthesizer und der genannten stabilen Frequenzquelle zu schalten, wobei die Zeit-Auswähleinrichtung ferner eine Einrichtung zum Aufrechterhalten der Impulsweite der Impulse, die der zentralen Verarbeitungseinheit von einer jeweiligen der beiden Quellen zugeführt werden, bei nicht weniger als der Dauer des normalen Arbeitszyklus für Impulse von beiden Quellen enthält.

7. Das Mikrocomputersystem des Anspruches 6, in dem die genannte Einrichtung zum Aufrechterhalten der Impulsweite eine Verzögerungseinrichtung enthält, die auf die genannte Bezeichnungseinrichtung anspricht, um das Schalten der Impulsquelle zu der zentralen Verarbeitungseinheit zu verzögern, bis ein Zeitsignal mit voller Impulsweite von der neu ausgewählten Quelle bereitgestellt werden kann.

8. Das Mikrocomputer-System des Anspruches 7, in dem die genannte Verzögerungseinrichtung eine Einrichtung enthält, die auf eine Flanke eines ersten vollen Taktimpulses von einer jeweiligen der beiden Quellen anspricht, der dem Umschalten nachfolgend erfaßt wird, um einer Schaltungsanordnung zu ermöglichen, den genannten Taktimpuls zu der genannten zentralen Verarbeitungseinheit zu lenken.

9. Das Mikrocomputersystem des Anspruches 4, in dem die genannte Auswähleinrichtung ferner eine Betätigungseinrichtung enthält, die auf die genannte Bezeichnungseinrichtung in der genannten zentralen Verarbeitungseinheit anspricht, um Energie zu dem genannten Synthesizer zu betätigen.

10. Das Mikrocomputersystem des Anspruches 9, in dem die genannte Betätigungseinrichtung eine Einrichtung enthält, eine Unterbrechung der Leistung zu dem Synthesizer solange nicht zu gestatten, wie die genannte Bezeichnungseinrichtung ihn benötigt.