DE3719876A1 - Schaltungsanordnung zur phasenregelung, insbesondere fuer die horizontalablenkung in datensichtgeraeten - Google Patents
Schaltungsanordnung zur phasenregelung, insbesondere fuer die horizontalablenkung in datensichtgeraetenInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Phasenregelung,
insbesondere für die Horizontalablenking in Datensichtgeräten;
mit einer Phasenverriegelungsstufe, der als
Eingangssignale ein erstes Referenzsignal und ein Synchronisiersignal
zugeführt werden und die als Ausgangssignal ein
dreieckförmiges Signal erzeugt, das zu dem Synchronisiersignal
in Phasenbeziehung steht; mit einem Rechteckgenerator,
dem als Eingangssignal das dreieckförmige Signal zugeführt
wird und der als Ausgangssignal ein Rechtecksignal erzeugt;
mit einem Treiberelement, dem das Rechtecksignal zugeführt
wird und das ein periodisches Steuersignal liefert; und mit
einem Phasenkomparator, dem als Eingangssignale das
dreieckförmige Signal, das periodische Steuersignal und ein
zweites Referenzsignal zugeführt werden und der als Ausgangssignal
ein Kompensationssignal erzeugt, mit dem durch
das Treiberelement verursachte, dynamische Phasendifferenzen
kompensiert werden und das dem Rechteckgenerator zugeführt
wird.
Auf dem Gebiete der Datensichtgeräte, die durch Computer
angesteuert werden, werden die Synchronisiersignale sowohl
für die vertikale als auch für die horizontale Anlenkung von
Computern verschiedener Typen geliefert. Da weder für die
Impulsdauer noch für die Phase der Synchronisiersignale gegenüber
dem Videosignal einheitliche Normen existieren, ist es
notwendig, Schaltungsanordnungen bereitzustellen, die ein
spezifisches Datensichtgerät kompatibel zu verschiedenen
Typen von Computern macht. Insbesondere ist eine Anpassungsregelschaltung
notwendig, mit der die Phasendifferenz
zwischen der aktiven Flanke des Synchronisiersignals und
dem Videosignal angepaßt wird, um ein Anzeigebild zu erhalten,
das genau auf dem Schirm des Datensichtgerätes
zentriert ist. Die Phasendifferenz hat sowohl eine dynamische
Komponente aufgrund des Verhaltens der Steuerelemente des
Datensichtgerätes, als auch eine statische Komponente, die
in einer festen Phasendifferenz zwischen den Synchronisiersignalen
und dem Videosignal besteht.
Schaltungsanordnungen zur Phasenregelung, die zwischen den
Computer und dem Datensichtgerät geschaltet werden, sind
bereits bekannt und in der Lage, diese Phasendifferenz teilweise
auszugleichen. Insbesondere enthält eine bekannte
Schaltungsanordnung zur Phasenregelung eine Phasenverriegelungsstufe,
der als Eingangssignale ein erstes Referenzsignal und
das durch den Computer erzeugte Synchronisiersignal zugeführt
werden und die ein dreieckförmiges Ausgangssignal
(Sägezahnspannung) erzeugt, die im Ruhezustand mit dem
externen Synchronisiersignal synchronisiert ist. Die Schaltungsanordnung
enthält darüber hinaus einen Horizontalimpulsformer,
dem das dreieckförmige Signal zugeführt wird und der
als Ausgangssignal eine Serie von Rechteckimpulsen liefert,
die dem Zeilentreibersystem des Datensichtgerätes zugeführt
wird. Dieses Treibersystem besteht typischerweise aus einem
Transistor, der eine Spannung erzeugt, die - nach Umformung
in eine Rechteckwelle - einem Phasenkomparator zugeführt wird,
der gleichzeitig das dreieckförmige Signal von der Phasenverriegelungsstufe
sowie eine zweite Referenzspannung empfängt,
um Phasenverschiebungen, die durch das Treibersystem selbst
verursacht werden, zu kompensieren. Zu diesem Zweck erzeugt
der Phasenkomparator ein Ausgangssignal, das dem Rechteckgenerator
zugeleitet wird, um einem von diesem erzeugten
Impuls zuvorzukommen. Um statische Phasendifferenzen zwischen
dem durch den Computer gelieferten Synchronisiersignal und
dem Videosignal auszugleichen, ist ein Potentiometersystem
vorgesehen, das auf den Rechteckgenerator einwirkt, um die
Referenzspannungen dieses Generators zu variieren, um den
Ausgangsimpuls gegenüber dem Synchronisiersignal voreilen
zu lassen oder zu verzögern. Ein detailliertes Schaltbild
dieses bekannten Systems ist als Beispiel in der Fig. 1
gezeigt.
Diese bekannte Schaltungsanordnung ist jedoch, obwohl sie
in der Benutzung weit verbreitet ist, nicht frei von Nachteilen,
und zwar aufgrund der Unmöglichkeit, Phasendifferenzen
nicht ausgleichen zu können, wenn diese bestimmte Werte
überschreiten. Insbesondere ist es unmöglich, Phasendifferenzen
auszugleichen, die etwa ein Achtel der Periode
des verarbeiteten Signals überschreiten.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
Schaltungsanordnung zur Phasenregelung, insbesondere für
die Horizontalablenkung in Datensichtgeräten, zu schaffen,
die in der Lage ist, einen Phasenausgleich zwischen dem
Synchronisiersignal und dem Videosignal über einen breiten
Phasenbereich zu ermöglichen, wobei sowohl Phasendifferenzen
aufgrund von statischen Unterschieden, verursacht durch
Computer verschiedener Typen, als auch dynamische Verschiebungen
aufgrund der Treiberkomponenten der Datensichtgeräte
auszugleichen. Die Aufgabe besteht insbesondere darin, eine
Schaltungsanordnung zur Phasenregelung zu schaffen, die
zuverlässig arbeitet und eine gute dynamische Phasenkompensation
auch bei größeren statischen Differenzen sicherstellt, die
größer als eine halbe der zu verarbeitenden Signalperiode
beträgt. Schließlich soll die Schaltungsanordnung zur Phasenregelung
einfach im Aufbau und durch heute bekannte Herstellverfahren
herstellbar sein, insbesondere in integrierter
Form, wobei die Kosten im gleichen Begleich liegen sollen,
wie die bisher bekannten Schaltungen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Schaltungsanordnung
der eingangs genannten Art gelöst, die dadurch
gekennzeichnet ist, daß zum Kompensieren von statischen
Phasendifferenzen zwischen dem Synchronisiersignal und dem
periodischen Steuersignal mindestens eines der Referenzsignale
zwischen einem voreinstellbaren Minimalwert und
einem voreinstellbaren Maximalwert variabel ist.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen
zu entnehmen.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand zweier bevorzugter
Ausführungsbeispiele unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen
näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild einer bekannten
Schaltungsanordnung zur Phasenregelung;
Fig. 2a, 2b, 2c, 3, 4 und 5 verschiedene Wellenformen an den entsprechenden
Stellen der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 zur
Erläuterung der Betriebsweise;
Fig. 6 ein vereinfachtes Schaltbild einer ersten Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
Fig. 7a-7c verschiedene Wellenformen an den entsprechenden
Stellen der Schaltungsanordnung nach
Fig. 6; und
Fig. 8 eine andere Ausführungsform im Vergleich zu
der Schaltungsanordnung nach Fig. 6.
Zum besseren Verständnis der Erfindung, insbesondere in der
Art und Weise, wie die Nachteile der bisher bekannten
Schaltungen vermieden werden, wird zunächst in Verbindung
mit Fig. 1 eine solche bekannte Schaltungsanordnung zur
Phasenregelung beschrieben.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 enthält eine
Phasenverriegelungsstufe 50, einen Rechteckimpulsgenerator 38, einen
Phasenkomparator 28 und ein Treiberelement 22. Die
Phasenverriegelungsstufe 50 enthält einen ersten Phasenkomparator
1 mit zwei Eingängen 6 und 7 sowie einen Tasteingang EN, dem
das externe Synchronisiersignal SYNC zugeführt wird, das
z. B. von einem Computer bereitgestellt wird. Der positive
Eingang 6 des Phasenkomparators 1 ist mit einer ersten festen
Referenzspannung V R1 verbunden, während der negative oder
invertierende Eingang 7 mit der Leitung 5 am Ausgang des
stromgesteuerten Oszillators 2 angeschlossen ist, so daß bei
Eintreffen des Synchronisiersignals der Phasenkomparator 1
das Referenzsignal am Eingang 6 mit dem dreieckförmigen Signal
(Sägezahnsignal) am Eingang des Einganges 7 vergleicht.
Abhängig von dem Vergleichsergebnis wird am Ausgang 3 ein
Signal erzeugt, das durch die Komponenten 8 gefiltert und
dem Oszillator 2 zugeführt wird, um dessen Frequenz zu verändern
und den Oszillator 2 mit den Horizontalsynchronisationssignalen
zu verriegeln, die durch den externen Computer
geliefert werden. Das dreieckförmige Signal am Ausgang 5
wird darüber hinaus dem Horizontalimpulsformer 38 zugeleitet,
der ein Rechtecksignal erzeugt, das mit der dreieckförmigen
Wellenform und damit dem externen Sychronisiersignal synchronisiert
ist. Dieses Rechtecksignal wird dem Treibersystem
des Datensichtgerätes zugeleitet, der im vorliegenden Fall
aus dem Transistor 22 besteht, der an eine Induktivität 25
angeschlossen ist. Der Rechteckimpuls des Impulsformers 38
bewirkt, daß der Transistor 22 abwechselnd eingeschaltet
(in den gesättigten Zustand) und ausgeschaltet wird, wie
es zur Ansteuerung erforderlich ist. Am Kollektor des
Transistors 22 tritt also ein Spannungssignal auf, das zu
dem Schaltzustand des Transistors 22 in Beziehung steht.
Dieses Signal (Rücklaufsignal) kann gegenüber dem Synchronisiersignal
eine Phasendifferenz aufweisen aufgrund der
verschiedenen Speicherzeiten des Transistors 22. Um diese
Phasendifferenzen auszugleichen, wird das Rücklaufsignal
vom Kollektor des Transistors 22 einem zweiten Phasenkomparator
28 an dessen Tasteingang EN zugeführt. Dieser
Komparator 28 erhält außerdem das dreieckförmige Signal
vom Oszillator 2 an seinem Invertierteingang 29 sowie eine
zweite feste Referenzspannung V R2, die dem positiven Eingang
30 des Komparators zugeleitet wird. Bei Feststellung des
Rücklaufimpulses vergleicht der Komparator 28 das dreieckförmige
Signal des Oszillators 2 mit der festen Referenzspannung
V R2 und liefert am Ausgang ein Fehlersignal, das
zur Phasendifferenz in Beziehung steht. Das Fehlersignal
wird durch den Kondensator 37 gefiltert und dem Eingang des
Impulsformerblocks 38 zugeleitet, der den erzeugten Rechteckimpuls
zeitlich voreilen läßt oder verzögert, um den Phasenfehler
zu kompensieren. Zum Ausgleich von statischen Phasenfehlern
aufgrund der Phasendifferenz zwischen dem Synchronisiersignal
und dem Videosignal vom Computer ist eine statische
Regelung vorgesehen, die durch das Potentiometer 32 derart
erfolgt, daß ein positiver oder negativer Strom in Richtung
des Kondensators 37 geliefert wird, um die Referenzspannung
am Eingang der Impulsformerschaltung 38 zu erniedrigen oder
zu erhöhen, um auf diese Weise ein Voreilen oder Nacheilen
des Treiberimpulses gegenüber dem Synchronisiersignal zu
bewirken.
Für eine bessere Erläuterung der Arbeitsweise der bekannten
Schaltung und ihrer Grenzen wird nachfolgend Bezug auf die
Wellenformen der Fig. 2 bis 5 genommen. Die Fig. 2a, 2b und
2c zeigen das Verhalten des Signals, das am Ausgang des
Komparators 1 bei drei verschiedenen Phasenbeziehungen zwischen
dem Eingangssynchronisiersignal und dem dreieckförmigen
Signal des Oszillators 2 auftritt. Insbesondere sind das
dreieckförmige Signal I 1 des Oszillators 2, die dem Eingang
6 des Komparators 2 zugeführte Referenzspannung V R1 und das
durch den Computer gelieferte externe Synchronisiersignal
SYNC zu sehen. Im Falle der Fig. 2a ist das dreieckförmige
Signal größer als die Referenzspannung, wenn der Synchronisierimpuls
als Tastimpuls für den Komparator 1 auftritt, so daß
das Signal I 2 am Ausgang des Komparators 1 negativ ist. Hierdurch
wird über die Komponenten 8 ein Fehlerstrom für den
Oszillator 2 erzeugt, wodurch dessen Frequenz erhöht wird.
Im Falle der Fig. 2b besteht Gleichheit zwischen der Referenzspannung
V R1 und I 1 beim Eintreffen des Synchronisierimpulses,
so daß ein Signal I′ 2 erzeugt wird, das sowohl eine positive
Komponente als auch eine negative Komponente aufweist, wodurch
eine Veränderung der Frequenz des dreieckförmigen Signals
des Oszillators 2 verhindert wird. Dementsprechend tritt im
Beispiel der Fig. 2c der Synchronisierimpuls SYNC auf, wenn
das dreieckförmige Signal niedriger als die Referenzspannung
ist, wodurch ein positives Signal I″2 erzeugt wird, das
zu einer Erniedrigung der Oszillatorfrequenz führt. Dementsprechend
bewirkt die Stufe 50, daß die Frequenz des
dreieckförmigen Signals des Oszillators 2 derart verändert
wird, bis dessen Frequenz und Phase in der richtigen
Beziehung zu dem Synchronisiersignal SYNC stehen.
Das dreieckförmige Signal, das auf diese Weise synchronisiert
ist, wird danach dem zweiten Phasenkomparator 28 zugeführt.
Die entsprechenden Wellenformen dieses Komparators sind in
Fig. 3 gezeigt, wobei I 1 wiederum das dreieckförmige Signal
des Oszillators 2 bedeutet, V R2 die feste Referenzspannung
am positiven Eingang des Komparators 28 und I F den
Rücklaufimpuls, der von der Leitung 27 am Kollektor des Transistors
22 abgenommen und dem Tasteingang EN des Komparators 28
zugeführt wird. Ähnlich wie bei dem ersten Komparator vergleicht
der zweite Phasenkomparator 28 das dreieckförmige
Signal mit der Referenzspannung, wenn er durch den ankommenden
Tastimpuls wirksam geschaltet wird, im vorliegenden
Fall durch den Rücklaufimpuls. Abhängig von dem Vergleich
erzeugt der Komparator 28 somit am Ausgang ein Signal I 3,
das von der Phasendifferenz zwischen dem dreieckförmigen
Signal und dem Rücklaufimpuls abhängt, und dieses Signal
wird dem Impulsformer 38 zugeführt, der wiederum den dreieckförmigen
Impuls voreilen läßt oder verzögert, um auf
diese Weise ein weiteres Phasenverriegelungssystem darzustellen,
mit dem der Horizontaloszillator (und damit die externe
Synchronisierung) mit dem Rücklaufimpuls synchronisiert wird.
Fig. 3 zeigt eine stabile Situation, bei der das Signal I 3
sowohl eine positive als auch eine negative Komponente
enthält, so daß die vorher existierende Phasenbeziehung
aufrechterhalten wird.
Fig. 4 zeigt die Phasenbeziehungen zwischen dem Rücklaufimpuls,
dem Horizontalsynchronisierimpuls und dem dreieckförmigen
Signal. Um diese Phasenbeziehungen einzustellen,
arbeitet der Komparator 28 mit dem Rechteckimpulsformer 38
zusammen, der, wie die Figur zeigt, aus zwei Komparatoren
9 und 10 und einem logischen NAND-Gatter 20 besteht. Der
Komparator 9 ist mit seinem negativen Eingang 11 mit dem
Ausgang des Oszillators 2 verbunden und mit seinem positiven
Eingang 12 mit einem Anschluß eines Widerstandes 16, der
aus einer Konstantstromquelle 15 gespeist wird, um über dem
Widerstand einen festen Spannungsabfall Δ V zu erzeugen.
Der andere Anschluß des Widerstandes 16 ist mit dem negativen
Eingang des Komparators 10 verbunden, dessen positiver
Eingang 13 an den Ausgang des Oszillators 2 gekoppelt ist.
Die Komparatoren 9 und 10 haben entsprechende Ausgänge
17 und 18, die zusammen mit einer Leitung 19 (Auftastsignal
EN) das logische NAND-Gatter 20 steuern, dessen Ausgang 21
mit der Basis des Transsitors 22 verbunden ist.
Die Arbeitsweise des Impulsformers 38 geht klar aus Fig. 5
hervor, die das dreieckförmige Signal I 1 des Oszillators
2, die beiden an den Eingängen 12 und 14 der Komparatoren
9 und 10 anliegenden Vergleichsspannungen V R3 und V R4 sowie
die Ausgangssignale I 4 und I 5 an den Ausgängen 17 und 18
der Komparatoren zeigt. Es wird klar, daß die Differenz
zwischen den beiden Referenzspannungen V R3 und V R4 genau
gleich dem Spannungsabfall am Widerstand 16 ist, der durch
den Strom der Stromquelle 15 verursacht wird. Um eine statische
Phasenregelung zwischen dem externen Synchronisiersignal
(und dem damit in Beziehung stehenden dreieckförmigen Signal)
und dem Rücklaufimpuls, der zu dem Signal I 6 am Ausgang des
Gatters 20 erzeugt wird, durchzuführen, ist es möglich, durch
das Potentiometer 32 die beiden Referenzspannungen V R3 und
V R4 zu variieren, wobei in jedem Fall eine konstante
Spannungsdifferenz und damit Dauer des Impulses I 6 aufrechterhalten
wird. In der Praxis enthält das Potentiometer des
bekannten Systems einen Spannungsteiler, der durch die
Widerstände 33 und 34 gebildet wird, wobei der Widerstand
34 mit dem Schleifer 36 verbunden ist, der auf dem Widerstand
33 gleitet. In dieser Weise ist eine gleichzeitige und gleiche
Variation der Referenzspannungen der Komparatoren 9 und
10 gewährleistet und damit der Phasendifferenz zwischen dem
Ausgangssignal I 6 des Impulsformers 38 und dem externen
Synchronismus.
Beim Verstellen des Schleifers des Widerstandes 33 wird ein
positiver oder negativer Strom in den Kondensator 37
injiziert, um eine größere oder kleinere Spannung am Eingang
der Komparatoren 9 und 10 zu erzeugen. Dementsprechend ergibt
sich ein Voreilen oder eine Verzögerung des durch den
Impulsformer 38 erzeugten Impulses sowie des am Kollektor
des Transistors 22 erzeugten Rücklaufimpulses. Unter
Berücksichtigung der Wellenformen nach Fig. 3 wird aus dem
vorstehenden klar, daß der Rücklaufimpuls nur um die Hälfte
seiner Dauer voreilend gemacht oder verzögert werden kann
(gegenüber dem Balancezustand nach Fig. 3), damit verhindert
wird, daß der Strom I 3 nur positiv oder nur negativ wird.
In diesem Fall würde keine Möglichkeit bestehen, durch den
Phasenkomparator 28 eine dynamische Phasenregelung durchzuführen.
Da in den praktischen Systemen der Rücklaufimpuls
typischerweise eine Dauer von etwa 8 µSekunden hat,
ist eine maximale manuelle Regelung zur Kompensation
statischer Phasendifferenzen um etwa ±4 µSekunden möglich.
Da die Periode des Signals entsprechend einer Ablenkung um
360° gleich 64 µSekunden ist, kann eine Phasenregelung nur
um ±22,5° erfolgen, was in vielen Fällen zu begrenzt ist.
Darüber hinaus wird bemerkt, daß bei der bekannten Schaltungsanordnung
die Regelung zur Kompensation statischer Phasendifferenzen
zwischen dem Synchronisiersignal und dem Videosignal
eine Verschiebung des Signals am Ausgang der Impulsformerschaltung
und damit des Rücklaufimpulses gegenüber
dem dreieckförmigen Signal I 1 (siehe Fig. 3) bewirkt. Der
Regelbereich ist also nicht symmetrisch, so daß bei einer
Aufrechterhaltung eine Gesamtregelmöglichkeit von 45° bezüglich
eines Verzögerns oder Voreilens des Impulses die
dynamische Regelmöglichkeit praktisch gleich Null in einem
der beiden Fälle sein kann.
In Fig. 6 ist nun eine Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung gezeigt. Da die Schaltungsanordnung zur Phasenregelung
gemäß der vorliegenden Erfindung einen ähnlichen
Aufbau hat wie die Schaltungsanordnung nach Fig. 1, wurden
die gleichen Bezugszeichen für gemeinsame Bauelemente benutzt.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 6 enthält eine Phasenverriegelungsstufe
50, einen Horizontalimpulsformer 38 und
einen Komparator 28. Die Phasenverriegelungsstufe enthält
einen Phasenkomparator 1, und der stromgesteuerte Oszillator
2 ist, wie bereits beschrieben wurde, derart angeschlossen,
daß er auf der Leitung 5 ein dreieckförmiges Signal erzeugt,
das sowohl dem Impulsformer 38 als auch dem Komparator 28
zugeleitet wird. Insbesondere ist der Komparator 1 ein solcher
mit einem Stromausgang und hoher Ausgangsimpedanz, z. B. ein
Transkonduktanz-Operationsverstärker (O.T.A.). Wie bei der
bekannten Schaltung, wird das dreieckförmige Signal dem
negativen Eingang des Komparators 1 zugeführt, während dieser
an seinem positiven Eingang 6 eine Referenzspannung erhält,
die hier in analoger Weise mit V R1 bezeichnet ist. Im
Gegensatz zu der bekannten Schaltung (Fig. 1), bei der
die Referenzspannung durch integrierte Spannungsteiler
(im Falle der Referenzspannung V R2) erzeugt wurde, ist
bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 diese erste Referenzspannung
variabel und wird mittels eines Potentiometers
45 erzeugt, dessen Schleifer 46 mit dem Eingang 6 verbunden
ist.
Wie bei der bekannten Schaltung enthält der Impulsformer
38 zwei Komparatoren 9 und 10, die mit ihrem negativen
Eingang 11 bzw. positiven Eingang 13 an die Leitung 5 angeschlossen
sind, während der positive Eingang 12 des Komparators
9 mit einem ersten Anschluß des Widerstandes 16 verbunden
ist, dessen anderer Anschluß an den negativen Eingang 14
des Komparators 10 angeschlossen ist. Auch in diesem Fall
ist eine Stromquelle 15 vorgesehen, um an dem Widerstand
16 einen festen Spannungsabfall Δ V zu erzeugen. Die
Ausgangssignale an den Ausgängen 17 und 18 der Komparatoren
9 und 10 werden, zusammen mit einem Tastsignal EN, dem
logischen NAND-Gatter 20 zugeleitet, dessen Ausgang 21 an
der Basis des Transistors 22 des Treibersystems angeschlossen
ist. Dieser Transistor 22 ist mit seinem Kollektor an den
einen Anschluß einer Induktivität 25 des Datensichtgerätes
angeschlossen sowie über einen Widerstand 26 mit der Leitung
27 verbunden, die zu dem Tasteingang EN des Phasenkomparators
28 führt. Auch in diesem Fall erhält der negative Eingang
29 des Komparators 28 das durch den Oszillator 2 erzeugte
dreieckförmige Signal sowie an seinem positiven Eingang 30
die zweite Referenzspannung V R2. Diese Referenzspannung ist
wie bei dem bekannten Beispiel auf einen festen Wert voreingestellt.
Im Unterschied zu der bekannten Schaltung jedoch
ist an den Ausgang 31 des Komparators 28 kein Potentiometersystem
32 angeschlossen, sondern lediglich der Filterkondensator
37, und das Signal gelangt direkt an den Impulsformer 38.
Durch diese Bereitstellung einer variablen Referenzspannung
am positiven Eingang des Phasenkomparators 1 ist es möglich,
eine statische Phasenkompensation durch direkten Einfluß auf
die Referenzspannung durchzuführen, die mit dem dreieckförmigen
Signal des Oszillators 2 bei Empfang eines ankommenden
Synchronisierimpulses verglichen wird. Auf diese Weise
wird die dynamische Kompensation deutlich verbessert.
Die Wellenform an den einzelnen Punkten der Phasenverriegelungsstufe
50 sind in den Fig. 7a, 7b und 7c gezeigt,
wobei sich diese Darstellungen auf drei verschiedene Stellungen
des Schleifers 46 beziehen, um die maximale, minimale oder
typische Referenzspannung einzustellen. Wie aus der Fig. 7a
hervorgeht, entspricht der Maximalwert des Regelbereiches
dem Fall, in dem die maximale Referenzspannung V R1MAX in der
Nähe der Spitze des dreieckförmigen Signals des Oszillators
2 liegt. In diesem Fall ergibt sich für das Signal ein
stabiler Zustand gegenüber dem Synchronisierimpuls am
Schnittpunkt zwischen dem Maximalwert der Referenzspannung
und der Abfallflanke des dreieckförmigen Signals. Ein Ausgangssignal
I 2 des Komparators 1 ergibt sich beim Eintreffen
des Synchronisierimpulses, wie in Fig. 7a zu sehen ist.
In Fig. 7b dagegen wird der Fall dargestellt, bei dem das
Potentiometer 45 derart eingestellt wird, daß sich ein
Minimalwert für die Referenzspannung V R1MIN ergibt. Dieser
Wert, der in der Nähe des Minimalwertes des durch den
Oszillator 2 erzeugten Signals liegt, führt zu der Phasenbeziehung
zwischen dem Synchronisierimpuls SYNC und dem dreieckförmigen
Signal, wie in der Fig. 7b gezeigt. Auch in
diesem Fall ergibt sich nach Erreichen eines stabilen Zustandes
ein Ausgangssignal I 2, wie in dieser Figur gezeigt.
Bei dem Beispiel nach Fig. 7c ist eine typische Normaleinstellung
gezeigt, bei der die Referenzspannung den Wert von
V R1TYP hat, so daß sich in bezug auf I 1, das
Synchronisiersignal SYNC und das Ausgangssignal I 2 die in der Figur
dargestellten Verhältnisse ergeben. Dieser Fall entspricht
einer statischen Phasendifferenz von Null zwischen dem
Synchronisiersignal und dem dreieckförmigen Signal, während
der Fall nach Fig. 7a einer Phasendifferenz von ≦ωτ-90° und
der nach Fig. 7b einer statischen Phasendifferenz von
≦λτ90° entspricht.
Fig. 8 zeigt nun eine andere Ausführungsform gemäß der
vorliegenden Erfindung, bei der die veränderliche Referenzspannung
nicht mehr die dem Phasenkomparator 1 zugeführte
Referenzspannung V R1 ist, sondern die dem Komparator 28
zugeleitete Referenzspannung V R2.
Insbesondere zeigt die Fig. 8 diejenigen Teile der Schaltungsanordnung,
die von der nach Fig. 1 abweichen. Der Komparator
28 ist mit seinem negativen Eingang an den Ausgang 5 des
Oszillators 2 angeschlossen, während sein positiver Eingang
30 mit dem Schleifer 61 eines Potentiometers 60 verbunden ist.
Darüber hinaus ist der Tasteingang EN des Komparators 28
mit der die Rücklaufimpulse führenden Leitung 27 verbunden,
während sein Ausgang 31 direkt an einen Anschluß des Widerstandes
16 angeschlossen ist, der zum Eingang 14 des Komparators
10 führt, während der andere Anschluß des Widerstandes
16 mit de Leitung 12 und der Stromquelle 15 verbunden
ist. Weiterhin ist der Filterkondensator 37 vorgesehen.
Wenn die Ausführungsform nach Fig. 8 in die gesamte
Schaltungsanordnung nach Fig. 1 eingefügt wird, so
arbeitet die Schaltungsanordnung zur Phasenregelung in
bezug auf die Phasenverriegelungsstufe 50 und den Impulsformer
38 wie in den Fig. 2a bis 2c und 4 dargestellt,
während von der Arbeitsweise nach Fig. 3 eine Abweichung
in der Weise vorhanden ist, daß die Referenzspannung V R2
variabel ist und entlang den abfallenden Teil des Ausgangssignals
I 1 bewegbar ist. Dementsprechend wird die Spannung
an den Anschlüssen 12 und 14 der Komponenten 9 und 10
angehoben oder erniedrigt und damit der Rücklaufimpuls voreilend
gemacht bzw. verzögert. Anders als beim Stand der
Technik wird die Phasenverschiebung des Rücklaufimpulses
der Fig. 3 durch eine entsprechende Verschiebung des Kreuzungspunktes
zwischen V R2 und I 1 begleitet, wodurch das Problem
der Aufrechterhaltung einer dynamischen Phasenkompensation
durch die Phasenverriegelungsstufe 50 vermieden wird.
Bei der Lösung nach Fig. 8 wird auf jeden Fall ein kleinerer
dynamischer Bereich im Vergleich zu der Lösung nach Fig. 6
erzielt, da die Variation der Spannung am Ausgang 31 dadurch
begrenzt ist, daß V R3 (Referenzspannung am positiven Eingang
12 des Komparators 9) nicht den Wert an der Spitze des
dreieckförmigen Signals I 1 überschreiten darf und auf der anderen
Seite V R4 (entsprechend der Referenzspannung am negativen
Eingang 14 des Komparators 10) nicht kleiner werden kann, als
der Minimalpegel desselben dreieckförmigen Signals I 1 (siehe
Fig. 5, oben), damit eine Veränderung der Treiberimpulse für
den Transistor 22 vermieden wird. Doch auch bei der Ausführungsform
nach Fig. 8 ergeben sich erhebliche Verbesserungen
gegenüber den bisher bekannten Schaltungen.
Darüber hinaus ist es möglich, die Ausführungsform nach
Fig. 6 mit der nach Fig. 8 zu kombinieren, also sowohl eine
variable Referenzspannung am Eingang des Phasenkomparators
1 als auch eine variable Referenzspannung am positiven
Eingang 30 des Phasenkomparators 28 bereitzustellen und
beide in entgegengesetzter Richtung zu variieren.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung hervorgeht, löst die
vorliegende Erfindung die gestellten Aufgaben. Es wird eine
Schaltungsanordnung zur Phasenregelung vorgeschlagen, die
einen sehr einfachen Aufbau hat und eine deutliche Verbesserung
der Phasenregelmöglichkeiten bringt, d. h., es wird
eine Phasenregelung über einen breiten Bereich zwischen dem
Synchronisiersignal und dem Videosignal ermöglicht.
Insbesondere wird die dynamische Regelmöglichkeit des
Komparators 28 nicht durch die statische Phasenregelung wie
bei dem bekannten System beeinträchtigt, weil unabhängig von
der statischen Kompensation der Rücklaufimpuls immer mit
dem Signal des Oszillators 2 verriegelt bleibt, so daß das
Vorhandensein einer statischen Phasenkompensation nicht die
Möglichkeit einer gleichzeitigen dynamischen Kompensation
beeinträchtigt, wie sie für durch den Transistor 22 eingeführte
Verzögerungen und Alterungseffekte erforderlich ist.
Claims (5)
1. Schaltungsanordnung zur Phasenregelung, insbesondere für
die Horizontalablenkung in Datensichtgeräten;
mit einer Phasenverriegelungsstufe (50), der als Eingangssignale ein erstes Referenzsignal V R1 und ein Synchronisiersignal (SYNC) zugeführt werden und die als Ausgangssignal ein dreieckförmiges Signal (I 1) erzeugt, das zu dem Sychronisiersignal in Phasenbeziehung steht;
mit einem Rechteckgenerator (38), dem als Eingangssignal das dreieckförmige Signal (I 1) zugeführt wird und der als Ausgangssignal ein Rechtecksignal (I 6) erzeugt;
mit einem Treiberelement (22), dem das Rechtecksignal (I 6) zugeführt wird und das ein periodisches Steuersignal liefert;
und mit einem Phasenkomparator (28), dem als Eingangssignale das dreieckförmige Signal (I 1), das periodische Steuersignal und ein zweites Referenzsignal (V R2) zugeführt werden und der als Ausgangssignal ein Kompensationssignal erzeugt, mit dem durch das Treiberelement verursachte, dynamische Phasendifferenzen kompensiert werden und das dem Rechteckgenerator (38) zugeführt wird;
dadurch gekennzeichnet, daß zum Kompensieren von statischen Phasendifferenzen zwischen dem Synchronisiersignal (SYNC) und dem periodischen Steuersignal mindestens eines der Referenzsignale (V R1, V R2) zwischen einem voreinstellbaren Minimalwert und einem voreinstellbaren Maximalwert variabel ist.
mit einer Phasenverriegelungsstufe (50), der als Eingangssignale ein erstes Referenzsignal V R1 und ein Synchronisiersignal (SYNC) zugeführt werden und die als Ausgangssignal ein dreieckförmiges Signal (I 1) erzeugt, das zu dem Sychronisiersignal in Phasenbeziehung steht;
mit einem Rechteckgenerator (38), dem als Eingangssignal das dreieckförmige Signal (I 1) zugeführt wird und der als Ausgangssignal ein Rechtecksignal (I 6) erzeugt;
mit einem Treiberelement (22), dem das Rechtecksignal (I 6) zugeführt wird und das ein periodisches Steuersignal liefert;
und mit einem Phasenkomparator (28), dem als Eingangssignale das dreieckförmige Signal (I 1), das periodische Steuersignal und ein zweites Referenzsignal (V R2) zugeführt werden und der als Ausgangssignal ein Kompensationssignal erzeugt, mit dem durch das Treiberelement verursachte, dynamische Phasendifferenzen kompensiert werden und das dem Rechteckgenerator (38) zugeführt wird;
dadurch gekennzeichnet, daß zum Kompensieren von statischen Phasendifferenzen zwischen dem Synchronisiersignal (SYNC) und dem periodischen Steuersignal mindestens eines der Referenzsignale (V R1, V R2) zwischen einem voreinstellbaren Minimalwert und einem voreinstellbaren Maximalwert variabel ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß das erste Referenzsignal (V R1)
variabel ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2,
gekennzeichnet durch ein Potentiometer (45), dessen Schleifer
(46) mit der Phasenverriegelungsstufe (50) verbunden ist,
um eine variable Spannung als erstes Referenzsignal (V R1) zur
Verfügung zu stellen.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Referenzsignal (V R2)
variabel ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4,
gekennzeichnet durch ein Potentiometer (60), dessen Schleifer
(61) mit dem Phasenkomparator (28) verbunden ist, um eine
variable Spannung als zweites Referenzsignal (V R2) zur
Verfügung zu stellen.
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