DE3211233A1

DE3211233A1 - Schaltungsanordnung zur wiedergabe eines auf einem aufzeichnungstraeger aufgezeichneten pcm-signals

Info

Publication number: DE3211233A1
Application number: DE19823211233
Authority: DE
Inventors: Shigeaki Higashikurume Tokyo Wachi
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1981-03-26
Filing date: 1982-03-26
Publication date: 1982-10-14
Also published as: AU594743B2; CA1192305A; FR2502870B1; NL8201284A; DE3211233C2; GB2097560A; JPS6314424B2; AU6827587A; JPS57162110A; FR2502870A1; GB2097560B; AU8183482A; US4543650A

Description

Beschreibung

Schaltungsanordnung zur Wiedergabe eines auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten PCM-Signals

Die Erfindung bezieht sich generell auf eine Schaltungsanordnung zur Wiedergabe der auf einem Aufzeichnungsträger, wie einer PCM-Audio-Platte, aufgezeichneten digitalen Signale oder dergleichen. Die Erfindung betrifft insbesondere eine Servoschaltung, die für die Steuerung einer Geschwindigkeit der Platte bei einem bestimmten Geschwindigkeitswert geeignet ist.

Als Systeme zur Ermittlung eines Signals von einer PCM-Audio-Platte sind ein Signalermittlungssystem vom optisehen Typ, ein Signalermittlungssystem vom elektrostatischen Kapazitätstyp usw. bekannt.

Um ein Audio-PCM-Signal auf einer Platte aufzuzeichnen, sind bereits entsprechende Verfahren vorgeschlagen worden. Gemäß einem dieser Verfahren ist das Audio-PCM-Signal auf der Platte bei einer konstanten Winkelgeschwindigkeit und entsprechend einem weiteren Vorschlag mit einer konstanten linearen Geschwindigkeit aufzuzeichnen.

Um die Aufzeichnungsdichte zu steigern, wird die Auf-

zeichnung mit der konstanten linearen Geschwindigkeit

stärker bevorzugt als die Aufzeichnung bei der konstanten Winkelgeschwindigkeit. In dem Fall, daß das Audio-PCM-Signal auf der Platte mit konstanter linearer Geschwindigkeit aufgezeichnet ist, ist das betreffende 35

PCM-Signal mit konstanter linearer Geschwindigkeit wiederzugeben .

Gemäß einem Verfahren zur Steuerung der Plattendrehung bei der Wiedergabe mit konstanter linearer Geschwindigkeit wird in bekannter Art eine Position eines Aufnehmers mit Hilfe eines Potentiometers ermittelt. Aufgrund einer erforderlichen Drehzahl der betreffenden Position wird das ermittelte Ausgangssignal zu einem Teiler zurückgeführt, wodurch eine Steuerinformation erhalten wird. Bei derartigen Verfahren wird jedoch die Schaltungsanordnung mit dem Positionsdetektor und dem Teiler teuer und im Aufbau kompliziert.

Demgegenüber wird beim Signalermittlungssystem vom optischen Typ die PCM-Audio-Platte vom optischen Typ generell nach folgendem Verfahren hergestellt. Durch die Verwendung eines mit Hilfe eines Aufzeichnungssignals optisch modulierten Laserstrahles wird eine Originalplatte hergestellt, auf der Vertiefungen (Ausnehmungen) gebildet werden, die auf "1" oder ¹¹O" des Aufzeichnungssignals ansprechen. Diese Herstellung erfolgt in einem OriginalaufZeichnungsprozeß. Die Audio- bzw. Tonplatte wird von dieser Originalplatte durch Pressen vervielfacht. Dieser Preßvorgang ist dem Preßvorgang zur Vervielfältigung einer normalen analogen Platte ähnlich. Die Bedingung oder dergleichen dieses Originalaufzeichnungsprozesses führt zu einer Verschiebung der Größe oder zur Vergrößerung der Vertiefungen, und zwar in einem gleichmäßigen Ausmaß um eine bestimmte Größe, so daß eine Erscheinung auftritt, gemäß der ein Ein-Aus-Verhältnis eines Wiedergabesignales nicht einen Wert von 50 $ erreicht, während das Ein-Aus-Verhältnis des Aufzeichnungssignals 50 $ beträgt (welches Signal asymmetrisch wird). Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß dann, wenn das Wiedergabesignal in ein Impulssignal durch eine Signalumsetzschaltung oder einen Wandler eines Wiedergabesysteins umgesetzt wird, die Impulsbreite des Wiedergabesignals von der des Aufzeichnungssignals verschieden wird, so daß die Demodulation des wiedergegebenen Signals usw. nicht

genau durchgeführt v/erden, was Probleme mil; sich bringt.

Venn das von der Platte gelesene Signal abgegeben und hinsichtlich der Signalform von einem Komparator umgesetzt wird, der zu diesem Zeitpunkt als Signaltons et zschaltung dient, um die zuvor erwähnten Probleme zu Überwinden, dann mu3 ein Bezugspegel für den Vergleich (Schv/ellwertpegel) bisner manuell eingestellt werden. Die betreffende ..instellopei-iition war dabei ziemlich aufwendig.

Zur Vermeidung der vorstehend aufgezeigten beiden Mangel ist bereits ein Verfahren an anderer Stelle (US-Anmeldung, Serial Nr. 06/304 990 und 0o/304 vorgeschlagen worden.

Demgemäß kann ohne die Verwendung eines Detektors zui¹ Ermittelung der Stellung der Aufnahmeeinrichtung die Platte derart gesteuert werden, da;3 sie sich mit einer konstanten linearen Geschwindigkeit dreht, indem das von der Platte gewonnene 'Jiedergabesignal verwendet wird, wobei die Unsymmetrie in dem Wiedergabesignal durch das Wiedergabe signal von der Platte geändert odor korrigiert werden kann.

Die folgenden Punkte werden bei dieser vorgeschlagenen Verfahrensweise oder bei dieser vorgeschlagenen Schaltungsanordnung besonders berücksichtigt.

Venn das PCM-Tonsignal von einein Ba gig band aufgezeichnet wird, welch«κ nicht das Träger- !•■odula i..i.on:;:;yotnm, wio c:i η ΛΓΊ- (Ampl i.ti ideiiniodulo-Ll ons), 1''M- (Frcjquüm'iiuKlu J.at i on:; )-.".

usw. sein kann, dann wird im allgemeinen ein Modulationsverfahren mit einem begrenzten Runlängen-Code verwendet, der auch als Lauflängen-Code bezeichnet wird. Entsprechend dem Verfahren mit der begrenzten Runlängen-Codemodulation wird bei "O¹'- oder "1 "-Daten ein minimales Übergangsintervall T beim Übergang zwischen zwei Daten erweitert oder verlängert, um den Wirkungsgrad des Aufzeichnens zu steigern. Außerdem wird ein maximales Übergangsintervall T zwischen den beiden Daten verkürzt, IQ um das Selbsttaktieren auf der Wiedergabeseite zu erleichtern.

Wie groß auch das maximale oder minimale Übergangsintervall T . T . von einem Bezugswert abweicht« wenn die max mxn

lineare Geschwindigkeit als Bezugsgröße herangezogen wird, wird in Übereinstimmung mit der zuvor betrachteten Schaltungsanordnung die betreffende Abweichung als Information ausgenutzt, um eine Geschwindigkeitsnachregelung, Phasennachregelung und eine Korrektur der Asymmetrie zu ermöglichen.

In diesem Falle wird in vorteilhafter Weise von dem Umstand Gebrauch gemacht, daß das Modulations-Ausgangssignal, in welchem T unter normalen Modulationsbedin-

max

gungen nicht aufeinanderfolgend erzeugt wird, ein Bitmuster liefert, bei dem T nacheinander zweimal auf-

max

tritt, wie dies in Fig. 2A veranschaulicht ist, und als Rahmensynchronisiersignal herangezogen wird. Unter Berücksichtigung des Umständes, daß dieses Rahmensynchronisiersignal stets während einer Rahmenperiode auftritt, wird die Nachlaufsteuerschaltung so gesteuert, daß T gleich dem Bezugswert gemacht ist, so daß sowohl die lineare Geschwindigkeit konstant gemacht als auch die Asymmetrie korrigiert werden können.

In diesem Falle ist das maximale Übergangsintervall T beispielsweise mit 5,5 T gewählt (wobei T die Periode

— 7 —
der Bitzelle der Eingangsdaten darstellt).

Bei der oben beschriebenen Schaltungsanordnung werden die Geschwindigkeits- und Phasen-Nachlaufsteuerschaltungen als Servoschaltung verwendet, um die lineare Geschwindigkeit konstant zu machen. In diesem Falle ist die Phasenservoschaltung zu Anfang nicht in Betrieb, sondern erst nachdem die lineare Geschwindigkeit durch die lineare Servoschaltung konstant gemacht ist, um das Ausgangssignal zu erzeugen, welches dann einen Schalter umschaltet, durch den die Phasenservoschaltung wirksam gesteuert wird. Der Grund hierfür liegt in folgendem.

Da die PLL-Schaltung der Phasenservoschaltung einen beil 5 grenzten Fangbereich aufweist, wird es lediglich nach Festhalten der linearen Geschwindigkeit auf einen konstanten Wert durch die Geschwindigkeitsservoschaltung möglich, die Drehung der Platte in der Phase auf das Ausgangssignal des Quarzoszillators einzufangen, woraufhin eine starke Änderung der linearen Geschwindigkeit auftritt, und zwar mit Rücksicht auf die Abtastposition der Aufnahmeeinrichtung.

Da die Drehungs- und Geschwindigkeits-Nachlaufsteuereinrichtungen durch zwei Schritte des Geschwindigkeitsservosystems bei der konstanten linearen Geschwindigkeit und durch das Phasenservosystem in den aktiven Zustand gebracht werden, sind, wie oben beschrieben, bei der zuvor vorgeschlagenen Schaltungsanordnung eine Vielzahl

von Schaltungsteilen erforderlich, und lediglich eine Schaltung der betreffenden Schaltungen kann effektiv wirken.

Bei der oben beschriebenen Schaltungsanordnung ist über-

dies die zur Ermittelung der maximalen oder minimalen Übergangsintervalle dienende Detektorschaltung unabhängig von dem Geschwindigkeitsservosystem und dem Steuer-

system für die Korrektur der Asymmetrie vorgesehen, was infolgedessen zu einer Steigerung der Herstellkosten führt.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine die vorstehend aufgezeigten Mängel vermeidende Schaltungsanordnung zur Wiedergabe der auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signale zu schaffen.

Darüber hinaus soll eine Schaltungsanordnung für die Wiedergabe der auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signale geschaffen werden, wobei ohne eine umschaltbare Änderung ein mit einer konstanten linearen Geschwindigkeit arbeitendes Geschwindigkeitsservosystem in einem Phasenservosystem ein Ausgangssignal des mit der konstanten linearen Geschwindigkeit arbeitenden Geschwindigkeitsservosystems in einem festliegenden Zustand verarbeiten soll und wobei das Ausgangssignal dieses Geschwindigkeitsservosystems aus dem Ausgangssignal des Phasenservosystems bestehen soll, um die Geschwindigkeit bzw. Drehzahl eines Motors zu steuern.

Darüber hinaus soll eine Schaltungsanordnung zur Wiedergabe der auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signale geschaffen werden, wobei eine Detektorschaltung zur Ermittelung eines maximalen oder minimalen Übergangsintervalls gemeinsam für ein Geschwindigkeitsservosystem und ein Steuersystem zur Korrektur einer Asymmetrie vorgesehen sein soll, so daß die Schaltungsanord-

nung vereinfacht werden kann.

Schließlich soll eine Schaltungsanordnung zur Wiedergabe der auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signale

geschaffen werden, wobei diese Schaltungsanordnung eine 35

digital aufgebaute Servoschaltung verwenden kann.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch, die in den Patentansprüchen erfaßte Erfindung.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Schaltungsanordnung zur Wiedergabe des auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signals geschaffen, auf dem ein PCM-Signal in einem begrenzten Runlängem-Code aufgezeichnet ist. Diese Schaltungsanordnung weist einen Eingangsanschluß für die Aufnahme des von dem Aufzeichnungsträger wiedergegebenen Signals auf. Ferner ist eine erste Vergleicherschaltung vorgesehen, die das wiedergegebene Signal mit einem ersten Bezugssignal vergleicht, um ein Ausgangssignal mit positiven und negativen Signalanteilen zu erzeugen, die dem Eingangssignal entsprechen. Außerdem ist eine Detektorschaltung vorgesehen, die ein in dem Ausgangssignal enthaltenes maximales oder minimales Übergangsintervall ermittelt und die ein Detektorsignal erzeugt. Außerdem ist eine zweite Vergleicherschaltung vorgesehen, die das betreffende Detektorsignal mit einem zweiten Bezugssignal vergleicht, welches dem maximalen oder minimalen Übergangsintervall während der Wiedergabe des Aufzeichnungsträgers mit einer bestimmten Geschwindigkeit entspricht und die ein erstes Steuersignal für die Abgabe an eine Geschwindigkeitsservoschaltung erzeugt, welche einen ersten Zeitkonstanten-Kreis für die Steuerung der Geschwindigkeit des Aufzeichnungsträgers, eine phasenstarre Regelschleife zur Lieferung eines Phasensignals von dem wiedergegebenen Signal, eine Oszillatorschaltung zur Ableitung eines Bezugsphasensignals und eine dritte Vergleicherschaltung für den Vergleich des Phasensignals von der phasenstarren Regelschleife mit einem Bezugsphasensignal und für die Erzeugung eines zweiten Steuersignals umfaßt, welches einer Phasenservoschaltung zugeführt wird, die einen zweiten Zeitkonstanten-Kreis zur Steuerung der Phase des wiedergegebenen Signals von dem Aufzeichnungsträger her umfaßt. Dabei weist der erste Zeitkonstanten-Kreis

V/ (U I It-VW

-ιοί eine größere Zeitkonstante auf als der zweite Zeitkonstant en-Kr eis.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einem systematischen Blockdiagramm ein

Ausführungsbeispiel einer bereits vorgeschlagenen Schaltungsanordnung zur Wiedergabe der auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signale. Ί0 Fig. 2A, 2B, 2C und ZD zeigen Signaldiagramme, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung herangezogen werden.

Fig. 3 zeigt in einem systematischen Blockdiagramia ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung

gemäß der Erfindung zur Wiedergabe der auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signale. Fig. kA, kB und kC zeigen Signaldiagramme, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung herangezogen werden. Fig. 5 veranschaulicht in einem Diagramm ein Ausführungsbeispiel einer praktischen Schaltungsanordnung, die den wesentlichen Schaltungsteil der in Fig. dargestellten Schaltungsanordnung bildet.

Fig. 6a bis 6M zeigen Signaldiagramme, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 5 gezeigten Schaltungsanordnung dienen.

Um das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erleich- °^w tern, wird zunächst eine bereits vorgeschlagene bekannte Schaltungsanordnung unter Bezugnahme auf Fig. 1 erläutert werden, die sich auf eine Servoschaltung eines Signaldetektorsystems bezieht, welches für eine optische Plattenwiedergabeanordnung verwendet wird.

In Fig. 1 ist ein Fotodetektor oder Lichtstrahldetektor vorgesehen, der ein PCM-Wiedergabesignal S mit einem

abgerundeten Signalverlauf erzeugt, welches einer Sinuswelle nahekommt. Dieses wiedergegebene PCM-Signal S wird über einen Verstärker 2 einer Vergleicherschaltung oder einem Komparator 3 zugeführt, in welchem das betreffende Signal mit einer Schwellwertspannung V„, verglichen wird. Dadurch wird ein Ausgangssignal S erhalten, das auf ^W1ⁿ oder ^w0ⁿ des Aufzeichnungssignals hin auftritt und das sodann an einen Ausgangsanschluß 18 abgegeben wird.

Dieses Ausgangssignal S wird einer ersten Detektorschaltung k zur Ermittelung des maximalen Übergangsintervalls T zugeführt, während ein Signal S , bei dem es sich

QlclX O

um das durch einen Inverter 5 invertierte Signal S handelt, einer zweiten Detektorschaltung 6 zur Ermittelung des maximalen ÜbergangsIntervalls T zugeführt wird. Diese beiden Detektorschaltungen h und 6 bestehen aus Sägezahnsignalformungsschaltungen 4A bzw. 6A und aus Schwellwerthalteschaltungen 4B bzw. 6B. Die Sägezahnsignalf ormungs schaltung 4a erzeugt ein Sägezahnsignal SA1, bei dem es sich um ein Signal handelt, dessen Pegel mit einer konstanten Steigung innerhalb einer Periode allmählich ansteigt, in der das Ausgangssignal S von dem Komparator 3 her für eine "1" kennzeichnend ist. Demgegenüber erzeugt die Sägezahnsignalformungsschaltung 6A ein Sägezahnsignal SA2, dessen Pegel mit derselben Steigung allmählich ansteigt wie das Sägezahnsignal SA1 der zuvor erwähnten Schaltung 4A, und zwar innerhalb einer Zeitspanne, während der das Ausgangssignal S für eine ⁿ0^w kennzeichnend ist. Die Spitzenwerthalteschaltungen 4b und OB dienen dazu, die Spitzenwertpegel der entspr« chenden Sägezahnsignale SA1 bzw. SA2 festzuhalten.

Die Ausgangssignale von diesen Spitzenwerthalteschaltungen 4B und 6B, nämlich die Ausgangssignale Vd1 bzw. Vd2 von der ersten Detektorschaltung 4 bzw. von der zweiten Detektorschaltung 6 nehmen die der Länge des maximalen Übergangsintervalls T in dem wiedergegebenen Signal

A» > ι *» ν ν

entsprechendenPegel an. Wenn eine bestimmte Länge der Bitzelle des PCM-Tonslgnals mit T angenommen wird, dann wird der Pegel des Ausgangssignals Vd1 oder Vd2 der Detektorschaltung k oder 6 in dem Fall, daß das Übergangs-Intervall von 5,5 T zugeführt wird, als Geschwindigkeits-Bezugsspannung E_g herangezogen, und das Ausgangssignal Vd1 oder Vd2 wird ermittelt. Die Größe der Abweichung von der linearen Geschwindigkeit auf die Aufzeichnung hin kann ermittelt werden. Bei diesem Beispiel werden ^das Ausgangssignal Vd2 von der Detektorschaltung 6 her und das Geschwindigkeitsbezugssignal E_g einer Pegelvergleicherschaltung oder einem Komparator 7 zugeführt, so daß an einem Ausgangsanschluß 8 ein Geschwindigkeitssteuersignal erzeugt wird, welches von dem Komparator 7 abgegeben wird. Dieses Geschwindigkeitssteuersignal erhöht oder steigert die Drehzahl des Motors zur Drehung der Platte, wenn das maximale Übergangsxntervall T langer ist als 5,5 T, Das betreffende Steuersignal vermindert oder senkt die betreffende Drehzahl, wenn der obige Wert T kürzer 1st als 5,5 T. Dieses Ge-

max

schwindigkeitssteuersignal wird über einen Schalter 9 an den Motor (nicht dargestellt) abgegeben, um die lineare Geschwindigkeit konstant zu machen.

Außerdem werden die Ausgangssignale Vd1 und Vd2 der Detektorschaltungen k bzw. 6 einer Subtrahierschaltung oder einem Subtrahierwerk 10 zugeführt, mit dessen Hilfe ein Differenz-Ausgangssignal zwischen den beiden Ausgangssignalen Vd1 und Vd2 gebildet und einer Spannungs-

erzeugungssehaltung oder einem Spannungsgenerator 11 zugeführt wird (der durch einen Verstärker gebildet ist). Das von diesem Spannungsgenerator 11 gewönne Ausgangssignal wird dem Komparator 3 als die oben erwähnte Schwellwertspannung V™ zurückgeführt.

In diesem Falle wird eine Beschreibung bezüglich der Arbeitsweise des Komparators 3 für den Fall gegeben,

daß diesem das zuvor erwähnte Rahmensynclironisiersignal zugeführt wird, welches als Wiedergabesignal Sp dient. Der Komparator 3 erzeugt das Ausgangesignal So, wie es in Fig. 2A veranschaulicht ist, und das dazu invertierte Signal So, wie es in Pig* 2B veranschaulicht ist. Demgemäß erzeugen die Sägezahnsignalformungsschaltungen 4A und 6a die Sägezahnsignale SA1 (Fig. 2C) und SA2 (Fig. 2D), deren Pegel mit den bestimmten Steigungen in den betreffenden Intervallen allmählich ansteigen, in denen diese Signale So und So kennzeichnend sind für Einsen.

Wenn die Erscheinung einer Asymmetrie noch nicht auftritt, wie dies in Fig. 2A und 2B durch voll ausgezogene Linien veranschaulicht ist, dann sind die "0"- und »i"-Intervalle mit einer Länge von 5»5 T des von dem Komparator 3 abgeleiteten Ausgangssignals So von glei- . eher Länge. In dem invertierten Ausgangssignal So mit der zur Polarität des Ausgangssignals So entgegengesetzten Polarität werden die Längen der "1"- und "0^M-

^O Längen für den Bereich von 5»5 T jeweils gleich. Demgemäß werden der Spitzenwert Vd1 des Sägezahnsignals SA1 und der Spitzenwert Vd2 des Sägezahnsignals SA2 einander gleich, so daß ein Fehlersignal, welches am Ausgang der Subtrahiereinrichtung 10 auftreten wird, 0 wird. Zu diesea Zeitpunkt wird die von dem Spannungsgenerator 11 erzeugte Bezugs spannung V„, mit einem bestimmten Pegel auftreten.

Wenn die Impulsbreite des Ausgangssignals So in dem für 30

eine "1" kennzeichnenden Intervall eingeengt wird, während die Impulsbreite in dem "O"-Intervall verbreitert wird, wie dies durch gestrichelte Linien in Fig. 2A und 2B veranschaulicht ist, so daß das invertierte Ausgangssignal So kennzeichnend ist für die Änderungen seiner Impulsbreite gegenüber jener des Ausgangssignals So, wie dies durch gestrichelte Linien in Fig. 2C und 2D veranschaulicht ist, dann wird aufgrund der Unsymmetrie der

Spitzenwert des Sägezahnsignals SA1 vermindert, wie dies mit dem Bezugszeichen Vd1' angedeutet ist. Der Spitzenwert des Sägezahnsignals SA2 wird vergrößert, wie dies durch das Bezugszeichen Vd2' veranschaulicht ist, so daß die Subtrahiereinrichtung 10 ein Fehlersignal erzeugt, welches als Vd1·-Vd2·a-AV angegeben wird. Dieses Fehlersignal -AV vermindert den Pegel der Bezugsspannung V_T, welches von dem Spannungsgenerator 11 zu erzeugen ist, so daß der Spannungsgenerator 11 derart gesteuert wird, daß AV=O erzielt wird. Wenn die Impulsbreite durch die Unsymmetrie in entgegengesetzter. Richtung bezogen auf Fig. 2A und 2B abweicht, dann wird die Polarität des Fehlersignals positiv, so daß der Spannungsgenerator 11 so gesteuert wird, daß der Pegel der Bezugsspannung V₁-ansteigt.

Wie oben beschrieben, kann die durch die Unsymmetrie hervorgerufene Schwankung der Impulsbreite eliminiert werden.

Wenn das Rahmensynchronisiersignal in den Daten durch das Muster des über das maximale Übergangsintervall hinausgehenden Invertierungsintervalls bei diesem Modulationssystem erkannt wird (3»5 T beträgt das maximale Übergangsintervall bei dem obigen Beispiel), dann genügt es, das Übergangsintervall dieses Rahmensynchronisiersignals zu ermitteln und das festgestellte Übergangsintervall festzuhalten. Mit kurzen Worten ausgedrückt heißt dies,

daß von den Übergangsintervallen innerhalb des wiederge-■ ..

gebenen Signals das maximale oder minimale Ubergangsintervall zu ermitteln und dann festzuhalten ist.

Nachdem das Ausgangssignal So in diesem Fall mitgezogen

wird, um die Platte mit der konstanten linearen Geschwin-35

digkeit bzw. Drehzahl zu drehen, wird der Schalter 9 in.

eine Richtung umgeschaltet, die entgegengesetzt zu der in der betreffenden Zeichnung gezeigten Stellung ist.

Darüber hinaus ist der betreffende Schalter so angeordnet, daß die Drehung mit hoher Genauigkeit und geringen Tonhöhenschwankungen (Wow und Flutter) gesteuert wird.

Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß das Ausgangssignal So des Komparators 3 einer Differenzschaltung 12 zugeführt wird, in der eine Taktkomponente des wiedergegebenen PCM-Signals So aus dem betreffenden Signal herausgenommen und dann einer PLL-Schaltung (phasenstarre Regelschaltung) 13 zugeführt wird. Diese PLL-Schaltung 13 erzeugt ein Wiedergabe-Taktsignal mit der Bitfrequenz, welches dieselbe Zeitbasisschwankung aufweist, wie das am Ausgang auftretende Wiedergabesignal So. Dieses Wiedergabetaktsignal wird einer Phasenvergleicherschaltung oder einem Komparator 14 zugeführt, durch den das betreffende Taktsignal in der Phase mit dem Ausgangssignal eines Quarzoszillators 15 verglichen wird, dessen Ausgangssignal in der Frequenz mittels eines Frequenzteilers 16 untersetzt wird· Dies ermöglicht es, das aufgrund des Vergleichs erzielte Ausgangssignal vom Komparator 1k an einen Ausgangsanschluß 17 abzugeben. Das betreffende Ausgangssignal wird über den Schalter an den Steuer- bzw. Treiberkreis für den Antrieb des Motors abgegeben, so daß die Platte nicht nur mit der

konstanten linearen Geschwindigkeit gedreht wird, sondern außerdem in einem Zustand mit sehr geringen langsamen und schnellen Tonhöhenschwankungen (Wow und Flutter),

Im Zuge der obigen Beschreibung sind Geschwindigkeits-

und Phasen-Servosteuereinrichtungen als Servosteuer-

schaltung herangezogen worden, um die lineare Geschwindigkeit konstant zu machen. Bei diesem Beispiel ist die Phasenservoschaltung am Anfang nicht in Betrieb bzw. wirksam, sondern erst nachdem die lineare Geschwindigkeit 35

durch die lineare Servoschaltung konstant gemacht ist, woraufhin von dieser Schaltung da» Auafftxngmalgna.1 erzeugt wird, welches dann einen Schalter um- bzw. ein-

schaltet, um die Phasenservoschaltung wirksam zu machen. Der Grund dafür liegt in folgendem.

Da die PLL-Schaltung I3 der Phasenservoschaltung einen begrenzten Fang- bzw. Mitziehbereich aufweist, ist es erst dann, wenn die lineare Geschwindigkeit von der Geschwindigkeitsservoschaltung als konstant festgehalten ist, möglich die Drehung der Platte in der Phase auf das Ausgangssignal des Quarzoszillators I5 einzurasten, woraufhin eine starke Änderung in der linearen Geschwindigkeit folgt, und zwar aufgrund der Abtastposition der Aufnahmeeinrichtung.

Da, wie oben beschrieben, bei der bereits vorgeschlagenen Schaltungsanordnung die Drehungs- und Geschwindigkeits-Servoeinrichtungen in zwei Schritten wirksam gemacht werden, und zwar durch das Geschwindigkeits-Servosystem bei der konstanten linearen Geschwindigkeit und durch das Phasen-Servosystem, sind viele Schaltungsteile erforderlich, und lediglich eine der Schaltungen kann in Tätigkeit gesetzt sein.

Bei der oben beschriebenen Schaltungsanordnung ist außerdem die Detektorschaltung zur Ermittelung des maximalen ^° oder minimalen Übergangsintervalls unabhängig von dem Geschwindigkeits-Servosystem und dem Steuersystem zur Korrektur der Asymmetrie vorgesehen, was zu einer Steigerung der Herstellkosten führt.

Nachstehend wird unter Bezugnahme auf Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung für die Wiedergabe eines Aufzeichnungsträgers bzw. des auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signals

beschrieben. In Fig. 3 ist in einer systematischen Block-35

diagrammdarstellung das betreffende Ausführungsbeispiel der Erfindung für den Fall eines Plattenwiedergabegerätes mit einem Signaldetektorsystem vom optischen Typ veran-

schaulicht. Dabei sind für die Bezeichnung entsprechender Elemente und Einzelteile dieselben Bezugszeichen verwendet worden wie sie in Fig. 1 benutzt worden sind.

Gemäß Fig. 3 wird das Ausgangssignal So von dem Komparator 3 direkt einem Eingangsanschluß eines Schaltkreises 21 zugeführt, und gleichzeitig wird das mittels eines Inverters 22 invertierte Ausgangssignal So dem anderen Eingangsanschluß des Schaltkreises 21 zugeführt.

Andererseits wird ein Ausgangssignal eines Quarzoszillators 31 einem Frequenzteiler 32 zugeführt, der ein in der Frequenz untersetztes Signal SFX mit der Rahmenperiode abgibt. Dieses Signal SFX wird einer Flipflopschaltung 33 zugeführt, die ein Signal HF erzeugt (siehe Fig. 4a), welches mit jeder Rahmenperiode zu invertieren ist. Dieses Signal HF wird als Schaltsignal dem Schaltkreis 21 zugeführt, so daß dieser Schaltkreis 21 zu der einen Eingangsanschlußseite hin in dem Fall umgeschaltet ist, daß das Signal HF kennzeichnend ist für "1", während eine Umschaltung zu der anderen Eingangsanschlußseite hin erfolgt, wenn das betreffende Signal kennzeichnend ist für ^M0". Dies bedeutet, daß der Schaltkreis 21 abwechselnd zum einen Eingangsanschluß und zum anderen Eingangsanschluß mit jeder Rahmenperiode umgeschaltet wird.

^Das Ausgangssignal des Schaltkreises 21 wird einem Detektorkreis oder Detektor 23 zur Ermittelung des maximalen Übergangsintervalls zugeführt. Dieser Intervalldetektor 23 kann beispielsweise aus Sägezahnsignalformungsschaltungen und Spitzenwert-Halteschaltungen bestehen, wie dies zuvor beschrieben worden ist. Das Ausgangssignal dieses Detektors 23 wird einem Schaltkreis 2k zugeführt.

Dieser Schaltkreis Zk wird durch das zuvor erwähnte Signal HF zu der einen Ausgangsanschlußseite hin in dem Fall umgeschaltet, daß das Signal HF eine "1" ist, wäh-

ν· ** ι ι

rend eine Umschaltung zu dem anderen Ausgangsanschluß hin erfolgt, wenn das betreffende Signal eine ¹¹O" ist. Dieses Umschalten erfolgt dabei in Synchronismus mit dem Schaltkreis 21. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß der Schaltkreis 2k abwechselnd mit der jeweiligen Rahmenperiode umgeschaltet wird.

Ein an einem Ausgangsanschluß des Schaltkreises 24 auftretendes Signal wird einer Spannungserzeugungsschaltung oder einem Spannungsgenerator 25 zugeführt (der beispielsweise aus einem Verstärker besteht), wobei die Ausgangsspannung dieses Spannungsgenerator» einer Pegelvergleicherschaltung oder einem Komparator 26 zugeführt wird. Demgemäß wird die betreffende Ausgangsspannung mit der Bezugsspannung E_ verglichen. Mit der von dem betreffenden Komparator abgegebenen Ausgangsspannung wird der Plattenantriebsmotor (nicht gezeigt) gesteuert.

Demgegenüber wird ein an dem anderen Ausgangsanschluß des Schaltkreises 24 erzieltes Signal einer Spannungserzeugungsschaltung oder einem Spannungsgenerator 27 zugeführt (der beispielsweise aus einem Verstärker besteht) , wobei die Ausgangsspannung dieses Generators dem Komparator 3 als Schwellwertspannung V_T zugeführt wird.

Ein Geschwindigkeits-Servosystem 20V ist durch ein System gebildet, umfassend den das Wiedergabesignal aufnehmenden Eingangsanschluß, den Komparator 3» den Schaltkreis 21, den Detektor 23, den Schaltkreis 24, den Spannungsgenerator 25, den Pegelkomparator 26 und den Motorantriebskreis. Demgegenüber ist ein Unsymmetrie-Steuersystem 2OA durch eine geschlossene Regelschleife gebildet, bestehend aus dem Komparator 3> dem Inverter 22, dem Schaltkreis 21, dem Detektor 23» dem Schaltkreis 24, dem Spannungsgenerator 27 und dem Komparator 3.

Im folgenden werden die Betriebsweisen des zuvor erwähnten Geschwindigkeits-Servosystems 20V und des zuvor erwähnten Steuersystems 2OA in Verbindung beispielsweise mit dem Teil des Rahmensynchronisiersignals erläutert.

Das Eingangssignal So von dem Schaltkreis 21 her und das invertierte Signal So weisen Signalverläufe auf, wie sie in Fig. 4B bzw. 4C veranschaulicht sind.

Die Schaltkreise 21 und 24 werden in der einen Rahmenperiode TA zu dem einen Eingangsanschluß bzw. zu dem einen Ausgangsanschluß hin umgeschaltet, und zwar während das Schaltsignal HF kennzeichnend ist für eine "1", wie dies in Fig. 3 veranschaulicht ist, welches den Betrieb des Geschwindigkeits-Servosystems 20V ermöglicht.

Der Detektor 23 dient dazu, das maximale Übergangsintervall zu ermitteln, welches kennzeichnend ist für eine "1^M (positive Polarität) des Eingangssignals, so daß das Übergangsintervall bei positiver Polarität des Rahmensynchronisiersignals in dem Ausgangssignal So, wie es in Fig. 4B veranschaulicht ist, festgestellt wird, um das Geschwindigkeits-Servosystem 20V aktiv zu machen, so daß das maximale Übergangsintervall von 5,5 T erzielt wird. Damit wird die Platte mit der konstanten linearen Geschwindigkeit gedreht.

Demgegenüber werden in einer Rahmenperiode TB, in der das

Schaltsignal HF kennzeichnend ist für eine ⁿO",die Schalt-30

kreise 21 und 24 zu dem anderen Eingangsanschluß bzw· zu dem anderen Ausgangsanschluß hin umgeschaltet. Dies führt dazu, daß das Unsymmetrie-Steuersystera 2OA aktiv ist. In diesem Falle ermittelt der Detektor 23 die Zeitspanne,

während der das invertierte Signal So kennzeichnend ist 35

für eine "1", nämlich das maximale Übergangsintervall mit der negativen Polarität des Ausgangssignals So, so daß die Schwellwertspannung V derart gesteuert wird,

daß dieses maximal. Übergungsintervall zu 5,5 T gemacht wir*d.

Kit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß das Geschwindigkeits- bzw. Drehzahl-Servosystem 20V in einer solchen Art und Weise wirkt, daß das maximale Übergangsintervall T _o,_r mit positiver Polarität des Ausgangssignals So eine Länge von 5,5 T annehmen kann, während das Unsymmetrie-Steuersystem 2OA derart wirkt, daß das maximale Übergangsintervall T bei negativer Polarität des Ausgangssignals So ei na Länge von 5,5T annehmen kann. Dies bedeutet, daß die beiden Sorvosysteme 20V und 2OA auf einer Zeitteilbasis arbeiten, wobei die lineare Geschwindigkeit bzw. Drehzahl die bestimmte Geschwindigkeit bzw. Drehzahl dadurch v/erden kann, daß das maximale Übergangsintervall T zu 5,5 T gemacht wird. Außerdem wird die Unsymmetrie korrigiert, bei der das

²^. maximale Ubergangsintervall T bei positiver Polarität verschieden sein wird von jenem bei negativer Polarität, was bei dem Intervall von gleicher Länge der Fall sein muß.

in diesem Falle wird das von dem Frequenteiler abgeleitete Ausgangssignal SFX dem für die Ermittelung des maximalen Übergangsintervalls vorgesehenen Detektor 23 zugeführt, um diesen nahezu in Synchronismus mit den Umschaltungen der Schaltkreise 21 und 24 zurückzusetzen.

Nachdem bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung die lineare Geschwindigkeit etwa konstant gehalten ist, erfolgt eine Anpassung dahingehend, daß die Platte ohne langsame und schnelle Tonhöhenschwankungen (Wow und Flutter) durch die Funktion des Phasen-Servosystems gedreht werden kann. Darüber hinaus wird bei diesem Ausführungsbeispiel die Zeitkonstante des Geschwindigkeits-Servosystems 20V. hinreichend größer gewählt als jene des Phasen-Servosystems, so daß die Ausgangssignale vom Geschwindigkeit s- Servo sys tem und vom Phasen-Servosystem einander addiert werden können, um den Plattenantriebsmotor zu steuern.

Wie insbesondere in Fig. 3 veranschaulicht, ist ein Phasen-Servosystem 30 vorgesehen, welches hauptsächlich aus einer Phasenservosignal-Formungsschaltung 34, einer Rahmensynchronisiersignalgewinnungsschaltung 35 und einer Spannungserzeugungsschaltung oder einem Spannungsgenerator besteht.

Der Rahmensynchronisiersignalgewinnungsschaltung 35 wird das Ausgangssignal So zugeführt, welches von dem Komparator 3 geliefert wird, und außerdem wird der betreffenden Schaltung 35 der Taktimpuls von der PLL-Schaltung I3 zugeführt. In dieser Rahmensynchronisiersignalgewinnungsschaltung 35 wird in jeder Invertierungsperiode beispiels-

weise des Ausgangssignale So der Taktimpuls mit einer konstanten Periode gezählt, um das Rahmensynchronisiersignal SF zu ermitteln. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß das Rahmensynchronisiersignal SF dadurch gewonnen wird, daß festgestellt wird, daß das maximale .,

ubergangsintervall T zweimal aufeinanderfolgend auf-

MElX

tritt. Sogar dann, wenn das Rahmensynchronisiersignal SF durch einen Aussetzer oder dergleichen ausfällt, wird

außerdem in der Rahmensynchronisiersignalgewinnungsschaltung 35 der Taktimpuls von der PLL-Schaltung 13 in der Frequenz untersetzt, wodurch die Bildung eines Signals SFG erfolgen wird, dessen durch einen Aussetzer ausge-

g fallenes Rahmensynchronisiersignal SF kompensiert ist« Dies bedeutet, daß das Signal SFG mit dem Signal SF synchronisiert ist und zu dem Signal der Rahmenperiode wird,

Die Phasenservosignalformungeschaltung 3k erhält das gewonnene Rahmensynchronisiersignal SF, das Signal SFG der Rahmenperiode und das Bezugssignal SFX der Rahmenperiode zugeführt, welches von dem Frequenzteiler 32 abgeleitet ist.

Die Phasenservosignalformungsschaltung 3k bildet dabei dann kein Phasenservosignal, wenn das Rahmensynchronisiersignal SF nicht von der Rahmensynchronisiersignalgewinnungsschaltung 35 gewonnen wird. Wenn das Rahmensynchronisiersignal SF von dieser Schaltung als stabiles Signal gewonnen wird, dann nimmt die Phasenservosignalformungsschaltung 3k einen Phasenvergleich des Signals SFG mit dem Signal SFX vor, um ausgangsseitig ein Signal zu erhalten, welches von der Phasenabweichung zwischen den miteinander verglichenen Signalen abhängt.

Dieses Vergleicher-Ausgangssignal wird dem Spannungsgenerator 36 zugeführt, in welchem die dadurch erzeugte Ausgangsspannung zu der Ausgangsspannung von dem Spannungsgenerator 25 in dem Geschwindigkeits-Servosystem 20V hinzuaddiert und dann an den Pegelkomparator 26 abgegeben wird. Die Widerstände 28 und 37 dienen dabei dazu, die beiden Ausgangsspannungen miteinander zu mischen.

Das Phasen-Servosyst.em 30 ist so ausgelegt, daß es so lange unwirksam ist, bis das Geschwindigkeits-Servosystem 20V die lineare Geschwindigkeit auf einen bestimmten Wert festsetzt, da die PLL-Schaltung I3 den

eingeengten Mitziehbereich aufweist. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß bis zu dem Zeltpunkt, zu dem die lineare Geschwindigkeit den bestimmten einen Wert aufweist, das Rahmensynchronisiersignal SF, bei dem das maximale Übergangsintervall 5»5 T in zweifacher Folge vorhanden ist, nicht gewonnen werden kann. Demgemäß bildet die Phasen-Servosignalfοrmungsschaltung 3^ nicht das Phasen-Servosignal, so daß das Phasen-Servosystem 30 unwirksam wird.

Wenn die lineare Geschwindigkeit den bestimmten einen Wert aufweist, dann wird mit Rücksicht darauf, daß das Rahmensynchronisiersignal SF als stabiles Signal gewonnen wird, das Phasenservosignal gebildet, um das Phasen-Servosystem 30 derart zu steuern, daß der Motor durch dieses Phasenservosystem 30 gesteuert wird.

Während auf diese Art und Weise der Motor durch das Geschwindigkeit s-Servosystem 20V und durch das im Dauer- bzw. stationären Zustand befindliche Phasen-Servosystem 30 gesteuert wird, wird das Geschwindigkeits-Servosystem 20V für eine große Schwankung aktiv, während das Phasen-Servosystem 30 für eine kleine Schwankung aktiv wird.

° Im folgenden wird unter Bezugnahme auf Fig. 5 eine praktische Ausführungsform der Schaltungsanordnung zur Wiedergabe eines Aufzeichnungsträgers bzw. des auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signals gemäß der Erfindung erläutert.

Wenn bei dieser Ausführungsform der das Vorliegen eines maximalen Übergangsintervalls feststellende Detektor 23 eine Entscheidung darüber trifft, ob die Länge des maximalen Übergangsintervalls des Wiedergabesignals 5»5 ^T 35

beträgt oder nicht, muß der Takt mit der konstanten Frequenz gezählt werden, die hinreichend höher ist als die Bitfrequenz des Wiedergabesignals, und zwar in jeder

-Zk-Invertierungsperiode des Ausgangssignals So.

Gemäß Fig. 5 ist ein Zähler 23I vorgesehen, der einem solchen Zweck dient. Ein Taktsignal CP mit der Frequenz von beispielsweise 3h,6 MHz wird dem Takteingang CK die-

ses Zählers 231 zugeführt. NAND-Glieder 21A und 21B entsprechen dem Schaltkreis 21 in Fig. 3· Das Ausgangssignal So wird direkt dem NAND-Glied 21B augefuhrt, während das invertierte Ausgangssignal So von dem Inverter 22 her _in dem NAND-Glied 21A zugeführt wird. Außerdem wird ©in HF-Signal von dem Q-Ausgang der Flipflopschaltung 33 dem NAND-Glied 21A zugeführt, und das Ausgangssignal HF vom Ausgang Q wird dem NAND-Glied 21B zugeführt, so daß die NAND-Glieder 21A und 2IB abwechselnd miteinander in jeweils einer Rahmenperiode geöffnet bzw. übertragungsfähig sind. Die NAND-Glieder 21A und 21B geben ihre Ausgangssignale an ein UND-Glied 21C ab. Ein Ausgangssignal dieses Verknüpfungsgliedes wird dem Löschanschluß bzw. Löscheingang CL des Zählers 23I zugeführt.

Demgemäß wird in einer Rahmenperiode TA, in der das Q-Ausgangesignal HF kennzeichnend ist für eine "1", das NAND-Glied geöffnet bzw. überLragungsfiihig sein, wodurch ein Signal erzeugt wird, gemäß dem das Ausgangssignal So invertiert ist, d.h., daß ein Signal abgegeben wird, welches dem Ausgangssignal So äquivalent ist. Dieses Signal wird über das UND-Glied 21C dem Löschanschluß CL des Zählers 23I zugeführt, wodurch der Zähler 231 das Eingangstaktsignal in der Periode zählt, während der das Signal So kennzeichnend ist für eine "1". Während der Periode, innerhalb der das Signal So kennzeichnend ist für eine "O¹¹ bleibt die Zählerausgangs st ellung in dem Zähler 23I auf 0 stehen.

In einer Rahmenperiode TB, in der das Q-Ausgangssignal HF zu "1" wird, ist außerdem das NAND-Glied 21B geöffnet bzw. übertragungsfähig, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches den invertierten Zustand des Signals So zeigt.

Dieses Signal wird über das UND-Glied 21C dem Löschanschluß CL des Zahlers 231 zugeführt, so daß der Zähler 231 das Eingangstaktsignal in der Periode zählt, während der das Signal So kennzeichnend ist für eine "0". Sei Vorliegen des Zustandes "1" bleibt die Ausgangszählersteilung bei 0. Demgemäß zählt der Zähler 231 die Anzahl der Taktimpulse CP, die in der Invertierungsperiode enthalten sind, während der das Signal So kennzeichnend ist für eine "1", und zwar während der Periode TA. Außerdem zählt der betreffende Zähler die Anzahl der Taktimpulse CP, die in der Invertierungsperiode enthalten sind, während der das Signal So eine "0" ist, und zwar während der Periode TB.

Wenn die Invertierungsperiode, während der die Anzahl der Taktimpulse CP gezählt wird, um mehr als einen Taktimpuls größer ist als die Anzahl der Taktimpulse CP, die in der betreffenden Zeitspanne enthalten sind, wenn die Invertierungsperiode 5,5 T in dem Ausgangssignal So oder in dem invertierten Signal So vorhanden ist, dann wird das bestimmte Ausgangssignal des Zählers 23I zu "1^M, so daß das Ausgangssignal eines an dem Zähler 23I angeschlossenen NAND-Gliedes 232 zu ¹¹O" wird. Mit Rücksicht auf die Tatsache, daß dieses NAND-Glied 232 sein Ausgangssignal an einen Freigabeanschluß EN des Zählers 231 abgibt, hält der Zähler 23I sodann die Zähloperation an, wodurch die NAND-Glieder 21A und 21B in den gesperrten Zustand gebracht werden, so daß weder das Signal So noch das Signal So den Zähler 23I danach löschen kann.

In diesem Zustand wird mit dem Ansteigen des von dem Frequenzteiler 230 gemäß Flg. 3 abgeleiteten Bezugssignals SFX der Rahmenperiode eine D-Flipflopschaltung 233 das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 232 speichern.

Dieses Signal SFX wird über einen Inverter 234 einem Triggeranschluß A einer monostabilen Kippschaltung 235

zugeführt. Diese monostabile Kippschaltung 235 liefert ein Ausgangssignal M1, welches zu einem etwas späteren Zeitpunkt ansteigt als das Signal SFX. Dieses Ausgangssignal M1 wird über das UND-Glied 21C dem Löschanschluß CL des Zählers 231 zugeführt, so daß der Zähler 23I mit dem Ansteigen des Ausgangssignals M1 gelöscht wird, nachdem das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 232 durch die D-Fllpflopschaltung 233 gespeichert ist. Da das Ausgangesignal des NAND-Gliedes 232 zu "1" wird und dann dem Freigabeanschluß EN des Zählers 231 zugeführt wird, nimmt die Zählersteilung des Zählers 23I den möglichen .Zustand an, und das NAND-Glied 21A oder das NAND-Glied 21B wird übertragungsfähig, wodurch es ermöglicht ist, daß die Anzahl der Taktimpulse CP innerhalb der jeweiligen Invertierungsperiode des wiedergegebenen Signals erneut zu zählen ist.

Auf diese Weise speichert die D-Flipflopschaltung 233 das Ausgangssignal von dem NAND-Glied 232 in jeder Rahmenperiode. Wenn zu diesem Zeitpunkt irgendein Invertierungsintervall des Signals HF vorhanden ist, welches länger ist als 5»5 T innerhalb einer Rahmenperiode, dann ist das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 232 bereits zu "O" geworden.

In Fig. 5 sind UND-Glieder 24A und 24B vorgesehen, die dem einen Ausgangsanschluß des Schaltkreises Zk gemäß Fig. 3 entsprechen; die in Fig. 5 dargestellten UND-Glieder 24C und 24D entsprechen dem anderen Ausgangs-

anschluß des betreffenden Schaltkreises. Ein am Q-Ausgang der D-Flipflopschaltung 233 auftretendes Signal VS wird den UND-Gliedern 24A und 24D zugeführt. Das an dem betreffenden Q-Ausgang auftretende VS-Signal wird außerdem über einen Inverter 24E in der Polaritat invertiert dem UND-Glied 24B zugeführt. Dem UND-Glied 24C wird vom Q-Ausgang der D-Flipflopschaltung ein Ausgangssignal VS zugeführt. Ferner wird das HF-

Signal von dem Q-Ausgang der Flipflopschaltung 33 den UND-Gliedern 24Aund 24B zugeführt. Das am Q-Ausgang auftretende Signal HF wird den UND-Gliedern 24C und 24D zugeführt, so daß die UND-Glieder 24A und 24B in einer Rahmenperiode TA übertragungsfähig sind, während der das am Q-Ausgang auftretende Signal HF kennzeichnend ist für eine "1". Die UND-Glieder 24C und 24D sind in einer Bahmenperiode TB entsprechend wirksam, in der das am Q-Ausgang auftretende Ausgangssignal HF zu "1" wird. Das Ausgangssignal des UND-Gliedes 24A wird dem invertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 250 zugeführt, während das entsprechende Ausgangssignal des UND-Gliedes 24B dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des betreffenden Verstärkers zugeführt wird.

Während der Rahmenperiode TA, während der das an dem betrachteten Q-Ausgang auftretende VS-Signal kennzeichnend ist für eine "©", gibt demgemäß der Operationsverstärker 250 einen Konstantstrom über einen Widerstand 25^R an einen Kondensator 25C ab. Demgegenüber wird während der Rahmenperiode TA, während der das an dem betrachteten Q-Ausgang auftretende Signal VS kennzeichnend ist für eine "!",ein Entladestrom von dem Kondensator 25C über

den Widerstand 25R fließen. In diesem Falle ist die Zeitkonstante, die durch den Kondensator 25C und den Widerstand 25R bestimmt wird, so gewählt, daß sie hinreichend größer sein kann als eine Rahmenperiode. Demgemäß wird die Spannung, mit der das Ausgangssignal VS

auftritt, in die Spannung umgesetzt, die an den beiden Enden des Kondensators 25C erhältlich ist.

Darüber hinaus 1st eine Diode 29 dem Kondensator 25C

parallel geschaltet, um einen Schaltungspunkt P in 35

Fig. 5 daran zu hindern, eine positive Spannung zugeführt zu erhalten.

Die an dem Schaltungspunkt P auftretende negative Spannung wird über den Widerstand 28 dem Pegelkomparator 26 zugeführt, und zwar dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 26, wodurch diese Spannung mit der Bezugsspannung E_g verglichen wird, die dem nichtin= vertierenden Eingangsanschluß des betreffenden Operationsverstärkers zugeführt wird« Daa Ausgangssignal des betreffenden Operationsverstärkers wird an den Motor (nicht dargestellt) abgegeben.

Wenn die Platte in das Gerät geladen bzw. eingebracht ist, wird das Ausgangssignal VS der D-Flipflopschaltung 233 zu "O", so daß die Spannungen an den beiden Enden des Kondensators 25C durch die Funktion der Diode 29 zu 0 gemacht sind. Sodann wird die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 26 gleich der Bezugsspannung E , so daß dem Motor die Möglichkeit gegeben ist, sich zu drehen. Während die Platte beginnt sich zu drehen und während ihre Drehzahl bzw. Rotationsgeschwindigkeit

²^ noch geringer ist als die bestimmte lineare Geschwindigkeit, da nämlich das maximale Übergangsintervall in dem Signal So länger ist als 5>5 T, ist das Ausgangssignal VS kennzeichnend für "0", und die Spannung an den beiden Enden des Kondensators 25C befindet sich ebenfalls im Zustand von "0". Demgemäß wird die Rotationsgesehwindigkeit bzw. Drehzahl des Motors nahe der bestimmten Geschwindigkeit bzw. Drehzahl erhöht.

Wenn, wie oben beschrieben, die Drehzahl bzw. Rotations-30

geschwindigkeit des Motors bis zu der bestimmten linearen Drehzahl bzw. Geschwindigkeit erhöht ist, dann wr.rd das maximale Übergangsintervall innerhalb des Signals So nahezu 5*5 T betragen. Wenn in diesem Zusammenhang das maximale Übergangsintervall kleiner ist als 5»5 T, dann wird das Ausgangssignal VS zu "1", so daß der Entladungsstrom von dem Kondensator 25C fließt. Das elektrische Potential an dem Schaltungspunkt P wird zu einem negativen elektri-

sehen Potential, durch, das das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 26 höher angehoben wird als auf die Bezugsspannung E , wodurch der Rotationsgeschwindigkeit

bzw. Drehzahl des Motors ermöglicht ist, sich abzusenken.

Wenn demgegenüber das maximale Übergangsintervall größer wird als 5>5 T, dann wird das Aus gangs signal VS zu ¹¹O", so daß der Ladestrom von dem Operationsverstärker 250 auf den Kondensator 25C fließt. Dadurch steigt das elektrische Potential an dem Schaltungspunkt P in positiver Richtung an, wodurch die Rotationsgeschwindigkeit bzw. Drehzahl des Motors erhöht wird. Im Dauerzustand, in dem die lineare Drehzahl bzw. Geschwindigkeit konstant ist, treten in dem Signal VS wiederholt die Zustände "1" und "0" in richtiger Weise innerhalb jeder Rahmenperiode TA auf, und zwar auf die genaue Ermittlung von 5,5 T in dem Zähler 23I. In Verbindung mit der Zeitkonstante wird demgemäß die Spannung an dem Kondensator 25C zu OV.

In diesem Fall dient die Diode 29 dazu, den Motor daran zu hindern, in der Rückwärtsrichtung zu laufen. Wenn das elektrische Potential an dem Schaltungspunkt P gemäß Fig. 5 einen positiven Spannungswert aufweist und außerdem größer wird als die Bozugsspannung IC„, dann wird genauer gesagt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 26 eine negative Spannung annehmen, so daß der Motor in der Rückwärtsrichtung läuft. Da bei dieser Ausführungsform die Diode 29 zwischen dem Schaltungspunkt P und Erde bzw. Masse mit der in Fig. 5 ge-

. zeigten Polung vorgesehen ist, wird in dem Fall, daß das elektrische Potential an dem Schaltungspunkt P positiv wird, die betreffende Diode 29 leitend werden, so daß das elektrische Potential an dem Schaltungspunkt P nicht den positiven Spannungswert erhalten wird. Dadurch ist der Rückwärtslauf des Motors blookiert.

In entsprechender Weise wird dann, wenn zuvor die Auswahl der Polarität des Eingangssignals für den Zähler 231 oder des Signals So erfolgt, welches von dem Komparator 3 erhalten wird, wenn die Platte nicht eingeführt bzw. geladen is 0 ,ermöglicht, den Motor an einer Drehung zu hindern, wenn die betreffende Platte noch nicht eingeführt bzw. galaden ist.

Demgegenüber werden während einer Rahmenperiode TB, während der das Signal HF kennzeichnend ist. für eine "1", folgende Steuerungsvorgänge ausgeführt. Wenn das Ausgangssignal VS von der D-Flipflopschaltung 233 hex" kennzeichnend ist für eine "1", d.h. dann, wenn das maximale Übergangsintervall mit negativer Polarität größer ist als 5,5 T, Wird das Ausgangs signal des NAND-Gliedes 24D zu "1", und das Ausgangssignal des UND-Gliedes 24C wird zu "0". Aufgrund der Tatsache, daß das Ausgangssignal des UND-Gliedes 24C dem invertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 27O zugeführt wird, und mit Rücksicht darauf, daß das Ausgangssignal des UND-Gliedes 24D dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 270 zugeführt wird, wird das Ausgangssignal dieses Operationsverstärkers 270 zu diesem Zeitpunkt ein positives Ausgangssignal, so daß der Operationsverstärkers 27O den Ladestrom über einen Widerstand 27R an einen Kondensator 27C abgibt, der zwischen diesem Widerstand und Erde bzw. Masse liegt.

Wenn demgegenüber das maximale Übergangsintervall mit negativer Polarität kleiner ist als 5,5 T, dann wird das Ausgangssignal des UND-Gliedes 24C zu "1", und das UND-Glied 24D liefert das Ausgangssigna 1 ¹¹O¹¹. Demgemäß erzeugt der Operationsverstärkers 270 das negative Ausgangssignal, so daß der Entladestrom von dem Kondensator 35

27c über den Widerstand 27R fließt. Die Spannung V_T an

dem Kondensator 27C wird als Schwellwertspannung für den Komparator 3 gemäß Fig. 3 verwendet. Auf diese Art

und Weise wird die betreffende Spannung V,_ derart gesteuert, daß das maximale Übergangsintervall von negativer Polarität zu 5,5 T werden kann.

Wenn in diesem. Falle der Lade- und Entladestrom des Kondensators 25c als iv angenommen wird, wenn außerdem der Lade- und Entladestrom des Kondensators 27C mit ia angenommen wird und wenn die Kapazitäten der Kondensatoren 25c und 27c mit C bzw. C angenommen werden, dann werden die betreffenden Kapazitäten so gewählt, daß folgende Beziehung erfüllt ist»

^iTf»^iaf
ν a

Dadurch ist die Ausbildung des Schwingens verhindert.

Das Phasenservosystem 30 wird im folgenden näher betrachtet. Das Phasenservoeignal wird von einer Schaltungsanordnung erzeugt, die Flipflopschaltungen 341 und 342, ein UND-Glied 343 und eine D-Flipflopschaltung 344 aufweist. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß das Signal SFX der Rahmenperiode von dem Frequenzteiler 32 (in Fig. 3) der Flipflopschaltung 3^1 zugeführt wird, von der ein Signal Fl erhalten wird, welches zu dem Zeitpunkt zu invertieren ist, zu dem das Signal SFX ansteigt. Außerdem wird das Signal SFG der Rahmenperiode von der Signalgewinnungsschaltung 35 (in Fig. 3) der Flipflopschaltung 342 zugeführt, von der ein Signal F2 abgegeben wird, welches zu dem Zeitpunkt zu invertieren ist, zu dem das Signal SFG ansteigt. Die beiden Signale F1 und F2 werden

dem einen bzw. dem anderen Eingangsanschluß des UND-Gliedes 3^-3 zugeführt, von dem ein Signal A1 erhalten wird, welches von der Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen F1 und F2 abhängt. Dieses Signal A1 wird den UND-Gliedern 36I und 362 zugeführt. Andererseits wird in

der D-Flipflopschaltung 344 der Zustand des Signals F2 zu dem Zeitpunkt abgetastet, zu dem das Signal FI ansteigt.

j Venn die Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen SFX und SFG 180° wird, wie dies in Fig. 6h und 6M veranschaulicht ist, dann befinden eich die beiden Signale SFX und SFG in dem Zustand, in dem sie keine Phasendifferenz zwisehen sich aufweisen, und das Ausgangssignal Al von dem UND-Glied 343 her wird stets zu "0". Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß das Phasenservosystem 30 derart arbeitet, daß das Signal SFX und das Signal SFG die in Fig. ÖL und 6M dargestellten Zustände aufweisen können.

Venn die Signale SFX und SFG die Signalverläufe haben, wie sie beispielsweise in Fig» 6A bzw« 6C veranschaulicht sind, und wenn darüber hinaus die Ausgangssignale FI und F2 von den Flipflopschaltungen 3^1 bzw» 341 von dem Zustand abgeleitet sind, in welchem die Phasendifferenz zwischen diesen Signalen 180 beträgt, wobei die betreffende Abweichung in Fig. 6B und OD veranschaulicht ist, dann erzeugt die D-Flipflopschaltung 344 ©in Ausgangssignal UD, welches zu "0" wird, wie dies in Fig. 6F 2Q veranschaulicht ist. Gleichzeitig wird das Ausgangssignal A1 des UND-Gliedes 3^3 zu einem Impuls mit einer Impulsbreite, die der Abweichungsgröße des Impulses entspricht, wie dies Fig. 6E veranschaulicht.

Obwohl das Ausgangssignal A2 von dem UND-Glied 361 zu "0" wird, wie dies Fig. 6G veranschaulicht, erzeugt das UND-Glied 362 an einem Ausgang A3 einen Impuls, dessen Impulsbreite abhängt von der Phasenabweichung, wie sie in Fig. 6H veranschaulicht ist, so daß ein Verstärker 36O, dem die Ausgangssignale A2 und A3 zugeführt werden, einen Ladestrom über einen an ihm angeschlossenen Widerstand 36R an einen Kondensator 36C abgibt, der zwischen dem betreffenden Widerstand und Erde bzw. Masse vorgesehen ist. Dadurch steigt die Spannung an dem betreffenden Kondensator 36C an.

Wenn demgegenüber die beiden Signale SPX und SPG bezüglich der in Fig. 6A und 6C dargestellten Signalverläufe ausgetauscht werden, obwohl der Ausgangszustand des UND-Gliedes 3^3 nicht geändert wird, dann wird das Ausgangssignal UD von der D-Flipflopschaltung 344 zu "1", wie dies in Fig. 6l veranschaulicht ist.

demgemäß wird zu diesem Zeitpunkt ein Impuls mit einer von der Phasenabweichung abhängigen Impulsbreite von cle^m Ausgang A2 des UND-Gliedes 36I erhalten, wie dies in Fig. 6J veranschaulicht ist, und das Ausgangssignal A3 von dem UND-Glied 362 her wird zu 0, wie dies Fig. 6K veranschaulicht, so daß der En-tladestrom von dem Kondensator 36c über den Widerstand 36R fließt.

Aus der obigen Beschreibung geht hervor, daß die Drehzahl bzw. Rotationsgeschwindigkeit des Motors in einer solchen Art und Weise gesteuert wird, daß die Phasendifferenz zwischen den Signalen F1 und F2 180 annehmen kann und daß damit die Spannung an dem Kondensator 36C zu 0 V wird,

In diesem Falle wird die Zeitkonstante, die durch den Kondensator 36C und den Widerstand 36R gegeben ist, so gewählt, daß sie angemessen kleiner ist als die Zeitkonstante, die durch den Kondensator 2j>C und den Widerstand 25R gegeben ist. Nachdem die Drehzahl bzw. Rotationsgeschwindigkeit des Motors auf die konstante lineare Drehzahl bzw. Geschwindigkeit durch das Geschwindigkeits-Servosystem 20V festgehalten bzw. mitgezogen ist, wird

der Motor oder die Platte gedreht, während eine Phasenverriegelung auf den Takt vorliegt, der von dem durch das Phasenservosystem 30 wiedergegebenen Signal gewonnen ist. Außerdem ist die Geschwindigkeits-Servoeinrichtung

für große Schwankungen wirksam bzw. aktiv, da die Ge-35

schwindigkeits-Servoeinrichtung wirksam ist.

Bis das Geschwindigkeits-Servosystem 20V die Drehzahl bzw. Rotationsgeschwindigkeit des Motors auf die konstante lineare Drehzahl bzw. Geschwindigkeit gewissermaßen einrastet, ist das Phasen-Servosystem 3° so ausgelegt, daß es, wie zuvor, nicht aktiv ist. Dies wird auf folgende Art und Weise erreicht.

Dazu ist insbesondere ein Zähler 41 vorgesehen, in welchem das von dem Signal So in der Signalgewinnungsschaltung 35 (^Fig· 3) abgeleitete Rahmensynchronisiersignal SF dem zugehörigen Löschanschluß CL zugeführt wird. Einem Taktanschluß CK des betreffenden Zählers wird das Signal SFG der Rahmenperiode zugeführt, welches nahezu mit dem Rahmensynchronisiersignal SF synchronisiert ist. Da das Rahmensynchronisiersignal SF von der Signalgewinnungsschaltung 35 gemäß "&lg, 3 nicht aus dem Signal So gewonnen wird, bis die Drehzahl bzw. Rotationsgeschwindigkeit des Motors auf die zuvor erläuterte konstante lineare Drehzahl bzw. Geschwindigkeit eingerastet bzw. eingefangen ist, erzeugt die betreffende Signalgewinnungsschaltung 35 das Signal SFG allein. Demgemäß beginnt der Zähler 41 damit, dieses Signal SFG zu zählen. Unter Berücksichtigung des Einflusses von Störungen usw. wird das am Ausgang Q_n des

betreffenden Zählers auftretende Ausgangssignal zu "1", wenn der Zähler 41 das Signal SFG aufeinanderfolgend, beispielsweise achtmal, zählt, um als Zählwert eine "8" zu erzeugen. Dieses Ausgangssignal Q„ des Zählers 41

wird über einen Inverter 42 den UND-Gliedern 36I und 30

zugeführt. Wenn dieses Ausgangssignal Q_D kennzeichnend ist für eine "1", dann sind die UND-Glieder 36I and geschlossen bzw. übertragungsfähig, so daß das Phasen-Servosystem 30 nicht arbeitet.

Wenn die Rotationsgeschwindigkeit bzw. Drehzahl des Motors auf die konstante lineare Drehzahl bssw. Geschwindigkeit verriegelt bzw. eingefangen ist, dann leitet

die Signalgewinnungsschaltung 35 gemäß Fig. 3 das Rahmensynchronisiersignal SF aus dem Signal So ab, so daß der Zähler 41 dadurch gelöscht wird. Damit verbleibt das Ausgangssignal Q_D des betreffenden Zählers in dem Zustand, der kennzeichnend ist für ¹¹O". Demgemäß sind die UND-Glieder 36I und 362 offen bzw. übertragungsfähig, wodurch dem Phasen-Servosystem 30 ermöglicht ist, den Betrieb zu beginnen.

IQ Wenn das Rahmensynchronisiersignal SF durch den Aussetzer usw. um mehr als achtmal aufeinanderfolgend ausfällt, nachdem die Rotationsgeschwindigkeit bzw. Drehzahl des Motors auf die konstante lineare Drehzahl bzw. Geschwindigkeit eingerastet worden war, dann kann dies wahrscheinlich zu einem fehlerhaften Arbeiten des Geschwindigkeits- bzw. Drehzahl-Servosystems 20V und des Unsymmetrie-Steuersystems 2OA führen. Um dies zu vermeiden, wird bei dieser Ausführungsform die folgende Anordnung bereitgestellt.

Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß das am Ausgang Q_D des Zählers 41 auftretende Q_D-Ausgangssignal einer monostabilen Kippschaltung 43 zugeführt wird, um diese mit dem Ansteigen des Ausgangssignals Q_n zu triggern, so daß das Q-Ausgangssignal dieser Kippschaltung zu "1" wird. Dieses Q-Ausgangssignal und das Q^-Ausgangssignal werden einem NAND-Glied 44 zugeführt, dessen Ausgangssignal den UND-Gliedern 24A bis 24D zugeführt wird. ¥enn demgemäß das Rahmensynchronisiersignal SF

nicht erhalten wird, dann wird das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 44 zu ¹¹O" während der Dauer der Periode, die der Zeitkonstante der monostabilen Kippschaltung entspricht, so daß die UND-Glieder 24A bis 24D schließen bzw. gesperrt werden, um eine fehlerhafte Arbeitsweise

sowohl des Geschwindigkeits-Servosystems 20V als auch des Steuerungs-Servosystems 2OA zu verhindern.

Das Geschwindigkeits-Servosystein 20V und das TJnsymmetrie-Steuersystem 2OA sind beide nach einer konstanten Zeitperiode erholt.

Da das Ausgangssignal der Servoschaltung bei der konstanten linearen Drehzahl bzw. Geschwindigkeit als Geschwindigkeits- bzw. Drehzahl-Servosignal ausgenutzt wird und da die Zeitkonstante dieser Drehzahl- bzw. Geschwindigkeits-Servoschaltnng so gewählt ist, daß sie hinreichend kleiner ist als jene der Phasen-Servoschaltung, erzeugt gemäß der Erfindung die Servoschleife keine Schwingung, so daß der Servobetrleb wirksam stabil wird, wobei die Servoverstärkung verbessert werden kann.

Ib Gemäß der Erfindung erfolgt bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel die Steuerung in zwei Schritten, gemäß denen die Phasen-Servoschaltung wirksam gemacht ist, nachdem die Geschwindigkeits-Servoschaltung bei der konstanten Geschwindigkeit bzw. Drehzahl aktiv ist. Diese Steuerung ist jedoch nicht notwendig, wodurch sich die Anordnung der Servoschaltung extrem vereinfacht.

Da der Detektor gemeinsam vorgesehen ist, um das maximale Übergangsintervall oder das minimale Übergangsintervall ^ΔΌ zu ermitteln, werden, wie oben beschrieben, gemäß der Erfindung das Geschwindigkeits-Servosystem und das Unsymmetriesteuersystem beide auf einer Zeitteilbasis betrieben. Darüber hinaus sind das Geschwindigkeits-Servosystem und das Unsymmetrie-Steuersystem in dem Maximum-

oder Minimum-Übergangsintervall bei positiver Polarität und negativer Polarität umschaltbar. Die Erfindung kann dabei sehr einfach oder leicht aufgebaut sein.

Obwohl das Geschwindigkeits- bzw. Drehzahl-Servosystem 35

xn starkem Maße eine Änderung erfährt, und zwar in Verbindung mit der Position, in der die Aufnahmeeinrichtung die Platte abtastet, wenn eine Änderung von der Innen-

seite in radialer Richtung zur Außenseite der betreffenden Platte hin erfolgt, ist für das Unsymmetrie-Steuersystem die Platte selbst einzig von Wichtigkeit, weshalb nahezu keine Änderung auftritt, wenn die Wiedergabeposi-

g tion auf der Platte geändert wird. Wenn sowohl das Geschwindigkeits-Servosystem als auch das Unsymmetrie-Steuereystem gemeinsam ausgebildet werden, so wird das Geschwindigkeits-Servosystem oder das Unsymmetrie-Steuersystem 2OA niemals schwingen, da die den beiden Systemen anhaftenden Konstanten voneinander verschieden sind.

Bei einer Schaltungsanordnung zur Wiedergabe eines Aufzeichnungsträgers bzw. des auf einem Aufzeichnungsträger als PCM-Signal in einem begrenzten Runlängencode aufgezeichneten Signals wird das von dem Aufzeichnungsträger wiedergegebene Signal an einem Eingangsanschluß aufgenommen. Eine erste Vergleicherschaltung vergleicht das wiedergegebene Signal mit einem ersten Bezugssignal, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches positive und negative Signalanteile entsprechend dem Eingangssignal aufweist. Eine Detektorschaltung dient zur Ermittelung der maximalen oder minimalen Übergangsintervalle, die in dem Ausgangssignal enthalten sind, und zur Erzeugung eines Detektorsignals. Eine zweite Vergleicherschaltung vergleicht das Detektorsignal mit einem zweiten Bezugssignal, welches dem maximalen oder minimalen Übergangsintervall während der Wiedergabe des Aufzeichnungsträgers mit einer bestimmten Geschwindigkeit entspricht.

Dabei wird ein erstes Steuersignal für die Abgabe an

eine Drehzahl- bzw. Geschwindigkeits-Servoschaltung erzeugt, die eine erste Zeitkonstantenschaltung zur Steuerung der Drehzahl bzw. Geschwindigkeit des Aufzeichnungsträgers enthält. Außerdem ist eine phasenstarre Regelschleife vorgesehen, die ein Phasensignal aus dem wieder-

gegebenen Signal erzeugt. Ferner sind eine Oszillatorschaltung für die Ableitung eines Bezugsphasensignals und eine dritte Vergleicherschaltung vorgesehen, welche

das Phasensignal von der phasenstarren Regelschleife mit einem Bezugssignal vergleicht und welche ein zweites Steuersignal für eine Phasen-Servoschaltung abgibt, die eine zweite Zeitkonstantenschaltung enthält, mit der die Phase des von dem Aufzeichnungsträger wiedergegebenen Signals gesteuert wird. Dabei weist die erste Zeitkonstantenschaltung eine Zeitkonstante auf, die größer ist als die Zeitkonstante der zweiten Zeitkonstantenschaltung.

Patentanwalt

Claims

Dipl.-Ing. H. MITSCHERLICH * "D-BOOCrMO¹NCHEN 22

Dipl.-Ing. K. GUNSCHMANN Steinsdorfstraße 10

Dr.rer.nat. W. KÖRBER * ⁽⁰⁸⁹⁾ * ^{29 66 84}

Dipl.-Ing. J. SCHMIDT-EVERS PATENTANWÄLTE

26. März 1982

SONY CORPORATION

7-35 Kitashinagawa 6-chome

Shinagawa-ku

Tokio, Japan

Patentansprüche

/ 1. Schaltungsanordnung zur Wiedergabe eines auf einem Aufzeichnungsträger in einem begrenzten Runlängencode aufgezeichneten PCM-Signals, dadurch gekennzeichnet.

a) daß an einem Eingangsanschluß ein von dem Aufzeichnungsträger wiedergegebenes Signal aufgenommen wird,

b) daß eine erste Vergleicherschaltung (3) das wiedergegebene Signal mit einem ersten Bezugssignal (V_T) vergleicht und ein Ausgangssignal mit positiven und negativen Signalanteilen entsprechend dem Eingangssignal abgibt,

c) daß eine Detektorschaltung (23) vorgesehen ist, die ein in dem betreffenden Ausgangssignal enthaltenes maximales oder minimales Übergangsintervall festzustellen gestattet und die ein Detektorsignal abgibt,

d) daß eine zweite Vergleicherschaltung (26) das betreffende ermittelte Signal mit einem zweiten Bezugssignal (Ε ) vergleicht, welches dem maximalen oder minimalen Übergangsintervall während der Wiedergabe des Aufzeichnungsträgers mit einer bestimmten Geschwindigkeit entspricht, wobei diese zweite

Vergleicherschaltung (26) ein erstes Steuersignal für die Abgabe an eine Geschwindigkeits-Servoschaltung liefert, die eine erste Zeitkonstantenschaltung zur Steuerung der Geschwindigkeit des Aufzeichnungsträgers aufweist,

e) daß eine phasenstarre Regelschleife (30) vorgesehen ist, die aus dem wiedergegebenen Signal ein Phasensignal zu erzeugen gestattet,

f) daß eine Schwingungserzeugungsschaltung (3I» 32) vorgesehen ist, die ein Bezugsphasensignal bereitzustellen gestattet,

g) und daß eine dritte Vergleieherschaltung (23) vorgesehen ist, die das Phasensignal von der phasenstarren Regelschleife mit einem Bezugs-Phasensignal vergleicht und ein zweites Steuersignal für eine Phasen-Servoschaltung (30) abgibt, die eine zweite Zeitkonstantenschaltung zur Steuerung der Phase des von dem Aufzeichnungsträger wiedergegebenen Signals aufweist, wobei die Zeitkonstante der ersten Zeitkonstantenschaltung größer ist als die Zeitkonstante der zweiten Zeitkonstantenschaltung.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet . daß eine das erste Bezugssignal erzeugende Steuerschaltung (27) vorgesehen ist, die so ausgelegt ist, daß ein Intervall des positiven Signalanteils des Ausgangssignals und ein Intervall des negativen Signalanteils des wiedergegebenen Signals einander gleich sind,

3· Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet . daß die Drehzahl- bzw. Geschwindigkeits-Servoschaltung (20V) und die Steuerschaltung (2OA bzw. 27) in dem Fall umgeschaltet werden, daß die das maximale oder minimale Übergangsintervall ermittelnde Detektorschaltung entweder den positiven Anteil oder den negativen Anteil des maximalen oder minimalen Übergangsintervalls des wiedergegebenen Signals ermittelt.