DE3110386A1 - Schaltungsanordnung zum erzeugen eines saegezahnfoermigen ablenkstromes durch eine horizontal-ablenkspule - Google Patents
Schaltungsanordnung zum erzeugen eines saegezahnfoermigen ablenkstromes durch eine horizontal-ablenkspuleInfo
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Description
PM 9716 / S 01.1.'.1980
"Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnfönnigen
Äblenstromes durch eine Horizontal-Ablerikspule."
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnfönnigen Ablenkstromes mit einem Hinlauf und
einem Rücklauf durch eine Horizontal-Ablenkspule, die einen Teil eines mit einer Induktivität gekoppelten Ablenknetzwerkes bildet,
welche Induktivität mit einem steuerbaren Schalter verbunden ist, der in zwei Richtungen leitend sein kann, wobei das durch die
Induktivität und den Schalter gebildete Speisenetzwerk einerseits an eine Gleichspannung angeschlossen ist und andererseits an einem
Bezugspotential liegt und wobei im Betrieb der Schalter während der Hinlaufzeit des Ablenkstromes leitend und während der Rücklaufzeit
desselben gesperrt ist.
Eine derartige Schaltungsanordnung zur elektromagnetischen Ablenkung eines oder mehrerer Elektronenstrahlen in beispielsweise
Fernsehwiedergaberöhren oder -aufnahmeröhren ist allgemein bekannt.
Darin enthält das Ablenknetzwerk einen sogenannten Hinlaufkondensator, dessen Spannung im stationären Zustand, die
Hinlaufspannung, der Gleichspannung entspricht, die als
Speisespannung für die Schaltungsanordnung wirksam ist. Während der
Hinlaufzeit des Abierikstromes wird die Ablenkspule mittels des
Schalters an die Hinlauf spannung angeschlossen. Die Folge davon ist
der sägezahnförmige Ablenkstrom, der etwa in der Mjtte der
Hinlaufzeit seine Richtung umkehrt. Während der Rücklaufzeit, in
der der Schalter gesperrt gehalten wird, wird mit einer Rücklaufkapazität ein Resonanzkreis gebildet, an dem im Idealfall
eine kosinusformige Schwingung , der sogenannte Rucklaufimpuls,
entsteht.
Die Amplitude des Rücklaufimpulses entspricht der Spannung
der Speisequelle multipliziert mit einem Faktor, der von dem Verhältnis der Rücklaufzeit zu der ganzen Periode abhängig ist und
kann daher ziemlich hoch sein. Dies ist insbesondere der Fall bei Wiedergaberöhren mit einem hohen Auflösungsvermögen, die zum
Wiedergeben digital erzeugter Bilder benutzt werden. Dabei wird
PM 9716 -/- Y. ' 01.12.1980
für die Horizontal-Ablenkung eine ziemlich hohe Abierikfrequenz und
folglich eine ziemlich kurze Äblenkperiode gewählt, was eine hohe
Speisespannung erfordert. Ausserdem muss die Kicklaufzeit ziemlich kurz sein, wodurch der obengenannte Eaktor hoch ist. Aus diesen
Gründen hat der Rücklaufimpuls eine ziemlich hohe Amplitude.
Dadurch werden an den Schalter, der beispielsweise aus der Parallelschaltung eines Schalttransistors und einer Diode besteht,
wobei die leitungsrichtung der Diode der der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors entgegengesetzt ist,
hohe Anforderungen gestellt. Dasselbe gilt für bekannte Schaltungsanordnungen mit einer sogenannten Reihenspardiode,
wobei die-Hinlauf spannung an der Ablenkspule höher ist als die
Spei sespannung.
Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Schaltungsanordnung
der obengenannten Art zu schaffen, wobei die Spitzenspannung an dem Schalter verringert ist während die übrigen Eigenschaften der
Schaltungsanordnung beibehalten werden und dazu weist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass das
Ablenknetzwerk andererseits mit einer zweiten Induktivität gekoppelt ist, welche zweite Induktivität mit einem zweiten
steuerbaren Schalter, der in zwei Richtungen leitend sein kann, verbunden ist, wobei das durch die zweite Induktivität und den
zweiten Schalter gebildete zweite Speisenetzwerk einerseits an eine zweite Gleichspannung angeschlossen ist und andererseits an dem
genannten Bezugspotential liegt und wobei im Betrieb der zweite Schalter während der Einlauf zeit des Ablenkstromes leitend und
während der Rücklaufzeit desseben gesperrt ist.
Durch die erfindungsgemässe Massnahme wird die während der
Rücklaufzeit entstandene Spitzenspannung über zwei Schalter 30
verteilt. Es stellt sich ausserdem heraus, dass die kapazitive
Strahlung der Ablenkspule zu anderen Teilen der Anordnung, von der die betreffende Schaltungsanordnung einen Teil bildet, stark
verringert ist.
Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung kann das
Ken-izeichen aufweisen, dass die erste und die zweite Gleichspannung
dieselbe Polarität haben und g.r;f. gleich sind und dass ein
Ans ihluss des ersten Schalters sowie ein Ende der zweiten
™9716 -1- £>
01.12.1980
Induktivität an dem Bezugspotential liegen oder dass die erste und
die zweite Gleichspannung ungleiche Polaritäten haben und dass ein Anschluss des ersten sowie ein Anschluss des zweiten Schalters an
dem Bezugspotential liegen. In einem dieser Fälle kann die
Schaltungsanordnung nach der Erfindung, in der das Ablenknetzwerk eine Rücklaufkapazität enthält das Kennzeichen aufweisen, dass die
erste und die zweite Gleichspannung denselben Absolutwert haben und dass die Rücklaufkapazität aus einem ersten Rücklaufkondensator,
der dem ersten Schalter bzw. der ersten Induktivität parallel
liegt, und aus einem zweiten Rücklaufkondensator, der dem zweiten Schalter bzw. der zweiten Induktivität parallel liegt, besteht,
wobei der erste und der zweite Rücklaufkondensator nahezu dieselbe Kapazität haben oder dass die erste und die zweite Gleichspannung
ungleiche Absolutwerte haben und dass die Rücklaufkapazität aus einem ersten Rücklaufkondensator, der dem ersten Schalter bzw. der
ersten Induktivität parallel liegt, und aus einem zweiten Rücklaufkondensator, der dem zweiten Schalter bzw. der zweiten
Induktivität parallel liegt, besteht, wobei das Verhältnis der Kapazität des ersten Rücklaufkondensators zu der Kapazität des
zweiten Rücklaufkondensators dem Verhältnis des Wertes der zweiten Gleichspannung zu dem Wert der ersten Gleichspannung nahezu
entspricht.
Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung kann mit Vorteil das Kennzeichen aufweisen, dass die erste und die zweite
Induktivität wenigstens teilweise magnetisch gekoppelt sind und gekennzeichnet sein durch eine mit einer Induktivität gekoppelte
Wicklung und durch einen damit verbundenen Gleichrichter zum Erzeugen einer Gleichspannung. Zwecks einer Korrektur der Geometrie
kann die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung das Kennzeichen aufweisen, dass die erste und die zweite Gleichspannung gleich sind
und von derselben Quelle herrühren und dass eine vertikal-frequent sich ändernde Spannung derselben überlagert ist.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen
Fig. 1 eine erste Ausführungform der erfindungsgemässen
Schaltungsanordnung,
Fig. 2 Wellenformen die darin auftreten,
¥iß. 3 eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemässen
Schaltungsanordnung.
In Hg. 1 ist L eine Induktivität. Ein Ende A derselben
ist mit dem Kollektor eines npn-Schalttransistors T. verbunden, während das andere Ende an der positiven Klemme einer
Gleichspannungsquelle Y liegt. Der Emitter des Transistors T, und
die negative Klemme der Quelle Y liegen an Masse. Parallel zu der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors T. und mit einer
derselben entgegengesetzten leitungsrichtung liegt eine Diode D,.
Der Kollektor eines npn-Schalttransistors T_ liegt an der
positiven Klemme der Quelle Y, während der Emitter desselben mit einem Ende B einer Induktivität L verbunden ist. Das andere Ende
der Induktivität Lp liegt an Masse. Parallel zu der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T? und mit derselben
entgegengesetzten leitungsrichtung liegt eine Diode D-. Auf bekannte Weise kann die Diode D. bzw. D? fortfallen, wenn der
Transistor T. bzw. T- invers leitend sein kann.
Zwischen den Punkten A und B liegt die Reihenschaltung aus einem Hinlaufkondensator C und einer Ablenkspule L, wobei ein
Anschluss des Kondensators C mit dem Punkt A und ein Ende der Spule
L mit dem Punkt B verbunden ist. Die Spule L ist beispielsweise die
Spule zur elektromagnetischen Ablenkung in der horizontalen Richtung eines oder mehrerer in einer nicht dargestellten
Bildwiedergaberöhre erzeugter Elektronenstrahlen. Weiterhin enthält die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 eine Rücklaufkapazität. Diese
liegt beispielsweise parallel zu der Spule L oder zu der
Reihenschaltung L,C. Sie kann auch aus der Windungskapazität der
Spule I oder der Induktivität L bzw. I_ bestehen oder parallel
zu derselben angeordnet sein. Ih Fig. 1 bestehen die Rücklaufkapazitäten
aus einem Kondensator C., der der Diode D. parallel ließt, und einem Kondensator C , der der Diode D parallel
liogt, wobei die Kondensatoren C, und C„ gleiche Kapazitäten
aufweisen. Die Ablenkspule und die Hin- und Rücklaufkapazitäten bilden einen Teil eines Ablenknetzwerkes vom bekannten Typ, das
andere, bekannte Elemente enthalten kann, die einfachheitshalber in Pi?. 1 nicht dargestellt sind. Eine Zentrierschaltung und eine
li-iearitätsregler bilden derartige Elemente.
PM 9716 -ψ- y. 01.12.1980
Im Betrieb, wenn der stationäre Zustand erreicht ist, sind während der Hinlaufzeit des Äblenkstromes die beiden Schalter T.,
D. und Tp, D? leitend. Dadurch liegt die Spannung V an der
Induktivität L· sowie an der Induktivität L0. Durch jede
Induktivität fliesst daher ein sägezahnfö'rmiger Strom i, dessen Neigung — in einer Schaltungsanordnung ohne Verluste und bei
CL~ü
einer unendlich grossen Kapazität für den Kondensator C konstant
ist und dessen mittlerer Wert Null ist. Dieser Strom kehrt zu dem Mittenzeitpunkt der Hinlaufzeit seine Richtung um. Vor diesem
Zeitpunkt fliesst er durch die Diode D. bzw. D? zu der Quelle V
und nach diesem Zeitpunkt wird er von der Quelle V geliefert und fliesst durch den Transistor T, bzw. T„. Dazu werden die beiden
Transistoren rechtzeitig in den leitenden Zustand gebracht und zwar durch den Basiselektroden auf geeignete Weise zugeführte
Steuersignale.
Am Ende der UinLaufsioit werden die Transistoren T. und
Tp gesperrt, was die Rüclaufaeit einleitet. In dieser Zeit bilden
die Spule L mit dem Kondensator C. und CL, die während der Hinlaufzeit kurzgeschlossen waren, und mit den Induktivitäten L
und L und dem Kondensator C ein Resonanznetzwerk. Die Ströme, die vor dem Anfang dir Rücklaufzeit durch die Induktivitäten L
und L in Fig. 1 herunterflössen, fliessen nach wie vor in dieser
Richtung nun jedoch durch das Resonanznetwerk. Die Aenderung ist
nahezu kosinusförmig und wird durch eine Abstimmfrequenz des
Netzwerkes bestimmt.· Zu dem Mittenzeitpunkt der Rücklauf zeit kehrt der Strom dureh die Induktivitäten L, und L? und das
Resonanznetawtrk seine Richtung um und fliest daher aufwärts, d.h.
zur Quelle V.
Während der Hinlaufzeit hat der Punkt A nahezu
Magatpetential, während der Punkt B nahezu das Potential der Quelle
-:■■"-" "V hat. Wätoünd der Rücklauf zeit steigt die Spannung am Punkt A
entsprechend einer Kosinusfunktion über Massepotential, während die
Spannung am Punkt B entsprechend einer gleichen Funktion unter die Spannung V sinkt. Zu dem Mittenzeitpunkt der Rücklauf zeit wird
duroh die erstgenannte Spannung ein Maximum und durch die zweite Spannung ein Minimum erreicht. Zu einem bestimmten Zeitpunkt wird
die Spannung am Punkt A wieder Null, wonach die Diode D1 leitend
PM 9716 -ft-i- 01.12.1980
wird. Dies ist das Eade der Rücklaufzeit und der Anfang einer neuen
Hinlaufzeit. Zu demselben Zeitpunkt wird die Spannung am Punkt B nahezu gleich V, was die Diode D in den leitenden Zustand
bringt. Durch die Induktivität L bzw. L fliesst nun ein
abnehmender Strom aufwärts.
Pig. 2a zeigt den Verlauf der Spannung am Punkt A als Funktion der Zeit und Fig. 2b zeigt den Verlauf der Spannung am ·
Punkt B. Weil der Punkt A über die Induktivität L mit der Quelle
V galvanisch verbunden ist, ist der mittlere Wert der Spannung daran gleich der Spannung V. Die Amplitude des kosinusförmigen
Rücklaufimpulses am Punkt A entspricht der Spannung V multipliziert
mit einem Faktor, der von dem Rücklauf verhältnis, d.h. von dem Verhältnis der Rücklaufzeit zu Periode abhängig ist. Auf ähnliche
Weise ist der mittlere Wert der Spannung am Punkt B sowie an dem Verbindungspunkt der Ablenkspule L und des Kondensators C gleich
Null. Die Amplitude des Rücklaufimpulses am Punkt B entspricht der.
Amplitude des Impulses am Punkt A. Dabei wird die Kapazität des Kondensators C als unendlich gross vorausgesetzt. Der Kondensator C
wird bis auf eine Spannung V aufgeladen, wobei der mit dem Punkt A verbundene Anschluss positiv und der andere Anschluss negativ ist.
Daraus geht hervor, dass die Spannung am dem Verbindungspunkt der Spule L und des Kondensators C während der Hinlaufzeit gleich -V
(Fig. 2c) ist und folglich, dass die Spannung an der Spule L in derselben Zeit gleich 2V ist. Unter diesen Umständen fliesst durch
die Spule L ein sägezahnförmiger Äblenkstrom I mit einer konstanten Neigung — = -— dessen mittlerer Wert Null ist und der
dt L
folglich zu dem Mittenzeitpunkt der Hinlaufzeit seine Richtung umkehrt. Vor diesem Zeitpunkt fliesst er durch die Dioden D. und D und nach diesem Zeitpunt fliesst er durch die Transistoren T1 und T2-
folglich zu dem Mittenzeitpunkt der Hinlaufzeit seine Richtung umkehrt. Vor diesem Zeitpunkt fliesst er durch die Dioden D. und D und nach diesem Zeitpunt fliesst er durch die Transistoren T1 und T2-
Während der Rücklaufzeit fliesst der Ablenkstrom zunächst durch die Spule L und den Kondensator C von dem Punkt B zu dem
Punkt A und weiterhin durch die Kondensatoren C, und CL über die Quelle V, wobei die Aenderung sinusförmig ist mit der
Abstimmfrequenz des obenstehend genannten Resonanznetzwerkes. Nach duin Mittenzeitpunk der Rücklaufseit fliesst der Ablenkstrom durch
dieselben Elemente in der entgegengesetzten Richtung, und er nimmt
PM 9716 -j- 0l. 01 .Γ . 1 980
am Ende der Rücklaufzeit denselben Absolutwert an, wie ;im Anfang
derselben. Pig. 2d zeigt den Verlauf des Stromes I.
Obenstehendes gilt im Idealfall, wenn die Schaltungsanordnung keine Verluste aufweist und wenn dii1 Kapazität
des Kondensators C unendlich gross ist. In der Praxis wird für
diese Kapazität ein endlicher Wert gewählt, so dass die Spannung an der Spule L während der Hinlaufzeit nicht konstant bleibt. Auf
diese Weise wird für den Ablenkstrom die sogenannte S-Korrektur erhalten. Ohne Verluste geht zur Quelle V ebenso viel Strom zurück
wie von derselben geliefert wird, so dass der Gesamtenergieverbrauch der Schaltungsanordnung Null ist. In
Wirklichkeit wird wegen der Verluste der Quelle V mehr Strom entnommen als derselben zugeführt. Zu dem durch die Induktivität
L bzw. L_ fliessenden Strom wird also eine
Gleichstromkomponente addiert. Dies bedeutet, dass der Gesamtstrom durch die Induktivität L bzw. Iu nicht zu dem Mittenzeitpunkt
der Hinlaufzeit, sondern kurze Zeit vor demselben umkehrt und dass
der Absolutwert desselben am Anfang der Hinlaufzeit niedriger ist
als am Ende dieser Zeit.
In der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 steht im Idealfall dieselbe Spannung an dem Hinlaufkondensator wie am
Hinlaufkondensator in der bekannten Schaltungsanordnung, und zwar die Spannung der Speisequelle und an jedem Schalter lie/;t in der
Hi nlaufzei t dieselbe Upitaenypiinnung wie an dem einfachen Schalter
der bekannten Schaltungsanordnung. Dagegen liegt an der Ablenkspule
in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 eine Hinlaufspannung, die
der doppelte Wert ist der Spannung an dem Hinlaufkondensator. Gegenüber der bekannten Schaltungsanordnung ist also die
Hinlaufspannung an der Ablenkspule und daher auch die Amplitude des Abierikstromes durch dieselbe verdoppelt. Für dieselbe Amplitude des
Ablenkstromes kann also eine zweimal niedrigere Speisespannung ausreichen, während die Spitzenspannung an den Schaltern zweimal
niedriger ist. Dies ist ein Vorteil insbesondere bei Wiedergabeanordnungen mit einer Bildwiedergaberöhre mit einem hohen
Auflösungsvermögen zum Wiedergeben digital erzeugter Bilder. Dabei kann es passieren, dass die Hörizontal-Ablenkfrequenz ziemlich hoch
ist und zwar in der Größenordnung von 15 biß 60 kHz, wjihrend die
PM 9716 -f- /IQ. 01.12.1980 .
Rücklaufzeit ziemlich kurz ist und zwar in der G-rössenordnung von
bis 5/US. Zu einer höheren Frequenz gehört ja in der Formel
'dl
2V = L— ein kürzeres dt und folglich eine höhere Spannung V.
2V = L— ein kürzeres dt und folglich eine höhere Spannung V.
Ausserdem bedeutet eine kürzere Rücklaufzeit eine höhere
Spitzenspannung.
Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemässen
Schaltungsanordnung liegt in der Tatsache, dass die Spannungen an den Enden der Ablenkspule (Fig. 2b und 2c) im Absolutwert
entsprechen, aber entgegengesetzte Vorzeichen haben, so dass der Mittelpunkt der Ablenkspule Massepotential hat. Die kapazitive
Strahlung der Spule zu anderen Teilen der Anordnung, von der die beschriebene Schaltungsanordnung einen Teil bildet, wird dadurch
gegenüber der Strahlung in bekannten Schaltungsanordnungen verringert.
Weil Hochspannungstransistoren meistens eine relativ lange Abschaltzeit haben, können mit Vorteil für die Transistoren T,
und ÜL torgesteuerte Schalter (gate turn off switches) benutzt
werden, die in einer viel kürzeren Zeit, kurzer als 1 «s,
abgeschaltet werden können. Auch kann ein Transistor oder die beiden Transistoren durch pnp Transistoren ersetzt werden: so kann '
beispielsweise der Transistor T vom pnp-Typ sein, wobei der
Emitter an der Quelle V liegt, während der Kollektor mit dem Punkt B verbunden ist. In allen Eällen sind die Steuerschaltungen von
T und Tp einer bekannten Art.
' Aus dem obenstehenden geht hervor, dass man zum Bemessen der
Ineuktivitäten L. und L„ eine grosse Freiheit hat. Dabei ist
selbstverständlich der maximal zulässige Strom durch die Schalter T , D. und Tp, Dp eine Beschränkung. Im Betrieb liegt an
der Induktivität L, die Differenz zwischen der Spannung V und der
Spannung am Punkt A (Fig. 2a), während an der Induktivität L die Spannung an dem Punkt B (Fig. 2b) liegt. Die Spannungen an den
Indiiktivitäten entsprechen einander. Die Induktivitäten L und
Lp dürfen daher magnetisch gekoppelt sein und zwar in dem Sinne,
dass die Spannung,, die an der einen Induktivität infolge der Kopplung durch die anderen Induktivität eingeführt wird, der
Spannung entspricht und dieselbe Polarität hat wie diese Spannung, die an der betreffenden Induktivität beim Fehlen der Kopplung durch
9716 -y 01.12.1980
die Wirkung der Schaltungsanordnung entsteht. Die Induktivitäten werden als zwei Wicklungen ausgebildet, die auf ein und demselben
Kern aus magnetischem Material angeordnet sind. Diese Massnahme bietet den wesentlichen Vorteil nur eines Einzelteils und zwar
eines Transformators statt zweier Transformatoren, während die durch die Induktivitäten L. und Lp und daher durch die Schalter
T., D. und Tp, Dp fliessenden Ströme verringert sind. Zum
Vermeiden von Kurzschlussströraen müssen die beiden Wicklungen
dieselbe Windungszahl haben. Weil eine Ungleichheit wegen Toleranzen berücksichtigt werden muss, kann sicherheitshalber eine
Streuungsinduktivität eingebaut werden. Auf dem Kern des Transformators können andere Wicklungen angeordnet werden, an denen
impulsbildende Spannungen vorhanden sind. Durch Gleichrichtung dieser Spannungen werden Gleichspannungen erhalten. Diese letzte
Massnahme ist jedoch im allgemeinen nicht möglich, wenn der Ablenkstrom zwecks der sogenannten Ost-West-Korrektur eine
teilbildfrequente Modulation erfährt. Die genannte Modulation kann auf einfache Weise dadurch erhalten werden, dass der Spannung der
Quelle V eine vertikal-frequent sich ändernde Spannung überlagert wird, wodurch die Wellenformen aus Fig. 2 ebenfalls
vertikal-frequent variieren· Diese Variation ist beispielsweise parabelförmig.
Nach einer nicht dargestellten Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 liegt die Induktivität L, an
einer Gleichspannung V,, während der Kollektor des Transistors T , die Kathode der Diode Dp sowie der nicht mit dem Punkt B
verbundene Anschluss des Kondensators Cp an eine Gleichspannung
Vp liegen. Dabei sind V. und Vp zwei ungleiche positive
Gleichspannungen. Fig. 1 setzt also den Fall voraus, dass:
ν. = Vp = V ist. Auf ähnliche Weise wie obenstehend kann
dargelegt werden, dass die Spannung am Kondensator C der Spannung V. entspricht und dass die Hinlaufspannung der Spule L der
Spannung V. + Vp entspricht. Auch lässt sich darlegen, dass die
Kapazitäten der Kondensatoren C und C ungleich sein müssen
falls V. und V verschieden sind und zwar derart, dass das
Verhältnis C /θ gleich dem Verhältnis V/V sein muss.
Sonst würden die Sperrzeiten der Schalter T , D , und T ,
PM 9716 -K/ /β, 01.12.1980
ungleich sein, d.h, die Dioden D und D würden nicht zu
demselben Zeitpunkt zu leiten anfangen. Aus demselben Grund nüssen bei V. = V die Kapazitäten gleich sein.
!Pig. 3 zeigt eine andere Abwandlung mit einer positiven V.
und einer negativen Speisequelle -V-. Diese Schaltungsanordnung weist dieselben Eigenschaften auf, wie die obenstehend beschriebene
Schaltungsanordnung und bietet ausserdem den Vorteil, dass die (nicht dargestellte) Steuerschaltung des Transistors T
galvanisch nicht mit einer Speisespannung, sondern mit Masse verbunden ist. Dabei ist der Transistor Tp vom pnp-Typ mit dem
Emitter an Masse, während die Diode D die angegebene Leitungsrichtung hat. Andere Abwandlungen sind im Rahmen der
Erfindung möglich, wobei das netzwerk IC mit der Induktivität I. und/oder ~ii~ mittels eines Abgriffes einer magnetischen Kopplung
gekoppelt ist. Sind die Speisespannungen im Absolutwert ungleich, so sind die Spannungen an den Induktivitäten L. und L? auch
ungleich, so dass eine magnetische Kopplung nur zwischen Teilen derselben möglich ist, es sei denn dass die Windungszahlen
derselben angepasst sind.
20
20
Claims (8)
- POT 9716 "1X 01.12.1980Vl
PATENTANSPRÜCHE:\\j Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes mit einem Hinlauf und einem Rücklauf durch eine Horizontal-Ablenkspule, die einen Teil eines mit einer Induktivität gekoppelten Ablenknetzwerkes bildet, welche Induktivität mit einem steuerbaren Schalter, der in zwei Richtungen leitend sein kann, verbunden ist, wobei das durch die Induktivität und den Schalter gebildete Speisenetzwerk einerseits an eine Gleichspannung angeschlossen ist und andererseits an einem Bezugspotential liegt und wobei im Betrieb der Schalter während der Hinlaufzeit des Ablenkstromes leitend und während der Rücklaufzeit desselben gesperrt ist, dadurch gekennzeichnet, dass das Ablenknetzwerk (L,C) andererseits mit einer zweiten Induktivität (Lp) gekoppelt ist, welche zweite Induktivität mit einem zweiten steuerbaren Schalter (T , D), der in zwei Richtungen leitend sein kann, verbunden ist, wobei das durch die zweite Induktivität (L9) und den zweiten Schalter (T , D) gebildete zweite Speisenetzwerk einerseits an eine zweite Gleichspannung angeschlossen ist und andererseits an dem genannten Bezugspotential liegt und wobei im Betrieb der zweite Schalter (T , D) während der Hinlaufzeit des Ablenkstromes leitend und während der Rücklaufzeit desselben gesperrt ist. - 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,-dass die erste und die zweite Gleichspannung (V., V») dieselbe Polarität haben und ggf. gleich sind und dass ein Anschluss des ersten Schalters (T,, D.) sowie ein Ende der zweiten Induktivität (L„) an dem Bezugspotential (Masse) liegen.
- 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Gleichspannung (V. - V?) ungleiche Polaritäten haben und dass ein Anschluss des ersten (T,, D) sowie ein Anschluss des zweiten Schalters (T , D?) an dem Bezugspotential liegen (Masse).
- 4· Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, wobei"β ·ΡΜ9716 γ *, 01.12.1980das Äbleriknetzwerk eine Rücklaufkapazität enthält, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Gleichspannung denselben Absolutwert (V) haben und dass die Kicklaufkapazität aus einem ersten Rücklaufkondensator (C.), der dem ersten Schalter (T., D.) bzw. der ersten Induktivität (L1) parallel liegt , und aus einem zweiten Räcklaufkondensator (C ) der dem zweiten Schalter (T„, D_) bzw. der zweiten Induktivität .(L„) parallel liegt besteht, wobei der erste und der zweite Rücklaufkondensator nahezu dieselbe Kapazität haben.
- 5- Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, wobei das Ablenknetzwerk eine Rücklaufkapazität enthält, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Gleichspannung (V., V?) ungleiche Absolutwerte haben und dass die Rücklaufkapazität aus einem ersten Rücklaufkondensator (C ), der dem erstenSchalter (T,, D ) bzw. der ersten Induktivität (L ) parallel liegt, und aus einem zweiten Rücklaufkondensator (C_), der dem zweiten Schalter (T , D) bzw. der zweiten Induktivität (L ) parallel liegt, besteht, wobei das Verhältnis der Kapazität des ersten Rücklaufkondensators zu der Kapazität des zweitenRücklaufkondensators dem Verhältnis des Wertes der zweitenGleichspannung zu dem Wert der ersten Gleichspannung nahezu entspricht.
- 6. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche,dacuch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Induktivität 25(L , Lp) wenigstens teilweise magnetisch gekoppelt sind.
- 7· Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine mit einer Induktivität (L., L_) gekoppelte Wicklung und durch einen damit verbundenen Gleichrichterzum Erzeugen einer Gleichspannung.
30 - 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Gleichspannung gleich sind und von derselben Quelle (V) herrühren und dass derselben eine vertikal—frequent eich ändernde Spannung überlagert ist.
Applications Claiming Priority (1)
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3110386A1 true DE3110386A1 (de) | 1982-02-25 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19813110386 Withdrawn DE3110386A1 (de) | 1980-03-25 | 1981-03-18 | Schaltungsanordnung zum erzeugen eines saegezahnfoermigen ablenkstromes durch eine horizontal-ablenkspule |
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- 1981-03-20 FR FR8105637A patent/FR2479609A1/fr not_active Withdrawn
- 1981-03-20 GB GB8108824A patent/GB2072983B/en not_active Expired
- 1981-03-20 JP JP4159781A patent/JPS56149177A/ja active Pending
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GB2072983B (en) | 1983-11-09 |
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OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
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8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: HARTMANN, H., DIPL.-ING., PAT.-ASS., 2000 HAMBURG |