DE2517697C2 - Vorrichtung zur Drehzahlbegrenzung bei Brennkraftmaschinen - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Vorrichtung zur Drehzahlbegrenzung nach der Gattung des Hauptanspruchs. Bei einer bekannten Vorrichtung dieser Art (DE-OS 20 02 548) ist zur Drehzahlbegrenzung einer Brennkraftmaschine ein Impulsgenerator oder monostabiler Multivibrator vorgesehen, der einen Bezugsperiodenimpuls erzeugt und dem Eingang eines Schalttransistors zuführt zum Vergleich mit einem sonstigen Einspritz-Bezugsimpuls, der ein einem bestimmten Zylinder zugeführter Steuerimpuls sein kann, bei Ableitung des Bezugsperiodenimpulses von dem einem anderen Zylinder zugeführten Steuerimpuls. Bei gleichzeitigem Vorliegen beider Impulse sperrt der Schalttransistor und geht mit einem nachgeschalteten Transistor in eine Verriegelungsstellung, die von einem gesonderten Transistor jeweils wieder entrieRelt v/erden muß, was bei jedem neuen Impuls geschieht. Daher kann die bekannte Vorrichtung immer nur einen einzigen, jeweils nachfolgenden Einspritzimpuls abschneiden, wobei noch problematisch sein kann, daß die Schaltung zur Drehzahlbegrenzung aus ihrer Verriegelungsposition nicht selbsttätig wieder zurückkehren kann, im Falle eines Fehlers also die Zufuhr von Kraftstoff zur Brennkraftmaschine völlig unterbrochen wird.

Bei einer weiteren Überwachungseinrichtung zur Drehzahlbegrenzung bei einer Brennkraftmaschine (DE-OS 19 06 883) wird ein Überwachungsimpuls erzeugt, der einen von der Drehzahl abhängigen Scheitelwert aufweist und nach Vergleich seiner Amplitude mit einem der maximal zulässigen Drehzahl entsprechenden Pegel bei Überschreitung eine Umschaltung veranlaßt wird, die auch einen monostabilen Multivibrator für eine vorgegebene Zeitspanne in seinen instabilen Zustand umwirft wodurch Zünd- oder j Einspritzimpulse gesperrt werden.

Da Brennkraftmaschinen dann, wenn sie etwa mit Vollgas in unteren Gängen oder beim Bergabfahren mit Vollgas gefahren werden, in Drehzahlbersiche gelangen können, die der Motorlebensdauer insgesamt sehr

ι» abträglich sind, ist es ferner bekannt, die Drehzahl bei einer Brennkraftmaschine dadurch zu begrenzen, daß die Zündung mit einem Fliehkraftschalter kurzgeschlossen oder unterbrochen wird, der üblicherweise Bestandteil des Verteilerfingers ist. Eine solche Drehzahlbegrenzung ist schon deshalb nachteilig, weil, abgesehen von der durch mechanische Toleranzen nicht hinreichend genau festlegbaren Auslösedrehzahl, hier lediglich die Zündung unterbrochen, jedoch die Zuführung des entflammbaren Gemisches zu den Zylinderköpfen

2« nicht unterbrochen wird. Dies kann insbesondere bei mit Katalysatoren ausgestatteten Brennkraftmaschinen eine unzulässig hohe Erwärmung des Katalysators bedeuten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Vorrichtung zur Drehzahlbegrenzung ein besonders weiches Einsetzen der Begrenzung zu ermöglichen, so daß die Kraftstoffzufuhr zur Brennkraftmaschine zwar cinserits ohne abruptes Abbremsen und Zündverzugserscheinungen im Auspuff, andererseits aber so wirkungs-

jo voll abgeschnitten wird, daß die Brennkraftmaschine auf die vorgegebene Grenzdrehzahl sicher und ohne Rucken reagiert.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Drehzahlbegrenzung löst diese Aufgabe mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs und hat gegenüber dem bekannten Stand der Technik den Vorteil, daß starke Drehmomentsprünge der Brennkraftmaschine jeweils beim Erreichen und Unterschreiten der Drehzahlgrenze nicht auftreten, insbesondere also bei Überschreiten einer vorgegebenen Drehzahl nicht völlig abgeriegelt und erst bei Erreichen einer unteren, wieder zulässigen Drehzahl das Kraftstoff-Luft-Gemisch wieder voll zugeführt wird, was einen stark ruckartigen Betrieb im Grenzdrehzahlbereich bedeutet.

Der Erfindung gelingt es, dadurch beruhigend in den Arbeitsablauf der Brennkraftmaschine einzugreifen, daß dann, wenn die Drehzahl auch nur in den Bereich der Grenzdrehzahl kommt, schon zu einem relativ frühen Zeitpunkt infolge gewisser Phasenschwankungen der eintreffenden Auslöseimpulse (gelegentlich trifft die Flanke eines jeweils nächsten Auslöseimpulses etwas früher ein) die Zuführung des Kraftstoffs für die nächsten zwei bis vier Impulse unterbrochen wird. Hierdurch ergibt sich ein sanfter schonender Eingriff, der einen Drehmomentverlust der Brennkraftmaschine und einen entsprechenden Drehzahlabfall zur Folge hat, so daß die auslösende Grenzdrehzahlbedingung, die äußerst präzise erfaßt wird, nicht mehr vorliegt. Es erfolgt dann auch keine weitere Reaktion mehr und insbesondere ergibt sich durch die Erfindung keine starke Hysteresewirkung in dem Sinne, daß erst nach Rückkehr in den Normalzustand und Unterschreiten der Crenzdrehzahl Kraftstoff wieder zugeführt wird. Es ist daher möglich, die Brennkraftmaschine mit der

t>5 erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Drehzahlbegrenzung ständig mit Vollgas an der Drehzahlgrenze zu fahren, wobei die Drehzahl der Brennkraftmaschine in diesem Fall mit einer von der Zahl der jeweils

abgeschnittenen Einspritzimpulse abhängigen Frequenz um die Grenzdrehzah! herum pendelt.

Erst wenn die Grenzdrehzahl ständig, etwa beim Bergabfahren, überschritten wird, wird die Kraftstoffzufuhr völlig abgeschnitten und setzt mit der Verzögerung von zwei bis vier Einspritzimpulsen bei Unterschreitung der Grenzdrehzahl wieder ein.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 die erfindungsgemäße Vorrichtung in Form eines Blockschaltbildes,

Fig. 2 eine detaillierte Schaltungsdarstellung zur Drehzahlbegrenzung und die

Fig.3a und 3b Impulsdiagramme an verschiedenen Schaltungspunkten.

Die folgenden Erläuterungen beziehen sich im wesentlichen auf eine einer Kraftstoffeinspritzanlage zugeordnete Schaltung; es versteht sich jedoch, daß die Schaltung auch sonstigen, gemischbildenden Anordnungen (Vergaser) mit nur geringfügigen Änderungen zugeordnet werden kann und dann in entsprechender Weise arbeitet.

Bei einer Kraftstoffeinspritzanlage ist üblicherweise für andere Schaltungskomponenten ein Schaltungsblock vorhanden, der eine sogenannte Auslöseimpulsfolge erzeugt, die drehzahlbezogen ist und das Tastverhältnis 0,5 (Tastverhältnis = Impulsdauer bezogen auf die gesamte Periodendauer) aufweist. Eine solche Auslöseimpulsfolge ist in den F i g. 3a und 3b jeweils bei 1) dargestellt. Die Auslöseimpulse lassen sich im übrigen auch von Zündimpulsen ableiten, was bei einer mit Vergaser ausgerüsteten Brennkraftmaschine von Bedeutung ist.

Diese Auslöseimpulsfolge wird entsprechend F i g. 1 dem Eingang eines monostabilen Kippgliedes 1 zugeführt, welches auf eine präzise Standzeit, d. h. auf eine präzise Verweildauer t_n-rabgestimmt ist, die mit der maximal erlaubten Grenzdrehzahl in Bezug steht. Befindet sich das monostabile Kippglied 1 noch in seinem instabilen Zustand, wenn bei Erreichen der Grenzdrehzahl und dadurch kleiner werdender Impulsdauer die Auslöseimpulsfolge schon wieder einen anderen Zustand erreicht hat, dann ergibt sich an einem, dem monostabilen Kippglied nachgeschalteten UND-Gatter 2 Koinzidenz und ein weiteres monostabiles Kippglied, welches im folgenden als monostabile Speicherkippstufe 3 bezeichnet wird, wird angestoßen. Diese Speicherk'ppstufe 3 verriegelt sich dann für einen vorgegebenen Zeitraum in ihrem instabilen Zustand und triggert danach eine weitere nachgeschaltete monostabile Kippstufe 4, die an ihrem Ausgang ein Signal erzeugt, welches ein Abschneiden der Einspritzsteuerbefehle bewirkt vorzugsweise wird der nachgeschaltete Transistor 7"8 so angesteuert, daß er leitend ist und die Ausgangsklemme 6 der Schaltung daher praktisch auf Massepotential liegt wodurch es zu einem Kurzschluß der mit diesem Punkt verbundenen Einspritzsteuerbefehle kommt

Die der Eingangsklemme 7 der Schaltung der F i g. 1 zugeführte Auslöseimpulsfolge ist drehzahlbezogen und daher in ihrer Impulsdauer veränderlich; bei einer Vierzylinderviertakt-Brennkraftmaschine erzeugt die Zündanlage pro Umdrehung zwei Zündimpulse, d. h. pro jeweils zwei Umdrehungen der Kurbelwelle vier Zündimpulse, wodurch, wie bekannt jeder Zylinder der Vierzylinder-Brennkraftmaschine bei zwei Kurbelwellenumdrehungen einen Arbeitshub durchführt Verwendet man die Zündimpulse zur Triggerung einer bistabilen Kippstufe, dann ergibt sich im speziellen Fall einer Vierzylinderviertakt-Brennkraftmaschine die in Fig.3a und Fig.3b unter 1) dargestellte Auslöseimpulsfolge, wobei jede Impulsflanke einem Zündimpuls entspricht. Bei Brennkraftmaschinen mit anderer Zylinderanzahl erfolgt eine Anpassung in entsprechender Weise.

Die detaillierte Schaltung ist in F i g. 2 dargestellt; an

to der Eingangsklemme 7 wird die Auslöseimpulsfolge zugeführt; die Ausgangsklemme 6 liefert den Schaltzustand, der unmittelbar auf die Einspritzsteuerbefehle einwirkt und diese für einen, von der Schaltung der F i g. 2 erzeugten Zeitraum austastet, beispielsweise also gegen Masse ableitet.

Die Stromversorgung der Schaltung erfolgt wegen der Präzision, mit der hier gearbeitet werden muß, über eine von einem Transistor Γ3 gebildete Konstantspannungsquelle; der Transistor T3 liegt mit seinem Kollektor an der üblichen Plusleitung 11 einer den Spannungsschwankungen des Bordnetzes unterworfenen Stromschiene und mit seinem Emitter an einer Versorgungsleitung !2, die die eigentliche Plusleitung für die Schaltung der F i g. 2 bildet. Die Minusleitung ist mit 13 bezeichnet; bei Verwendung dieser Begrifffe versteht es sich, daß diese lediglich der Erläuterung dienen und entsprechenderweise bei Verwendung anderer Halbleiterschaltelemente auch eine Spannung der jeweils anderen Polarität führen können. Der Basis des Transistors TZ wird über eine gesonderte Eingangsklemme 14 eine bevorzugt mittels einer Zenerdiode stabilisierte Spannung zugeführt.

Es ist wesentlich, daß die Schaltung in der Lage ist, die jeweilige Grenzdrehzahl mit hoher Präzision festzulegen und auch über längere Zeit festzuhalten, denn einmal ist es sinnvoll, die zulässige Drehzahlspanne bei einer Brennkraftmaschine voll auszunutzen, zum anderen ist es jedoch gerade bei Automatikwagen von Bedeutung, daß die Grenzdrehzahl, bei der der Motor abriegelt, auf jeden Fall höher liegt als die Drehzahl, welche bei vollem Ausfahren der Gänge eines eine Schaltautomatik aufweisenden Kraftfahrzeugs (kickdown-Stellung) jeweils die Umschaltung in den nächst höheren Gang veranlaßt. Diese Schallpunkte sind im Automatikgetriebe fest vorgegeben, und es ist einzusehen, daß auch bei längerem Betrieb die Grenzdrehzahl diese Schaltdrehzahl nicht unterschreiten darf, da sonst der jeweils nächste Gang nicht erreicht werden kann, weil schon vorher abgeriegelt wird.

Das monostabile Kippglied 1 besteht aus zwei Transistoren Ti und 72, die in üblicher weise so geschaltet sind, daß im Normalzustand der Transistor T2. sich im leitenden Zustand befindet und der Transistor TX gesperrt ist Zu diesem Zweck liegt die Basis des Transistors TI über die Reihenschaltung eines Widerstandes Λ 25, einer Widerstandsparallelgruppe R 6 und R 7 und eines weiteren Widerstandes R 5 an der Plusleitung, die Basis des Transistors Ti ist über einen Widerstand R 8 mit dem Kollektor des Transistors 7"2 verbunden und wird dadurch im Sperrzustand gehalten. Die Emitter beider Transistoren Tl und 7"2 liegen unmittelbar an der Minusleitung, der Kollektor des · Transistors T2 liegt über einen Widerstand R 9 an der Stromschiene 11 mit positivem Potential. Der Kollektor des Transistors Ti liegt über die Reihenschaltung einer Diode D 2 und eines Widerstandes R 3 an der Plusleitung 12; parallel hierzu ist die Reihenschaltung eines weiteren Widerstandes R 29 und eines Widerstan-

des R 4 geschallet. Der Verbindungspunkt der Widerstände R 29 und R 4 geht über einen Widerstand R 12 auf die Basis eines nachgeschalteten Transistors T4, der im wesentlichen das UND-Gatter 3 bildet und auf den weiter unten noch eingegangen wird.

Das monostabile Kippglied 1 wird durch jeweils die negative Flanke der Auslöseimpulsfolge, die über einen Kondensator Cl in Reihe mit einem Widerstand Al und einem gegen Masse geschalteten Widerstand R 2 differenziert wird, in den instabilen Zustand gekippt, da der so gebildete negative Impuls über die Diode D1 und den Kondensator C2 sowie den Widerstand /?25 auf die Basis des Transistors 72 gelangt und diesen sperrt. Bis zur Umladung des Kondensators C2, die über die einstellbare Widerstandskombination der Widerstände R6 und Rl in Parallelschaltung in Reihe mit dem Widerstand R 5 erfolgt, verbleibt das monostabile Kippglied 1 in seinem instabilen Zustand und gibt präzise eine Referenzzeit t_Ki vor. Beim dargestellten Ausführungsbeispiel ist das monostabile Kippglied auf eine Standzeit entsprechend einer halben Kurbelwellenumdrehung bei Grenzdrehzahl abgeglichen. In Zahlenwerten bedeutet dies, daß bei einer Grenzzahl von rigrenz = 5500 U pm die Standzeit 5,45 ms beträgt.

Während dieser Standzeit legt das monostabile Kippglied 1 vom Kollektor des Transistors 71 über die Widerstände /?29 und /?12 im wesentlichen negatives Potential an die Basis des Transistors T4 und dauert die Standzeit des Kippgliedes 1 noch an, wenn die Spannung an der Eingangsklemme 7, die durch die Auslöseimpulsfolge bestimmt ist, wieder auf positives Potential springt, dann ist der Transistor T4 leitend und es gelangt ein positiver Impuls von allerdings nur sehr kurzer Dauer auf die Basis eines nachgeschalteten Transistors 75, der Teil der schon erwähnten monostabilen Speicherkippstufe 3 ist. Der das UND-Gatter 2 bildende Transistor 74 liegt mit seinem Emitter über einen Widerstand RW an der Eingangsklemme 7 und ist mit seinem Kollektor über einen Widerstand R13 mit der Basis des Transistors 7"5 verbunden. Zwischen Basis und Emitter ist ein weiterer Widerstand /?28 geschaltet, der Emitter liegt weiterhin noch über einen Widerstand R 14 an der Minusleitung.

Die im Kollektorzweig des Transistors 71 des Kippgliedes 1 angeordnete Diode D 2 dient zur Kompensation der Basisemitterspannung des Transistors T2, die sonst die Standzeit des monostabilen Kippgliedes 1 beeinflussen würde; außerdem gewinnt man durch die Auskopplung des über den Widerstand R 29 und dem Widerstand R12 zur Basis des Transistors T4 geleiteten Signals über der Diode D 2 eine steile Schaltflanke, da der Kollektor des Transistors 7Ί rasch nach Plus springt, wenn das Kippglied in seinen stabilen Zustand zurückkehrt; auf diese Weise ist die Schaltflanke nicht durch die Umladung des Kondensators C 2 beeinträchtigt

Die Anordnung des Widerstandes R 29 ist zur Potentialerhöhung der Basis des Transistors 7"4 sinnvoll, wenn sich das Kippglied 1 in seinem instabilen Zustand befindet und der Transistor Ti leitend geschaltet ist, denn bei Fehlen dieses Widerstandes würde bei entsprechend kleiner Sättigungsspannung des Transistors Tl der BasisanschluBpunkt praktisch auf Minuspotential gezogen sein, wodurch es zu Schwierigkeiten beim Betrieb des Transistors Γ4 kommen kann, insbesondere wenn dieser eine hohe Stromverstärkung aufweist, denn der Emitter des Transistors 74 liegt lediglich um die Basisemitter-Flußspannung über dem Potential der Basis, so daß der Kollektor praktisch keinen Strom oder doch einen irgendwie unbestimmten Strom ziehen würde. Durch das Höherlegen der Basis des Transistors T4 über den Widerstand R 29 entschärft sich dieses Problem, im übrigen aber auch durch die Anordnung des Widerstandes R 28 zwischen Basis und Emitter des Transistors 7"4. Über dem Widerstand R 28 liegt die Basisemitter-Flußspannung des Transistors, wodurch dieser einen Strom führt, der über den Widerstand R 12 fließen muß, so daß sich auch dort ein entsprechender Spannungsabfall ergibt und die Basis des Transistors 74 höhergelegt wird. Die Reihenschaltung der Widerstände R 28 und R 12 hat jedoch auch noch eine andere Funktion, und zwar dann, wenn sozusagen im »Normalfall« das Kippglied 1 wieder in seinen stabilen Zustand zurückkippt — und dadurch das Potential am Kollektor Ti auf praktisch das Potential der Plusleitung 12 zurückkehrt, andererseits jedoch der Emitter des Transistors T4 über die Klemme 7 noch mit Nullpotential versorgt wird. Dies könnte zu einer gefährlich hohen Spannung in Sperrichtung über der Basisemitterstrecke des Transistors T4 führen, der dadurch so stark »verpolt« wird, daß eine Schädigung auftritt. Di 2 Spannungsteilerschaltung der Widerstände Λ 28 und Λ 12 ist so ausgelegt, daß die auftretenden Spannungen innerhalb der zulässigen Werte verbleiben.

Die Verbindung der Basisanschlüsse der beiden Transistoren T1 und T2 über einen Kondensator Ci — und im übrigen auch der Basen der Transistoren Γ5 und 76 über einen Kondensator CS — macht die Schaltung weniger störanfällig, denn beim Eintreffen eines negativen Impulses an der Basis des Transistors T2, der das Kippglied in seinen instabilen Zustand wirft, tritt dieser Impuls kurzzeitig auch an der Basis des Transistors Ti auf, wodurch zunächst beide Transistoren verriegelt werden; die Verriegelung bestimmt sich durch die Zeitkonstante des Kondensators C3 und des Widerstandes RS, was andererseits bedeutet, daß Störimpulse kleinerer Dauer das System nicht zum Kippen bringen.

Eine weitere Maßnahme zur Vermeidung von Störeinflüssen wird durch das Vorhandensein des Widerstandes R 25 im Basiskreis des Transistors Γ2 — und im übrigen auch des Widerstandes Λ 26 im Basiskreis des Transistors Γ6 sowie des Widerstandes R 27 im Basiskreis des Transistors Γ7, auf die weiter hinten noch eingegangen wird — erzielt. Der Kondensator C 2, über den der negative Triggerimpuls auf die Basis des Transistors 72 zur Einleitung des Kippvorganges des Kippgliedes 1 gelangt, ist an dem Verbindungspunkt des Widerstandes R 3 und der Dioden D1 und D 2 angeschlossen und damit den, auch bei stabilisierter Spannung möglicherweise immer noch vorhandenen Spannungsschwankungen der Plusleitung 12 unterworfen, die sich bei fehlendem Widerstand R 25 unmittelbar auf die Basis des Transistors 72 auswirken und wegen der Rundumverstärkung der Kippstufe ein Umkippen in den metastabilen Zustand bewirken könnten. Durch die Einführung des Widerstandes R 25 wird in Verbindung mit den Widerständen R 5 und Λ 6 sowie R 7 erreicht, daß sich solche Störungen nicht mehr auswirken können. Dies ergibt sich dadurch, daß der Verbindungspunkt der Widerstände R 6 und R 7 mit dem Kondensator C2 sowie mit dem Widerstand R 25 infolge des über die Widerstandskette R 5, R 6, R 7 und Ä25 fließenden Stromes um den Spannungsabfall am Widerstand R 25 angehoben wird.

Die dem UND-Glied 2 nachgeschaltete monostabile

ίο

Speicherkippstufe 3 ist im wesentlichen ähnlich aufgebaut wie das Kippglied 1, so daß hierauf nicht genauer eingegangen zu werden braucht; lediglich die Ansteuerung erfolgt an der Basis des Transistors 75 unmittelbar durch das positive Potential vom Transistor 74, wodurch der Transistor 75 leitend gesteuert wird und die Speicherkippstufe 3 in ihrem metastabilen Zustand gelangt. Durch diese Maßnahme läßt sich der Einfluß des sonst vorhandenen Triggerkondensators auf die Standzeit eliminieren. Die Diode D3 kompensiert wieder, ähnlich wie die Diode D 4, den Einfluß der Basisemitterspannung des Transistors 76 bzw. des Transistors 77; die Standzeit der Speicherkippstufe 3 ist bestimmt durch den Kondensator C 4, der sich über die Parallelschaltung der einstellbaren Widerstände Λ 19 und R 20 in Reihe mit einem Widerstand R 18 gegen Plusleitung 12 entlädt. Dieser Speicherkippstufe 3 ist dann noch eine weitere monostabile Kippstufe 4 nachgeschaltet, die als sogenannter »Sparmono« ausgebildet ist und aus einem Transistor 77 besteht, der mit seinem Emitter unmittelbar an Masseleitung, mit seinem Kollektor über einem Widerstand R 24 an der positiven Stromschiene 11 und mit seiner Basis über die Reihenschaltung eines Widerstandes R22 mit dem schon erwähnten Widerstand R27 an Plusleitung 12 liegt. Die Ansteuerung dieses »Sparmonos« erfolgt über einen Kondensator CS am Verbindungspunkt der beiden Widerstände Λ 22 und Λ 27; der Kondensator C6 liegt mit seinem anderen Anschluß im Kollektorkreis des Transistors 76 am Verbindungspunkt eines Widerstandes R 21 und der schon erwähnten Diode D 4. Im Normalzustand ist der Transistor 75 der Speicherkippstufe 3 gesperrt und der Transistor 76 leitend: wird bei Überschreiten der Grenzdrehzahl die Speicherkippstufe 3 in ihren metastabilen Zustand gekippt, dann sperrt der Transistor 76 und führt der Basis des nachgeschalteten Transistors 77 über den Kondensator C6 einen negativen Impuls zu, der diesen Transistor sperrt, wodurch ein weiterer, vom Transistor 77 bzw. von dieser monostabilen Kippstufe angesteuerter Endtransisior 78 leitend wird und beispielsweise bei einer Einspritzanlage die Einspritzsteuerimpulse abschneidet.

Der Darstellung der Fig. 3b lassen sich die dabei entstehenden Impulsfolgen entnehmen. Bei der Impulsfolge 1) handelt es sich um die schon erwähnte Auslöseimpulsfolge, die Impulsfolge 2) ist die durch die Triggerung der monostabilen Kippstufe 1 am Kollektor des Transistors ^r2 entstehende Impulsfolge, wobei die Impulsdauer t_rcr fest vorgegeben ist. Bei Überlappung entsteht, wie weiter vorn schon erläutert, mindestens ein Ausgangsimpuls am, Kollektor des Transistors 74 (entsprechend der Impulsfolge 3) und triggeri die nachgeschaltete monostabile Speicherkippstufe, deren Standzeit so bemessen ist, daß diese auf jeden Fall noch innerhalb des die Auslösung bewirkenden positiven Impulses der Auslöseimpulsfolge t) verbleibt; mit der negativen Rückflanke des Impulses der Speicherkippstufe 3 wird dann die monostabile Kippstufe 4 angestoßen und es ergibt sich am Kollektor des Transistors 77 ein Ausgangsimpuls der Dauer f« entsprechend der Impulsfolge 5). Die Dauer des Impulses /h ist so bemessen, daß die drei nächstfolgenden Einspritzimpulse, die durch die Impulsfolge 6) dargestellt sind, unterdrückt werden. Bei der Impulsfolge 6) kann es sich im speziellen Ausführungsbeispiel um die Ausgangsimpulse einer sogenannten Steuermultivibratorschaltung handeln, die jeweils von der negativen Flanke der Auslöseimpulsfolge 1) ausgelöst werden und deren Dauer sich bestimmt als Funktion der jeweiligen Drehzahl der Brennkraftmaschine und der angesaugten Luftmenge. Wie dem Impulsdiagramm der Fig.3b entnommen werden kann, werden bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel jeweils die nächstfolgenden drei Impulse der Impulsfolge 6), die stellvertretend für die Einspritzsteuerbefehle stehen kann, abgeschnitten. Danach fällt das System wieder in die ursprüngliche

ίο Arbeitsweise zurück, es sei denn die Grenzdrehzahl ist noch immer überschritten, worauf weiter unten noch eingegangen wird.

Die Arbeitsweise der monostabilen Speicherkippstufe 3 und der monostabilen Kippstufe 4 in Form eines

Sparmonos ist so, daß bei einmaliger Überschreitung der Grenzdrehzahl der Transistor 74 für einen, wie einzusehen ist, sehr kurzen Zeitraum leitend wird, der jedoch ausreicht, um die ein echtes Speicherverhalten aufweisende monostabile Speicherkippsiufe zu setzen.

Dadurch sperrt dann der Transistor 76 und der Kondensator C6 wird während dieses Zeitraums über den Widerstand R 21 voll aufgeladen, so daß nach dem relativ schnell erfolgenden Rückkippen der Kondensator C6 eine Ladung aufweist, die, wie schon erläutert, zum Abschneiden der nächsten drei folgenden Einspritzimpulse führt.

An sich steht die Information hinsichtlich einer Drehzahlüberschreitung schon am Ausgang des UND-Gliedes 2 bzw. genauer gesagt am Kollektor des Transistors 74 an; die nachfolgenden Stufen 3 und 4 sind jedoch erforderlich, um den Regelvorgang bei Erreichen der Grenzdrehzahl weich einsetzen und abklingen zu lassen, eben dadurch, daß nur eine vorgegebene Anzahl von Impulsen abgeschnitten wird.

wodurch zu starke Drehzahl- und Drehmomentschwankungen und ein dadurch hervorgerufenes Rucken im Fahrablauf vermieden werden kann.

Begünstigt kann das geschilderte Regelverhalten bei einmaliger Überschreitung der Drehzahl noch dadurch werden, daß der Zündzeitpunkt selbst Schwingungen unterworfen sein kann, wodurch bei Annäherung an die Grenzdrehzahl schon ein Triggerimpuls für die monostabile Speicherkippstufe 3 entstehen kann, was ein besonders weiches Einsetzen der Drehzahlbegrenzung sicherstellt, da es durch die Wegnahme der im Ausführungsbeispiel 3 folgenden Einspritzsteuerimpulse zu einem Drehmomentabfall kommt und die Grenzdrehzahl dann nicht mehr erreicht wird. Dies entspricht dem Impulsfolgeverhalten der F i g. 3b: ein unterschiedliches Schaltverhalten der Schaltung der F i g. 2 ergibt sich dann, wenn die Grenzdrehzahl ständig überschritten wird, denn in diesem Falle liefert das UND-Gatter 2 jeweils zu Beginn der positiven Flanke der Auslöseimpulse der Impulsfolge 1) einen kurzen Triggerimpuls, der der Impulsfolge 3) der Fig.3a entspricht Das bedeutet, daß die Speicherkippstufe 3 kontinuierlich gesetzt wird und innerhalb der Impulsdauer des positiven Auslöseimpulses, der diesen Triggerimpuls erzeugt hat, wieder rückkippt wodurch zwar in der weiter vorn schon geschilderten Weise der Impuls r« entsprechend der Impulsfolge 5) entsteht der jedoch beim erneuten Setzen der Speicherkippstufe 3 wieder abgebrochen wird, denn es kommt erneut zur Sperrung des Transistors 76 und damit zu einem positiven

t>5 Spannungssprung am Kondensator C6, wodurch dieser Kondensator in gewünschter Weise wie bei der einmaligen Auslösung geladen, gleichzeitig der Transistor 77 jedoch leitend gesteuert wird, wodurch der

Transistor Γ8 sperrt. Der Transistor TS sperrt dann immer so lange (und entwickelt an seinem Kollektor, sofern dieser über einen Widerstand mit positivem Potential verbunden ist, die Impulsfolge 5) der Fig.3a, wie die Standzeit der Speicherkippstufe andauert. Diese Standzeit liegt jedoch, wie den Plusdiagrammen der F i g. 3a und 3b entnommen werden kann, innerhalb des Zeitraumes zwischen den Einspritzsteuerimpulsen. Die Speicherkippstufe 3 kippt rechtzeitig vor Eintreffen des nächsten Einspritzsteuerimpulses wieder zurück (diese Einstellung kann beispielsweise durch Justierung an den Widerständen R 19 und R 20 vorgenommen werden, da die jeweils zutreffende Grenzdrehzahl und damit der Abstand der Einspritzsteuerimpulse ja bekannt ist), so daß bei ständiger Grenzdrehzahlüberschreitung sämtliche Einspritzsteuerimpulse, wie die Impulsfolge 7) zeigt, abgeschnitten werden, d. h. den Einspritzventilen werden keine Einspritzsteuerbefehle zugeführt. Dies ist durch die gestrichelten Impulse in der Impulsfolge 7) in F i g. 3a und 3b dargestellt.

Der aus einem Transistor Tl bestehende Sparmono ist daher in der Lage, den ihm über den Kondensator CS zugeführten Impulssignalen unmittelbar zu folgen; bleiben diese jedoch aus, dann ergibt sich eine fest einstellbare Zeitdauer (bei leitendem Transistor T6; d. h. Speicherkippstufe im Ruhezustand) während der die Umladung des Kondensators C6 über den einstellbaren Widerstand R 22 erfolgt, bis das negative Potential an der Basis des Transistors Tl abgeklungen ist und die Einspritzsteuerbefehle nicht mehr abgeschnitten werden. Beim dargestellten Ausführungsbeispiel beträgt diese Zeitdauer bevorzugt drei Impulse,

ίο wie der Impulsfolge 7) der F i g. 3b entnommen werden kann. Im übrigen spielt sich der gesamte Triggervorgang für die Schaltung innerhalb des Zeitraumes des positiven Impulses der Auslöseimpulsfolge ab, wie deutlich der Darstellung der Fig. 3b entnommen

t5 werden kann, denn die positive Vorderflanke des ersten impulses erzeugt durch ihre Koinzidenz· mit dem noch nicht zurückgekippten Zustand des ersten Monoflops 1 den Triggerimpuls für die Speicherkippstufe, diese kippt entsprechend der Impulsfolge 4) zurück und stößt den Monoflop 4 an. bevor noch die negative Impulsflanke des Auslöseimpulses, die gleichzeitig den Einspritzsteuerbefehl erzeugt, eingetroffen ist.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (14)

Patentansprüche:

1. Vorrichtung' zur Drehzahlbegrenzung bei Brennkraftmaschinen, denen die pro Hub benötigte Kraftstoffmenge von einer elektrisch gesteuerten Kraftstoff-Einspritzanlage oder einer elektrisch gesteuerten gemischbildenden Anordnung (Vergaser) in Abhängigkeit zur Drehzahl und der angesaugten Luftmenge zuführbar ist, mit einer von einem ersten drehzahlsynchronen Impuls getriggerten und durch seine Standzeit im instabilen Zustand ein Maß für die Grenzdrehzahl, an welcher Begrenzung eintreten soll, bestimmenden, monostabilen Kippstufe, der ein UND-Gatter nachgeschaltet ist, dessen anderem Eingang ein zweiter drehzahlsynchroner Impuls direkt zugeleitet ist und mit einer mk dem Ausgang des UND-Gatters verbundenen Speicherkippstufe, die mit der von der Einspritzanlage oder der gemischbildenden Anordnung ausgehenden und die Einspritz-Steuerimpulse oder die Steuerimpulse für die Gemischbildung führenden Leitung in Verbindung steht, dadurch gekennzeichnet, daß eine weitere monostabile Kippstufe (4) in Sparschaltung, bestehend aus einem Transistor (T7) und einem Ladekondensator (C6) vorgesehen ist, deren Eingang mit dem Ausgang der als monostabile Kippstufe (3) ausgebildeten Speicherkippstufe und deren Ausgang mit der die Steuerimpulse führenden Leitung (6) verbunden ist und die von der Speicherkippstufe bei über der Grenzdrehzahl liegenden Drehzahl der Brennkraftmaschine, d. h. jedesmal dann, wenn der zweite drehzahlsynchrone Impuls während der Standzeit der ersten monostabilen Kippstufe (1) auftritt, einen Ladeimpuls solcher Größe zugeführt erhält, daß sie für die Dauer der folgenden zwei bis vier ersten bzw. zweiten drehzahlsynchronen Impulse und damit Steuerimpulse in ihrem instabilen Zustand verbleibt und die Kraftstoffzufuhr unterbricht und daß der erste drehzahlsynchrone Impuls mit dem zweiten drehzahlsynchronen Impuls identisch ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste monostabile Kippstufe (1) aus einem ersten und einem zweiten Transistor (Tl, Tl) gebildet ist, deren Emitter unmittelbar mit dem einen Pol (13) der Versorgungsspannung verbunden sind, daß der Kollektor des im Ruhezustand sperrenden ersten Transistors (T\) über die Reihenschaltung einer Diode (D2) zur Kompensation der Basisemitterspannung des zweiten Transistors (T2) und einem Widerstand (R3) an dem anderen Pol (12) der Versorgungsspannung liegt, daß der Kollektor des ersten Transistors (Tl) über die Reihenschaltung zweier Widerstände (7? 29, R 12) mit der Basis eines nachgeschalteten und das UN D-Gatter (2) bildenden Transistors (T4) verbunden ist und daß der Verbindungspunkt der beiden Widerstände (R29, R12) über einem weiteren Widerstand (R 4) ebenfalls am anderen Pol (12) der Versorgungsspannung liegt.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt der Diode (Dl) mit dem Widerstand (R 3) im Kollektorkreis des im Ruhezustand sperrenden ersten Transistors (T 1) der ersten monostabilen Kippstufe (1) über einen durch <>5 seine Umladung die Standzeit der Kippstufe bestimmenden Kondensator (C2) in Reihenschaltung mit einem Widerstand (R 25) mit der Basis des rweiten Transistors (T2) verbunden ist und daß dem Verbindungspunkt über einen weiteren Kondensator (Ct) in Reihe mit einem Widerstand (R 1) und einem gegen Minusleitung (13) geschalteten Widerstand (R 2) der erste drehzahlsynchrone Impuls zugeführt ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des das UND-Gatter (2) bildenden Transistors (T4) über einen Widerstand (R 11) mit der Eingangsklemme (7), der der erste drehzahlsynchrone Impuls zugeführt ist, verbunden ist, derart, daß an seinem Kollektor dann, wenn die nächste positive Flanke des ersten drehzahlsynchronen Impulses vor Beendigung der Standzeit der ersten monostabilen Kippstufe (1) eintrifft, an seinem Kollektor ein Triggerimpuls erzeugbar ist

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet daß die Speicherkippstufe (3) aus einem ersten und einem zweiten Transistor (TS, T6) gebildet ist, die mit ihren Emittern unmittelbar an dem einen Pol (13) der Versorgungsspannung liegen und mit ihren Kollektoren über die Reihenschaltungen jeweils einer Diode (D 3, D 4) und eines Widerstandes (R 15, R 21) am anderen Pol (12) der Versorgungsspannung angeschlossen sind.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des im Normalzustand sperrenden ersten Transistors (TS) über einen Widerstand (R 13) mit dem Kollektor des das UND-Gatters (2) bildenden Transistors (T4) und damit mit dem Ausgang des UND-Gatters verbunden ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des im Normalzustand leitenden zweiten Transistors (Td) der Speicherkippstufe (3) über einen Kondensator (C6) in Reihe mit einem Widerstand (R 27) mit der Basis des die weitere monostabile Kippstufe (4) in Sparschaltung bildenden nachgeschalteten Transistors (T7) verbunden ist, der mit seinem Emitter unmittelbar an dem einen Pol (13) und mit seinem Kollektor über einen Widerstand (R 24) mit einer in ihrer Polarität dem anderen Pol der Versorgungsspannung entsprechenden Stromschiene (11) verbunden ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Kollektor des die weitere monostabile Kippstufe (4) bildenden Transistors (T7) die Basis eines weiteren Transistors (TU) verbunden ist, der mit seinem Emitter unmittelbar an Masse liegt und an dessen Kollektor die die Steuerimpulse führende Leitung angeschlossen ist.

9. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Basen der die erste monostabile Kippstufe und die Speicherkippstufe (3) bildenden Transistoren (TX, T2\ TS, TS) über Kondensatoren (C3, C5) miteinander verbunden sind.

10. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 3 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der jeweils die Standzeit der ersten monostabilen Kippstufe (1) und der Speicherkippstufe (3) bestimmende Kondensator (C2, C4) mit seinem der Basis des im Normalzustand jeweils leitenden Transistors (T2, T6) zugewandten Ende über die Standzeit weiterhin bestimmende Widerstände (R5, RS. RT: /?18, /?19, R 20) mit dem anderen Pol (12) der

Versorgungsspannung verbunden ist

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die die Kondensatoren (C 2, CA) mit dem anderen Pol der Versorguiigsspannung (12) verbindenden Widerstände bestehen aus der Parallelschaltung zweier einstellbarer Widerstände (R 6,R7;R 19, R 20) mit einem weiteren Widerstand (R 5, R 18).

12. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß zur Stabilisierung der die Kippstufe versorgenden Spannung ein an seiner Basis mit einem konstanten Potential (Zenerdiode) beaufschlagter Transistor (T3) mit seinem Emitter an den anderen Pol der Versorgungsspannung (12) und mit seinem Kollektor an die gegebenenfalls Spannungsschwankungen aufweisende Stromschiene (11) angeschlossen ist.

13. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 2 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß Basis und Emitter des das UND-Gatter (2) bildenden Transistors (T4) über einen Widerstand (R2S) verbunden sind.

14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß jeweils die Basis-Anschlüsse der zweiten Transistoren (T2, T6) der ersten monostabilen Kippstufe (1) und der Speicherkippstufe (3) und des zur weiteren monostabilen Kippstufe (4) gehörenden Transistors (T7) über zur Erhöhung der Störfestigkeit der Kippstufen (1,3, 4) dienende Widerstände (R 25, R 26, R 27) mit den Verbindungspunkten der zeitbestimmenden Kondensatoren (C2, C4, C6) und Widerstände (R 6, R 7, R 19, R 20, R 22) verbunden sind.