DE3049673A1 - Cmos operational amplifier with improved frequency compensation - Google Patents
Cmos operational amplifier with improved frequency compensationInfo
- Publication number
- DE3049673A1 DE3049673A1 DE803049673A DE3049673A DE3049673A1 DE 3049673 A1 DE3049673 A1 DE 3049673A1 DE 803049673 A DE803049673 A DE 803049673A DE 3049673 A DE3049673 A DE 3049673A DE 3049673 A1 DE3049673 A1 DE 3049673A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- operational amplifier
- differential amplifier
- capacitance
- gate
- output node
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
- H03F1/086—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers with FET's
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/26—Modifications of amplifiers to reduce influence of noise generated by amplifying elements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/42—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth
- H03F1/48—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers
- H03F1/483—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers with field-effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3001—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/30—Indexing scheme relating to single-ended push-pull [SEPP]; Phase-splitters therefor
- H03F2203/30018—A series coupled active resistor and capacitor are coupled in a feedback circuit of a SEPP amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/30—Indexing scheme relating to single-ended push-pull [SEPP]; Phase-splitters therefor
- H03F2203/30091—Indexing scheme relating to single-ended push-pull [SEPP]; Phase-splitters therefor the pull side of the SEPP amplifier has an extra drive follower stage to control this pull side
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45224—One output of the differential amplifier being taken into consideration
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
AMERICAN MICROSYSTEMS
(PCT/US 80/01167)
CMOS-Operationsverstärker mit verbesserter Frequenzkompensation
Hintergrund der Erfindung . · .
Diese Erfindung bezieht sich auf Operationsverstärker mit komplementären Metall-Oxid-Halbleitertränsistoren
und spezieller auf solche Operationsverstärkerschaltungen,
die eine verbesserte Frequenzkompensation haben. ,
Um Betriebsstabilität für einen Operationsverstärker zu
gewährleisten, der Mehrfach-VerStärkungsstufen hat, sollte
die Phasendrehung seines Ausgangs im Leerlauf bzw. bei offener Schleife 180° nicht überschreiten. Um dies .zu
erreichen, muß der Operationsverstärker in seinem Inneren kompensiert sein. . .
Eine frühere Methode eine solche Kompensation vorzusehen
war die, einen kompensierenden Kondensator (C_) in der
Leitung zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Operationsverstärkers
zu verwenden. Jedoch führt eine solche Anordnung bzw. Ausführung zum Entstehen einer Null-Stelle in
der übertragungsfunktion bei f-^ (worin gm die Steilheit
c i
für die Schaltung ist) in der Frequenzdarstellung infolge
direkter Vorwärtskopplung. Für MOS-Schaltungen liegt diese
Null-Stelle innerhalb der interessierenden Bandbreite und vermindert die Phasendrehung bzw. Phasenverschiebung des
Ausgangs. Zur gleichen Zeit verhindert sie die Ausgangsgröße daran (entsprechend der Grenzfrequenz) abzufallen
und sie kann . Instabilität des Verstärkers hervorrufen.
Ein älteres Schema zur Lösung dieses Problems umfaßte die
Verwendung eines nicht-invertierenden Pufferverstärkers
im Rückkopplungsweg, der dazu diente, Effekte der Vorwärtskopplung
zu vermeiden, die ursprünglich die Nullstelle erzeugten. Diese Annäherung ist beschrieben in IEEE Journal,
of Solid State Circuits, Band SC-11, Seiten 748-753. Ein
Nachteil eines solchen .Schemas war jedoch, daß der Pufferverstärker
signifikante und übermäßige Leistung verbrauchte. Eine andere Annäherung bzw. ein anderer Weg, das Problem
zu lösen, war, den Wert des kompensierenden Kondensators (C ) zu verringern. Der Effekt dieses Lösungsweges ist
C ■
die Frequenz der Null-Stelle der übertragungsfunktion :
nach höherer Frequenz außerhalb des für den speziellen
Operationsverstärker interessierenden Bereiches zu schieben. Dieses Schema würde für Operationsverstärker als vernünftig
erscheinen, die hohe Leerlaufverstärkung bei offener
Schleife haben, wie z. B. bei CMOS-Operationsverstärkern. Der Nachteil dieser Technik ist jedoch, daß die Unterdrückung
hochfrequenten Rauschens der Stromversorgung gering ist. Schuld daran ist der Umstand, daß bei niedrigen Frequenzen
irgendwelches Rauschen auf der auf Masse liegenden Versorgungsleitung vom Eingangselement der Ausgangsstufe nicht
verstärkt wird. Mit steigender Frequenz jedoch hat der Kondensator C eine geringere Impedanz zwischen inneren
Schaltungspunkten, die eine vergrößerte Spannung zwischen Gate und Source an den Eingangselementen erzeugt bzw. auftreten
läßt. Dies führt zu verringerter Unterdrückung von Rauschen der Stromversorgung.
Es ist daher ein Aspekt der vorliegenden Erfindung, das
Problem zu lösen, effektive innere Frequenzkompensation in CMOS-Operationsverstärkern vorzusehen.
Ein anderer Aspekt der Erfindung ist,.einen verbesserten
GMOS-Operationsverstärker anzugeben, der angepaßte Frequenzkompensation und verringerte Verlustleistung hat. Ein
anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, einen CMOS-Operationsverstärker anzugeben, bei dem die Unter-.
drückung des Rauschens der Stromversorgung verbessert
ist. ' ■ '.■■■.
Noch ein anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung ist,
einen CMOS-Operationsverstärker anzugeben, der speziell gut angepaßt ist auf die Verwendung in groß integrierter
Schaltung. Ein anderer Aspekt der. Erfindung ist, ein vergrößertes Produkt aus Verstärkung und Bandbreite für
den Operationsverstärker zu erzielen.
Zusammenfassung der.Erfindung . , ■. ■
Entsprechend dem Prinzip der vorliegenden Erfindung ist
die Frequenzkompensation in einem Operationsverstärker durch die Kombination eines Paares von Kapazitäten und
eines Transmissions-Gatters, bestehend aus zwei MOS-Transistoren,
die als Widerstand wirken, zu erreichen.
Eine Kapazität ist mit der bei offener Schleife vorliegenden (Leerlauf-)Verstärkung des Verstärkers Miller-multi-"
pliziert und ist der dominante Pol in dem Verstärker. Die Zeitkonstante dieser Kapazität und der zwei MOS-Einrichtungen
ist dazu verwendet, die Lage der Null-Stelle der rechten P-Halbebene (die erzeugt ist wenn die MOS-Einrichtungen
des Transmissions-Gatters nicht vorliegen) in eine Null-Stelle der linken P-Halbebene zu verschieben
und vorteilhaft zu placieren. Die zweite Kapazität ist
in dem Kompensationsschema dazu verwendet, das Produkt aus Verstärkung und Bandbreite des Verstärkers zu verbessern und die Unterdrückung des Rauschens der Stromversorgung
des Verstärkers zu verbessern. Diese zweite Kapazität benutzt Pol-und Null-Stellen-Aufhebung, um .
die Pegelverschiebestufe breitbandig zu machen und somit durch Beseitigung sekundärer Pole zu gestatten, die Lage
des dominanten Pols zu höherer Frequenz hin zu verschieben, indem man die erste Kapazität kleiner macht. Dieses ver-
größert das Produkt aus Bandbreite und Verstärkung.. Die Unterdrückung des Stromversorgungsrauschens des
Operationsverstärkers^ist auch abhängig von der Lage des
dominanten Poles und ist verbessert so wie die Lage des Pols nach mehreren Frequenzen hin verändert ist. Andere·
Aspekte, Vorteile.und Merkmale der Erfindung werden aus
der nachfolgenden detaillierten Beschreibung eines bevorzugten
Ausführungsbeispiels derselben ersichtlich, die in Zusammenhang mit der beigefügten Figur gegeben wird.
Die Figur zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Operationsverstärkers, der die vorliegende Erfindung verkörpert.
Detaillierte Beschreibung eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels
■■.".-..·
Die Fig. . 1 zeigt das Schaltungsdiagramm bzw. Schaltbild
eines Operationsverstärkers 10, der das Prinzip der vorliegenden
Erfindung verkörpert und MOS-Feldeffekttransistoren
umfaßt. Generell gesehen,· umfaßt der Operationsverstärker
einen Differentialverstärker 12, der mit einer Schaltung
1.4 für Vorspannung verbunden ist, und eine Zwischenpegelverschiebungsstufe 16, die mit einer Ausgangsstufe 18
•Veirbünden ist. Der Differentialverstärker umfaßt üblicherweise
eine Eingangsstufe, die mit einer Konstantstromquelle 20 verbunden ist. Zwischen dem Differentialverstärker
12 und der Ausgangsstufe 18 ist eine Frequenzkompensationseinrichtung 22 entsprechend der Erfindung angeschlossen.
Alle Transistorelemente der verschiedenen Komponenten
des Operationsverstärkers 10 sind MOS-Feldeffekttransistoreinrichtungen.
Für geeignete Betriebsweise des Operationsverstärkers müssen diese Einrichtungen (ausgenommen die
Transistoren 96 und 98 eines Transmissions-Gatters, das
später beschrieben wird) im Sättigungsmode bzw. -bereich,
im Gegensatz zum linearen Bereich, betrieben werden. Die Funktion'der Vorspannungsschaltung 14 ist die, sicherzustellen,
daß die MOS-Feldeffekttransistoreinrichtungen der * Schaltung (ausgenommen die Einrichtungen 96 und 98)
im passenden Sättigungsbereich arbeiten und sie umfaßt
die MOS-Feldeffekttransistoreinrichtungen 24 und 26, die eine jede Source-, Drain- und Gate-Elektroden hat.
Die SoürceT-Elektrode des Transistors 24 ist mittels der
Stromzuführungsleitung 28 mit einer positiven Spannungsversorgung V"DD verbunden. Der Source-Anschlüß des Transistors
26 ist mittels der Leitung 30 an die negative Span·^
nungsversorgung Vgs angeschlossen. Die Drain- und Gate-Elektroden
des Transistors 24 sind mit einem Schaltungspunkt 32 verbunden und die Drain- und Gate-Elektroden des
Transistors 26 sind mit einem Schaltungspunkt 34 verbunden. Diese Schaltungspunkte 32 und 34 sind miteinander mittels
einer Leitung 36 verbunden und eine .Leitung 38 von dem
Schaltungspunkt 34 sieht die Vorspannung vor, und zwar für die Konstantstromquelle und für den Pegelverschiebe- '
teil der Schaltung.
Die Konstantstromquelle 20 umfaßt eine MOS-Feldeffekttransistoreinrichtung,
deren Gate mit der Vorspannungsleitung 38 verbunden- ist. Der Source-Anschluß dieses
Transistors ist mit der negativen Versorgungsspannungs- >■
leitung 30 verbunden und sein Drain-Anschluß ist mit
der Eingangsstufe des Differentialverstärkers verbunden.
Diese Eingangsstufe umfaßt ein Paar MOS-Feldeffekttransistoreinrichtungen
42 und 44, deren jeweiligen Source-Elektroden mit einer gemeinsamen Leitung 46 verbunden
sind, die auch mit einem Schaltungspunkt 40 zum Drain-Anschluß des Transistors 20 verbunden ist. Eine Drain-Elektrode
der Einrichtung 42 ist mit einem Schaltungspunkt 48 des Differentialverstärkers verbunden und die Drain-Elektrode
der Einrichtung 44 ist mit einem Schaltungspunkt
des Differentialverstärkers verbunden. Das Gate der
Eingangseinrichtung 42 ist mit einem negativen Eingangsarischluß des Operationsverstärkers verbunden und das Gate
der Einrichtung 44 ist verbunden mit dessen positivem Eingangsanschluß.
Der Lasttteil des Differentialverstärkers 12 umfaßt ein
Paar MOS-Feldeffekttransistoreinrichtungen 52 und 54, deren
Source-Anschlüsse beide mit der positiven Spannungsleitung 28 verbunden sind. Die Gates dieser Einrichtungen sind mit
der Leitung 56 untereinanderverbunden, die außerdem auch mittels einer Leitung 58 mit dem Schaltungspunkt 48 verbunden
ist.
Die Zwischenpegelverschiebestufe 16 (intermediate level shift stage) des Operationsverstärkers 10 umfaßt ein Paar
MOS-Feldeffekttransistoreinrichtungen 60 und 62, die in
Reihenschaltung zwischen der positiven und der negativen Versorgungsleitung eingefügt bzw..angeschlossen sind. Der
Drain-Anschluß der Einrichtung 60 ist mit der positiven
Stromversorgungsleitung 28 und der Source-Anschluß der Einrichtung 62 ist mit der negativen. Stromversorgungsleitung 30 verbunden.
Der Source-Anschluß der Einrichtung 60 ist mittels einer Leitung 64 mit dem Drain-Anschluß der Einrichtung 6 2 verbunden. Das Gate der Einrichtung 60 ist mittels einer
Leitung 66 mit dem Schaltungspunkt.50 verbunden. Ein
erster Schaltungspunkt 68 in der Leitung 66 ist mittels einer Leitung 70 mit.dem Gate einer MOS-Feldeffekttransistoreinrichtung
72 in der Ausgangsstufe 18 des Operationsverstärkers 10 verbunden. Ein zweiter Schaltungspunkt 74 in der Leitung 66 ist mittels einer Leitung 76
mit einer Seite einer Kapazität 78 verbunden, deren
andere Seite mit der Leitung 64 verbunden ist.
Die Ausgangsstufe 18 umfaßt die MOS-Feldeffekttransistoreinrichtung
72, deren Source-Anschluß mit der positiven Stromversorgungsleitung 28 verbunden ist. Eine zweite
MOS-Feldeffekttransistoreinrichtung 80 ist mit ihrem
Sourceanschluß mit der negativen Stromversorgüngsleitung 30 verbunden. Die Drain-Elektroden dieser zwei Transistoren
sind untereinander mittels einer gemeinsamen Leitung 82 verbunden. Der Gate-Anschluß des MOS-Feldeffekttransistors
80 ist mittels einer Leitung 84 mit einem Schaltungspunkt 86 in der Leitung 64 zwischen den Einrichtungen 60 und
6 2 angeschlossen. .
Die Frequenzkompensationseinrichtung 22 nach der vorliegenden Erfindung ist zwischen dem Differentialverstärkerteil
12 und der Ausgangsstufe 18 vorgesehen. Sie umfaßt die Kapazität 78 zwischen den Leitungen 64 und 66 und
außerdem eine Kapazität 88 deren eine Seite mit einem Schaltungspunkt 90 in der Ausgangsseite des Differentialverstärkers
12 verbunden ist. Die andere Seite dieser Kapazität
88 ist mittels einer Leitung 92 mit einer Zwischenverbindungsleitung 94 zwischen den Drain-Elektroden der
beiden MOS-Feldeffekttransistoreinrichtungen 96 und 98 verbunden. Deren Source-Anschlüsse sind beide mit einem
Ende einer Leitung 100 verbunden. Das andere Ende dieser
Leitung 100 endet an einem Ausgangsschaltungspunkt 102 des Operationsverstärkers 10 in der Leitung 82. Der Gate-Anschluß
des MOS-Feldeffekttransistors 96 ist mit der Stromversorgungsleitung 28 und der Gate-Anschluß des
MOS-Feldeffekttransistors 98 ist mit Leitung 30 verbun-
• ■- λ λ -. ■ ■ ■ ■■ ■■ ■ ■■■■■■. . :
den.
Die Betriebsweise des Operationsverstärkers 10 mit ihrer
Freqüenzkompensationseinrichtung läßt sich wie folgt beschreiben: ·
Die Transistoren 96 und 98 bilden ein Transmissions-Gatter,
das als ein Widerstand wirkt. Die Kapazität 88 in der Leitung 92 ist Miller-multipliziert mit dem Wert der '
Leerlaufverstärkung (bei offener Schleife) des Operationsverstärkers und sie wirkt als dominanter Pol in dessen
übertragungsfunktion. Bei Abwesenheit der Transistoren 96 und 98 hätte eine direkte Verbindung der Kapazität
88 mit dem Ausgang 102 eine Null-Stelle in der rechten Halbebene ergeben. Verwendet man jedoch die Transistoren
96 und 98, wird die Null-Stelle der rechten Halbebene in eine Null-Stelle der linken Halbebene umgewandelt und sie
ist vorteilhaft so placiert, daß sie sekundäre Pole in der (Leerlauf-)Frequenzkurve der offenen Schleife aufhebt.
Die Kapazität.78 ist dahingehend wirksam, die .Pegelverschiebestufe,
bestehend aus den Transistoren 60 und 62, breitbandig zu machen. Dies wird dadurch erreicht, daß man zuläßt,
daß die von der Kapazität 78 erzeugte Null-Stelle die Polstelle aufhebt, die durch die Gate-Kapazität des Transistors
60 erzeugt wird. Durch Beseitigung der sekundären Pole in des Operationsverstärkers übertragungsfunktion wird zugelassen,
daß die Lage des dominanten Poles auf höhere Frequenz gelegt'werden kann, womit das Produkt aus Verstärkung und
Bandbreite des Verstärkers vergrößert wird.
Die Erfindung dient auch dazu, die Unterdrückung des
Spannungsversorgungsrauschens des Verstärkers zu verbessern. Bei niedrigen Frequenzen wird jegliches Geräusch
auf VDD durch den Ausgangsstufentransistor 72 nicht verstärkt,
da dessen V klein ist. (Da der Schaltungspunkt
gs
90 im Differentialverstärkerausgang ein Punkt mit hoher
Impedanz ist, erscheint jegliches Stromversorgungsrauschen auch an diesem.) Mit ansteigender Frequenz jedoch
hat die Kapazität 88 kleinere Impedanz zwischen dem Schal-v
tungspunkt 50 und dem Schaltungspunkt 90. Auf diese Weise erscheint nicht das ganze Stromversorgungsrauschen am
Schaltungspunkt 50 unddies erzeugt ein endliches V
des Transistors 72. Dieses Rauschen wird durch die Aus- . gangsstüfen-Transistoren 72 und 80 verstärkt und resultiert
in verringerter Unterdrückung des Stromversorgungsrauschens,
Bei der vorliegenden Erfindung erlaubt die Verwendung der ersten Kapazität 78 der zweiten Kapazität 88 kleiner zu
sein, womit eine höhere Impedanz zwischen den Schaltungspunkten 50 und 90 liegt. Dies verursacht, daß. Stromversörgungsrauschen
im Operationsverstärker bei höherer Frequenz verstärkt wird als dies andererseits auftreten
würde und es verbessert die Rauschcharakteristik im niederfrequenten
Tonfrequenzband, das der in den meisten Anwendungsfällen von MOS-Operationsverstärkern interessierende
Bereich ist. -
Für den einschlägigen Fachmann an den sich die vorliegende Erfindung wendet sind viele Änderungen der Konstruktion
und weit differierende Ausführungsformen und Anwendungen der Erfindungen nahegelegt, ohne aus dem Rahmen
der Erfindung zu kommen. Die Offenbarung und Beschreibung hier ist lediglich illustrativ und stellt keinerlei
Beschränkung dar.'
Claims (4)
1. Operationsverstärker-Schaltung mit:
einem Paar Stromversorgungsleitern die so angepaßt sind, daß sie mit zwei Potentialquellen mit verschiedenen Pegeln
verbunden werden können; einer Vorspannungseinrichtung, verbunden mit diesen Leitern* einem Differentialverstärker,
der mit dieser- Vorspannungseinrichtung verbunden ist und einen Ausgangsschaltungspunkt hat; einer Pegelverschiebeeinrichtung,
die mit dem Ausgangsschaltungspunkt des Differentialverstärkers verbunden ist; einer Ausgangsstufe,
die mit der Pegelverschiebeeinrichtung verbunden ist,
gekennzeichnet weiterhin daß enthalten ist: . eine Frequenzkompensationseinrichtung, die zwischen dem
Differentialverstärker und der Ausgangsstufe angeschlossen
ist, um zu erreichen, daß der dominante Pol der Übertragungsfunktion
der Schaltung bei einer relativ hohen Frequenz liegt/ so daß die Verstärkungsbandbreite der Schaltung
vergrößert ist.
2. Operationsverstärkerr-Schaltung nach Anspruch 1,
weiterhin gekennzeichnet dadurch, daß die Frequenzkompensationseinrichtung enthält:
eine erste Kapazität, die von einer Seite mit einem Ausgangsschaltungspunkt
des Differentialverstärkers verbunden ist und von der anderen Seite mit einem Transmissionsgatter
verbunden.ist, das mit der Ausgangsstufe verbunden ist und ■■'■■·
eine Kapazität, die von der einen Seite mit einem Ausgangsschaltungspunkt
des Differentialverstärkers verbunden ist und von der anderen Seite mit der Pegelverschiebeeinrichtung
verbunden ist.
3. Operationsverstärker-Schaltung nach Anspruch 2,
weiterhin gekennzeichnet dadurch, daß das Transmissions-Gatter ein Paar CMOS-Transistören umfaßt, die zwischen
das Paar Leiter geschaltet sind.
4. Operationsverstärker-Schaltung nach Anspruch 1, weiterhin gekennzeichnet dadurch, daß die Pegelyerschiebeeinrichtung
einen ersten und einen zweiten MOS-Transistor umfaßt, wobei das Gate des ersten Transistors mit einem
Ausgangsschaltungspunkt des Differentialverstärkers verbunden ist und das Gate des zweiten Transistors mit der
Vorspannungseinrichtung verbunden ist und wobei die Transistoren source-drain-verbunden in Reihenschaltung
zwischen das Paar Leiter geschaltet sind' dadurch daß die Frequenzkompensationseinrichtung eine erste Kapazität
und eine Transmissions-Gatter hat, die zwischen einen Ausgangsschaltungspunkt des Differentialverstärkers und
die Ausgangsstufe geschaltet sind, um die Frequenz, des dominanten. Pols der übertragungsfunktion der Schaltung
zu vergrößern und in Kombination eine zweite Kapazität zwischen dem Gate und Source des ersten Pegelverschiebetransistor.s
hat, um sekundäre Pole der übertragungsfunktion zu beseitigen.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/079,341 US4315223A (en) | 1979-09-27 | 1979-09-27 | CMOS Operational amplifier with improved frequency compensation |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3049673A1 true DE3049673A1 (en) | 1982-06-03 |
DE3049673C1 DE3049673C1 (de) | 1984-09-20 |
Family
ID=22149913
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3049673A Expired DE3049673C1 (de) | 1979-09-27 | 1980-09-11 | CMOS-Operationsverstaerker-Schaltung |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4315223A (de) |
JP (1) | JPH0616569B2 (de) |
CA (1) | CA1138055A (de) |
DE (1) | DE3049673C1 (de) |
FR (1) | FR2466900B1 (de) |
GB (1) | GB2071447B (de) |
NL (1) | NL192859C (de) |
SE (1) | SE430287B (de) |
WO (1) | WO1981000938A1 (de) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5717205A (en) * | 1980-07-04 | 1982-01-28 | Fujitsu Ltd | Operational amplifier |
JPS5943614A (ja) * | 1982-09-03 | 1984-03-10 | Hitachi Ltd | 差動増幅回路 |
US4484148A (en) * | 1982-09-13 | 1984-11-20 | National Semiconductor Corporation | Current source frequency compensation for a CMOS amplifier |
JPS59107613A (ja) * | 1982-12-13 | 1984-06-21 | Hitachi Ltd | 演算増幅回路 |
US5079514A (en) * | 1990-10-01 | 1992-01-07 | Motorola Inc. | Compensation circuit and method for stabilizing an operational amplifier |
US5486785A (en) * | 1994-09-30 | 1996-01-23 | Mitsubishi Semiconductor America, Inc. | CMOS level shifter with feedforward control to prevent latching in a wrong logic state |
US5672962A (en) * | 1994-12-05 | 1997-09-30 | Texas Instruments Incorporated | Frequency compensated current output circuit with increased gain |
US6828858B2 (en) | 2002-04-12 | 2004-12-07 | The Regents Of The University Of California | CMOS class AB power amplifier with cancellation of nonlinearity due to change in gate capacitance of a NMOS input transistor with switching |
US7193448B2 (en) * | 2002-07-09 | 2007-03-20 | Honeywell International, Inc. | Wide dynamic range operational amplifier |
KR100674912B1 (ko) * | 2004-09-24 | 2007-01-26 | 삼성전자주식회사 | 슬루 레이트(slew rate)를 개선시킨 차동 증폭회로 |
US7612609B1 (en) * | 2008-05-19 | 2009-11-03 | National Semiconductor Corporation | Self-stabilizing differential load circuit with well controlled complex impedance |
CN104270107B (zh) * | 2014-10-28 | 2017-02-22 | 李梦雄 | 一种有源前馈电路构成频率补偿的差分运算放大器 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3622900A (en) * | 1969-09-29 | 1971-11-23 | Motorola Inc | Squelchable direct coupled transistor audio amplifier constructed in integrated circuit |
US3632900A (en) * | 1969-12-31 | 1972-01-04 | Ibm | Magnetic transducer displacement control system |
US3894290A (en) * | 1973-06-15 | 1975-07-08 | Motorola Inc | Balanced double-to-single-ended converter stage for use with a differential amplifier |
US3984780A (en) * | 1974-09-11 | 1976-10-05 | Motorola, Inc. | CMOS voltage controlled current source |
US4213098A (en) * | 1979-02-09 | 1980-07-15 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Semiconductor differential amplifier having feedback bias control for stabilization |
-
1979
- 1979-09-27 US US06/079,341 patent/US4315223A/en not_active Expired - Lifetime
-
1980
- 1980-09-11 DE DE3049673A patent/DE3049673C1/de not_active Expired
- 1980-09-11 NL NL8020357A patent/NL192859C/nl not_active IP Right Cessation
- 1980-09-11 JP JP55502199A patent/JPH0616569B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1980-09-11 GB GB8104209A patent/GB2071447B/en not_active Expired
- 1980-09-11 WO PCT/US1980/001167 patent/WO1981000938A1/en active Application Filing
- 1980-09-25 FR FR808020593A patent/FR2466900B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1980-09-26 CA CA000361105A patent/CA1138055A/en not_active Expired
-
1981
- 1981-05-25 SE SE8103280A patent/SE430287B/sv not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO1981000938A1 (en) | 1981-04-02 |
US4315223A (en) | 1982-02-09 |
GB2071447A (en) | 1981-09-16 |
SE430287B (sv) | 1983-10-31 |
FR2466900B1 (fr) | 1990-03-23 |
FR2466900A1 (fr) | 1981-04-10 |
JPH0616569B2 (ja) | 1994-03-02 |
JPS56501229A (de) | 1981-08-27 |
SE8103280L (sv) | 1981-05-25 |
DE3049673C1 (de) | 1984-09-20 |
NL8020357A (nl) | 1981-07-01 |
NL192859C (nl) | 1998-03-04 |
NL192859B (nl) | 1997-11-03 |
GB2071447B (en) | 1985-01-16 |
CA1138055A (en) | 1982-12-21 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE69934629T2 (de) | Differenzverstärker | |
DE2310266C2 (de) | Verstärker | |
DE19959180A1 (de) | Verstärker mit dynamischer Kompensation und zugehöriges Verfahren | |
DE3416268C2 (de) | Stromverstärkungseinrichtung | |
DE2920793C2 (de) | Linearer Gegentakt-B-Verstärker | |
DE3736380C2 (de) | Verstärker | |
DE3049673A1 (en) | Cmos operational amplifier with improved frequency compensation | |
DE3633591C2 (de) | Innerer Volldifferenzoperationsverstärker für integrierte CMOS-Schaltungen | |
DE3051096C2 (de) | ||
DE102004052174B4 (de) | Verstärkerschaltung, umfassend einen Verstärker mit tiefpassgefilterter Rückkopplung | |
DE19727796A1 (de) | Differenzverstärker | |
DE3343707A1 (de) | Spannungsaddiererschaltung | |
DE2425918A1 (de) | Komplementaertransistorverstaerker mit automatischer vorspannung | |
DE3008280A1 (de) | Komplementaerer verstaerker | |
DE3345045C2 (de) | Verstärker | |
DE3640368A1 (de) | Spannungsverstaerkerschaltung mit niedrigem offset | |
DE69931760T2 (de) | Differentieller leitungstreiber | |
DE2531603A1 (de) | Verstaerker | |
DE2842113A1 (de) | Leckstromarme schutzschaltung fuer die gate-struktur von feldeffektbauelementen | |
DE2623245B2 (de) | Halbleiterverstärker | |
DE2607456A1 (de) | Differenzverstaerker | |
DE102005055415A1 (de) | Schaltungsanordnung mit einer Gatetreiberschaltung für einen Leistungstransistor | |
EP0025970A1 (de) | Operationsverstärker in IG-FET-Technologie | |
DE3724980A1 (de) | Spannungswiederholerschaltung fuer eine ohmsche komponente aufweisende last mit kompensation der oberwellenverzerrung | |
DE3604740C2 (de) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
D1 | Grant (no unexamined application published) patent law 81 | ||
8363 | Opposition against the patent | ||
8331 | Complete revocation |