DE2711952A1 - Steuereinrichtung fuer den antriebsmotor eines videorekorders - Google Patents
Steuereinrichtung fuer den antriebsmotor eines videorekordersInfo
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V.St.A.
Steuereinrichtung für den Antriebsmotor eines Videorekorders
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuereinrichtung für Antriebssysteme und im einzelnen auf
eine Steuereinrichtung zur präzisen Steuerung einer veränderlichen Arbeitsgeschwindigkeit von belasteten
Antrieben, wie beispielsweise Motoren, welche in Aufzeichnungs- und Wiedergabegeräten verwendet werden können.
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Steuereinrichtungen mit hoher Präzision zur Verwendung in Steuersystemen zur Beeinflussung der Geschwindigkeit,
der Winkellage oder anderen zeitabhängigen veränderlichen Größen von Motoren wurden u.a. speziell
auf dem Gebiet der Videoaufzeichnungs- und Wiedergabegeräte
weitergebildet. Solche Aufzeichnungsgeräte benötigen nämlich äußerste Präzision in der Steuerung
der Geschwindigkeit der Antriebsmittel sowohl während des Aufzeichnens als auch bei der Wiedergabe von Videosignalen,
insbesondere von Farbvideosignalen, bei welchen eine zeitliche Genauigkeit in der Größenordnung
von etwa 4 Nanosekunden benötigt wird. Während Zeitrastfehlerkorrekturen erfolgreich bei der elektronischen
Verarbeitung der Videosignale zur Beseitigung von Unregelmäßigkeiten, welche beispielsweise durch den Magnetkopfantrieb,
den Bandantrieb oder durch die Bandführung verursacht werden können, müssen derartige Instabilitäten
zu Verzerrungen des Videosignals bei der Wiedergabe führen, weil während der Wiedergabe die Korrektoren
nicht arbeiten. Aus diesem Grund ist eine Steuereinrichtung zur Verwendung in dem Kopfantriebssteuersystem
ein wichtiger Baustein. Bekannte hochentwickelte Steuereinrichtungen ermöglichen die Erhaltung stabiler
Zustände während des Aufzeichnungsverfahrens bis auf zwei Mikrosekunden genau bei Anwendung einer Abtastfrequenz,
die auf einer vertikalen Abtastrate des Videosignals von 60 Hz basiert. Da die meisten der bekannten
Magnetkopfsteuersysterne eine 60 Hz-Abtastrate anwenden,
werden diese etwa in ihrer Bandbreite begrenzt, da nur etwa 5 bis 6 Hz in den Regelkreisen (Servoschleifen) angepaßt
werden können, ohne Ausgleich der notwendigen
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Phasenabweichung. Dies ist nachteilig für die Aufzeichnungs-
und Bearbeitungsstabilität und aus diesem Grunde werden Aufzeichnungsstabilitäten von nicht mehr als
etwa 2 Mikrosekunden von Scheitel-zu-Scheitel angestrebt.
Die Stabilität wird auch durch Strömungen, welche durch die Geschwindigkeitsschleife (Geschwindigkeitsregelung)
ausgelöst sein können, beeinflußt.
Demgemäß besteht die Aufgabe der Erfindung in der Schaffung einer verbesserten Steuereinrichtung, welche eine
höhere Stabilität aufgrund der Verwendung von einer wesentlich stabileren Vergleichsquelle und einer erhöhten
Schleifenbandbreite besitzt.
Hierbei soll gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung eine verbesserte Steuereinrichtung geschaffen werden,
welche speziell zur Verwendung in Videoaufzeichnungsund
Wiedergabegeräten oder dergleichen ausgelegt ist.
Diese Aufgabe wird mit einer Steuereinrichtung mit den Merkmalen des Oberbegriffes des Patentanspruches 1
gemäß dem Kennzeichnen dieses Anspruches gelöst.Hierbei besteht die Steuereinrichtung zur Steuerung eines
Antriebsmotors, wie beispielsweise zur Steuerung eines Antriebsmotors für den Kopfantrieb in einem Aufzeichnungs-
oder Wiedergabegerät darin, daß ein Phasenkomparator verwendet wird, zum Einphasen eines Rückkopplungssignals, welches von einem Motortachometer abgenommen
wird, zu einem Referenzsignal, um Phase und Geschwindigkeit des Antriebsmotors zu steueren. Das Referenzsignal
wird durch ein digitales Steuergerät (Prozessor) er-
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zeugt, welches die Phase des Referenzsignale auf eine vorbestimmte Belastung relativ zu einer Standardfrequenzquelle
einstellt und welches geeignet ist, abhängig von dem Vergleich der Phase des Tachometersignals und
der festen Frequenzquelle Phasen-Justierinkremente zu addieren oder zu subtrahieren und dabei Fehlersignale
in solchen Wertstufen zur Justierung des resultierenden Referenzsignals, das einem Tachometerphasen-Komparator
zugeführt wird, zu erzeugen.
Einzelheiten sowie weitere Merkmale und Vorteile der Steuereinrichtung nach der Erfindung werden anhand der
folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen gegeben. In diesen Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm einer Ausführungsform der Steuereinrichtung nach der Erfindung,
Fig.2a-2j Zeitdiagramme zu einzelnen Signalen, die an
verschiedenen Stellen nach Fig. 1 auftreten,
Fig.3a-3d spezifische elektrische Schaltungsausführungen, welche zur Realisierung des schematischen Blockdiagramms
nach Fig.1 eingesetzt werden können^ und
Fig. 4 einen Plan, welcher die Weise zeigt, in welchen die Figuren 3a-3d zusammengesetzt werden müssen
zur Bildung eines vollständigen elektrischen· Schaltkreises.
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Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist auf eine Steuereinrichtung
gerichtet, welche speziell zur Steuerung der Geschwindigkeit und der Phase des Antriebes für
einen Magnetkopf in einem Aufzeichnungsgerät z.B. eines Vierfach-(Quadruplex-)Videobandrekorders oder
dergleichen angepaßt ist. Für Videobandrekorder verwendet die Steuereinrichtung eine Abtastfrequenz, welche
viermal höher ist als das Videosignal-Vergleichsvertikalsignal, welches üblicherweise als Vergleichswert für
Rückkopplungs-Steuerschleifen in bekannten Videobandrekodern-Steuereinrichtungen
verwendet wird. Weil die Abtastfrequenz um ein Verhältnis von etwa 4:1 angehoben
wird, erzielt die Steuereinrichtung eine höhere Verstärkung bei den unteren Frequenzen verglichen zu Systemen,
welche eine 60 Hz-Abtastfrequenz besitzen. Darüberhinaus wird besser als Einführungskorrektur in der Rückkopplungsschleife
bei Laufzeiten für die Kompensation der Verzögerung, welche durch den Grundzeitkorrektor
in Video-Aufzeichnungsgeräten erzeugt wird, die Referenzseite des Phasenkomparators in der Grundsteuerschleife
für die notwendige Kompensationsleitung justiert und eine Selbstphasenfunktion wird in der Vergleichsschleife
ermöglicht, Da digitale Techniken und eine sehr hohe Taktfrequenz angewendet wird, welche in Phasenbeziehung
zu einer Vergleichsfrequenzquelle gebracht wird, wie das horizontale Stationssynchronsignal oder das Netz
od.dergl., erhält man ein sehr stabiles Referenztaktsignal für die Selbstphasenkorrektion und aufgrund
der extrem kleinen Zeitstufen, welche als Korrektionswerte für die digitale Steuerung der Vergleichssignalphase
verwendet werden, eine extrem hohe Auflösung. Darüberhinaus wird durch selektive Einführung der Zeit-
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oder Phasenführung in den Vergleichsweg die präzise Anzahl von Zeilen der Laufzeit zur Kompensation der Verzögerung
in dem Zeitbasijschaltkreis verbessert.
Fig. 1 zeigt ein schematisches Blockdiagramm eines Gerätes,
welches die vorliegende Erfindung enthält. Das Gerät besitzt einen Belastungs- oder Hauptmotor 10,
welcher eine Hauptantriebswelle antreibt, die eine Zahl von Übertragerköpfen für ein Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät
trägt. Obwohl die vorliegende Erfindung in Verbindung mit derartigen Geräten beschrieben wird,so
kann sie doch für verschiedene andere Anwendungen verwendet werden.
Geschwindigkeit und Phase des Hauptmotors 10 wird von
einem Tachometer abgeleitet, welcher nur schematisch dargestellt und mit 12 bezeichnet ist. Dieser gibt ein
elektrisches Signal über die Leitung 14 zu einem magnetischen Tachometerprozessor 16, dessen Ausgang 18, einen
Frequenzdiskriminator 20, einen Tachometerphasenkomparator 22 und einen Tachometerprozessor 58 steuert. Der
Prozessor 58 ist ein Teil eines Vergleichskreisprozessors, der allgemein mit 26 bezeichnet ist. Der Hauptmotor wird
durch einen Antriebsverstärker 28 gesteuert, welcher von einer Verknüpfungsschaltung in Form eines Addierers
30 gespeist wird. Der Addierer 30 wird über den Schalter S1 von einem Komparator für die horizontale Phase 32 und
über den Schalter S2 von dem Frequenzdiskriminator 20 gespeist. Außerdem ist der Tachometerphasenkomparator
22 über den Schalter S3 mit dem Addierer 30 und damit der Motorantriebseinheit verbunden.
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Wie vorstehend erwähnt, verwenden viele bekannte Videobandrekorder-Steuereinrichtungen
die Vertikalfrequenz des Videosignals, welches in dem (in jedem Fall wiederholten)
vertikalen Intervall des Videosignals und damit mit einer 60 Hz-Frequenz auftritt. Deshalb verwendeten
bekannte Tachometer-Steuerungssysteme mit einem Tachometer phasenkomparator das vertikale Synchronsignal als
Vergleichssignal und die RückkoppLungsseite wird durch
den Haupttachometer gespeist. Da der Haupttachometer von
einem Quadruplexrekorder ein 240 Hz-Signal benötigt, wurde es notwendig, die Tachometerausgangswerte durch vier
zu dividieren, um eine Frequenz zu erzeugen, welche vergleichbar ist mit der 60 Hz-Frequenz von dem vertikalen
Synchronisiersignal des Videosignals. Die vorliegende Erfindung verwendet die Tachometerfrequenz von 240 Hz
als Rückkopplungseingang zu dem Tachometerphasenkomparator 22 und eine Vergleichsfrequenz von 240 Hz, welche
von dem Vergleichsprozessor 26 erzeugt wird. Dabei ist darauf hinzuweisen, daß die 240 Hz-Tachometerfrequenz
bei einem NTSC 525 Zeilenstandard, wie es in den Vereinigten Staaten verwendet ist, erzeugt wird und daß
eine 250 Hz-Tachometerfrequenz vorgesehen werden muß für ein SECAM oder PAL 625-Zeilenstandardsignal, welches in
vielen anderen Ländern in der Welt angewendet wird. Bei Anwendung der 240 Hz-Abtastfrequenz wird die Frequenz
durch einen Faktor von 4:1 erhöht, was eine größere Verstärkung in dem Steuerrückkopplungskreis erlaubt.Weil
die Abtastfrequenz bei bekannten Systemen bei 60 Hz lag, war die untere Frequenzverstärkung wegen der Einhaltung
einer einheitlichen Verstärkung über mindestens eine Dekade unterhalb der Abtastfrequenz, was zur Aufrechterhaltung
eines sicheren Phasenspielraums notwendig ist,
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nicht besonders hoch. Bei Verwendung einer Abtastfrequenz von 240 Hz erlaubt die einheitliche Verstärkung über
einer Dekade unterhalb der Abtastfrequenz eine Verstärkung bei 24 Hz, so daß eine Erhöhung der Verstärkung bei unteren
Frequenzen erfolgt.
Beim Anlaufen der Hauptwelle ist der Frequenzdiskriminator 20 in den Kreis durch Schließen des Schalters S2 eingeschaltet.
Der Tachometerphasenkomparator 22 ist ebenfalls eingeschaltet, weil der Schalter S3 ebenfalls geschlossen
ist. Der Frequenzdiskriminator 20 wird dann abgetrennt, wenn die Hauptwelle mit der gewünschten Geschwindigkeit
läuft, um einen Einfluß von unerwünschten Störkomponenten auszuschalten, welche außerhalb der Bandbreite
von dem Haupttachometer-Vergleichskreis stammen und welcher sonst eine Kurzzeitinstabilität erzeugen wurden.
Wenn der Hauptmotor läuft, wird S2 geöffnet und der Tachometerphasenkomparator 22 veranlaßt eine Grundsteuerung
des Antriebverstärkers 28, welcher den Hauptmotor 10 antreibt. Der Phasenkomparator 32 der Horizontalsignale
wird an- und abgeschaltet über den Schalter S1. Ein Anschalten erfolgt, wenn eine Aufbereitung zur Ausgabe
gewünscht ist. Dabei wirkt der Phasenkomparator 32 als Steuerkreis und er wird eingeschaltet zu dem Steuerkreis
wenn der Ausgabepunkt sich nähert. Wenn der Ausgabepunkt erreicht ist, wird der Schalter S1 geöffnet und der
Schalter S3 geschlossen, so daß die Steuerung umschaltet von dem Phasenkomparator zu dem Tachometerphasen-Komparator,
so daß der Tachometerphasen-Komparatorkreis während des Hauptteiles einer Signalausgabe verwendet wird. Die
Verwendung des Phasenkomparators unter Ausnutzung der
horizontalen Ablenksignale in der oben beschriebenen Schaltoperation während der Ausgabe ist üblich ebenso wie die
Verwendung von einem Frequenzdiskriminator beim Einschalten von einem Motor.
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In Übereinstimmung mit einem wichtigen Aspekt der vorliegenden Erfindung und im Bezug auf den Vergleichskreisprozessor
26 wird die erhöhte Stabilität der Steuereinrichtung erreicht durch die Erzeugung eines
äußerst stabilen Referenzsignales, welches von dem Vergleichskreis 26 über die Leitung 38 zu dem Vergleichseingang des Tachometerphasenkomparators 22 zugeführt
wird. Wie vorstehend erwähnt, wird der Rückkopplungseingang von dem Tachometerphasenkomparator 22 versorgt
von dem magnetischen Tachometerprozessor 16 über die Leitung 18 und ein Tachometersignal von 24 0 Hz
(250 Hz für SECAM- oder PAL-Formate) wird an den Rückkopplungseingang
des Tachometerphasenkomparators 22 angelegt. Da der Tachometerphasenkomparator 22 vergleicht
die Phasen von den an dem Referenzeingang und dem Rückkopplungseingang anliegenden Signalen und eine Fehlerspannung
an seinem Ausgang erzeugt, welche dem Antriebsverstärker 28 zur Korrektur der Phase des Hauptmotors
10 zugeführt wird, bis die Phase an den zwei verglichenen Eingängen in einem fortlaufenden Phasensynchronismus sind,
ergibt jede Justierung des Vergleichssignals eine gleiche Justierung in der Rückkopplungsseite, welche als
eine Änderung in der Phase des Hauptmotors angezeigt wird, da die Phase des Hauptmotors tatsächlich von der
Vergleichsphase abhängt.
Der Vergleichskreisprozessor 26 ist ausgelegt, ein äußerst stabiles Referenzsignal durch Phasenvergleich
einer hochfrequenten Taktquelle innerhalb des Prozessors 26 mit einer festen Frequenzquelle, wie z.B. der horizontalen
Stationssynchronisierung od. dergl., und durch Dividieren des Taktsignals zu erzeugen, um die gewünschte
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Vergleichsfrequenz von 240 Hz zu erhalten. Darüberhinaus ist die Stabilität des Referenzsignales auf die Periode
des Mastertaktsignals bezogen, welches vorzugsweise in der Größenordnung von etwa 50 MHz liegt, so daß die Periode
annäherungsweise 200 Nanosekunden beträgt. Der Prozessor ist zur stufenweisen Erhöhung oder Verminderung der Phase
des Referenzsignales ausgelegt, welches dem Komparator in Stufen von 200 Nanosekunden zugeführt wird. Darüberhinaus
erlaubt das 240 Hz-Vergleichssignal dem Tachometerphasenkomparator
22 mit einer Bandbreite von etwa 20 Hz zu arbeiten, was eine adäquate Verstärkung und
Stabilität (das Vermögen, Geschwindigkeit und Phase aufrechtzuerhalten, wenn eine externe Störung auftritt)
der Arbeitsweise ermöglicht, ohne daß der Frequenzdiskriminator 20 in der Schleife eingeschaltet ist. Mit
der anwachsenden Bandbreite und der Abschaltung des Frequenzdiskriminators, sind die Kurzzeit-Zeitfehler,
welche möglich sind aufgrund des Zusammenwirkens zwischen den Steuerschleifen und den Frequenzkomponenten,
welche von der Diskriminatorschleife injeziert sind, nicht verursacht.
Der Frequenzdiskriminator ist ausgelegt, um eine Fehlerspannung an seinem Ausgang zur Steuerung des Antriebsverstärkers zu erzeugen, deren Wert proportional zu der
Frequenzdifferenz eines festen Vergleichswertes und dem Rückkopplungskreis besteht, welcher erzeugt wird von
dem magnetischen Tachometerprozessor 16. Auf diese Weise wird die Fehlerspannung reduziert, da der Hauptmotor
sich der Geschwindigkeit und der Frequenz annähert,, welche von dem Tachometer angenähert der Referenzfrequenz
gemessen wird, welche ausgewählt ist entsprechend der
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geeigneten Geschwindigkeit, in welcher der Hauptmotor betrieben werden soll. Auf diese Weise bildet der Frequenzdiskriminator
die Einschaltfunktion und seine Verwendung ist nicht sehr wesentlich, da der Tachometerphasenkomparator
22 anschließend die Phase des Hauptmotors 10 steuert, wodurch eine viel präzisere Geschwindigkeitssteuerung
erreicht wird als durch die Frequenzsteuerung, welche gebildet wird von dem Frequenzdiskriminator.
Aus diesem Grund ist es wünschenswert, daß der Frequenzdiskriminator 20 abgeschaltet
wird, da er keine wesentliche Funktion mehr ausübt, wenn der Motor mit seiner Geschwindigkeit läuft, da er
nur Störkomponenten einführen könnte, welche einen umgekehrten Effekt als die gewünschte Arbeitsweise der
Phasensteuerschleife zur Folge haben würde.
Der Vergleichsprozessor 26, wie er aus Fig. 1 zu ersehen ist, wird getaktet mit einem Hochfrequenztakt
von etwa 5 Hz, welcher durch einen spannungsgesteuerten Oszillator 40 erzeugt wird, der Teil von einer Phasenschalteschleife
mit einem Dividierer 42 ist, dessen Ausgang mit dem Eingang von einem Vergleichsphasenkomparator
24 verbunden ist. Der andere Eingang zu dem Vergleichskomparator wird von einer festen Frequenzquelle
versorgt, wie beispielsweise dem horizontalen Stationsvergleichssignal oder dergleichen. Das horizontale Referenzsignal
wird bevorzugt, da es die höchste Ratenkomponente die in dem zusammengesetzten Stationssynchronisiersignal
enthalten ist, darstellt und eine größere Verstärkung und eine höhere Bandbreite ermöglicht
zur Verwendung in der Grundphasenhalteschleife zur Erzeugung der 5 MHz-Taktfrequenz. Der Ausgang des
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- γ-
W 2711 Π!, y
Vergleichsphasenkomparators 44 steuert den spannungsgesteuerten Oszillator 40 zum Halten der Phase des
Taktausganges mit der horizontalen Synchronisierung. Der Ausgangswert erscheint auf der Leitung 46, welche
zu einem Verknüpfungskreis (Addier- und Subtrahierkreis) 48 führt. Die Verbindungsleitung 46 führt auch zu einem
digitalen Verzögerungskreis 50, um diesen zu steuern, und zu einem Selbstphasenvergleicher 52, Das 5 MHz-Taktsignal
wird unterteilt durch einen Vergleichsdividierer 54, dessen Ausgangswert das über die Leitung
38 gegebene Ausgangssingal des Vergleichskreisprozessors 26 ist. Ein Einphasenkreis 56 stellt den Dividierer 54
ein, um die Phase der Schleife durch einen vorbestimmten Wert zu justieren, um Verzögerungen zu kompensieren, welche
durch einen Zeitbasiskorrektor erzeugt werden, welcher ebenfalls in einem Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät
verwendet wird.
Um den Vergleichskreisprozessor 26 zur geeigneten Justierung der Phase des Vergleichssignals auf der Leitung 38 zur
Korrektur der Phase des Hauptkreises abhängig von Fehlern oder Änderungen, welche aufgrund von der Temperaturabhängigkeit,
Änderungen in der Belastung, Trift oder einer stärkeren Reibung zwischen Magnetkopf und Band
hervorgerufen sein können, einsetzen zu können, ist der Prozessor 26 zur Aufnahme selbst kleiner Fehler durch
stufenweise Justierung der Vergleichsphase auf folgende Weise geeignet. Der Selbstphasenkomparator 52 vergleicht
ein Referenzvertikal-Signal, beispielsweise das Stationsreferenzsignal des Videosignals, mit einem anderen Eingangswert,
nämlich dem Antriebs-Tachometersignal, sofern
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sich der Schalter S5 in der Position 2, wie dargestellt, befindet, um die Phase von dem Tachometersignal mit der
vertikalen Referenzphase zu vergleichen. Es ist zu ersehen, daß diese beiden Signale 60 Hz-Signale sind,
wenn das NTSC-System verwendet wird und daß es 50 Hz-Signale bei SECAM- oder PAL-Übertragungen sind. Zur
Erzeugung des 60 Hz-Signals, wird das 240 Hz-Tachometersignal von dem Magnettachometerprozessor 16 an einen
Tachometerprozessor 58 gegeben, welcher das hochfrequente 240 Hz-Signal in das gewünschte 60 Hz-Signal
überführt.
Um zu erläutern, wie die 60 Hz-Frequenz erzeugt wird, wird auf die Fig. 2 Bezug genommen, welche eine Reihe
von Wellenformen 2a bis 2j wiedergibt, wie sie an verschiedenen Stellen während der Arbeitsweise der als
Blockdiagramm in Fig. 1 gezeigten Steuerrichtung auftreten. Das vertikale Standard-Referenzsignal ist in
Fig. 2a dargestellt. Es ist ein 60 Hz-Signal, das von dem Stationsvergleichs-Vertikalsignal abgeleitet wird.
Es wird zur Steuerung anderer Schaltkreise, wie im folgenden beschrieben wird, verwendet. Die Vergleichsrechteckwelle
mit 240 Hz ist in Fig. 2b gezeigt. Dieses Signal versorgt den entsprechenden Eingang des
Tachometerphasenkomparators 22, wie vorstehend erwähnt. Da das Magnetkopftachometersignal auch mit einer
240 Hz-Rate und in fester Phase zu dem Phasenkomparator 22 auftritt, ist es ebenfalls eine Rechteckwelle,
welche in Phase ist mit dem Referenzsignal von 24 0 Hz, wie durch die Wellenform nach Fig. 2c dargestellt ist.
Der Pfeil der ersten Überlappung zwischen der Wellen-
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form nach Fig. 2c zu der nach Fig. 2b ist kennzeichnend für die feste Phasenbedingung, welche gewünscht wird.
Die Rückkante des Standard-Vertikalsignals wird zur Erzeugung eines Impulses verwendet, welcher notwendigerweise
bei der 60 Hz-Folge auftritt und er ist als Wellenform in der Fig. 2d, gezeigt. Der Impuls
wird verwendet von dem Tachometerprozessor 58 zu Steuerung einer Verzögerung über einem monostabilen
Multivibrator oder dergleichen. Der Multivibrator besitzt vorzugsweise eine erste Verzögerung (siehe
Fig. 2e), welche sich über eine Zeit erstreckt, die sich dem nächsten Auftreten des Standard-Vergleichsvertikalimpulses
annähert und das Ende der ersten Ver~ zögerung steuert eine zweite kürzere Verzögerung, mit
einer Komponente, welche ein Fenster (Fig. 2f) einer vorbestimmten Zeit bildet, welche ein NICHT-üND-Glied
oder dergleichen freigibt zur Unterdrückung des Auftretens von einem 240 Hz-Tachometersignal, wenn es
innerhalb dieser Ausblendung erscheint. Damit verwandelt das Auftreten der Impulse 62 (Fig. 2g) innerhalb
der Ausblendungen von der zweiten Verzögerungsleitung tatsächlich die 240 Hz-Signale in ein 60 Hz-Signal,
wie es für die Verwendung von den Selbstphasenkomparator 52 gewünscht ist. Dieser vergleicht die
60 Hz-Tachometersignale mit den 60 Hz-Vergleichs-Vertikalsignalen.
Es sei darauf hingewiesen, daß der Tachometerprozessor 58 keinen Dividierer darstellt und trotzdem
nur jeden Impuls, welcher innerhalb der Ausblendung auftritt weitergibt, wie in Fig. 2h dargestellt. Die
Tachometerausgangswerte erscheinen auf der Leitung 64, welche direkt zu dem Selbstphasenkomparator 52 führt,
wenn der Schalter S5 in der Lage 2 sich befindet, was der Fall ist, wenn der Rekorder entweder in einer Aufnahme-
oder Wiedergabeweise arbeitet.
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Sofern sich das Gerät in dem LESE/BEREITSCHAFTS-Zustand
befindet, liegt ein Schalter S4 in der Stellung 2, wie dargestellt, und der Schalter S5 ist in der Lage 1. Dadurch
wird ein Tachometersignal auf der Leitung 64 dem
digitalen Verzögerungskreis 50 zugeführt, welcher dem Tachometersignal eine Verzögerung aufdrückt, ehe es an
den Selbstphasenkomparator 52 gelangt. Die Verzögerung ist entsprechend dem Wert der Verzögerung gewählt, die
dem Vergleichssignal über die Leitung 38 durch den Vergleichdividierer und den Einphaskreis aufgedrückt wird.
In jedem Fall wird die digitale Verzögerung mindestens für eine solche Zeitspanne durchgeführt, welche zur Abtastung
einer halben Fernsehzeile, 2 1/2 Ferr.sehzeilen oder 3 1/2 Zeilen erforderlich ist in übereinstummung
einer entsprechenden Zahl von Zeilen der Verzögerung in einem Zeitbasiskorrektor bei dem verwendeten System.
Entsprechend ist eine 2 1/2 Zeilenverzögerung vorgesehen zur Verwendung in einem NTSC- und PAL-System,
3 1/2 Zeilenverzögerung für SECAM und eine 1/2 Zeilenverzögerung für spezielle Anwendungen. Es ist zu ersehen,
daß die durch den Verzögerungskreis 50 eingeführten Verzögerung der Leitungsverzögerung entspricht,
welche durch den Vergleichdividierer 54 eingeführt wird, so daß der Selbstphasenkomparator 52 das vertikale Referenzsignal
der Station mit der Phase des Tachometersignals vergleichen wird. Weil eine Leitung eingeführt
ist während des LESE/VORBEREITUNGS-Betriebes ebenso wie während des Spielbetriebes, muß das Tachometersignal
verzögert werden bevor es von dem Selbstphasenkomparator ausgewertet wird zum Anpassen an die Laufzeit,
welche dem Referenzsignal durch den Referenzdividierer
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und dem Einphaskreis aufgedrückt wird. Wenn die Aufzeichnungseinrichtung
sich in der LESE/VORBEREITUNGS-Lage befindet, werden die Magnetköpfe auf ihre Geschwindigkeit
gebracht und das Videoband wird noch nicht bewegt, so daß, wenn der Spielknopf gestartet wird, das Gerät
unmittelbar zu arbeiten beginnt. Wenn der Spielknopf gedrückt wird, befindet sich der Schalter S4 in der
Lage 2 und verbleibt dort, bis die Antriebswelle und das Magnetkopfantriebssystem sich beruhigt hat, was
etwa 2 Sekunden in Anspruch nimmt, worauf der Schalter S4 in die Lage 1 umschaltet, da das Tachometersignal
nicht länger benötigt wird. Die Vertikalinformation von dem Videosignal wird nunmehr verglichen gegen das
Vergleichsvertikalsignal durch den Selbstphasenkomparator 52, nachdem dieser die richtige Verzögerung von
dem digitalen Verzögerungskreis 50 erhalten hat.
Der Selbstphasenkomparator 52 dient zur Beseitigung von
bei Umschaltungen oder Kopfbelastungen auftretenden Fehlern durch digitale Phasenverschiebung des Vergleichssignales
von 240 Hz auf der Leitung 38 in Nanosekundenschritten mit einer Rate von einem Schritt
von jeweils 8 Millisekunden bis Koinzidenz erreicht wird zwischen dem Vergleichs-Vertikalsignal und dem
Rückkopplungssignal, welches angelegt wird über den Schalter S5 von dem unverzögerten Tachometersignal, dem
verzögerten Tachometersignal oder dem bandfreien Vertikalsignal
abgeleitet wird. Die Fehler können vermindert werden, bis zu -3/4 einer Mikrosekunde durch die Verwendung
von den 200 Nanosekundenschritten des 5 MHz-Taktsignals. Wenn Koinzidenz erreicht wird, d.i. wenn
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die vertikalen Vergleichsimpulse die Impulse überdecken,
welche an dem anderen Eingang über den Schalter S5 anliegen, schaltet der Selbstphasenkomparator ab, was
durch ein öffnen des Schalters S6 in die Offenlage (nicht dargestellt) erfolgt und was anzeigt, daß
die Phasenfehler reduziert wurden auf -3/4 Mikrosekunde abhängig von dem Selbstphasenkomparator.
Die Weise, in welcher eine Justierung erreicht wird, besteht darin, daß der Selbstphasenkomparator 52 entweder
Impulse zum Addieren oder Subtrahieren an den Verknüpfungskreis 48 gibt, welcher einen logischen
digitalen Schaltkreis enthält zur Addition oder Subtraktion von Impulsen von dem Ursprungsimpulszug, wie
er am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 4 0 auftritt und der dann dem Vergleichsdividierer 54 zugeführt
wird. Weil der Vergleichsdividierer aus einem Zähler besteht, veranlaßt das Addieren oder Subtrahieren
von einem Impuls zu dem an dem Eingang anliegenden Impulszug vorlaufende oder verzögernde Impulse im Vergleich
zum ursprünglichen Impulszug abzugeben und der Einstellgrad justiert die Phase des 240 Hz-Vergleichsignals,
welches auftritt auf der Leitung 38.
Dies bedeutet, wenn der Vergleichsdividierer eine Änderung des Zustandes von seinem Spannungspegel für jeweils
21000 Zählwerte an seinem Eingang liefert, würde das Einführen eines einzigen Zählwertes eine früher
erfolgende Zustandsveränderung hervorrufen und damit eine Phasenverschiebung des Ausgangssignals von 1/2100stel
erzeugen.
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Ebenso wenn ein Zählwert aus dem Impulszug unterdrückt wird und nicht an dem Referenzdividierer erscheint,
würde dieser einen anderen Zählwert benötigen, um die Zahl 21000 zu erreichen und entsprechend würde sich sein
Ausgangswert nicht ändern, bis ein weiterer Zählwert empfangen ist. Im Vergleich mit der Originalfolge heißt
dies, daß der Zähler erst nach 21001 Impulsen seit der letzten Änderung des Ausgangszustandes umschaltet. Auf
diese Weise wird die Phase des Ausgangswertes auf der Leitung 38 entweder vorverlegt oder verzögert zu der
Originalphase und, da eine Justierung nur auftritt, wenn Impulse oder Zählwerte hinzuaddiert oder subtrahiert
werden von dem Impulszug, bleibt die Phasenänderung erhalten, d.h. das System verbleibt in der
geänderten Phasenlage, so daß von einem Speicher gesprochen werden kann. Aus diesen Grund kann der Selbstphasenkomparator
52, wenn er einmal die notwendige Korrektur durchgeführt hat, abgeschaltet werden und
die Steuereinrichtung arbeitet mit der eingestellten Phasenbeziehung.
Wenn jedoch die richtige Phasenlage danach verlorengeht aufgrund von Drift oder dergleichen, wird der
Selbstphasenkomparator wieder angeschaltet und verursacht die notwendige Phasenkorrektur durch Hinzufügen
oder Abziehen von Impulsen über den Verknüpfungskreis 48 zur Justierung der Phase von dem Vergleich, so daß
der Phasenkomparator 22 justiert wird auf die Phase des Magnetkopfmotors, um Fehler zu korrigieren. In
dieser Verbindung ist durch Verwendung der 5 MHz-Grundtaktfrequenz und die Abtrennung des Frequenzdiskrimina-
709842/0680 "19~
tors nach einer Einschaltung des Magnetkopfantriebes ein Konstanthalten gegeben in einem Bereich von -100
Nanosekunden.
Der Einphaskreis 56 ist zur Anpassung an die oben erwähnten notwendigen Verzögerungen um 1/2, 2 1/2 oder
3 1/2 Fernsehzeilen geeignet zum Voreinstellen des Vergleichsdividierers
54 nach jeder Einschaltung, sowie bei einer Umschaltung vom Lesen zum Aufzeichnen bzw.
Aufzeichnen zum Lesen, um ein Referenzsignal in dem geeigneten Verhältnis relativ zu dem vertikalen Referenzssingal
zu haben. In dieser Hinsicht werden, sofern eine 5 MHz-Grundtaktfrequenz verwendet wird, die
21000 Zählwerte am Eingang eine Änderung des Zustandes am Ausgang erzeugen. Dies ergibt in der Vergleichsfrequenz
von 240 Hz die gewünschte Änderung. Obgleich 21000 Zählwerte benötigt werden für jede Änderung des
Zustandes am Ausgang des Dividierers, wird der Einphaskreis 56 ausgelegt zum Einstellen oder Laden des
Zählers mit einem Eingangswert, welcher größer ist als 0, so daß er ein früheres Erscheinen der Phase verursachen
wird. In dieser Hinsicht stellt der Einphaskreis 56 bei einer 2 1/2-zeiligen Phasenvoreinstellung
vorzugsweise den Zähler in dem Verglexchsdividierer 54 mit einem Zählwert von 160 ein, was zur Folge hat,
daß der Zähler nur noch 20840 Zählwerte benötigt zur Durchführung einer Zustandsänderung, was equivalent
von der 2 1/2 Zeilen-Phasenvoreilung ist, welche gewünscht wird.
Ein detallierter Schaltkreis, welcher zur Durchführung
der Operation des Vergleichskreisprozessors 26, wie er im Blockdiagramm nach Fig. 1 dargestellt ist, verwen-
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det werden kann, ist in den Fig. 3a-3d gezeigt, welche in einer Weise miteinander verbunden werden können, wie
es in der Fig. 4 gezeigt ist, um ein zusammengesetztes elektrisches Schaltkreisdiagramm zu bilden. Die logischen
Symbole sind üblich und, sofern integrierte Schaltkreise dargstellt sind, sind standartisierte Industriebezeichnungsnummern
angegeben, entweder innerhalb der Blocks oder in unmittelbar danebenstehenden Klammern. Zusätzlich
sind die Anschlußbezeichnungen gegebenenfalls zusammen mit der Kennzeichnung der Anschlußbezeichnung
angegeben. Die entsprechenden Bezugszeichen von den in fig. 1 gezeigten Blockschaltbildern sind soweit möglich
angegeben, um die entsprechenden Schaltkreise in Fig. 3 zu identifizieren. Die spezielle Arbeitsweise
des Schaltkreises nach Fig. 3 wird nicht erläutert, da sie für einen Fachmann auf dem Sachgebiet ohne weiteres
ersichtlich ist in Verbindung mit dem Blockdiagramm nach Fig. 1.
Aus vorstehendem ist ersichtlich, daß eine verbesserte Antriebseinrichtung zur Verwendung mit einem Antrieb,
z.B. einem Motor zum Antrieb von einer Magnetkopfwelle in einem Quadruplex-Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät
beschrieben wurde. Die Antriebseinrichtung stellt eine Verbesserung auf dem Sachgebiet dar, weil eine erhöhte
Stabilität erreicht wird von - 100 Nanosekunden. Die verliegende Erfindung verwendet einen festen Hochfrequenztakt,
welcher verarbeitet wird zur Justierung der Rate eines Vergleichszeitsignales, gegen welches
das Rückkopplungssignal (kennzeichnend für die gesteuerte Arbeitszeitveränderung des Motors, wie beispielsweise
der Phasen) verglichen wird, und die Ver-
709842/0680
gleichsseite ebenso wie die Rückkopplungsseite wird korrigiert für sehr kleine Fehler in der gesteuerten Arbeitszeitveränderlichen des Motors, welche auftritt als ein Ergebnis
der Belastung, Temperaturschwankungen, Drift od. dergl. Die höhere Abtastrate, welche verwendet wird,
trägt zu der vergrößerten Stabilität bei und die Gesamtarbeitsweise
der Antriebseinrichtung ist so, daß eine Videoausgabeoperation von hoher Qualität erreicht werden
kann in Videoaufzeichnungs- und Wiedergabeeinrichtungen.
Es ist selbstverständlich, daß, obwohl eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung erläutert und beschrieben
wurde, verschiedene Abwandlungen, Änderungen und Ergänzungen von dem Fachmann durchgeführt werden können, ohne
den Rahmen der Erfindung zu verlassen.
- Patentansprüche -
9842/0680
Le
-26-er s e \
Claims (13)
1. Steuereinrichtung für einen Antriebsmotor, insbesondere zur Steuerung der Phasenlage eines umlaufenden
Magnetkopf tragenden Antriebes in Videobandaufzeichnungs- und Wiedergabegeräten unter Verwendung
eines Tachometers zur Erzeugung eines Tachometersignals abhängig von der Umlaufgeschwindigkeit und
Phase des Antriebes, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltglieder (26) zur Erzeugung eines Vergleichssignals einer vorbestimmten Frequenz und Schaltglieder
zum Vergleichen des TachometerSignaIs und
des Vergleichssignals (22) vorgesehen sind, welche zur Kennzeichnung der Phasendifferenz zwischen beiden
FehlerSpannungssignale erzeugen, die zur schrittweise (digitalen) Phasenverstellung des Antriebes
über ein Verknüpfungsnetzwerk (50,52,38,22, 30,28) den zur STeuerung verwendeten hochfrequenten
Takt solange verändern, bis das Vergleichs- und das Tachometersignal übereinstimmen.
2. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Phasensteuerglieder (40,42,44) zum
Voreinstellen und Setzen der Phase des Vergleichssignals zur Erzeugung einer vorbestimmten Phasenvoreilung
relativ zu einer ersten Standardfrequenzquelle und zur anschließenden stufenweisen Justierung
der Phase des Referenzsignals vorgesehen ist.
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-χί-
3. Steuereinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasensteuerglieder einen Taktgenerator
(40) zur Erzeugung eines Taktpulses hoher Frequenz , welcher in fester Phasenbeziehung zu
einer Standardfrequenzquelle (44) steht, sowie einen Dividierer (42) aufweisen, welcher mit dem Ausgang
des Taktsignalgenerators zur Erzeugung eines Referenzsignales verbunden ist, wobei der Dividierer
Schaltglieder enthält zum Voreinstellen des Referenzsignales relativ zu der Standardfrequenzquelle.
4. Steuereinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Dividierer als Durchlaufzähler
ausgebildet ist zur Erzeugung eines Ausgangssignals nach einer vorbestimmten Zahl von Impulsen, wobei
zum Voreinstellen der Phase ein bestimmter Zählwert voreinstellbar ist.
5. Steuereinrichtung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch die Anwendung einer Voreinstellung entsprechend
einer Abtastzeit in der Größenordnung von etwa 1/2 bis etwa 3 1/2 Fernsehzeilen.
6. Steuereinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß das die Tachometerphase und die Referenzphase vergleichende Phasenvergleichsglied (22)
ein Schaltglied (30) zum Addieren eines Impulses in dem Impulszug enthalten
709842/0680
-24-
7. Steuereinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das die Tachometerphase und die Referenzphase
vergleichende Phasenvergleichsglied geeignet ist zum Addieren oder Subtrahieren von Impulsen zur
Änderung des Taktimpulssignals, welches angewendet wird an den Dividierkreis, wobei die Impulse einzeln
erzeugt werden abhängig von dem Phasenfehler,welcher abgetastet wird zwischen der zweiten Standardfrequenzquelle
und einem Eingang.
8. Steuereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der zeitliche Abstand der Impulse, welche
addiert oder subtrahiert werden zu oder von dem Impulszug so gewählt ist, daß dieser sich um ein Zeitintervall
von etwa 200 Nanosekunden ändert.
9. Steuereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das als zweites Referenzsignal die
vertikale Synchronisationskomponente eines Fernsehsignals verwendet ist.
10. Steuereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Prozessor (58) vorgesehen ist zur
Umwandlung vom Tachometer (12) abgeleiteten Signals (16) zu einer niedrigeren Frequenz, welcher jeweils
jeden n-ten-Impuls ausblendet, wobei η so gewählt wird, daß
die gewonnene Frequenz im wesentlichen identisch ist mit der Frequenz der zweiten Standardfrequenzquelle.
11. Steuereinrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Verzögerungseinrichtung (50) vorgesehen ist zur zeitrichtigen Verzögerung der von dem
- Tachometer abgeleiteten unterteilten Impulse entsprechend der durch die Voreinstellmittel eingeführten
Voreilung. 709842/0680
12. Steuereinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Taktgenerator ein spannungsgesteuerter
Oszillator vorgesehen ist, welcher in einer festen Rückkopplungsschleife von einer Referenzphase
gesteuert ist und daß als Referenzphase die horizontale Synchronisierkomponente eines Fernsehsignals verwendet
ist.
13. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, zur Verwendung in einem Magnetkopfantrieb, eines
Videorekorders, dadurch gekennzeichnet, daß zum Einstellen des Antriebes für die Magnetköpfe das die
Tachometersignale und die Referenzsignale vergleichende Phasenvergleichsglied abgeschaltet ist bis der
Antriebsmotor seine Arbeitsgeschwindigkeit erreicht hat.
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