DE3419664C2 - - Google Patents
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 2
- 230000002265 prevention Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 5
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000010998 test method Methods 0.000 description 1
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Stromspiegelschaltung,
wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben ist.
Eine Stromspiegelschaltung der vorstehend bezeichneten
Art ist bereits bei einer Konstantstromquellenschaltung
eingesetzt worden (DE 29 23 360 A1). Bei der bekannten
Schaltung läßt sich allerdings nicht ohne weiteres ein
ausgewähltes Ausgangs-Eingangs-Stromverhältnis genau
erzielen.
Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine
Stromspiegelschaltung der eingangs genannten Art so weiterzubilden,
daß mit relativ geringem schaltungstechnischen
Aufwand über einen weiten Bereich von Spannungen ein ausgewähltes
Ausgangs-Eingangs-Stromverhältnis genau erzielt
und mit einer relativ niedrigen Betriebsspannung gearbeitet
werden kann.
Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe bei einer
Stromspiegelschaltung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß
durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1
angegebenen Maßnahmen.
Eine zweckmäßige Weiterbildung der Erfindung ist im Anspruch 2
gekennzeichnet.
Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise
näher erläutert, wobei in den einzelnen Zeichnungen
einander entsprechende Elemente bzw. Einrichtungen
durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet sind.
Fig. 1 zeigt in einem schematischen Diagramm eine bekannte
Stromspiegelschaltung.
Fig. 2 zeigt in einem schematischen Diagramm eine weitere
Ausführungsform einer bekannten Stromspiegelschaltung,
wobei die Betriebsspannung zumindest zweimal
so groß ist wie die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren.
Fig. 3 zeigt in einem schematischen Diagramm eine noch weitere Stromspiegelschaltung,
bei der das Ausgangs-Eingangs-Stromverhältnis
mit Genauigkeit gewählt werden kann.
Fig. 4 zeigt in einem schematischen Diagramm eine weitere Stromspiegelschaltung,
bei der die Betriebsspannung
niedrig ist in Bezug auf andere bisher bekannte
Stromspiegelschaltungen.
Fig. 5 zeigt in einem schematischen Diagramm eine Stromspiegelschaltung
gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
Fig. 6 zeigt in einem schematischen Diagramm eine Stromspiegelschaltung
gemäß einer weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, bei der ein Schwingen der
Schaltung vermieden ist.
Im allgemeinen ist eine sogenannte Stromspiegelschaltung
bekannter Art grundsätzlich so aufgebaut, wie dies in
Fig. 1 veranschaulicht ist. Dies bedeutet, daß zwei
Transistoren mit ihren Basiskreisen gemeinsam verbunden
sind und daß die Emitterkreise der betreffenden
Transistoren gemeinsam an einer Vorspannungsquelle angeschlossen
sind. Einer der beiden Transistoren ist als
Diode geschaltet, indem die Basis und der Kollektor dieses
Transistors miteinander verbunden sind. Der Kollektorkreis
des betreffenden Transistors ist ferner über
eine Konstantstromquelle mit einem relativen Erd- bzw.
Massepotential führenden Schaltungspunkt verbunden. Im
Kollektorkreis des anderen Transistors liegt die Last.
Gemäß Fig. 1 ist insbesondere eine Eingangsstromquelle
Q₀ mit dem Kollektorkreis des Transistors Q1 und ferner
mit relativem Erd- bzw. Massepotential verbunden. Diese
Eingangsstromquelle ist eine konventionelle Konstantstromsignalquelle,
die den Eingangsstrom I₀ bereitstellt
bzw. liefert. Der Ausgangstransistor der in Fig. 1
dargestellten Stromspiegelschaltung ist der Transistor Q2.
Die entsprechenden Emitterkreise der Transistoren Q1 und
Q2 sind am Anschluß T1 gemeinsam angeschlossen, mit dem
eine geeignete Vorspannungsquelle verbunden ist, welche
eine Vorspannung Vcc abgibt. Der Kollektorstromkreis des
Transistors Q2 ist an einer Strom-Auswerteeinrichtung 10
angeschlossen, die irgendeine Schaltung sein kann, welche
einen sie durchfließenden bekannten Strom benötigt,
wie ein Teil einer integrierten Halbleiterschaltung, der
einen bestimmten Vorstrom benötigt. Der gemeinsame Basiskreis
der Transistoren Q1 und Q2 ist mit dem Verbindungspunkt
des Kollektorkreises des Transistors Q1 und
der Eingangsstromquelle Q₀ verbunden, um den Transistor
Q1 funktionell als Diode zu betreiben. Diese Stromspiegelschaltung
arbeitet so, daß dann, wenn ein Eingangs-
oder Referenzstrom I₀ fließt, was durch die Eingangsstromquelle
Q₀ bewirkt wird, der Ausgangsstrom I₂ in
dem Kollektorstrom des Transistors Q1 fließen wird. Dieser
Strom ist der gewünschte Strom, der in die Strom-
Auswerteeinrichtung 10 fließt. Dies bedeutet, daß der
Eingangsstrom I₀ am Ausgang (I₂) gespiegelt ist und daß
die meisten der den Anordnungen bzw. der Anordnung anhaftenden
Halbleiter-Temperaturinstabilitäten überwunden
sind.
Bei dieser bekannten Stromspiegelschaltung besteht ein
Weg zur Erzielung des gewünschten Ausgangs-Eingangs-
Stromverhältnisses darin, das Verhältnis der Übergangsbereiche
in den Basis-Emitter-Wegen der entsprechenden
Transistoren Q1 und Q2 auszuwählen. So kann beispielsweise
das Verhältnis zwischen den Halbleiter-Übergangsbereichen
in den Basis-Emitter-Wegen der Transistoren
Q1 und Q2 mit 1 : n gewählt werden, um folgende Beziehung
zu erfüllen:
Sogar in dem Fall, daß derartige Basis-Emitter-Übergangsbereiche
in geeigneter Weise gewählt sind, sind
dennoch endliche Werte des in den Transistoren Q1 und
Q2 fließenden Basisstroms vorhanden, die nicht vernachlässigt
werden können. Dieser Basisstrom führt dann zu
der folgenden Beziehung:
Es sei darauf hingewiesen, daß mit hFE die Kurzschluß-
Stromverstärkung (in Basisschaltung) angegeben ist, d. h.
der Durchlaßstrom-Verstärkungsfaktor der Transistoren Q1
und Q2. Damit kann die Vereinfachung der oben angegebenen
Gleichung (1) zur Erzielung des gewünschten Stromverhältnisses
I₂/I₀ für den Aufbau derartiger Stromspiegelschaltungen
nicht angewandt werden. Aus einer erneuten Betrachtung
der zuvor angegebenen Gleichung (2) kann ersehen
werden, daß dieses Problem verschärft ist, wenn
der Wert des kleinen n größer wird oder wenn der Stromverstärkungsfaktor
hFE kleiner wird. Dadurch verringert
sich die Genauigkeit, mit der das gewünschte Stromverhältnis
erzielt werden kann.
Um diesen Nachteil in der in Fig. 1 gezeigten bekannten
Stromspiegelschaltung zu überwinden, wurde eine verbesserte
Stromspiegelschaltung für den Einsatz vorgeschlagen,
wie sie in Fig. 2 gezeigt ist. Bei dieser Stromspiegelschaltung
wird anstelle der Verbindung des gemeinsamen
Basiskreises mit dem die Eingangsstromquelle
enthaltenden Kollektorkreis der Basisstrom der Transistoren
Q1 und Q2 mittels eines zusätzlichen Transistors
Q3 verstärkt, der mit seinem Emitter an den Basiskreis
angeschlossen ist und der mit seinem Kollektorkreis auf
relativem Masse- bzw. Erdpotential liegt. Der Basiskreis
des betreffenden zusätzlichen Transistors ist an dem
Verbindungspunkt zwischen dem Kollektorkreis des Transistors
Q1 und der Eingangsstromquelle Q₀ angeschlossen.
Da der Basisstrom der Transistoren Q1 und Q2 erzielt wird,
nachdem er einer Stromverstärkung durch die Wirkung des
Transistors Q3 unterzogen worden ist, kann das Ausgangs/
Eingangs-Stromverhältnis wie folgt angegeben werden:
Damit kann ersehen werden, daß der Fehler oder die Ungenauigkeit
in der Erzielung des Stromverhältnisses I₂/I₀
bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 auf 1/hFE basieren
wird im Vergleich zu der in Fig. 1 dargestellten
Schaltungsanordnung. Demgemäß ist die Genauigkeit des
Ausgangs-Eingangs-Stromverhältnisses verbessert.
Dennoch weist die in Fig. 2 dargestellte Stromspiegelschaltung
noch Nachteile auf, da sie eine Betriebsspannung
benötigt, die höher ist als bei der in Fig. 1 dargestellten
Schaltungsanordnung; gemäß Fig. 2 muß die
Betriebsspannung insbesondere 2VBE betragen, wobei VBE
die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Q1 oder Q2
und Q3 ist. Dies kann daraus ersehen werden, daß der
Stromweg zwischen Vcc und Erd- bzw. Massepotential über
die Transistoren verlaufen muß, welche die Stromspiegelschaltung
gemäß Fig. 2 bilden. Ein Weg zur Verbesserung
der Genauigkeit des Ausgangs-Eingangs-Stromverhältnisses
bei der in Fig. 2 dargestellten Stromspiegelschaltung
bestünde darin, Emitterwiderstände in die Emitterzweige
der Transistoren Q1 und Q2 einzufügen. Diese würde jedoch
sodann die Betriebsspannung der Schaltung noch weiter
erhöhen. Es sei darauf hingewiesen, daß die Stromspiegelschaltung
gemäß Fig. 1 die Größe VBE als ihre
niedrigst mögliche Betriebsspannung hat, wobei VBE der
Spannungsabfall über die Basis-Emitter-Verbindungsstrecke
des Transistors Q1 oder Q2 ist. Es sei ferner darauf hingewiesen,
daß bei der Stromspiegelschaltung gemäß Fig. 2
das Kollektorpotential des Transistors Q1 in bezug auf
die Vorspannung Vcc bei Vcc-2VBE festliegt, während bei
der Stromspiegelschaltung gemäß Fig. 1 das Kollektorpotential
des Transistors Q1 in bezug auf die Vorspannung
der Vorspannungsquelle Vcc festliegt bei Vcc-VBE. Damit
dürfte ersichtlich sein, daß das Kollektorpotential in
bezug auf die Vorspannung nicht willkürlich gewählt werden
kann, sondern daß das betreffende Potential vielmehr
eine Funktion der Parameter der für diese Stromspiegelschaltungen
speziell gewählten Transistoren ist. Der Begriff
Transistoren wird hier im generellen Sinne verwendet;
die betreffenden Transistoren können dabei in einer
integrierten Schaltung oder als diskrete Einrichtungen
bzw. Elemente gebildet sein.
Die vorstehend
aufgezeigten Mängel werden durch die in
Fig. 3 gezeigte Schaltungsanordnung überwunden,
bei der die in typischer Weise eine Stromspiegelschaltung
bildenden Elemente vorhanden sind. Dabei
sind insbesondere die Transistoren Q1 und Q2 mit ihren
Basiskreisen miteinander verbunden, und die Emitterkreise
der betreffenden Transistoren sind gemeinsam an
einem die Vorspannung Vcc führenden Anschluß T1 angeschlossen.
Der Eingangsstrom I₀ fließt dabei durch die
Wirkung der Konstantstromquelle Q₀, die im Kollektorkreis
des ersten Transistors Q1 liegt. Der Ausgangsstrom
I2 fließt in die Strom-Auswerteeinrichtung 10,
die im Kollektorkreis des zweiten Transistors Q2 liegt.
An dieser Stelle hören die Gemeinsamkeiten mit bekannten
Schaltungen auf. Ein Differenzverstärker 11 wird im vorliegenden
Fall dazu benutzt, die Basisströme der Transistoren
Q1 und Q2 zu steuern. Diese Differenzverstärker
11 besteht aus zwei in einer Differenzverstärkeranordnung
miteinander verbundenen Transistoren Q11 und Q12,
deren Halbleiter-Polaritäten entgegengesetzt sind zu jenen
der Transistoren Q1 und Q2. Bei dieser Ausführungsform
sind speziell die Transistoren Q1 und Q2 durch
Transistoren vom pnp-Leitfähigkeitstyp gebildet, und
die Transistoren Q11 und Q12 sind Transistoren des npn-
Leitfähigkeitstyps. Die Differenzverstärker-Transistoren
Q11 und Q12 sind mit ihren entsprechenden Emitterkreisen
gemeinsam an einer zweiten Konstantstromquelle angeschlossen,
die aus dem Transistor Q10 und der Spannungsquelle
V10 besteht. Der Transistor Q10 ist dabei speziell
mit seinem Kollektorkreis mit den gemeinsamen Emittern
der Transistoren Q11 und Q12 verbunden. Der Emitterkreis
des Transistors Q10 liegt auf einem relativen Masse-
bzw. Erdpotential. Der Basiskreis des betreffenden Transistors
Q10 ist an einer Vorspannungsquelle V10 angeschlossen.
Durch diese Schaltungsanordnung wird das
Fließen eines Konstantstroms I10 durch die Kollektor-
Emitter-Strecke des Transistors Q10 bewirkt. Dabei wird
der Bezugsstrom des Differenzverstärkers 10 festgelegt.
Ein Eingang des durch die Transistoren Q11 und Q12 gebildeten
Differenzverstärkers 11 ist der Basiskreis des
Transistors Q11. Dieser Basiskreis ist mit dem Kollektorkreis
des Transistors Q1 der Stromspiegelschaltung
verbunden. Der andere Eingang des Differenzverstärkers
11 ist der Basiskreis des Transistors Q12; dieser Basiskreis
ist mit dem die Plusspannung abgebenden Anschluß
der Vorspannungsquelle V12 verbunden. Der Differenzverstärker
11 ist mit einer Hilfs-Stromspiegelschaltung 12
verbunden, die aus den Transistoren Q13 und Q14 besteht.
Die Hilfs- bzw. Zusatz-Stromspiegelschaltung 12 ist dieselbe
Stromspiegelschaltung wie die in Fig. 1 gezeigte
bekannte Stromspiegelschaltung. Bei dieser Stromspiegelschaltung
sind die beiden Transistoren Q13 und Q14 in
einer gemeinsamen Emitterkonfiguration an einer Vorspannungsquelle
Vcc angeschlossen, und die gemeinsamen Basiskreise
der betreffenden Transistoren sind mit dem
Kollektorkreis des einen Transistors der beiden Transistoren
verbunden. Demgemäß bilden die Transistoren
Q13 und Q14 eine konventionelle Stromspiegelschaltung,
deren Eingangsstrom über den Kollektorkreis des Transistors
Q11 gewonnen wird und deren Ausgangsstrom zur
Steuerung des gemeinsamen Basiskreises der Grund-Stromspiegelschaltung
Q1, Q2 dient. Der Eingangsstrom der
Stromspiegelschaltung 12 wird durch den Differenzverstärker
bestimmt; er ist gegeben mit I10. In dieser
Hilfs-Stromspiegelschaltung 12, die bei dieser Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung angewandt wird,
ist das Ausgangs-Eingangs-Stromverhältnis mit 1 gewählt,
was bedeutet, daß n=1 ist.
Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 bildet die
Kombination des Differenzverstärkers 11 und der Stromspiegelschaltung
12 einen nichtinvertierenden Stromverstärker
13. Durch Verbinden des nichtinvertierenden
Verstärkers mit den Transistoren Q1 und Q2 in der aus
Fig. 3 ersichtlichen Weise ist der Strom, der aus der
Aufteilung des Basisstroms der Transistoren Q1 und Q2
durch die Stromverstärkung des nichtinvertierenden
Stromverstärkers 13 resultiert, der Basisstrom des
Transistors Q11. Demgemäß vergleicht die Verstärkerschaltung
11 den Kollektorstrom I1 des Transistors Q1
und den festliegenden Eingangsstrom I₀, wie er durch
die Konstantstromquelle Q₀ bestimmt ist. Die Differenz
zwischen den betreffenden Strömen wird im Sinne einer
Gegenkopplung bzw. negativ dem Transistor Q1 über den
nichtinvertierenden Verstärker 13 rückgekoppelt. Daraus
ergibt sich folgende Gleichung für das Ausgangs-/Eingangs-
Stromverhältnis der Stromspiegelschaltung gemäß
Fig. 3:
Es sei darauf hingewiesen, daß mit I10 der Kollektor-
Emitter-Strom gegeben ist, der im Transistor Q10 fließt.
Wenn I10/I₀ klein genug gewählt werden kann, d. h. so
gewählt werden kann, daß es nahe genug bei 0 ist, dann
ist die obige Gleichung (4) etwa die gleiche Gleichung
wie Gleichung (1), die das Ausgangs-Eingangs-Stromverhältnis
für die bekannte Stromspiegelschaltung gemäß
Fig. 1 angibt.
Die obige Analyse bezüglich der Transistoren, welche
die Gegenstand der angestellten Betrachtungen darstellenden
Schaltungen bilden, ist unter Anwendung der Untersuchungsmethode
mit kleinem Signal oder Gleichstrom
durchgeführt worden. In dem Fall, daß der Eingangsstrom
I₀ jedoch eine Wechselstromkomponente aufweist,
wäre das Ausgangs-/Eingangs-Stromverhältnis durch folgende
Gleichung gegeben:
Dabei ist mit i₀ der Eingangsstrom bezeichnet, der eine
Wechselstromkomponente aufweist. Mit i₂ ist der Ausgangsstrom
bezeichnet, der eine entsprechende Wechselstromsignalkomponente
aufweist. Mit hFE1 ist die Kurzschluß-
Stromverstärkung (in Basisschaltung) oder die
Verstärkung der Transistoren Q1, Q2, Q13 und Q14 bezeichnet.
Mit hFE1 ist die Kurzschluß-Stromverstärkung
der Transistoren Q11 und Q12 angegeben.
Die in Fig. 3 dargestellte Stromspiegelschaltung bringt
eine ausgezeichnete Genauigkeit des Ausgangs-Eingangs-
Stromverhältnisses mit sich, und ihre Betriebsspannung
ist hauptsächlich durch die Vorspannung V₁₂ bestimmt.
Damit kann die betreffende Stromspiegelschaltung beliebig
über einen relativ weiten Bereich von etwa (Vcc-VBE)
bis etwa VBE gesteuert werden. Da die Spannung Vcc am
Anschluß T1 bei oder oberhalb von (VBE+VCE) ausgewählt
werden kann, kann die Stromspiegelschaltung gemäß Fig. 3
bei einem niedrigen Spannungspegel im Vergleich zu bisher
bekannten Stromspiegelschaltungen arbeiten.
Während die in
Fig. 3 gezeigte
Stromspiegelschaltung den Vorteil mit sich bringt, daß
die Vorwärtsverstärkung bei einem relativ hohen Pegel
bzw. Wert gewählt werden kann, hat sich gezeigt, daß
die betreffende Schaltungsanordnung einen Mangel insoweit
zeigt, als sie relativ leicht zu Schwingen neigt.
Diese Schwingneigung wird dadurch überwunden, daß die
Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 so modifiziert wird, daß
sich die aus Fig. 4 ersichtliche Anordnung ergibt.
Aus einem Vergleich der betreffenden Schaltungsanordnungen
dieser beiden Figuren ergibt sich, daß die bei der
Ausführungsform gemäß Fig. 3 vorgesehene Hilfs-Stromspiegelschaltung
12 bei der Ausführungsform gemäß Fig. 4
ersetzt ist durch den Widerstand R4. Da der Widerstand
R4 ein passives Bauelement ist, und zwar anstelle der
aktiven Transistorelemente, welche bei der Ausführungsform
gemäß Fig. 3 die Stromspiegelschaltung 12 bilden,
ist die Schwingneigung eliminiert. Damit ist die Schaltungsanordnung
gemäß Fig. 4 relativ stabiler. Als Beispiel
für den Wert des Widerstands R4 sei angenommen,
daß der in die Strom-Auswerteeinrichtung 10 fließende
Ausgangsstrom I2 einen Wert von 100 μA hat. Sodann kann
der Widerstandswert des Widerstands R4 mit etwa 30 000 Ohm
gewählt werden. Dies würde zu einem Strom von 20 μA führen,
der als Kollektorstrom I10 durch den Transistor Q10
fließt, der die Konstantstromquelle für den Differenzverstärker
11 bildet.
Die in Fig. 5 gezeigte Ausführungsform gemäß
der vorliegenden Erfindung weist einen zusätzlichen
Transistor Q15 auf, der ein Widerstandselement R5 mit
dem gemeinsamen Basiskreis der Transistoren Q1 und Q2
verbindet. Der Transistor Q15 ist als Diode geschaltet,
indem seine Basis und sein Kollektor miteinander verbunden
sind. Bei dieser Ausführungsform ist eine Stromspiegelschaltung
14 dadurch gebildet, daß, wie gezeigt,
die Transistoren Q1, Q15 und Q2 miteinander verbunden
sind. Der Ausgangsstrom des Differenzverstärkers 11
wird der gemeinsamen Verbindung der Basis und des Kollektors
des Transistors Q15 und der Basiskreise der
Transistoren Q1 und Q2 zugeführt. Dies führt wiederum
zu einer negativen Rückkopplung zu dem gemeinsamen Basiskreis
der Transistoren Q1 und Q2, und zwar auf der
Grundlage der ermittelten Differenz im Kollektorstrom
des Transistors Q1 und des Eingangsstroms I₀ durch den
Differenzverstärker 11, an dessen anderen Eingang die
Vorspannung V12 liegt.
Eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Stromspiegelschaltung ist in Fig. 6 gezeigt. Bei dieser
Stromspiegelschaltung werden Schwingungen, die durch den
Einsatz einer Hilfs- bzw. Zusatz-Stromspiegelschaltung
hervorgerufen werden, vermieden. Bei der Ausführungsform
gemäß Fig. 6 ist eine Schwingungsverhütungsschaltung
6 durch eine Parallelschaltung eines Kondensators
C6 und eines Widerstands R6 gebildet. Diese Parallelschaltung
liegt im Emitterkreis des ersten Transistors
oder Eingangstransistors Q1, d. h. zwischen dessen Emitter
und dem Anschluß T1, mit dem die Vorspannungsquelle
Vcc verbunden ist. Der Ausgangsstrom I2 von dem Transistor
Q2 wird über den Transistor Q16 an die Strom-Auswerte-
bzw. -Nutzungseinrichtung 10 abgegeben. Der Basisanschluß
des Transistors Q16 liegt über die Kollektor-
Emitter-Strecke des Transistors Q17 auf relativem
Masse- bzw. Erdpotential. Der Transistor Q17 ist als
dritte Konstantstromquelle dadurch geschaltet, daß
sein Basisanschluß mit dem Plusanschluß einer Spannungsquelle
V17 verbunden ist, die mit ihrer anderen
Seite auf Masse- bzw. Erdpotential liegt. Der Basisanschluß
des Transistors Q12, der - wie bei den oben beschriebenen
Ausführungsformen - als Ausgangsseite des
Differenzverstärkers 11 geschaltet ist, ist mit einem
Verbindungspunkt zwischen der Anode und der Kathode
von Dioden D11 bzw. D12 verbunden. Über diese Dioden
ist in einer Reihenschaltung der Anschluß T1 über die
Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q17, der
dritten Konstantstromquelle, mit relativem Masse-. bzw.
Erdpotential verbunden. Demgemäß ist die Betriebsspannung
des Transistors Q12 festgelegt oder festgeklemmt
bei Vcc-VBE. Alle anderen Elemente in der Schaltungsanordnung
gemäß Fig. 6 sind dieselben wie bei den zuvor erläuterten
Schaltungsanordnungen. Diese Ausführungsform
arbeitet weitgehend so wie oben beschrieben.
Bei der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform gemäß
der vorliegenden Erfindung ist eine Schwingung der
Stromspiegelschaltung vermieden, und die Kollektor-
Emitter-Spannungen der Transistoren Q1 und Q2 sind
gleichgemacht. Da es möglich ist, den Spannungspegel
zu erhöhen, der zur Erzielung des Eingangsstromes I₀
benutzt wird, wird die Auslegung bzw. Gestaltung der
Schaltung für die Eingangsstromquelle Q₀ leichter, und
außerdem kann die Stromspiegelschaltung in vorteilhafter
Weise bei einer niedrigeren Betriebsspannung betrieben
werden.
Demgemäß kann die Stromspiegelschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung ein gewünschtes Stromverhältnis zwischen
dem Ausgangsstrom und dem Eingangsstrom genau und
präzis erzielen, und sie kann über einen weiten Spannungsbereich
arbeiten. Außerdem kann die Stromspiegelschaltung
gemäß der vorliegenden Erfindung bei einer
niedrigen Betriebsspannung arbeiten.
Claims (3)
1. Stromspiegelschaltung für die Verwendung mit einer
Bezugspotentialquelle (+Vcc) und einer Konstantstromquelle
(Q₀), mit:
- - einem ersten Transistor (Q1) einer ersten Polarität, dessen Emitter mit der Bezugspotentialquelle (+Vcc) verbunden ist,
- - einem zweiten Transistor (Q2) der gleichen ersten Polarität, dessen Emitter mit der Bezugspotentialquelle (+Vcc) und dessen Basis mit der Basis des ersten Transistors (Q1) verbunden ist,
- - einem Differenzverstärker (11) mit einem dritten Transistor (Q11) einer zur ersten Polarität entgegengesetzten zweiten Polarität und einem vierten Transistor (Q12) der zweiten Polarität, wobei die Basis des dritten Transistors (Q11) mit dem Kollektor des ersten Transistors (Q1) verbunden ist, und mit
- - einer Versorgungsspannungsquelle (V12, V17), welche an die Basis des vierten Transistors (Q12) eine Vorspannung liefert, wobei der Kollektor des vierten Transistors (Q12) mit der gemeinsamen Basisverbindung des ersten und zweiten Transistors (Q1, Q2) verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet,
- - daß der Kollektor des ersten Transistors (Q1) mit der Konstantstromquelle (Q₀) verbunden ist,
- - daß ein in den Kollektor des zweiten Transistors (Q2) fließender Ausgangsstrom ein vorbestimmtes Verhältnis zu einem in dem Kollektor des an die Konstantstromquelle (Q₀) angeschlossenen ersten Transistors (Q1) aufweist, und
- - daß ein fünfter Transistor (Q15) vorgesehen ist, dessen Basis mit der gemeinsamen Basisverbindung des ersten und zweiten Transistors (Q1, Q2) und dessen Kollektor mit dem Kollektor des vierten Transistors (Q12) verbunden ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Schwingungsverhütungsschaltung
(6) vorgesehen ist, deren Parallelschaltung aus einem
Widerstand (R6) und einer Kapazität (C6) zwischen dem
Emitter des ersten Transistors (Q₁) und der Bezugspotentialquelle
(Vcc) angeordnet ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58092698A JPH069326B2 (ja) | 1983-05-26 | 1983-05-26 | カレントミラー回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3419664A1 DE3419664A1 (de) | 1984-11-29 |
DE3419664C2 true DE3419664C2 (de) | 1993-04-22 |
Family
ID=14061713
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19843419664 Granted DE3419664A1 (de) | 1983-05-26 | 1984-05-25 | Stromspiegelschaltung |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4567444A (de) |
JP (1) | JPH069326B2 (de) |
CA (1) | CA1220519A (de) |
DE (1) | DE3419664A1 (de) |
FR (1) | FR2546687B1 (de) |
GB (1) | GB2146501B (de) |
NL (1) | NL193093C (de) |
Families Citing this family (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS60117905A (ja) * | 1983-11-30 | 1985-06-25 | Toshiba Corp | 差動増幅器 |
JPS6218807A (ja) * | 1985-07-17 | 1987-01-27 | Toshiba Corp | カレントミラ−回路 |
US4647841A (en) * | 1985-10-21 | 1987-03-03 | Motorola, Inc. | Low voltage, high precision current source |
US4642551A (en) * | 1985-10-22 | 1987-02-10 | Motorola, Inc. | Current to voltage converter circuit |
GB2184624B (en) * | 1985-12-23 | 1989-10-25 | Sgs Microelettronica Spa | Current gain stage with reduced voltage drop |
JPS62257205A (ja) * | 1986-04-30 | 1987-11-09 | Fujitsu Ltd | 定電流出力回路 |
JPH0736494B2 (ja) * | 1987-06-05 | 1995-04-19 | 株式会社東芝 | 半導体回路 |
GB2214377A (en) * | 1987-12-24 | 1989-08-31 | Philips Electronic Associated | Current amplifier circuit arrangement |
CA2066929C (en) * | 1991-08-09 | 1996-10-01 | Katsuji Kimura | Temperature sensor circuit and constant-current circuit |
US5307023A (en) * | 1992-10-16 | 1994-04-26 | Harris Corporation | Non-linear operational transconductance amplifier |
WO1998051071A2 (en) * | 1997-05-08 | 1998-11-12 | Sony Electronics Inc. | Current source and threshold voltage generation method and apparatus to be used in a circuit for removing the equalization pulses in a composite video synchronization signal |
US6018370A (en) * | 1997-05-08 | 2000-01-25 | Sony Corporation | Current source and threshold voltage generation method and apparatus for HHK video circuit |
US6028640A (en) * | 1997-05-08 | 2000-02-22 | Sony Corporation | Current source and threshold voltage generation method and apparatus for HHK video circuit |
US6816014B2 (en) * | 2001-06-04 | 2004-11-09 | Analog Devices, Inc. | Low quiescent power class AB current mirror circuit |
DE10323669A1 (de) * | 2003-05-14 | 2004-12-02 | Atmel Germany Gmbh | Treiberschaltung zum Betreiben eines elektronischen Bauteils |
JP2006018663A (ja) * | 2004-07-02 | 2006-01-19 | Fujitsu Ltd | 電流安定化回路、電流安定化方法、及び固体撮像装置 |
DE102005019157A1 (de) | 2005-04-25 | 2006-10-26 | Robert Bosch Gmbh | Anordnung von MOSFETs zur Steuerung von demselben |
CN102970021A (zh) * | 2012-11-29 | 2013-03-13 | 苏州硅智源微电子有限公司 | 一种电流源晶体管偏置电压调节器 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB128602A (en) * | 1917-08-02 | 1919-07-03 | William Edward Back | Control of Flying Machines. |
NL169239C (nl) * | 1971-10-21 | 1982-06-16 | Philips Nv | Stroomversterker. |
DE2412393C3 (de) * | 1973-03-20 | 1979-02-08 | N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven (Niederlande) | Stromstabilisierungsschaltung |
US3887879A (en) * | 1974-04-11 | 1975-06-03 | Rca Corp | Current mirror |
JPS55611A (en) * | 1978-06-09 | 1980-01-07 | Toshiba Corp | Constant current circuit |
DE3024422A1 (de) * | 1980-06-28 | 1982-01-21 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Stromspiegelschaltung |
JPS57206107A (en) * | 1981-06-15 | 1982-12-17 | Toshiba Corp | Current mirror circuit |
JPS611A (ja) * | 1984-06-11 | 1986-01-06 | Kumiai Chem Ind Co Ltd | 農薬粉剤組成物 |
-
1983
- 1983-05-26 JP JP58092698A patent/JPH069326B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-05-22 US US06/612,893 patent/US4567444A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-05-22 CA CA000454799A patent/CA1220519A/en not_active Expired
- 1984-05-24 FR FR848408163A patent/FR2546687B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1984-05-25 GB GB08413498A patent/GB2146501B/en not_active Expired
- 1984-05-25 DE DE19843419664 patent/DE3419664A1/de active Granted
- 1984-05-28 NL NL8401706A patent/NL193093C/nl not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB8413498D0 (en) | 1984-07-04 |
DE3419664A1 (de) | 1984-11-29 |
JPS59218015A (ja) | 1984-12-08 |
NL193093C (nl) | 1998-10-05 |
GB2146501A (en) | 1985-04-17 |
FR2546687A1 (fr) | 1984-11-30 |
FR2546687B1 (fr) | 1991-01-25 |
CA1220519A (en) | 1987-04-14 |
JPH069326B2 (ja) | 1994-02-02 |
NL193093B (nl) | 1998-06-02 |
GB2146501B (en) | 1986-11-26 |
NL8401706A (nl) | 1984-12-17 |
US4567444A (en) | 1986-01-28 |
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Legal Events
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---|---|---|---|
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D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition |