DE2711952A1 - Steuereinrichtung fuer den antriebsmotor eines videorekorders - Google Patents

Description

Patentanwälte Dipl. -Ing. H. Weickmann, D1PL.-PHYS. Dr. K. Fincke D1PL.-ING. F. A.Weickmann, Dipl.-Chem. B. Huber

9711952

I MÖNCHEN S6, DEN

POSTFACH 860120

MÖHLSTRASSE 22, RUFNUMMER 98 39 21/22 AMFSZ CORPORATION

401 Broadway

Redwood City, Calif. 94063

V.St.A.

Steuereinrichtung für den Antriebsmotor eines Videorekorders

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuereinrichtung für Antriebssysteme und im einzelnen auf eine Steuereinrichtung zur präzisen Steuerung einer veränderlichen Arbeitsgeschwindigkeit von belasteten Antrieben, wie beispielsweise Motoren, welche in Aufzeichnungs- und Wiedergabegeräten verwendet werden können.

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Steuereinrichtungen mit hoher Präzision zur Verwendung in Steuersystemen zur Beeinflussung der Geschwindigkeit, der Winkellage oder anderen zeitabhängigen veränderlichen Größen von Motoren wurden u.a. speziell auf dem Gebiet der Videoaufzeichnungs- und Wiedergabegeräte weitergebildet. Solche Aufzeichnungsgeräte benötigen nämlich äußerste Präzision in der Steuerung der Geschwindigkeit der Antriebsmittel sowohl während des Aufzeichnens als auch bei der Wiedergabe von Videosignalen, insbesondere von Farbvideosignalen, bei welchen eine zeitliche Genauigkeit in der Größenordnung von etwa 4 Nanosekunden benötigt wird. Während Zeitrastfehlerkorrekturen erfolgreich bei der elektronischen Verarbeitung der Videosignale zur Beseitigung von Unregelmäßigkeiten, welche beispielsweise durch den Magnetkopfantrieb, den Bandantrieb oder durch die Bandführung verursacht werden können, müssen derartige Instabilitäten zu Verzerrungen des Videosignals bei der Wiedergabe führen, weil während der Wiedergabe die Korrektoren nicht arbeiten. Aus diesem Grund ist eine Steuereinrichtung zur Verwendung in dem Kopfantriebssteuersystem ein wichtiger Baustein. Bekannte hochentwickelte Steuereinrichtungen ermöglichen die Erhaltung stabiler Zustände während des Aufzeichnungsverfahrens bis auf zwei Mikrosekunden genau bei Anwendung einer Abtastfrequenz, die auf einer vertikalen Abtastrate des Videosignals von 60 Hz basiert. Da die meisten der bekannten Magnetkopfsteuersysterne eine 60 Hz-Abtastrate anwenden, werden diese etwa in ihrer Bandbreite begrenzt, da nur etwa 5 bis 6 Hz in den Regelkreisen (Servoschleifen) angepaßt werden können, ohne Ausgleich der notwendigen

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Phasenabweichung. Dies ist nachteilig für die Aufzeichnungs- und Bearbeitungsstabilität und aus diesem Grunde werden Aufzeichnungsstabilitäten von nicht mehr als etwa 2 Mikrosekunden von Scheitel-zu-Scheitel angestrebt. Die Stabilität wird auch durch Strömungen, welche durch die Geschwindigkeitsschleife (Geschwindigkeitsregelung) ausgelöst sein können, beeinflußt.

Demgemäß besteht die Aufgabe der Erfindung in der Schaffung einer verbesserten Steuereinrichtung, welche eine höhere Stabilität aufgrund der Verwendung von einer wesentlich stabileren Vergleichsquelle und einer erhöhten Schleifenbandbreite besitzt.

Hierbei soll gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung eine verbesserte Steuereinrichtung geschaffen werden, welche speziell zur Verwendung in Videoaufzeichnungsund Wiedergabegeräten oder dergleichen ausgelegt ist.

Diese Aufgabe wird mit einer Steuereinrichtung mit den Merkmalen des Oberbegriffes des Patentanspruches 1 gemäß dem Kennzeichnen dieses Anspruches gelöst.Hierbei besteht die Steuereinrichtung zur Steuerung eines Antriebsmotors, wie beispielsweise zur Steuerung eines Antriebsmotors für den Kopfantrieb in einem Aufzeichnungs- oder Wiedergabegerät darin, daß ein Phasenkomparator verwendet wird, zum Einphasen eines Rückkopplungssignals, welches von einem Motortachometer abgenommen wird, zu einem Referenzsignal, um Phase und Geschwindigkeit des Antriebsmotors zu steueren. Das Referenzsignal wird durch ein digitales Steuergerät (Prozessor) er-

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zeugt, welches die Phase des Referenzsignale auf eine vorbestimmte Belastung relativ zu einer Standardfrequenzquelle einstellt und welches geeignet ist, abhängig von dem Vergleich der Phase des Tachometersignals und der festen Frequenzquelle Phasen-Justierinkremente zu addieren oder zu subtrahieren und dabei Fehlersignale in solchen Wertstufen zur Justierung des resultierenden Referenzsignals, das einem Tachometerphasen-Komparator zugeführt wird, zu erzeugen.

Einzelheiten sowie weitere Merkmale und Vorteile der Steuereinrichtung nach der Erfindung werden anhand der

folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen gegeben. In diesen Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm einer Ausführungsform der Steuereinrichtung nach der Erfindung,

Fig.2a-2j Zeitdiagramme zu einzelnen Signalen, die an verschiedenen Stellen nach Fig. 1 auftreten,

Fig.3a-3d spezifische elektrische Schaltungsausführungen, welche zur Realisierung des schematischen Blockdiagramms nach Fig.1 eingesetzt werden können^ und

Fig. 4 einen Plan, welcher die Weise zeigt, in welchen die Figuren 3a-3d zusammengesetzt werden müssen zur Bildung eines vollständigen elektrischen· Schaltkreises.

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Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist auf eine Steuereinrichtung gerichtet, welche speziell zur Steuerung der Geschwindigkeit und der Phase des Antriebes für einen Magnetkopf in einem Aufzeichnungsgerät z.B. eines Vierfach-(Quadruplex-)Videobandrekorders oder dergleichen angepaßt ist. Für Videobandrekorder verwendet die Steuereinrichtung eine Abtastfrequenz, welche viermal höher ist als das Videosignal-Vergleichsvertikalsignal, welches üblicherweise als Vergleichswert für Rückkopplungs-Steuerschleifen in bekannten Videobandrekodern-Steuereinrichtungen verwendet wird. Weil die Abtastfrequenz um ein Verhältnis von etwa 4:1 angehoben wird, erzielt die Steuereinrichtung eine höhere Verstärkung bei den unteren Frequenzen verglichen zu Systemen, welche eine 60 Hz-Abtastfrequenz besitzen. Darüberhinaus wird besser als Einführungskorrektur in der Rückkopplungsschleife bei Laufzeiten für die Kompensation der Verzögerung, welche durch den Grundzeitkorrektor in Video-Aufzeichnungsgeräten erzeugt wird, die Referenzseite des Phasenkomparators in der Grundsteuerschleife für die notwendige Kompensationsleitung justiert und eine Selbstphasenfunktion wird in der Vergleichsschleife ermöglicht, Da digitale Techniken und eine sehr hohe Taktfrequenz angewendet wird, welche in Phasenbeziehung zu einer Vergleichsfrequenzquelle gebracht wird, wie das horizontale Stationssynchronsignal oder das Netz od.dergl., erhält man ein sehr stabiles Referenztaktsignal für die Selbstphasenkorrektion und aufgrund der extrem kleinen Zeitstufen, welche als Korrektionswerte für die digitale Steuerung der Vergleichssignalphase verwendet werden, eine extrem hohe Auflösung. Darüberhinaus wird durch selektive Einführung der Zeit-

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oder Phasenführung in den Vergleichsweg die präzise Anzahl von Zeilen der Laufzeit zur Kompensation der Verzögerung in dem Zeitbasijschaltkreis verbessert.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Blockdiagramm eines Gerätes, welches die vorliegende Erfindung enthält. Das Gerät besitzt einen Belastungs- oder Hauptmotor 10, welcher eine Hauptantriebswelle antreibt, die eine Zahl von Übertragerköpfen für ein Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät trägt. Obwohl die vorliegende Erfindung in Verbindung mit derartigen Geräten beschrieben wird,so kann sie doch für verschiedene andere Anwendungen verwendet werden.

Geschwindigkeit und Phase des Hauptmotors 10 wird von einem Tachometer abgeleitet, welcher nur schematisch dargestellt und mit 12 bezeichnet ist. Dieser gibt ein elektrisches Signal über die Leitung 14 zu einem magnetischen Tachometerprozessor 16, dessen Ausgang 18, einen Frequenzdiskriminator 20, einen Tachometerphasenkomparator 22 und einen Tachometerprozessor 58 steuert. Der Prozessor 58 ist ein Teil eines Vergleichskreisprozessors, der allgemein mit 26 bezeichnet ist. Der Hauptmotor wird durch einen Antriebsverstärker 28 gesteuert, welcher von einer Verknüpfungsschaltung in Form eines Addierers 30 gespeist wird. Der Addierer 30 wird über den Schalter S1 von einem Komparator für die horizontale Phase 32 und über den Schalter S2 von dem Frequenzdiskriminator 20 gespeist. Außerdem ist der Tachometerphasenkomparator 22 über den Schalter S3 mit dem Addierer 30 und damit der Motorantriebseinheit verbunden.

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Wie vorstehend erwähnt, verwenden viele bekannte Videobandrekorder-Steuereinrichtungen die Vertikalfrequenz des Videosignals, welches in dem (in jedem Fall wiederholten) vertikalen Intervall des Videosignals und damit mit einer 60 Hz-Frequenz auftritt. Deshalb verwendeten bekannte Tachometer-Steuerungssysteme mit einem Tachometer phasenkomparator das vertikale Synchronsignal als Vergleichssignal und die RückkoppLungsseite wird durch den Haupttachometer gespeist. Da der Haupttachometer von einem Quadruplexrekorder ein 240 Hz-Signal benötigt, wurde es notwendig, die Tachometerausgangswerte durch vier zu dividieren, um eine Frequenz zu erzeugen, welche vergleichbar ist mit der 60 Hz-Frequenz von dem vertikalen Synchronisiersignal des Videosignals. Die vorliegende Erfindung verwendet die Tachometerfrequenz von 240 Hz als Rückkopplungseingang zu dem Tachometerphasenkomparator 22 und eine Vergleichsfrequenz von 240 Hz, welche von dem Vergleichsprozessor 26 erzeugt wird. Dabei ist darauf hinzuweisen, daß die 240 Hz-Tachometerfrequenz bei einem NTSC 525 Zeilenstandard, wie es in den Vereinigten Staaten verwendet ist, erzeugt wird und daß eine 250 Hz-Tachometerfrequenz vorgesehen werden muß für ein SECAM oder PAL 625-Zeilenstandardsignal, welches in vielen anderen Ländern in der Welt angewendet wird. Bei Anwendung der 240 Hz-Abtastfrequenz wird die Frequenz durch einen Faktor von 4:1 erhöht, was eine größere Verstärkung in dem Steuerrückkopplungskreis erlaubt.Weil die Abtastfrequenz bei bekannten Systemen bei 60 Hz lag, war die untere Frequenzverstärkung wegen der Einhaltung einer einheitlichen Verstärkung über mindestens eine Dekade unterhalb der Abtastfrequenz, was zur Aufrechterhaltung eines sicheren Phasenspielraums notwendig ist,

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nicht besonders hoch. Bei Verwendung einer Abtastfrequenz von 240 Hz erlaubt die einheitliche Verstärkung über einer Dekade unterhalb der Abtastfrequenz eine Verstärkung bei 24 Hz, so daß eine Erhöhung der Verstärkung bei unteren Frequenzen erfolgt.

Beim Anlaufen der Hauptwelle ist der Frequenzdiskriminator 20 in den Kreis durch Schließen des Schalters S2 eingeschaltet. Der Tachometerphasenkomparator 22 ist ebenfalls eingeschaltet, weil der Schalter S3 ebenfalls geschlossen ist. Der Frequenzdiskriminator 20 wird dann abgetrennt, wenn die Hauptwelle mit der gewünschten Geschwindigkeit läuft, um einen Einfluß von unerwünschten Störkomponenten auszuschalten, welche außerhalb der Bandbreite von dem Haupttachometer-Vergleichskreis stammen und welcher sonst eine Kurzzeitinstabilität erzeugen wurden. Wenn der Hauptmotor läuft, wird S2 geöffnet und der Tachometerphasenkomparator 22 veranlaßt eine Grundsteuerung des Antriebverstärkers 28, welcher den Hauptmotor 10 antreibt. Der Phasenkomparator 32 der Horizontalsignale wird an- und abgeschaltet über den Schalter S1. Ein Anschalten erfolgt, wenn eine Aufbereitung zur Ausgabe gewünscht ist. Dabei wirkt der Phasenkomparator 32 als Steuerkreis und er wird eingeschaltet zu dem Steuerkreis wenn der Ausgabepunkt sich nähert. Wenn der Ausgabepunkt erreicht ist, wird der Schalter S1 geöffnet und der Schalter S3 geschlossen, so daß die Steuerung umschaltet von dem Phasenkomparator zu dem Tachometerphasen-Komparator, so daß der Tachometerphasen-Komparatorkreis während des Hauptteiles einer Signalausgabe verwendet wird. Die Verwendung des Phasenkomparators unter Ausnutzung der horizontalen Ablenksignale in der oben beschriebenen Schaltoperation während der Ausgabe ist üblich ebenso wie die Verwendung von einem Frequenzdiskriminator beim Einschalten von einem Motor.

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In Übereinstimmung mit einem wichtigen Aspekt der vorliegenden Erfindung und im Bezug auf den Vergleichskreisprozessor 26 wird die erhöhte Stabilität der Steuereinrichtung erreicht durch die Erzeugung eines äußerst stabilen Referenzsignales, welches von dem Vergleichskreis 26 über die Leitung 38 zu dem Vergleichseingang des Tachometerphasenkomparators 22 zugeführt wird. Wie vorstehend erwähnt, wird der Rückkopplungseingang von dem Tachometerphasenkomparator 22 versorgt von dem magnetischen Tachometerprozessor 16 über die Leitung 18 und ein Tachometersignal von 24 0 Hz (250 Hz für SECAM- oder PAL-Formate) wird an den Rückkopplungseingang des Tachometerphasenkomparators 22 angelegt. Da der Tachometerphasenkomparator 22 vergleicht die Phasen von den an dem Referenzeingang und dem Rückkopplungseingang anliegenden Signalen und eine Fehlerspannung an seinem Ausgang erzeugt, welche dem Antriebsverstärker 28 zur Korrektur der Phase des Hauptmotors 10 zugeführt wird, bis die Phase an den zwei verglichenen Eingängen in einem fortlaufenden Phasensynchronismus sind, ergibt jede Justierung des Vergleichssignals eine gleiche Justierung in der Rückkopplungsseite, welche als eine Änderung in der Phase des Hauptmotors angezeigt wird, da die Phase des Hauptmotors tatsächlich von der Vergleichsphase abhängt.

Der Vergleichskreisprozessor 26 ist ausgelegt, ein äußerst stabiles Referenzsignal durch Phasenvergleich einer hochfrequenten Taktquelle innerhalb des Prozessors 26 mit einer festen Frequenzquelle, wie z.B. der horizontalen Stationssynchronisierung od. dergl., und durch Dividieren des Taktsignals zu erzeugen, um die gewünschte

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Vergleichsfrequenz von 240 Hz zu erhalten. Darüberhinaus ist die Stabilität des Referenzsignales auf die Periode des Mastertaktsignals bezogen, welches vorzugsweise in der Größenordnung von etwa 50 MHz liegt, so daß die Periode annäherungsweise 200 Nanosekunden beträgt. Der Prozessor ist zur stufenweisen Erhöhung oder Verminderung der Phase des Referenzsignales ausgelegt, welches dem Komparator in Stufen von 200 Nanosekunden zugeführt wird. Darüberhinaus erlaubt das 240 Hz-Vergleichssignal dem Tachometerphasenkomparator 22 mit einer Bandbreite von etwa 20 Hz zu arbeiten, was eine adäquate Verstärkung und Stabilität (das Vermögen, Geschwindigkeit und Phase aufrechtzuerhalten, wenn eine externe Störung auftritt) der Arbeitsweise ermöglicht, ohne daß der Frequenzdiskriminator 20 in der Schleife eingeschaltet ist. Mit der anwachsenden Bandbreite und der Abschaltung des Frequenzdiskriminators, sind die Kurzzeit-Zeitfehler, welche möglich sind aufgrund des Zusammenwirkens zwischen den Steuerschleifen und den Frequenzkomponenten, welche von der Diskriminatorschleife injeziert sind, nicht verursacht.

Der Frequenzdiskriminator ist ausgelegt, um eine Fehlerspannung an seinem Ausgang zur Steuerung des Antriebsverstärkers zu erzeugen, deren Wert proportional zu der Frequenzdifferenz eines festen Vergleichswertes und dem Rückkopplungskreis besteht, welcher erzeugt wird von dem magnetischen Tachometerprozessor 16. Auf diese Weise wird die Fehlerspannung reduziert, da der Hauptmotor sich der Geschwindigkeit und der Frequenz annähert,, welche von dem Tachometer angenähert der Referenzfrequenz gemessen wird, welche ausgewählt ist entsprechend der

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geeigneten Geschwindigkeit, in welcher der Hauptmotor betrieben werden soll. Auf diese Weise bildet der Frequenzdiskriminator die Einschaltfunktion und seine Verwendung ist nicht sehr wesentlich, da der Tachometerphasenkomparator 22 anschließend die Phase des Hauptmotors 10 steuert, wodurch eine viel präzisere Geschwindigkeitssteuerung erreicht wird als durch die Frequenzsteuerung, welche gebildet wird von dem Frequenzdiskriminator. Aus diesem Grund ist es wünschenswert, daß der Frequenzdiskriminator 20 abgeschaltet wird, da er keine wesentliche Funktion mehr ausübt, wenn der Motor mit seiner Geschwindigkeit läuft, da er nur Störkomponenten einführen könnte, welche einen umgekehrten Effekt als die gewünschte Arbeitsweise der Phasensteuerschleife zur Folge haben würde.

Der Vergleichsprozessor 26, wie er aus Fig. 1 zu ersehen ist, wird getaktet mit einem Hochfrequenztakt von etwa 5 Hz, welcher durch einen spannungsgesteuerten Oszillator 40 erzeugt wird, der Teil von einer Phasenschalteschleife mit einem Dividierer 42 ist, dessen Ausgang mit dem Eingang von einem Vergleichsphasenkomparator 24 verbunden ist. Der andere Eingang zu dem Vergleichskomparator wird von einer festen Frequenzquelle versorgt, wie beispielsweise dem horizontalen Stationsvergleichssignal oder dergleichen. Das horizontale Referenzsignal wird bevorzugt, da es die höchste Ratenkomponente die in dem zusammengesetzten Stationssynchronisiersignal enthalten ist, darstellt und eine größere Verstärkung und eine höhere Bandbreite ermöglicht zur Verwendung in der Grundphasenhalteschleife zur Erzeugung der 5 MHz-Taktfrequenz. Der Ausgang des

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W 2711 Π!, y

Vergleichsphasenkomparators 44 steuert den spannungsgesteuerten Oszillator 40 zum Halten der Phase des Taktausganges mit der horizontalen Synchronisierung. Der Ausgangswert erscheint auf der Leitung 46, welche zu einem Verknüpfungskreis (Addier- und Subtrahierkreis) 48 führt. Die Verbindungsleitung 46 führt auch zu einem digitalen Verzögerungskreis 50, um diesen zu steuern, und zu einem Selbstphasenvergleicher 52, Das 5 MHz-Taktsignal wird unterteilt durch einen Vergleichsdividierer 54, dessen Ausgangswert das über die Leitung 38 gegebene Ausgangssingal des Vergleichskreisprozessors 26 ist. Ein Einphasenkreis 56 stellt den Dividierer 54 ein, um die Phase der Schleife durch einen vorbestimmten Wert zu justieren, um Verzögerungen zu kompensieren, welche durch einen Zeitbasiskorrektor erzeugt werden, welcher ebenfalls in einem Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät verwendet wird.

Um den Vergleichskreisprozessor 26 zur geeigneten Justierung der Phase des Vergleichssignals auf der Leitung 38 zur Korrektur der Phase des Hauptkreises abhängig von Fehlern oder Änderungen, welche aufgrund von der Temperaturabhängigkeit, Änderungen in der Belastung, Trift oder einer stärkeren Reibung zwischen Magnetkopf und Band hervorgerufen sein können, einsetzen zu können, ist der Prozessor 26 zur Aufnahme selbst kleiner Fehler durch stufenweise Justierung der Vergleichsphase auf folgende Weise geeignet. Der Selbstphasenkomparator 52 vergleicht ein Referenzvertikal-Signal, beispielsweise das Stationsreferenzsignal des Videosignals, mit einem anderen Eingangswert, nämlich dem Antriebs-Tachometersignal, sofern

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sich der Schalter S5 in der Position 2, wie dargestellt, befindet, um die Phase von dem Tachometersignal mit der vertikalen Referenzphase zu vergleichen. Es ist zu ersehen, daß diese beiden Signale 60 Hz-Signale sind, wenn das NTSC-System verwendet wird und daß es 50 Hz-Signale bei SECAM- oder PAL-Übertragungen sind. Zur Erzeugung des 60 Hz-Signals, wird das 240 Hz-Tachometersignal von dem Magnettachometerprozessor 16 an einen Tachometerprozessor 58 gegeben, welcher das hochfrequente 240 Hz-Signal in das gewünschte 60 Hz-Signal überführt.

Um zu erläutern, wie die 60 Hz-Frequenz erzeugt wird, wird auf die Fig. 2 Bezug genommen, welche eine Reihe von Wellenformen 2a bis 2j wiedergibt, wie sie an verschiedenen Stellen während der Arbeitsweise der als Blockdiagramm in Fig. 1 gezeigten Steuerrichtung auftreten. Das vertikale Standard-Referenzsignal ist in Fig. 2a dargestellt. Es ist ein 60 Hz-Signal, das von dem Stationsvergleichs-Vertikalsignal abgeleitet wird. Es wird zur Steuerung anderer Schaltkreise, wie im folgenden beschrieben wird, verwendet. Die Vergleichsrechteckwelle mit 240 Hz ist in Fig. 2b gezeigt. Dieses Signal versorgt den entsprechenden Eingang des Tachometerphasenkomparators 22, wie vorstehend erwähnt. Da das Magnetkopftachometersignal auch mit einer 240 Hz-Rate und in fester Phase zu dem Phasenkomparator 22 auftritt, ist es ebenfalls eine Rechteckwelle, welche in Phase ist mit dem Referenzsignal von 24 0 Hz, wie durch die Wellenform nach Fig. 2c dargestellt ist. Der Pfeil der ersten Überlappung zwischen der Wellen-

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form nach Fig. 2c zu der nach Fig. 2b ist kennzeichnend für die feste Phasenbedingung, welche gewünscht wird. Die Rückkante des Standard-Vertikalsignals wird zur Erzeugung eines Impulses verwendet, welcher notwendigerweise bei der 60 Hz-Folge auftritt und er ist als Wellenform in der Fig. 2d, gezeigt. Der Impuls wird verwendet von dem Tachometerprozessor 58 zu Steuerung einer Verzögerung über einem monostabilen Multivibrator oder dergleichen. Der Multivibrator besitzt vorzugsweise eine erste Verzögerung (siehe Fig. 2e), welche sich über eine Zeit erstreckt, die sich dem nächsten Auftreten des Standard-Vergleichsvertikalimpulses annähert und das Ende der ersten Ver~ zögerung steuert eine zweite kürzere Verzögerung, mit einer Komponente, welche ein Fenster (Fig. 2f) einer vorbestimmten Zeit bildet, welche ein NICHT-üND-Glied oder dergleichen freigibt zur Unterdrückung des Auftretens von einem 240 Hz-Tachometersignal, wenn es innerhalb dieser Ausblendung erscheint. Damit verwandelt das Auftreten der Impulse 62 (Fig. 2g) innerhalb der Ausblendungen von der zweiten Verzögerungsleitung tatsächlich die 240 Hz-Signale in ein 60 Hz-Signal, wie es für die Verwendung von den Selbstphasenkomparator 52 gewünscht ist. Dieser vergleicht die 60 Hz-Tachometersignale mit den 60 Hz-Vergleichs-Vertikalsignalen. Es sei darauf hingewiesen, daß der Tachometerprozessor 58 keinen Dividierer darstellt und trotzdem nur jeden Impuls, welcher innerhalb der Ausblendung auftritt weitergibt, wie in Fig. 2h dargestellt. Die Tachometerausgangswerte erscheinen auf der Leitung 64, welche direkt zu dem Selbstphasenkomparator 52 führt, wenn der Schalter S5 in der Lage 2 sich befindet, was der Fall ist, wenn der Rekorder entweder in einer Aufnahme- oder Wiedergabeweise arbeitet.

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Sofern sich das Gerät in dem LESE/BEREITSCHAFTS-Zustand befindet, liegt ein Schalter S4 in der Stellung 2, wie dargestellt, und der Schalter S5 ist in der Lage 1. Dadurch wird ein Tachometersignal auf der Leitung 64 dem digitalen Verzögerungskreis 50 zugeführt, welcher dem Tachometersignal eine Verzögerung aufdrückt, ehe es an den Selbstphasenkomparator 52 gelangt. Die Verzögerung ist entsprechend dem Wert der Verzögerung gewählt, die dem Vergleichssignal über die Leitung 38 durch den Vergleichdividierer und den Einphaskreis aufgedrückt wird. In jedem Fall wird die digitale Verzögerung mindestens für eine solche Zeitspanne durchgeführt, welche zur Abtastung einer halben Fernsehzeile, 2 1/2 Ferr.sehzeilen oder 3 1/2 Zeilen erforderlich ist in übereinstummung einer entsprechenden Zahl von Zeilen der Verzögerung in einem Zeitbasiskorrektor bei dem verwendeten System. Entsprechend ist eine 2 1/2 Zeilenverzögerung vorgesehen zur Verwendung in einem NTSC- und PAL-System, 3 1/2 Zeilenverzögerung für SECAM und eine 1/2 Zeilenverzögerung für spezielle Anwendungen. Es ist zu ersehen, daß die durch den Verzögerungskreis 50 eingeführten Verzögerung der Leitungsverzögerung entspricht, welche durch den Vergleichdividierer 54 eingeführt wird, so daß der Selbstphasenkomparator 52 das vertikale Referenzsignal der Station mit der Phase des Tachometersignals vergleichen wird. Weil eine Leitung eingeführt ist während des LESE/VORBEREITUNGS-Betriebes ebenso wie während des Spielbetriebes, muß das Tachometersignal verzögert werden bevor es von dem Selbstphasenkomparator ausgewertet wird zum Anpassen an die Laufzeit, welche dem Referenzsignal durch den Referenzdividierer

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und dem Einphaskreis aufgedrückt wird. Wenn die Aufzeichnungseinrichtung sich in der LESE/VORBEREITUNGS-Lage befindet, werden die Magnetköpfe auf ihre Geschwindigkeit gebracht und das Videoband wird noch nicht bewegt, so daß, wenn der Spielknopf gestartet wird, das Gerät unmittelbar zu arbeiten beginnt. Wenn der Spielknopf gedrückt wird, befindet sich der Schalter S4 in der Lage 2 und verbleibt dort, bis die Antriebswelle und das Magnetkopfantriebssystem sich beruhigt hat, was etwa 2 Sekunden in Anspruch nimmt, worauf der Schalter S4 in die Lage 1 umschaltet, da das Tachometersignal nicht länger benötigt wird. Die Vertikalinformation von dem Videosignal wird nunmehr verglichen gegen das Vergleichsvertikalsignal durch den Selbstphasenkomparator 52, nachdem dieser die richtige Verzögerung von dem digitalen Verzögerungskreis 50 erhalten hat.

Der Selbstphasenkomparator 52 dient zur Beseitigung von bei Umschaltungen oder Kopfbelastungen auftretenden Fehlern durch digitale Phasenverschiebung des Vergleichssignales von 240 Hz auf der Leitung 38 in Nanosekundenschritten mit einer Rate von einem Schritt von jeweils 8 Millisekunden bis Koinzidenz erreicht wird zwischen dem Vergleichs-Vertikalsignal und dem Rückkopplungssignal, welches angelegt wird über den Schalter S5 von dem unverzögerten Tachometersignal, dem verzögerten Tachometersignal oder dem bandfreien Vertikalsignal abgeleitet wird. Die Fehler können vermindert werden, bis zu -3/4 einer Mikrosekunde durch die Verwendung von den 200 Nanosekundenschritten des 5 MHz-Taktsignals. Wenn Koinzidenz erreicht wird, d.i. wenn

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die vertikalen Vergleichsimpulse die Impulse überdecken, welche an dem anderen Eingang über den Schalter S5 anliegen, schaltet der Selbstphasenkomparator ab, was durch ein öffnen des Schalters S6 in die Offenlage (nicht dargestellt) erfolgt und was anzeigt, daß die Phasenfehler reduziert wurden auf -3/4 Mikrosekunde abhängig von dem Selbstphasenkomparator.

Die Weise, in welcher eine Justierung erreicht wird, besteht darin, daß der Selbstphasenkomparator 52 entweder Impulse zum Addieren oder Subtrahieren an den Verknüpfungskreis 48 gibt, welcher einen logischen digitalen Schaltkreis enthält zur Addition oder Subtraktion von Impulsen von dem Ursprungsimpulszug, wie er am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 4 0 auftritt und der dann dem Vergleichsdividierer 54 zugeführt wird. Weil der Vergleichsdividierer aus einem Zähler besteht, veranlaßt das Addieren oder Subtrahieren von einem Impuls zu dem an dem Eingang anliegenden Impulszug vorlaufende oder verzögernde Impulse im Vergleich zum ursprünglichen Impulszug abzugeben und der Einstellgrad justiert die Phase des 240 Hz-Vergleichsignals, welches auftritt auf der Leitung 38.

Dies bedeutet, wenn der Vergleichsdividierer eine Änderung des Zustandes von seinem Spannungspegel für jeweils 21000 Zählwerte an seinem Eingang liefert, würde das Einführen eines einzigen Zählwertes eine früher erfolgende Zustandsveränderung hervorrufen und damit eine Phasenverschiebung des Ausgangssignals von 1/2100stel erzeugen.

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Ebenso wenn ein Zählwert aus dem Impulszug unterdrückt wird und nicht an dem Referenzdividierer erscheint, würde dieser einen anderen Zählwert benötigen, um die Zahl 21000 zu erreichen und entsprechend würde sich sein Ausgangswert nicht ändern, bis ein weiterer Zählwert empfangen ist. Im Vergleich mit der Originalfolge heißt dies, daß der Zähler erst nach 21001 Impulsen seit der letzten Änderung des Ausgangszustandes umschaltet. Auf diese Weise wird die Phase des Ausgangswertes auf der Leitung 38 entweder vorverlegt oder verzögert zu der Originalphase und, da eine Justierung nur auftritt, wenn Impulse oder Zählwerte hinzuaddiert oder subtrahiert werden von dem Impulszug, bleibt die Phasenänderung erhalten, d.h. das System verbleibt in der geänderten Phasenlage, so daß von einem Speicher gesprochen werden kann. Aus diesen Grund kann der Selbstphasenkomparator 52, wenn er einmal die notwendige Korrektur durchgeführt hat, abgeschaltet werden und die Steuereinrichtung arbeitet mit der eingestellten Phasenbeziehung.

Wenn jedoch die richtige Phasenlage danach verlorengeht aufgrund von Drift oder dergleichen, wird der Selbstphasenkomparator wieder angeschaltet und verursacht die notwendige Phasenkorrektur durch Hinzufügen oder Abziehen von Impulsen über den Verknüpfungskreis 48 zur Justierung der Phase von dem Vergleich, so daß der Phasenkomparator 22 justiert wird auf die Phase des Magnetkopfmotors, um Fehler zu korrigieren. In dieser Verbindung ist durch Verwendung der 5 MHz-Grundtaktfrequenz und die Abtrennung des Frequenzdiskrimina-

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tors nach einer Einschaltung des Magnetkopfantriebes ein Konstanthalten gegeben in einem Bereich von -100 Nanosekunden.

Der Einphaskreis 56 ist zur Anpassung an die oben erwähnten notwendigen Verzögerungen um 1/2, 2 1/2 oder 3 1/2 Fernsehzeilen geeignet zum Voreinstellen des Vergleichsdividierers 54 nach jeder Einschaltung, sowie bei einer Umschaltung vom Lesen zum Aufzeichnen bzw. Aufzeichnen zum Lesen, um ein Referenzsignal in dem geeigneten Verhältnis relativ zu dem vertikalen Referenzssingal zu haben. In dieser Hinsicht werden, sofern eine 5 MHz-Grundtaktfrequenz verwendet wird, die 21000 Zählwerte am Eingang eine Änderung des Zustandes am Ausgang erzeugen. Dies ergibt in der Vergleichsfrequenz von 240 Hz die gewünschte Änderung. Obgleich 21000 Zählwerte benötigt werden für jede Änderung des Zustandes am Ausgang des Dividierers, wird der Einphaskreis 56 ausgelegt zum Einstellen oder Laden des Zählers mit einem Eingangswert, welcher größer ist als 0, so daß er ein früheres Erscheinen der Phase verursachen wird. In dieser Hinsicht stellt der Einphaskreis 56 bei einer 2 1/2-zeiligen Phasenvoreinstellung vorzugsweise den Zähler in dem Verglexchsdividierer 54 mit einem Zählwert von 160 ein, was zur Folge hat, daß der Zähler nur noch 20840 Zählwerte benötigt zur Durchführung einer Zustandsänderung, was equivalent von der 2 1/2 Zeilen-Phasenvoreilung ist, welche gewünscht wird.

Ein detallierter Schaltkreis, welcher zur Durchführung der Operation des Vergleichskreisprozessors 26, wie er im Blockdiagramm nach Fig. 1 dargestellt ist, verwen-

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det werden kann, ist in den Fig. 3a-3d gezeigt, welche in einer Weise miteinander verbunden werden können, wie es in der Fig. 4 gezeigt ist, um ein zusammengesetztes elektrisches Schaltkreisdiagramm zu bilden. Die logischen Symbole sind üblich und, sofern integrierte Schaltkreise dargstellt sind, sind standartisierte Industriebezeichnungsnummern angegeben, entweder innerhalb der Blocks oder in unmittelbar danebenstehenden Klammern. Zusätzlich sind die Anschlußbezeichnungen gegebenenfalls zusammen mit der Kennzeichnung der Anschlußbezeichnung angegeben. Die entsprechenden Bezugszeichen von den in fig. 1 gezeigten Blockschaltbildern sind soweit möglich angegeben, um die entsprechenden Schaltkreise in Fig. 3 zu identifizieren. Die spezielle Arbeitsweise des Schaltkreises nach Fig. 3 wird nicht erläutert, da sie für einen Fachmann auf dem Sachgebiet ohne weiteres ersichtlich ist in Verbindung mit dem Blockdiagramm nach Fig. 1.

Aus vorstehendem ist ersichtlich, daß eine verbesserte Antriebseinrichtung zur Verwendung mit einem Antrieb, z.B. einem Motor zum Antrieb von einer Magnetkopfwelle in einem Quadruplex-Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät beschrieben wurde. Die Antriebseinrichtung stellt eine Verbesserung auf dem Sachgebiet dar, weil eine erhöhte Stabilität erreicht wird von - 100 Nanosekunden. Die verliegende Erfindung verwendet einen festen Hochfrequenztakt, welcher verarbeitet wird zur Justierung der Rate eines Vergleichszeitsignales, gegen welches das Rückkopplungssignal (kennzeichnend für die gesteuerte Arbeitszeitveränderung des Motors, wie beispielsweise der Phasen) verglichen wird, und die Ver-

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gleichsseite ebenso wie die Rückkopplungsseite wird korrigiert für sehr kleine Fehler in der gesteuerten Arbeitszeitveränderlichen des Motors, welche auftritt als ein Ergebnis der Belastung, Temperaturschwankungen, Drift od. dergl. Die höhere Abtastrate, welche verwendet wird, trägt zu der vergrößerten Stabilität bei und die Gesamtarbeitsweise der Antriebseinrichtung ist so, daß eine Videoausgabeoperation von hoher Qualität erreicht werden kann in Videoaufzeichnungs- und Wiedergabeeinrichtungen.

Es ist selbstverständlich, daß, obwohl eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung erläutert und beschrieben wurde, verschiedene Abwandlungen, Änderungen und Ergänzungen von dem Fachmann durchgeführt werden können, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen.

- Patentansprüche -

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Claims (13)

Patentansprüche

1. Steuereinrichtung für einen Antriebsmotor, insbesondere zur Steuerung der Phasenlage eines umlaufenden Magnetkopf tragenden Antriebes in Videobandaufzeichnungs- und Wiedergabegeräten unter Verwendung eines Tachometers zur Erzeugung eines Tachometersignals abhängig von der Umlaufgeschwindigkeit und Phase des Antriebes, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltglieder (26) zur Erzeugung eines Vergleichssignals einer vorbestimmten Frequenz und Schaltglieder zum Vergleichen des TachometerSignaIs und des Vergleichssignals (22) vorgesehen sind, welche zur Kennzeichnung der Phasendifferenz zwischen beiden FehlerSpannungssignale erzeugen, die zur schrittweise (digitalen) Phasenverstellung des Antriebes über ein Verknüpfungsnetzwerk (50,52,38,22, 30,28) den zur STeuerung verwendeten hochfrequenten Takt solange verändern, bis das Vergleichs- und das Tachometersignal übereinstimmen.

2. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Phasensteuerglieder (40,42,44) zum Voreinstellen und Setzen der Phase des Vergleichssignals zur Erzeugung einer vorbestimmten Phasenvoreilung relativ zu einer ersten Standardfrequenzquelle und zur anschließenden stufenweisen Justierung der Phase des Referenzsignals vorgesehen ist.

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3. Steuereinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasensteuerglieder einen Taktgenerator (40) zur Erzeugung eines Taktpulses hoher Frequenz , welcher in fester Phasenbeziehung zu einer Standardfrequenzquelle (44) steht, sowie einen Dividierer (42) aufweisen, welcher mit dem Ausgang des Taktsignalgenerators zur Erzeugung eines Referenzsignales verbunden ist, wobei der Dividierer Schaltglieder enthält zum Voreinstellen des Referenzsignales relativ zu der Standardfrequenzquelle.

4. Steuereinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Dividierer als Durchlaufzähler ausgebildet ist zur Erzeugung eines Ausgangssignals nach einer vorbestimmten Zahl von Impulsen, wobei zum Voreinstellen der Phase ein bestimmter Zählwert voreinstellbar ist.

5. Steuereinrichtung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch die Anwendung einer Voreinstellung entsprechend einer Abtastzeit in der Größenordnung von etwa 1/2 bis etwa 3 1/2 Fernsehzeilen.

6. Steuereinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das die Tachometerphase und die Referenzphase vergleichende Phasenvergleichsglied (22) ein Schaltglied (30) zum Addieren eines Impulses in dem Impulszug enthalten

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7. Steuereinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das die Tachometerphase und die Referenzphase vergleichende Phasenvergleichsglied geeignet ist zum Addieren oder Subtrahieren von Impulsen zur Änderung des Taktimpulssignals, welches angewendet wird an den Dividierkreis, wobei die Impulse einzeln erzeugt werden abhängig von dem Phasenfehler,welcher abgetastet wird zwischen der zweiten Standardfrequenzquelle und einem Eingang.

8. Steuereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der zeitliche Abstand der Impulse, welche addiert oder subtrahiert werden zu oder von dem Impulszug so gewählt ist, daß dieser sich um ein Zeitintervall von etwa 200 Nanosekunden ändert.

9. Steuereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das als zweites Referenzsignal die vertikale Synchronisationskomponente eines Fernsehsignals verwendet ist.

10. Steuereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Prozessor (58) vorgesehen ist zur Umwandlung vom Tachometer (12) abgeleiteten Signals (16) zu einer niedrigeren Frequenz, welcher jeweils jeden n-ten-Impuls ausblendet, wobei η so gewählt wird, daß die gewonnene Frequenz im wesentlichen identisch ist mit der Frequenz der zweiten Standardfrequenzquelle.

11. Steuereinrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß eine Verzögerungseinrichtung (50) vorgesehen ist zur zeitrichtigen Verzögerung der von dem - Tachometer abgeleiteten unterteilten Impulse entsprechend der durch die Voreinstellmittel eingeführten Voreilung. 709842/0680

12. Steuereinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Taktgenerator ein spannungsgesteuerter Oszillator vorgesehen ist, welcher in einer festen Rückkopplungsschleife von einer Referenzphase gesteuert ist und daß als Referenzphase die horizontale Synchronisierkomponente eines Fernsehsignals verwendet ist.

13. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, zur Verwendung in einem Magnetkopfantrieb, eines Videorekorders, dadurch gekennzeichnet, daß zum Einstellen des Antriebes für die Magnetköpfe das die Tachometersignale und die Referenzsignale vergleichende Phasenvergleichsglied abgeschaltet ist bis der Antriebsmotor seine Arbeitsgeschwindigkeit erreicht hat.

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