DE3604740C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung geht aus von einem Komparator vom Zerhackertyp nach den
gleichlautenden Oberbegriffen der Patentansprüche 1 und 2.
Ein derartiger Komparator vom Zerhackertyp ist aus DINGWALL,
Andrew G. F.: "Monolithic Expandable 6 Bit 20 MHZ CMOS/SOS A/D
Converter in: IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-14,
Dez. 1979, S. 926 bis 932 bekannt.
In Fig. 1 ist das Schaltdiagramm als Beispiel für den Aufbau
eines derartigen Komparators vom Zerhackertyp gegeben.
Zuerst soll der Aufbau eines derartigen konventionellen Komparators vom
Zerhackertyp beschrieben werden. Wie in Fig. 1 gezeigt, ist
ein Eingangsanschluß 1 mit einer ersten Elektrode eines
Koppelkondensators 5 über eine Schalteinrichtung 3 verbunden,
und ein Eingangsanschluß 2 ist mit der ersten Elektrode des
Koppelkondensators 5 über eine Schalteinrichtung 4 verbunden.
Eine zu vergleichende Spannung V in wird an den Eingangsanschluß
1 und eine Referenzspannung V ref an den Eingangsanschluß
2 angelegt. Die Schalteinrichtungen 3 und 4 sind beide
als Parallelverbindung eines n-Kanal-MOS-Transistors und
eines p-Kanal-MOS-Transistors gebildet. An die Gate-Anschlüsse
11 und 12 der Schalteinrichtung 3 werden die entsprechenden
Taktsignale Φ und angelegt. An die Gate-Anschlüsse 13
und 14 der Schalteinrichtung 4 werden die entsprechenden
Taktsignale und Φ angelegt. Die Taktsignale und Φ sind
nicht überlappende Signale, deren Phasen im Verhältnis zueinander
invertiert sind.
Die Schalteinrichtungen 3 und 4 werden aufgrund der Steuerung
durch die Taktsignale Φ und ein- und ausgeschaltet. Die
Schalteinrichtung 3 und die Schalteinrichtung 4 werden
wechselseitig ein- und ausgeschaltet. Die andere Elektrode
des Koppelkondensators 5 ist über einen Verbindungspunkt N an
den Eingang eines CMOS-(komplementären MOS)-Invertierers 6
und an einen ersten Anschluß einer Schalteinrichtung 7 angeschlossen.
Der CMOS-Invertierer 6 weist einen p-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistor
61 und einen n-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistor
62 auf, die miteinander komplementär verbunden
sind. Die Gate-Elektroden der MOS-Transistoren 61 und 62 sind
miteinander als Eingang des Invertierers 6 verbunden. Eine
Elektrode des p-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistors 61 ist mit
einem Spannungsquellenanschluß 9 mit der Spannung V DD verbunden,
und seine andere Elektrode ist mit der ersten Elektrode
des n-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistors 62 zum Ausgeben eines
Signales verbunden. Die andere Elektrode des n-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistors
62 ist auf Masse gelegt. Das Transmissions-Gate
7 weist einen n-Kanal-MOS-Transistor und einen
p-Kanal-MOS-Transistor auf, die parallel zueinander geschaltet
sind. An die Gate-Anschlüsse 15 und 16 der Schalteinrichtung
7 werden die entsprechenden Taktsignale und Φ angelegt.
Aufgrund dieser Taktsignale wird die Schalteinrichtung
7 zum Ein- und Ausschalten gesteuert. Die Schalteinrichtung
7 und die Schalteinrichtung 3 werden wechselseitig ein- und
ausgeschaltet. Der Ausgang des CMOS-Inverters 6 und des anderen
Anschlusses der Schalteinrichtung 7 sind beide mit
einem Eingang eines CMOS-Inverters 8 verbunden. Der CMOS-Inverter
8 weist einen p-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistor 81
und einen n-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistor 82 auf, die wechselseitig
miteinander verbunden sind. Die Gate-Elektroden der
MOS-Transistoren 81 und 82 sind miteinander als Eingang des
Inverters 8 verbunden. Eine erste Elektrode des p-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistors
81 ist mit einer Spannungsquelle 9 von
einer Spannung V DD verbunden, und seine andere Elektrode ist
mit einer ersten Elektrode des n-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistors
82 als Ausgang des Inverters 8 verbunden. Die andere
Elektrode des n-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistors 82 ist auf
Masse gelegt. Der CMOS-Inverter 8 ist mit einem Ausgangsanschluß
10 verbunden, damit ein Ausgangssignal V out zur Verfügung
gestellt wird. Hierbei repräsentiert V out die Spannung
an dem Ausgangsanschluß 10 des CMOS-Inverters 8.
Fig. 2 zeigt ein Eingangs-Ausgangs-Diagramm des in Fig. 1 gezeigten
CMOS-Inverters 6; auf der waagerechten Achse ist
seine Eingangsspannung aufgetragen und auf der senkrechten
Achse die Ausgangsspannung. Die durchgezogene Linie α gibt
die Abhängigkeit wieder. Wenn die Eingangsspannung 0 ist,
wird der p-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistor 61, der auf der
Spannungsversorgungsseite des CMOS-Inverters 6 angeordnet
ist, in den ein EIN-Zustand gebracht, und der n-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistor
62, der auf der Massenseite angeordnet ist,
wird in den AUS-Zustand gebracht. Als Resultat wird die Ausgangsspannung
des CMOS-Inverters 6 ungefähr gleich der Spannung
V DD . Wenn jedoch die Eingangsspannung V DD beträgt, wird
der p-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistor 61 in den AUS-Zustand
gebracht, und der n-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistor 62 wird
in den EIN-Zustand gebracht, und als Resultat wird die Ausgangsspannung
des CMOS-Inverters 6 praktisch gleich 0. Wenn
die Schalteinrichtung 7 in dem EIN-Zustand ist, ist der Ausgang
des CMOS-Inverters 6 mit dessen Eingang durch das Transmissions-Gate
7 verbunden. Folglich wird an dem Punkt, an dem
die Eingangsspannung und die Ausgangsspannung des CMOS-Inverters
6 einander gleich sind, ein ausgeglichener Zustand erreicht,
und die Eingangsspannung und die Ausgangsspannung
sind beide V bal . Dieser Punkt wird in Fig. 2 mit b′ bezeichnet
und ist der Schnittpunkt zwischen der Abhängigkeitskurve
und einer Linie, die einen Winkel von 45° mit der horizontalen
Achse hat und durch den Nullpunkt geht.
Im folgenden soll die Funktionsweise des oben beschriebenen
Komparators vom Zerhackertyp beschrieben werden.
Während eines Zeitabschnittes des Taktsignales Φ auf dem
Pegel "H" ist die Schalteinrichtung 7 in dem EIN-Zustand,
und die Spannung an dem Punkt N ist, wie in Fig. 2 gezeigt,
V bal . Während dieses Zeitabschnittes ist auch die Schalteinrichtung
4 in dem EIN-Zustand, und daher wird der Koppelkondensator
5 durch eine Spannung (V ref -V bal ) aufgeladen.
Dann wird während eiens Zeitabschnittes, in dem das Taktsignal
Φ auf dem Pegel "L" ist, nur die Schalteinrichtung 3 in
dem EIN-Zustand gehalten, und die zu vergleichende Spannung
V in ist an die in der Fig. 1 auf der linken Seite gezeigte
Elektrode des Koppelkondensators angelegt. Daher ist die
Spannung an dem Punkt N gleich V in -(V ref -V bal ). Falls V in = V ref
ist, wird die Spannung an dem Punkt N auf V bal gehalten,
und der Arbeitspunkt des CMOS-Inverters 6 bleibt bei dem in
Fig. 2 gezeigten Punkt b′. Auf der anderen Seite wird, in dem
Fall, daß V in ≠ V ref ist, die Spannung an dem Punkt N von
V bal um einen Betrag Δ V, der durch die folgende Gleichung
beschrieben wird, verschoben:
C c ist die Kapazität des Kopplungskondensators 5,
C g ist die Eingangskapazität des CMOS-Inverters 6,
C f ist die Streukapazität, die mit Punkt N verbunden ist.
C g ist die Eingangskapazität des CMOS-Inverters 6,
C f ist die Streukapazität, die mit Punkt N verbunden ist.
In der Fig. 2 ist klar zu sehen, daß in der Nähe des Punktes
b′ eine kleine Änderung in der Eingangsspannung eine relativ
große Verschiebung in der Ausgangsspannung erzeugt. Diese
Verschiebung in der Ausgangsspannung des Inverters 6 wird
weiterhin durch den CMOS-Inverter 8 der Ausgangsstufe groß
gemacht, und deshalb wird die Ausgangsspannung wie folgt:
Der in Fig. 1 gezeigte Schaltkreis arbeitet also als Komparator.
In einem wie oben beschriebenen konventionellen Komparator
vom Zerhackertyp wiederholt die Schalteinrichtung 3 den EIN-Zustand
und den AUS-Zustand abwechselnd entsprechend den Taktsignalen
Φ und , und jedesmal, wenn die Schalteinrichtung
3 von dem AUS-Zustand in den EIN-Zustand gebracht wird oder
von dem EIN-Zustand in den AUS-Zustand, verändert sich die
von dem Eingangsanschluß 1 aus gesehene Eingangs-Impedanz.
Insbesondere heißt das, wenn die Schalteinrichtung 3 in dem
AUS-Zustand ist, wird die Eingangs-Impedanz des Komparators
durch die Kapazität in dem Bereich von dem Eingangsanschluß
bis zu der Schalteinrichtung 3 bestimmt, und wenn die Schalteinrichtung
in dem EIN-Zustand ist, wird die Eingangs-Impedanz
des Komparators von der Kapazität des Bereiches von dem
Eingangsanschluß 1 über den Koppelkondensator 5 zu dem Inverter
6 bestimmt. Daher weist ein konventioneller Komparator
das Problenm auf, daß die von dem Eingangsanschluß 1 aus gesehene
Eingangs-Impedanz zwei verschiedene Werte haben dann,
je nach Änderung des Taktsignales, und die Eingangsspannung
des Komparators verändert sich dementsprechend.
Aus der US-PS 31 20 663 ist ein Spannungskomparator mit einem
Impdedanzwandler bekannt, der zwischen einer Schalteinrichtung
und einem Differentialverstärker vorgesehen ist. Der Impedanzwandler
weist einen Eingang mit hoher Impedanz und einen Ausgang
mit niedriger Impedanz auf. Der Impedanzwandler
transformiert die hohe Impedanz, die zum Schalten sehr
niedriger Spannungen durch den Schaltkreis nötig ist, auf eine
niedrige Impedanz, die dem Differentialverstärker angepaßt ist.
Der Schaltkreis schließt die Verbindung zwischen einem Anschluß
für eine unbekannte Spannung einem Anschluß für eine Vergleichsspannung
in einem Zustand kurz. Dann interferieren die
unbekannte Spannung und die Vergleichsspannung miteinander, was
zu einem Rauschen und zu einer unsicheren Bestimmung der unbekannten
Spannung führt.
Aus der US-PS 42 37 390 ist ein Komparator vom Zerhackertyp bekannt,
der zwischen einer ersten Schalteinrichtung für eine unbekannte
Spannung und einem Koppelkompensator eine Impedanzwandlereinrichtung
aufweist. Dadurch wird die Last, die durch
mit dem Kondensator verbundene Streukapazität hervorgerufen
wird, verringert. Bei dieser Schaltungsanordnung ist die erste
Schalteinrichtung direkt mit dem Eingangsanschluß für die zu
vergleichende Spannung verbunden. Das heißt, die zu vergleichende
Spannung kann durch die verschiedenen Zustände der ersten
Schaltungseinrichtung beeinflußt werden, dadurch wird der
Spannungsvergleich unzuverlässig.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen Komparator vom Zerhackertyp
der eingangs beschriebenen Art zu schaffen,
der stabil und ohne Fehler betrieben werden kann.
Diese Aufgabe wird durch einen Komparator vom Zerhackertyp der
eingangs beschriebenen Art gelöst, der durch die kennzeichnenden
Merkmale in den Patentansprüchen 1 oder 2 gekennzeichnet ist.
Im Anspruch 3 ist eine vorteilhafte Ausgestaltung angegeben.
Vorzugsweise weist dieser Pufferschaltkreis entweder nur
MOS-FETs (Feldeffekt-Transistoren), oder eine Kombination von
bipolaren Transistoren mit einem MOS-FET oder einen Operationsverstärker
mit einer hohen Eingangs-Impedanz und einer
niedrigen Ausgangs-Impedanz auf.
Wenn der zwischen den Eingangsanschluß und die erste Schalteinrichtung
eingefügte Pufferschaltkreis benutzt wird, übt
eine Änderung in der Eingangs-Impedanz der ersten Schalteinrichtung,
die in einem konventionellen Komparator vom Zerhackertyp
einen negativen Einfluß ausüben würde, keinen Einfluß
auf den Eingangsanschluß aus, und daher kann die Eingangsspannung
des Komparators gegen Änderungen in der Eingangs-Impedanz
der ersten Schalteinrichtung geschützt werden.
Im weiteren folgt die
Beschreibung von Ausführungsbeispielen
anhand der Figuren. Von den Figuren zeigt
Fig. 1 ein Schaltdiagramm, das eine Schaltkreisanordnung
eines konventionellen Komparators vom Zerhackertyp
zeigt;
Fig. 2 ein Eingangs-Ausgangs-Spannungsdiagramm des in
Fig. 1 gezeigten CMOS-Inverters;
Fig. 3 ein Schaltdiagramm, das eine Schaltkreisanordnung
eines erfindungsgemäßen Komparators vom Zerhackertyp
zeigt;
Fig. 4 die Darstellung des Aufbaus eines in Fig. 3 gezeigten
Pufferschaltkreises;
Fig. 5 die Darstellung des Aufbaues eines in Fig. 3 gezeigten
Pufferschaltkreises nach einer anderen Ausführungsform;
Fig. 6 die Darstellung des Aufbaues eines in Fig. 3 gezeigten
Pufferschaltkreises nach einer weiteren
Ausführungsform.
Bei der folgenden Beschreibung einer Ausführungsform der Erfindung
werden die gleichen Teile wie bei der Beschreibung
des Standes der Technik ausgelassen.
Unter Bezugnahme auf Fig. 3 wird gezeigt, daß eine kennzeichnende
Eigenschaft der Erfindung das Vorsehen eines Pufferschaltkreises
15′ zur Impedanz-Wandlung zwischen einem Eingangsanschluß
1 und einem Schalteinrichtung 3 ist. Mit Ausnahme
dieses Merkmales ist der Aufbau dieser Ausführungsform
der gleiche wie der in der Fig. 1 gezeigte.
Fig. 4 zeigt ein Beispiel für den Aufbau eines Pufferschaltkreises
15′. Dieser Pufferschaltkreis ist ein Schaltkreis
konstanten Stromes mit einem n-Kanal-MOS-Feldeffekt-Transistor
(MOS-FET) 17 und einem n-Kanal-MOS-FET 18. Die Drain-Elektrode
des n-Kanal-MOS-FETs 17 ist mit einem Spannungsquellenanschluß
19 mit einer Spannung V DD verbunden, und seine
Source-Elektrode ist mit der Drain-Elektrode des n-Kanal-MOS-FETs
18 verbunden. Die Source-Elektrode des n-Kanal-MOS-FETs
18 ist auf Masse gelegt, und an seine Gate-Elektrode
wird eine konstante, vorbestimmte Vorspannung V BB angelegt,
so daß der Transistor 18 im Sättigungsbereich arbeitet. Die
Gate-Elektrode des n-Kanal-MOS-FETs 17 dient als Eingangsanschluß
des Pufferschaltkreises 15′, und eine Verbindungsstelle
zwischen dem n-Kanal-MOS-FET 17 und dem n-Kanal-MOS-FET
18 dient als ein Ausgangsanschluß des Pufferschaltkreises
15′. Ein Verhältnis W/L der Kanalbreite W und der Kanallänge
L des n-Kanal-MOS-FETs 17 ist zu einem großen Wert festgelegt,
so daß die gemeinsame Leitfähigkeit g m des Schaltkreises
15′ groß wird.
Im folgenden soll die Tätigkeit eiens Komparators vom Zerhackertyp
unter Benutzung eines in Fig. 4 gezeigten Schaltkreises
konstanten Stromes, der als in Fig. 3 gezeigter Pufferschaltkreis
15′ dient, beschrieben werden. Die Eingangs-Impedanz
Z in und die Ausgangs-Impedanz Z o des in Fig. 4 gezeigten
Pufferschaltkreises 15′ sind beide durch die entsprechenden
Parameter des MOS-Transistors 17 bestimmt und werden
durch die unten angegebene Gleichung dargestellt:
C gd : Kapazität zwischen Gate und Drain
C gb : Kapazität zwischen Gate und Substrat
C gs : Kapazität zwischen Gate und Source
C bd : Kapazität zwischen Drain und Substrat
g m : gemeinsame Leitfähigkeit
ω: Kreisfrequenz des Eingangssignales
A v (ω): Spannungsverstärkungsfaktor
C gb : Kapazität zwischen Gate und Substrat
C gs : Kapazität zwischen Gate und Source
C bd : Kapazität zwischen Drain und Substrat
g m : gemeinsame Leitfähigkeit
ω: Kreisfrequenz des Eingangssignales
A v (ω): Spannungsverstärkungsfaktor
Wie an den oben angeführten Gleichungen gesehen werden kann,
ist die Eingangs-Impedanz Z in groß, auf der anderen Seite
wird ei Ausgangs-Impedanz Z o klein, weil das Verhältnis W/L
der Kanalbreite W zu der Kanallänge L zu einem großen Wert
festgelegt ist, damit die gemeinsame Leitfähigkeit g m groß
wird. Daher ist der Pufferschaltkreis 15′ geeignet, eine hohe
Eingangs-Impedanz und eine niedrige Ausgangs-Impedanz zu
haben, und folglich kann er die zu vergleichende Spannung
V in mit einer hohen Eingangs-Impdedanz empfangen, unabhängig
von dem EIN- oder AUS-Zustand der Schalteinrichtung 3;
dies macht es möglich, die Abweichungen eines an den Kopplungs-Kondensator
5 angelegten Eingangsspannungspegels zu
unterdrücken.
Fig. 5 zeigt einen Aufbau eines Pufferschaltkreises zur Impedanz-Wandlung
nach einer anderen Ausführung der Erfindung.
Der in Fig. 5 gezeigte Pufferschaltkreis weist einen npn
bipolaren Transistor 17′ und einen n-Kanal-MOS-Transistor 18′
auf. Der npn bipolare Transistor 17′ hat seinen Kollektor mit
dem Spannungsversorgungs-Potential V DD verbunden, und seine
Basis erhält die zu vergleichende Spannung V in über einen
Eingangsanschluß, sein Emitter ist mit dem Drain des MOS-Transistors
18′ verbunden. Das Gate des n-Kanal-MOS-Transistors
18′ empfängt eine vorbestimmte konstante Vorspannung
V BB , und seine Source ist mit der Masse verbunden. Ein Verbindungspunkt
zwischen dem npn-Transistor 17′ und dem n-Kanal-MOS-Transistor
18′ dient als Ausgangsanschluß. Die entsprechenden
Parameter des npn-Transistors 17′ sind so eingestellt,
daß die Bedingung einer hohen Eingangs-Impedanz und einer
niedrigen Ausgangs-Impedanz befriedigt werden. Mit dem oben
beschriebenen Schaltkreis-Aufbau ist es auch möglich gemacht,
die Abweichung in der zu vergleichenden Spannung, die an den
Kopplungskondensator 5 angelegt ist, zu unterdrücken, die
wegen des Einflusses einer Eingangs-Impedanz an der Schalteinrichtung
3 auftreten würde.
Fig. 6 zeigt einen Aufbau eines Pufferschaltkreises nach
einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. Wie in Fig. 6
zu sehen, ist ein Operationsverstärker 19′ vorgesehen, so daß
die zu vergleichende Spannung V in an dem "+"-Eingangsanschluß
empfangen wird und das Ausgangssignal zu dem "-"-Eingangsanschluß
zurückgekoppelt wird. Der Operationsvertärker ist im
allgemeinen geeignet, eine hohe Eingangs-Impedanz und eine
niedrige Ausgangs-Impedanz zu erzielen, und mit dieser Ausführungsform
wird der gleiche Effekt erzielt, wie mit den
beiden vorigen Ausführungsformen.
Obwohl ein Komparator vom Zerhackertyp mit einer CMOS-Struktur
in den obigen Ausführungsformen beschrieben worden ist,
kann der gleiche Effekt auch durch einen Komparator vom Zerhackertyp
erzielt werden, wenn eine NMOS-Struktur benutzt
wird.
Es wird also erfindungsgemäß ein Pufferschaltkreis zur Impedanz-Wandlung
vorgesehen, der zwischen einem Eingangsanschluß,
der die zu vergleichende Spannung empfängt, und einer ersten
Schalteinrichtung, die diese einem Kopplungskondensator zuführt,
angebracht wird. Damit können Änderungen einer Eingangs-Impedanz
eines Komparators vom Zerhackertyp verhindert
werden, und folglich können die Abweichungen der Eingangsspannung
unterdrückt werden. Somit erhält man einen Komparator
vom Zerhackertyp, der stabil ohne Fehler arbeitet.
Claims (5)
1. Komparator vom Zerhackertyp zum Vergleichen einer Eingangsspannung
mit einer Referenzspannung mit
- - einer mit einem die zu vergleichende Spannung empfangenden ersten Eingangsanschluß (1) verbundenen und durch ein erstes Taktsignal (Φ) gesteuerten ersten Schalteinrichtung (3)
- - einer mit einem die Referenzspannung empfangenden zweiten Eingangsanschluß (2) verbundenen und durch ein zu dem ersten Taktsignal (Φ) komplementäres zweites Taktsignal () gesteuerten zweiten Schalteinrichtung (4),
- - einem Kondensator (5), dessen eine Elektrode mit dem Ausgang der ersten (3) und zweiten (4) Schalteinrichtung verbunden ist,
- - einem Inverter (6), dessen Eingang mit der anderen Elektrode des Kondensators (5) verbunden ist, und
- - einer zwischen Eingang und Ausgang des Inverters (6) geschalteten und durch ein zu dem ersten Taktsignal (Φ) komplementäres drittes Taktsignal () gesteuerten dritten Schalteinrichtung (7),
dadurch gekennzeichnet, daß eine zwischen dem ersten Eingangsanschluß
(1) und der ersten Schalteinrichtung (3) angeordnete
Impedanz-Wandlereinrichtung (15′) vorgesehen ist,
die den ersten Eingangsanschluß (1) von dem zweiten Eingangsanschluß
(2) trennt.
daß die Impedanzwandlereinrichtung (15′) eine erste (17, 17′) und zweite (18, 18′) Halbleitereinrichtung mit jeweils einem ersten Leitungsanschluß, einem zweiten Leitungsanschluß und einem Steueranschluß aufweist,
daß der erste Leitungsanschluß der ersten Halbleitereinrichtung (17, 17′) mit einer zweiten Spannungsquelle, der Steueranschluß der ersten Halbleitereinrichtung (17, 17′) mit dem ersten Eingangsanschluß (1) und der zweite Leitungsanschluß der ersten Halbleitereinrichtung (17, 17′) sowohl mit dem Eingangsanschluß der ersten Schalteinrichtung (3) als auch mit einem ersten Leitungsanschluß der zweiten Halbleitereinrichtung (18, 18′) verbunden ist, und
daß der Steueranschluß der zweiten Halbleitereinrichtung (18, 18′) mit einer zweiten Spannungsquelle mit einer vorbestimmten Spannung (V BB ) und der zweite Leitungsanschluß der zweiten Halbleitereinrichtung (18, 18′) mit Masse verbunden ist.
daß die Impedanzwandlereinrichtung (15′) eine erste (17, 17′) und zweite (18, 18′) Halbleitereinrichtung mit jeweils einem ersten Leitungsanschluß, einem zweiten Leitungsanschluß und einem Steueranschluß aufweist,
daß der erste Leitungsanschluß der ersten Halbleitereinrichtung (17, 17′) mit einer zweiten Spannungsquelle, der Steueranschluß der ersten Halbleitereinrichtung (17, 17′) mit dem ersten Eingangsanschluß (1) und der zweite Leitungsanschluß der ersten Halbleitereinrichtung (17, 17′) sowohl mit dem Eingangsanschluß der ersten Schalteinrichtung (3) als auch mit einem ersten Leitungsanschluß der zweiten Halbleitereinrichtung (18, 18′) verbunden ist, und
daß der Steueranschluß der zweiten Halbleitereinrichtung (18, 18′) mit einer zweiten Spannungsquelle mit einer vorbestimmten Spannung (V BB ) und der zweite Leitungsanschluß der zweiten Halbleitereinrichtung (18, 18′) mit Masse verbunden ist.
2. Komparator vom Zerhackertyp zum Vergleichen einer Eingangsspannung
mit einer Referenzspannung mit
- - einer mit einem die zu vergleichende Spannung empfangenden ersten Eingangsanschluß (1) verbundenen und durch ein erstes Taktsignal (Φ) gesteuerten ersten Schalteinrichtung (3);
- - einer mit einem die Referenzspannung empfangenden zweiten Eingangsanschluß (2) verbundenen und durch ein zu dem ersten Taktsignal (Φ) komplementäres zweites Taktsignal () gesteuerten zweiten Schalteinrichtung (4);
- - einem Kondensator (5), dessen eine Elektrode mit dem Ausgang der ersten (3) und zweiten (4) Schalteinrichtung verbunden ist,
- - einem Inverter (6), dessen Eingang mit der anderen Elektrode des Kondensators (5) verbunden ist; und
- - einer zwischen Eingang und Ausgang des Inverters (6) geschalteten und durch ein zu dem ersten Taktsignal (Φ) komplementäres drittes Taktsignal () gesteuerten dritten Schalteinrichtung (7),
dadurch gekennzeichnet, daß eine zwischen dem ersten Eingangsanschluß
(1) und der ersten Schalteinrichtung (3) angeordnete
Impedanz-Wandlereinrichtung (15′) vorgesehen ist,
die den ersten Eingangsanschluß (1) von dem zweiten Eingangsanschluß
(2) trennt, und
daß die Impedanz-Wandlereinrichtung (15′) aus einem Operationsverstärker (19′) besteht, dessen nicht invertierender Eingang den ersten Eingangsanschluß (1) bildet, und dessen Ausgang mit dem invertierenden Eingang und mit dem Eingangsanschluß der ersten Schalteinrichtung (3) verbunden ist.
daß die Impedanz-Wandlereinrichtung (15′) aus einem Operationsverstärker (19′) besteht, dessen nicht invertierender Eingang den ersten Eingangsanschluß (1) bildet, und dessen Ausgang mit dem invertierenden Eingang und mit dem Eingangsanschluß der ersten Schalteinrichtung (3) verbunden ist.
3. Komparator vom Zerhackertyp nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz-Wandlereinrichtung
(15′) ein Pufferkreis mit einer hohen Eingangs-Impedanz und
einer niedrigen Ausgangs-Impedanz ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP3958985A JPS61196172A (ja) | 1985-02-26 | 1985-02-26 | チヨツパ型比較器 |
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