DE19922807A1

DE19922807A1 - Mehrkanal-Taktwiedergewinnungs-Schaltungsanordnung

Info

Publication number: DE19922807A1
Application number: DE19922807A
Authority: DE
Inventors: Brian Gaudet
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1998-05-18
Filing date: 1999-05-18
Publication date: 1999-11-25
Anticipated expiration: 2019-05-19
Also published as: DE19922807C2; KR19990087999A; US6285726B1; KR100308459B1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Mehrkanal-Taktwiedergewinnungs-Schaltungsanordnung zum Wiedergewinnen des Takts und der seriellen Daten aus einem ankommenden Datenstrom (RX_P, RX_M) einer Station eines lokalen Netzes. Zum Verbessern der Phasenauflösung wird als ein Bestandteil der Taktwiedergewinnungs-Architektur eine um eine Phasenidentifiziereinrichtung erweiterte Phasenidentifiziereinrichtungs-Architektur verwendet. Um aus einem 250 MHz-Taktsignal von dem Taktgeneratormodul CGM (200) eine von M Phasen für den Taktwiedergewinnungskanal auszuwählen, werden ein einzelnes Taktgeneratormodul (CGM) (200) und N Phasenmultiplexer (142), einer für jeden Taktwiedergewinnungskanal auf dem Chip, verwendet. Um die geforderte Phasenauflösung zu erzeugen, wird ein Phaseninterpolator (138) verwendet. Der Phaseninterpolator (138) wird zum Erzeugen einer Anzahl gleichmäßig beabstandeter Verzögerungsschritte zwischen den Gesamtphasenschritten des Phasenmultiplexers verwendet. Jeder Phasenmultiplexer (142) wird in Abhängigkeit von den Aufpump-Signalen (pumpup-Signalen) oder Abpump-Signalen (pumpdn-Signalen) von jedem Taktwiedergewinnungskanal (CRM) (102, 104) vorgerückt oder verzögert.

Description

Die Erfindung betrifft eine Mehrkanal-Taktwiedergewinnungs- Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Die Erfindung ist auf lokale Netze und insbesondere auf eine Taktwiedergewinnungs-Architektur auf der Grundlage von DLL- geeichten Phaseninterpolatoren, die sowohl für 10 MB- als auch für 100 MB-Datenströme verwendet werden können, gerich tet. Gegenüber Wiedergewinnungsarchitekturen, die getrennte Taktwiedergewinnungskanäle verwenden, schafft die Verwendung einer gemeinsamen Taktwiedergewinnungs-Architektur für beide Datenraten sowohl Einsparungen bezüglich des Leistungsver brauchs als auch bezüglich der Fläche.

In einem lokalen Netz (LAN) wird ein Taktwiedergewinnungs schema zum Auskoppeln eines Taktsignals aus den zwischen den Stationen über das Netz übertragenen Daten verwendet. Das wiedergewonnene Taktsignal wird dann zum Synchronisieren der an den ankommenden Daten ausgeführten Operationen, z. B. zum Abtasten und zum Decodieren der Daten, verwendet.

Fig. 4 zeigt die primären Funktionskomponenten einer senden den Station 11 und einer empfangenden Station 13 eines LANs 10, die während des Sendens und Empfangens der Daten an der Taktwiedergewinnungsfunktion beteiligt sind. Wie in Fig. 4 gezeigt ist, liefert die MAC-Schicht (Medienzugriffs-Steue rungsschicht) 12 der sendenden Station (oder des sendenden Knotens) 11 die Daten an die PHY-Schicht (Bitübertra gungsschicht) 14. Die PHY-Schicht 14 codiert die Daten unter Verwendung eines herkömmlichen 4B/5B-Protokolls, seriali siert sie und verwürfelt dann den Datenstrom.

Obgleich die 4B/5B-Codierung wenigstens einen Übergang pro 5 Bits sicherstellt, verringert das Verwürfeln des Daten stroms die Übergangsdichte in der Weise, daß dabei sogar 60 aufeinanderfolgende Einsen oder Nullen auftreten können. Der zum Steuern des Abtastens der Daten verwendete Phasenregel kreis (PLL) muß somit in Abwesenheit von Übergängen in dem ankommenden Datenstrom die (zum Steuern der Einstellung des spannungsgesteuerten Oszillators als Bestandteil des Kreises verwendete) Frequenzdifferenz zwischen der sendenden Station 11 und der empfangenden Station 13 verfolgen können. Somit ist eine Schleifenübertragungsfunktion 2. Ordnung für eine spannungsgesteuerte Oszillatorschleife (VCO-Schleife) oder für eine frequenzgesteuerte Oszillatorschleife (FCO- Schleife) (Phasenfehler, Frequenzeinstellung) oder eine Schleifenübertragungsfunktion 1. Ordnung für ein Phasenfeh ler/Phaseneinstellungs-Steuersystem erforderlich.

Wie in Fig. 4 gezeigt ist, werden die verwürfelten Daten mit 125 MB/s an die TP-PMD 16 übergeben. Die TP-PMD 16 codiert dann die Daten unter Verwendung der MLT3-Codierung und steuert das verdrillte Leitungspaar 18 an, das das Übertra gungsmedium für die Daten bildet. Die MLT3-Codierung nimmt die binär codierte Nachricht auf und steuert die Leitung unter Verwendung dreier Ausgangsniveaus in der Weise an, daß die spektrale Leistungsdichte bei hohen Frequenzen weniger Energie enthält.

An dem empfangenden Ende des verdrillten Leitungspaars 18 führt die TP-PMD 20 der empfangenden Station 13 eine adap tive Entzerrung des ankommenden Datenstroms (um die Wirkun gen des Kanals auf das Signal zu minimieren) sowie die MLT3- Decodierung aus und übergibt das binäre 125 MB/s-Signal an die PHY-Schicht 22 des Empfängers. Die empfangende Seite der PHY-Schicht 22 muß aus diesem Datenstrom einen 125 MHz-Takt wiedergewinnen, diesen Takt zum Abtasten der Daten verwen den, die Daten entwürfeln, die 4B/5B in tetradenbreite Daten umsetzen und für die MAC-Schicht 24 der empfangenden Station 13 einen tetradenbreiten Datenstrom mit einem Takt von 25 MHz bereitstellen.

Typischerweise haben die Stationen (oder Knoten) eines solchen Netzes TP-PMDs und PHYs, die sowohl bei Datenraten von 10 MHz als auch von 100 MHz arbeiten können. Die Lösun gen des Standes der Technik verwenden sowohl für die 10 MHz- als auch für die 100 MHz-Datenrate einen getrennten Taktwie dergewinnungskanal. Dies erfordert eine gewisse Verdopplung der Architektur sowohl im funktionalen als auch im struktu rellen Sinn mit dem Ergebnis, daß zusätzliche Oberfläche und zusätzliche Leistung verbraucht werden.

Die von der TP-PMD 20 übergebenen Daten besitzen ein 1,3 ns- p-p-(Spitze-Spitze)-DCD-Zittern (Austastzyklusverzerrungs- Zittern), ein 2,0 ns-Spitze-Spitze-DDJ-Zittern (datenab hängiges Zittern) sowie ein Gaußsches 2,7 ns-Spitze-Spitze- Zittern. Somit verbleibt von dem 8 ns-Fenster ein 2 ns- zitterfreies Segment. Die Taktwiedergewinnungsschaltung muß das Zittern ignorieren und nur die Frequenzdifferenz zwischen der sendenden Station 11 und der empfangenden Station 13 verfolgen können. Durch das Anpassen des Verfol gungsverhaltens der Taktwiedergewinnungsschaltung an die Phasendifferenz zwischen den Signalen kann die Frequenz, mit der die empfangende Station 13 das übertragene Signal abta stet, mit der Frequenz und der Phase, mit denen das Signal ursprünglich gesendet wurde, synchronisiert werden. Die maximale Frequenzdifferenz zwischen den Stationen beträgt 100.10^-6, so daß eine schmalbandige Phasenregelschleife (PLL) ausreicht. Wie angemerkt wurde, muß die PLL diese Frequenzdifferenz auch in Abwesenheit von Übergängen in dem ankommenden Datenstrom, der sogar 60 aufeinanderfolgende Einsen oder Nullen enthalten kann, verfolgen können. Die 10 BT-Zitter-Spezifikation erfordert das Wiedergewinnen des Takts und der Daten aus einem Datenstrom mit einem festen 36 ns-Spitze-Spitze-Zittern, mit einem zufälligen 36 ns- Spitze-Spitze-Zittern oder mit irgendeiner, bis zu 36 ns- Spitze-Spitze betragenden Kombination des festen und zufäl ligen Zitterns. (Das 10 MB-Spitze-Spitze-Zitterfenster beträgt 50 ns; somit verwendet das Zittern 36 ns von diesen 50 ns, so daß ein Fenster von 14 ns bleibt.)

Ein typischer Mischsignalzugang (Zweikanalzugang) zur Takt wiedergewinnung verwendet für jeden Kanal eine digitale Dreizustands-Frequenz/Phasen-Auswerteschaltung, eine La dungspumpe, ein Schleifenfilter, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) sowie eine Division-durch-N-Schaltung.

Fig. 5 zeigt die primären Funktionskomponenten einer Takt wiedergewinnungsschaltung 50 mit einer Phasenregelschleife auf der Grundlage eines VCO, die für jeden Kanal einer Zweikanal-Taktwiedergewinnungsschaltung verwendet werden kann. Die Eingangssignale in den Phasen/Frequenz-Komparator 52 sind der in Fig. 5 mit "rx_data" bezeichnete Datenstrom 54 und ein mit "RXC" bezeichnetes wiedergewonnenes Taktsi gnal, das ein von dem VCO 56 ausgegebenes Steuersignal darstellt. Das wiedergewonnene Taktsignal RXC wird zum Abtasten des ankommenden Datenstroms rx_data verwendet, wobei es durch die Wirkung der gezeigten Rückkopplungs schleife 50 mit dem ankommenden Datenstrom in Phasensynchro nisation gebracht wird. Der Frequenz/Phasen-Fehler zwischen den zwei Eingängen in den Komparator 52 erzeugt einen im pulsbreitenmodulierten Aufpumpstrom (pumpup-Strom) und Abpumpstrom (pumpdn-Strom), die der Ladungspumpe 58 als Eingangssignale zugeführt werden. Die Ladungspumpe 58 erhöht die Ladung, wenn der pumpup-Impuls hoch ist, während sie die Ladung verringert, wenn der pumpdn-Impuls hoch ist. Die Ausgangsspannung der Ladungspumpe 58 wird durch ein Schlei fenfilter 60 gefiltert und typischerweise in eine (nicht gezeigte) Pegelübersetzungs- und Anstiegsumkehrschaltung eingegeben, die die Vorspannung des VCO 56 steuert. Das Ausgangssignal des VCO 56 wird der (nicht gezeigten) Divi sion-durch-N-Schaltung als ein Eingangssignal zugeführt. Das Ausgangssignal der Division-durch-N-Schaltung ist das RXC- Eingangssignal in den Phasenkomparator 52.

Fig. 6 zeigt das zur Verwendung als das Schleifenfilter 60 nach Fig. 2 der Taktwiedergewinnungsschaltung 50 geeignete analoge Gegenstück eines optimalen Schleifenfilters 70. Für eine Taktwiedergewinnungsschaltung, die so beschaffen ist, daß sie zwar eine Frequenzdifferenz verfolgt, das in dem Eingangssignal vorhandene Rauschen aber zurückweist, ist das Filter 70 optimal. Dieser Filtertyp führt zu einer Schlei fenübertragungsfunktion 2. Ordnung für die Phasenver gleichs/Frequenzeinstellungs-Schleifen und zu einer Schlei fenübertragungsfunktion 1. Ordnung für die Phasenver gleichs/Phaseneinstellungs-Schleifen (Phasenidentifizierein richtung). Der Integrator 72 des Schleifenfilters 70 erzeugt eine hohe Gleichstromverstärkung, was bedeutet, daß das Filter zeitlich langsam veränderliche Phasenänderungen mit einem geringen Fehler verfolgen kann. Wenn der Widerstand 74 und der Widerstand 76 in der Weise ausgewählt werden, daß sie eine geringe Proportionalverstärkung ergeben, verfolgt das Filter keine zeitlich schnell veränderlichen Phasenänderungen. Da eine geringe Frequenzdifferenz zwischen den Stationen einer langsamen Phasenänderung dΦ/dt (wobei Φ die Phase des Signals ist) entspricht und das in dem Eingangssignal vorhandene Rauschen ein schnelles dΦ/dt hat, arbeitet das Filter 70 gut für eine schmalbandige (kleines Δf) Taktwiedergewinnung.

Jedoch stößt die Verwendung der in den Fig. 5 und 6 gezeig ten Schaltung auf mehrere Probleme. Zu diesen zählen fol gende: (1) Die Verstärkung der Schleife 50 hängt von der PVT ab; (2) die 3-Zustands-Phasen/Frequenz-Auswerteschaltung 52 synchronisiert nur auf die steigenden Flanke des Eingangs signals und kann somit nicht auf die Mitte einer Zweimoden- Zitter-Verteilung synchronisieren; (3) das Schleifenfilter 60 nimmt eine beträchtliche Siliciumoberfläche ein und schrumpft nicht mit der charakteristischen Größe; und (4) mehrere VCOs auf einem einzelnen Substrat können zum Ein speisen des Takts eines VCOs in einen anderen führen.

Ein weiterer Zugang zur Taktwiedergewinnung besteht in der Verwendung eines frequenzgesteuerten Oszillators (FCO), einer Ladungspumpe und eines digitalen Schleifenfilters. Dieser Zugang verwendet eine Phasenauswerteschaltung, die auf die Mitte einer Zweimoden-Zitter-Verteilung synchroni sieren kann, verwendet aber weiter eine Ladungspumpe. Das digitale Schleifenfilter erzeugt einen impulsdichtemodulier ten Impulsstrom für den FCO, wobei die Impulsdichte die Frequenz des FCO moduliert. Dieser Zugang besitzt folgende Nachteile: (1) Die Verstärkung hängt weiter vom PVT ab und (2) im Vergleich zu einem vollständig digitalen Zugang ist die Siliciumoberfläche immer noch groß.

Ein weiterer Zugang zur Taktwiedergewinnung besteht in der Verwendung einer Phasenidentifiziereinrichtungs-Architektur. Fig. 7 zeigt die primären Funktionskomponenten einer Taktwiedergewinnungsschaltung 80 mit einer Phasenre gelschleife auf der Grundlage einer für beide Kanäle einer Zweikanal-Taktwiedergewinnungsschaltung verwendbaren Phasen identifiziereinrichtung. Eine Phasenidentifiziereinrichtung realisiert zum Bestimmen des Phasenfehlers zwischen den Eingangssignalen des Komparators eine Taktwiedergewinnungs schleife unter Verwendung eines Phasenkomparators 82, wobei das Ausgangssignal des Phasenkomparators unter Verwendung eines Phasenmultiplexers 84 direkt eine neue Phase des wiedergewonnenen Taktsignals auswählt. Die Eingangssignale in den Phasenmultiplexer 84 sind die N Phasen des von einem (nicht gezeigten) Taktgeneratormodul erzeugten Signals RXC 86. Die von dem Phasenkomparator 82 ausgegebenen Signale steuern den Betrieb des Phasenmultiplexers 84 in der Weise, daß er eine der N Phasen des Signals RXC auswählt.

Die Eingangssignale in den Phasenkomparator 82 sind der in Fig. 7 mit "rx_data" bezeichnete ankommende Datenstrom 54 und ein mit "RXC" bezeichnetes Signal, das die von dem Phasenmultiplexer 84 ausgewählte Taktphase ist. Wie zuvor wird das RXC-Signal zum Steuern des Abtastens der Daten verwendet, wobei es unter der Wirkung der gezeigten Rück kopplungsschleife 80 in Phasensynchronisation mit den Daten gebracht wird.

Eine Einschränkung der Phasenidentifiziereinrichtungs-Archi tektur besteht darin, daß der Betrag der Dämpfung der Pro portionalsteuerung durch die Phasenschrittauflösung des Phasenmultiplexers begrenzt ist. Falls die Auflösung z. B. 1 ns beträgt, würde ein voreilender Phasenfehler (RXC eilt den Eingangsdaten voraus) die Phase immer durch Verzögern von RXC um wenigstens 1 ns einstellen.

Eine weitere Einschränkung solcher Taktwiedergewinnungs schaltungen besteht darin, daß die Architektur lediglich eine Proportionalsteuerung ermöglicht; es gibt keine Mög lichkeit, eine Integralsteuerung hinzuzufügen. Da die Inte gralsteuerung zum Erhalten einer hohen Gleichstromverstär kung und somit eines guten Verfolgungsverhaltens wünschens wert ist, stellt dies einen Nachteil dar.

Schließlich besteht ein weiterer Zugang zur Taktwiedergewin nung in der Verwendung einer vollständig digitalen Signal verarbeitungslösung (DSP-Lösung). Dies erfordert das Abta sten wenigstens mit der Nyquist-Rate und den Ablauf des vollständigen DSP-Algorithmus mit dieser Rate. Somit ist dieser Zugang sehr leistungsintensiv.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Mehrkanal-Taktwiederge winnungs-Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des An spruchs 1 zum Wiedergewinnen eines Taktsignals aus einem übertragenen Datenstrom unter Verwendung eines einzelnen Taktwiedergewinnungskanals, der sowohl mit einer Datenrate von 10 MB/s als auch mit einer Datenrate von 100 MB/s arbei ten kann, zu schaffen.

Diese Aufgabe wird entsprechend dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung ist auf eine Taktwiedergewinnungs-Architektur zum Wiedergewinnen eines Taktsignals und serieller Daten aus einem von einem Knoten eines lokalen Netzes gelieferten ankommenden Datenstrom gerichtet. Um die Phasenauflösung zu verbessern, wird als Teil der Taktwiedergewinnungs-Architek tur eine um einen Phaseninterpolator erweiterte Phaseniden tifiziereinrichtungs-Architektur verwendet. Um für jeden Taktwiedergewinnungskanal eine von M Phasen eines 250 MHz- Taktsignals aus dem CGM auszuwählen, werden ein einzelnes Taktgeneratormodul (CGM) und N Phasenmultiplexer, einer für jeden Taktwiedergewinnungskanal auf einem Chip, verwendet. Um die erforderliche Phasenauflösung zu erzeugen, können entweder gekoppelte spannungsgesteuerte Oszillatoren oder ein Phaseninterpolator verwendet werden. Der Phaseninterpo lator erzeugt mit einem geringeren Leistungsverbrauch eine bessere Phasenauflösung und ist somit der zweckmäßige Zu gang. Der Phaseninterpolator wird dazu verwendet, zwischen den Gesamtphasenschritten des Phasenmultiplexers eine Anzahl gleichmäßig beabstandeter Verzögerungsschritte zu erzeugen. Jeder Phasenmultiplexer wird in Abhängigkeit von den Auf pump-Signalen (pumpup-Signalen) oder Abpump-Signalen (pumpdn-Signalen) von jedem Taktwiedergewinnungskanal (CRM) vorgerückt oder verzögert.

Der Phaseninterpolator und der Phasenmultiplexer für jeden Empfangskanal werden von einem digitalen 100 MB-CRM und von einem digitalen 10 MB-CRM gemeinsam genutzt. Wenn ein Port in dem 10 MB-Modus ist, liefert der 10 MB-CRM die pumpup- und pumpdn-Impulse für den Phaseninterpolator, während der 100 MB-CRM ausgeschaltet ist. Wenn ein Port in dem 100 MB- Modus ist, liefert der 100 MB-CRM die pumpup- und pumpdn- Impulse für den Phaseninterpolator, während der 10 MB-CRM abgeschaltet ist.

Diese Phasenidentifiziereinrichtungs-Architektur der Erfindung unterscheidet sich von den bekannten Phasenidentifiziereinrichtungen dadurch, daß sie eine digitale Realisierung eines optimalen Schleifenfilters enthält. Da diese Realisierung kein auf der digitalen Signalverarbeitung beruhendes Verfahren ist, erfordert sie somit keine Abtastung mit der Nyquist-Rate. Das verwendete Integralsteuerfilter ist einfach und ermöglicht das Verfolgen der Takte der Stationen in Zeiträumen mit einer geringen Datenübergangsdichte. Wie angemerkt wurde, wird zum Teilen eines gegebenen Phasenschritts in eine Anzahl (in diesem Fall acht) gleicher Phasenschritte (anstelle der gekoppelten VCOs zum Erhalten der erforderlichen Phasenauflösung) ein Phaseninterpolator verwendet. Die vollständig digitale Architektur schafft eine PVT- unabhängige Leistung. Der Leistungsverbrauch ist gering (8 mW/CRM), während die für einen 0,35 µm-3,3 V-Prozeß benötigte Oberfläche (6,25.10² mm²) gering ist.

Die Ein-CGM-Mehr-CRM-Architektur ergibt den geringsten Leistungsverbrauch und die geringste Fläche für Mehrportanwendungen. Das einzelne CGM kann zum Erzeugen von sechs Taktphasen für mehrere 10 BT- und 100 BT-CRMs verwen det werden. Fast die gesamte Taktwiedergewinnungsschleife läuft mit der ankommenden Datenrate, die im Durchschnitt 30 MHz für 100 BT beträgt. Dies führt zu einem wesentlich geringeren Leistungsverbrauch als bei den Schaltungen des Standes der Technik.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind:der nachfolgenden Beschreibung zu entnehmen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in den beigefüg ten Abbildungen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.

Fig. 1 ist ein ausführlicher Blockschaltplan, der eine Taktwiedergewinnungsschaltung zeigt.

Fig. 2 ist ein Blockschaltplan, der ein zum Erzeugen der Phasen des 250 MHz-Signals für den Phasenmultiplexer der Schaltung nach Fig. 1 verwendetes zentrales Taktgeneratormodul (CGM) zeigt.

Fig. 3 ist ein Blockschaltplan, der den zum Erzeugen der Vorspannungssignale für den Verzögerungsinterpolator der Schaltung nach Fig. 1 verwendeten Verzögerungs interpolatorkalibrator zeigt.

Fig. 4 ist ein Blockschaltplan einer bekannten Taktwiedergewinnungsschaltung, der die Funktionskomponenten der während des Sendens und des Empfangens der Daten in die Taktwiedergewinnungsfunktion einbezogenen sendenden und empfangenden Station eines LANs zeigt.

Fig. 5 ist ein Blockschaltplan einer bekannten Taktwiedergewinnungsschaltung, der die primären Funktionskomponenten einer für jeden Kanal einer Zweikanal-Taktwiedergewinnungsschaltung verwendbaren Taktwiedergewinnungsschaltung mit einer Phasenregelschleife auf der Grundlage eines VCO zeigt.

Fig. 6 ist ein Stromlaufplan einer bekannten Taktwiedergewinnungsschaltung, der das analoge Gegenstück eines zur Verwendung als das Schleifenfilter der Taktwiedergewinnungsschaltung nach Fig. 5 geeigneten optimalen Schleifenfilters zeigt.

Fig. 7 ist ein Blockschaltplan einer bekannten Taktwiedergewinnungsschaltung, der die primären Funktionselemente einer für jeden Kanal einer Zweikanal-Taktwiedergewinnungsschaltung verwendbaren Taktwiedergewinnungsschaltung mit einer Phasenregelschleife auf der Grundlage einer Phasenidentifiziereinrichtung zeigt.

Die Taktgeneratormodul/Taktwiedergewinnungsmodul-Architektur (CGM/CRM-Architektur) ist für einen geringen Flächenbedarf und einen geringen Leistungsverbrauch für eine 100 MB- Bitübertragungsschicht eines lokalen Netzes angelegt. Hierbei wird die Integration einer Anzahl von Bitübertragungsschicht-Ports in Wiederholeinrichtungen und Vermittlungsstellen ermöglicht. Die Architektur verwendet einen Phaseninterpolator. Dies ermöglicht die Erzeugung beliebig kleiner Verzögerungen zwischen den Phasen in den gekoppelten VCOs, was die Verwendung einer digitalen Phasenidentifiziereinrichtungs-Taktwiedergewinnungs- Architektur zur Wiedergewinnung der 100 MB- oder sogar 1000 MB-Daten ermöglicht. Das CGM und das CRM können zur Taktwiedergewinnung sowohl für 100 MB-, als auch für 10 MB- Datenraten verwendet werden. Dies spart signifikant Strom und verringert die erforderliche Fläche. Unter anderem ermöglicht dies die Integration von PHY-Zellen in eine ASIC (anwendungsspezifische integrierte Schaltung). Die Verwen dung eines Phaseninterpolators ermöglicht die Konstruktion eines CRMs mit einem Leistungsverbrauch und mit einem Flä chenbedarf, die um eine Größenordnung unter denen der der zeitigen Architekturen liegen.

Die Architektur genügt den folgenden Anforderungen: (1) Der Leistungsverbrauch ist so gering, daß er den Bau eines quadratischen 10/100-phy/xvr ohne Wärmeverteiler ermöglicht; (2) um die Integration der phy-Ports in Wiederholeinrichtungen und Vermittlungsstellen zu ermögli chen, sind die Fläche/der Leistungsverbrauch so stark wie möglich optimiert; (3) 3 Volt-Betrieb; (4) ein primär digi taler Entwurf, um ein leichtes Portieren auf neue Prozesse zu ermöglichen; und (5) Einhalten der TP-PMD-Zitter-Spezifi kation.

Gemäß Fig. 1 wird eine Phasenidentifiziereinrichtungs- Taktwiedergewinnungs-Architektur verwendet, die die in Fig. 1 mit "RXC" bezeichnete Phase des wiedergewonnenen Takts in Abhängigkeit von einem von der Phasenaus werteschaltung erfaßten gefilterten Phasenfehler einstellt. Die Phasenauswerteschaltung (oder der Phasenkomparator) vergleicht die Phase des wiedergewonnen Takts mit den in Fig. 1 mit "RX_P" oder "RX_M", bezeichneten ankommenden Daten. Die Taktsignalphase wird dadurch eingestellt, daß aus N unter Verwendung eines N:1-Phasenmultiplexers und eines Sekundärtakt-Multiplexers, der unter Verwendung des Phasen interpolators eine weitere Phasenauflösung erzeugt, von einem Taktgeneratormodul gelieferten verfügbaren Phasen eine andere Phase ausgewählt wird. Für Vergleichszwecke wird angemerkt, daß eine Phasenidentifiziereinrichtungs-Taktwie dergewinnungsschleife einer gegebenen Größenordnung im wesentlichen die gleiche Reaktion wie eine Taktwiedergewin nungsschleife auf der Grundlage eines um eine Größenordnung größeren VCOs zeigt.

Um für jeden Taktwiedergewinnungskanal das Auswählen einer von M Phasen eines 250 MHz-Takts von dem CGM zu ermöglichen, werden ein einzelnes CGM und N Phasenmultiplexer, einer für jeden Taktwiedergewinnungskanal auf dem Chip, verwendet. Um die geforderte Phasenauflösung zu erzeugen, wird der Phasen interpolator zum Erzeugen einer Anzahl gleichmäßig beabstan deter Verzögerungsschritte zwischen den Gesamtphasenschrit ten des Phasenmultiplexers verwendet. Diese Verbesserung ist erforderlich, um der 100 MB-Ethernet-Zitter-Spezifikation zu entsprechen. Jeder Taktwiedergewinnungskanal besteht aus einem einzelnen 10 MB-CRM und aus einem einzelnen 100 MB- CRM. Jedes CRM ist vollständig digital und verwendet eine Architektur, die den Leistungsverbrauch und die Anzahl der Gatter minimiert.

Der Phaseninterpolator und der Phasenmultiplexer für jeden Empfangskanal werden von einem digitalen 100 MB-CRM und von einem digitalen 10 MB-CRM gemeinsam genutzt. Wenn ein Port in dem 10 MB-Modus ist, liefert das 10 MB-CRM die pumpup- und pumpdn-Impulse an den Phaseninterpolator, während das 100 MB-CRM ausgeschaltet ist. Wenn ein Port in dem 100 MB- Modus ist, liefert das 100 MB-CRM die pumpup- und pumpdn- Impulse an den Phaseninterpolator, während das 10 MB-CRM abgeschaltet ist.

Die Ausführungsform nach Fig. 1 umfaßt drei primäre Funktionsmodule: ein 100 MB-Datenraten- Taktwiedergewinnungsmodul 102, ein 10 MB-Datenraten-Taktwie dergewinnungsmodul 104 und ein gemeinsam genutztes Phasen multiplexer- und -interpolatormodul 106. Das 100 MB-Datenra ten-Modul 102 kann weiter in die Funktionseinheiten eines Phasenkomparatorblocks, eines Schleifenfilterblocks und eines Datenwiedergewinnungsblocks unterteilt werden.

Das 100 MB-Taktwiedergewinnungsmodul (CRM)

Weiter mit Bezug auf Fig. 1 wird der Eintakt-Dateneingang RX_P 110 durch einen (nicht gezeigten) MLT3-Decoder hoch aktiviert, wenn die NRZ-Daten eins sind. Der Eintakt-Eingang RX_M 111 wird durch den MLT3-Decodierer hoch aktiviert, wenn die NRZ-Daten null sind. Die Phasenkomparatoren 114 und 116 bestehen jeweils aus einem besonderen Flipflop mit einem symmetrischen Einstell/Halte-Fenster von +/-50 ps. Der Dateneingang RX_P 110 für den Phasenkomparator 114 der steigenden Flanke und der Dateneingang RX_M 111 für den Phasenkomparator 116 der fallenden Flanke takten das Flop. Das Dateneingangssignal in die Flops in den Phasenkomparato ren 114 und 116 ist das Signal RXC 118, das Ausgangssignal des Taktteilers 120. Falls das Signal RXC 118 den Daten voreilt, wird auf der steigenden Flanke der Daten eine Eins ausgegeben. Falls das Signal RXC 118 den Daten nacheilt, wird auf der steigenden Flanke der Daten eine Null ausgege ben. Diese Anordnung erzeugt einen Messerschneiden-Phasen komparator, der den Phasenfehler in einen Einbit-Binärwert quantisiert. Da der DCD-Anteil des Zitteretats ein kleiner Anteil (22%) des gesamten Zitteretats ist, ist dies ausrei chend. Es kann gezeigt werden, daß dieser Phasenkomparator typ auf die Mitte der Zweimodenverteilung synchronisiert, solange zusammen mit der DCD RJ- und DDJ-Komponenten vorhan den sind. Somit sind die 22% des DCD-Zitterns kein Problem. Die Phasenkomparatoren 114 und 116 aktivieren das Signal lead, falls das Signal RXC 118 den Daten voreilt, während sie das Signal lag aktivieren, falls das Signal RXC 118 den Daten nacheilt. Dies bewirkt, daß das Taktsignal mit den Daten phasengleich gemacht wird.

Die von den Phasenkomparatoren 114 und 116 ausgegebenen Signale lead und lag werden in die Impulsgeneratoren 122 bzw. 124 eingegeben, von denen jeder auf jeder Flanke der Daten, bei der das Signal RXC den Daten nacheilt, einen mit dem Signal RXC 118 synchronisierten Aufpumpimpuls (pumpup- Impuls) und auf jeder Flanke der Daten, bei der das Signal RXC den Daten voreilt, einen mit dem Signal RCX 118 synchro nisierten Abpumpimpuls (pumpdn-Impuls) erzeugt. Die von den Impulsgeneratoren 122 und 124 erzeugten Impulsströme werden aufbereitet und zur Steuerung des Betriebs des Phasenmulti plexers und -interpolators verwendet, der den Betrag der auf den Datenstrom zum Synchronisieren mit dem Taktsignal ange wendeten Verzögerung oder Phasendifferenz bestimmt.

Der pumpup- und der pumpdn-Impulszug von den Impulsgenerato ren 122 und 124 für die steigende Flanke und für die fal lende Flanke werden in die Impulsweiche 126 eingegeben, die auf dem pumpup- und auf dem pumpdn-Strom eine logische ODER- Operation ausführt. Dies erzeugt einen einzigen vereinigten pumpup- und pumpdn-Strom. Obgleich schließlich ein einzelner Strom verwendet wird, verfolgen die getrennten Phasenkompa ratoren und Impulsgeneratoren für die steigende und fallende Flanke zwei Ziele: (1) Sie helfen beim Synchronisieren auf die Mitte der Zweimoden-Zitter-Verteilungen und (2) sie erzeugen die Phasenfehlerinformationen doppelt so oft wie ein Einphasenkomparator, der nur eine Flanke des Signals betrachten würde.

Die Proportionalsteuerung für die Phasenfehlerkorrektur wird dadurch erzeugt, daß der pumpup- und pumpdn-Strom über einen Impulsstromdämpfer 128 geleitet werden, der jeden N. Impuls, wobei N gleich atten_p, dem gewünschten Betrag der Dämpfung der Proportionalsteuerung, ist, aus dem Impulsstrom heraus maskiert. Dieser Parameter kann in einem Register der Vor richtung programmiert werden.

Die Integralsteuerung für die Phasenfehlerkorrektur wird dadurch geschaffen, daß der pumpup- und pumpdn-Impulsstrom von der Impulsweiche 126 in den Impulsstromdämpfer 130 geleitet wird, der jeden N. Impuls, wobei N gleich atten_i, dem gewünschten Betrag der Dämpfung für den Eingang des Integrators, ist, herausmaskiert. Dieser Parameter kann ebenfalls über ein Register der Vorrichtung programmiert werden.

Das Ausgangssignal des Impulsstromdämpfers 130 wird in den Integrator 132 eingegeben. Der Integrator 132 ist ein Auf/Ab-Zähler, der bei gesetztem Richtungsflop bei einem pumpup-Impuls inkrementiert und bei einem pumpdn-Impuls dekrementiert. Andernfalls dekrementiert er bei einem pump up-Impuls, während er bei einem pumpdn-Impuls inkrementiert. Da die pumpup- und pumpdn-Impulsdichte proportional zum Phasenfehler sind, ist der Zählungswert proportional zur Vorgeschichte des Phasenfehlers zwischen den Signalen der Sende- und der Empfangsstation. Falls der Zähler größer als null und das Richtungsflop gesetzt ist, wird alle N RXCs ein pumpup-Impuls erzeugt, wobei N umgekehrt proportional zur Zählung ist. Falls der Zähler größer als null und das Rich tungsflop null ist, wird alle N RXCs ein pumpdn-Impuls erzeugt, wobei N wiederum umgekehrt proportional zur Zählung ist. Bei Abwesenheit von pumpup- und pumpdn-Impulsen von den Proportionalzählern, was bei einer langen Folge von Nullen oder Einsen im ankommenden Datenstrom der Fall sein kann, kompensieren die pumpup/dn-Signale 133 von dem Integrator 132 weiter die Differenz von 10-6 zwischen der Frequenz der sendenden und der empfangenden Station. Das Richtungsflop wird gesetzt, wenn ein pumpup-Impuls auftritt und die Zäh lung null ist, während es zurückgesetzt wird, wenn ein pumpdn-Impuls auftritt und die Zählung null ist.

Die Tiefe des Integrators 132, d. h. die Anzahl der Bits in dem Auf/Ab- und RX-Zähler, bestimmt die Grenzen und die Granularität der Integralsteuerung. Der Minimalbetrag der Integralsteuerung tritt auf, wenn der Auf/Ab-Zähler null ist und von dem Integrator 132 alle N Takte entweder ein pumpup- oder ein pumpdn-Ausgangsimpuls erzeugt wird, wobei N = 2^M und M die Integratortiefe ist. Da ein tieferer Integrator länger zum Synchronisieren benötigt, beeinflußt die Inte gratortiefe außerdem die Synchronisationszeit. Die tatsäch liche Synchronisationszeit ist eine Funktion sowohl der Integratortiefe als auch der Dämpfung der Proportionalsteue rung.

Das in dem 100 MB-Datenraten-Taktwiedergewinnungsmodul 102 enthaltene Digitalfilter realisiert in der Rückkopplungs schleife die gleiche Steuerung wie das in Fig. 6 gezeigte optimale Analogfilter. Außerdem führt es die Schleifen filterfunktion in einer leistungs- und flächeneffizienteren Weise als Standardlösungen der digitalen Signalverarbeitung aus. Die untenstehende Tabelle I zeigt z. B. die Filterkom ponenten und ihre Betriebsfrequenzen.

Tabelle I

Block
Betriebsfrequenz
Impulsgeneratoren	125 MHz
Impulsdämpfer	30 MHz (Durchschnitt)
Integrator-RXC-Zähler	125 MHz
Integrator-Auf/Ab-Zähler	30 MHz (Durchschnitt)

Zum Vergleich müßten die Daten bei einer DSP-Lösung mit einer Rate von 125 MHz abgetastet werden und der DSP-Algo rithmus mit der gleichen Rate ablaufen. Da die DSP-Verfahren eine Anzahl von Multiplikationen erfordern, wäre die Anzahl der Gatter für eine solche Realisierung wesentlich höher, was eine entsprechende Erhöhung des Stromverbrauchs und der Fläche zur Folge hätte.

Der pumpup- und pumpdn-Impulsstrom 133 von dem Integrator 132 und von dem Impulsdämpfer 128 werden in der Impulsstrom weiche 134 vereinigt, um einen durch die Proportionalver stärkung und durch die Vorgeschichte des Phasenfehlers gedämpften pumpup- und pumpdn-Strom mit einer zum Phasenfeh ler proportionalen Impulsdichte zu erzeugen.

Der pumpup- und pumpdn-Impulsstrom wird wie folgt zum Modi fizieren des von der Verzögerungsauswahleinrichtung 136 ausgegebenen 6 Bit-Steuerworts verwendet. Das 6 Bit-Steuer wort enthält immer genau ein Bit, das auf "1" gesetzt ist, während alle anderen Bits auf 0 gesetzt sind. Jeder pumpup- Impuls bewirkt, daß das Steuerwort die "1" um eine Stelle nach links verschiebt. Falls die Verzögerungsauswahleinrich tung 136 z. B. 01000 enthält, führen 2 pumpup-Impulse zu einem Wert von 00010; wobei von hier aus 3 pumpdn-Impulse zu einem Wert von 10000 führen.

Der Wert der Verzögerungsauswahleinrichtung 136 dient der Auswahl einer der 6 verzögerten Versionen des Ausgangs signals des Phasenmultiplexers 142, deren Verzögerungen sich jeweils um 55 ps unterscheiden. Die folgende Tabelle zeigt das Steuerwort und die zugeordneten Verzögerungen und Steuerströme von einem (unten ausführlicher beschriebenen) Phaseninterpolator-Eichblock.

Wenn die Verzögerungsauswahleinrichtung 136 000001 enthält und ein pumpup-Impuls empfangen wird, wird die Verzögerungs auswahleinrichtung 136 auf 100000 verschoben, wobei ein pumpup- Impuls an das Phasenauswahleinrichtungs-Schieberegi ster 140 gesendet wird. Dies bewirkt, daß der Phasenmulti plexer 142 eine gegenüber der momentanen Phase um 333 ps vorgerückte Phase auswählt. Falls die momentane Phase z. B. phi4 ist, würde der Phasenmultiplexer 142 phi3 auswählen. Da die Verzögerungsauswahleinrichtung, 136 gleichzeitig damit auf 100000 verschoben wird, daß der Phasenmultiplexer 142 die Phase um 333 ps vorrückt, ist das Gesamtergebnis ein Vorrücken der Phase um 55 ps, was das gleiche ist, wie wenn die Verzögerungsauswahleinrichtung 136 einen pumpup-Impuls empfangen hätte, während der Wert der Verzögerungsauswahl einrichtung 136 010000 (oder ein anderer von 000001 ver schiedener Wert) war, was bewirkt, daß die Verzögerungsaus wahleinrichtung 136 auf 00100 verschoben wird. Wenn die Verzögerungsauswahleinrichtung 136 100000 enthält und ein pumpdn-Impuls empfangen wird, wird die Verzögerungsauswahl einrichtung 136 auf 000001 verschoben, während ein pumpdn- Impuls an die Phasenauswahleinrichtung 140 gesendet wird. Dies bewirkt, daß der Phasenmultiplexer 142 eine um 333 ps gegenüber der momentanen Phase verzögerte Phase auswählt. Falls die momentane Phase z. B. phi3 ist, würde der Phasen multiplexer 142 phi4 auswählen. Da die Verzögerungsauswahl einrichtung 136 gleichzeitig damit auf 000001 verschoben wird, daß der Phasenmultiplexer 142 die Phase um 333 ps verzögert, besteht das Gesamtergebnis darin, daß die Phase um 55 ps verzögert wird, was dasselbe ist, wie wenn die Verzögerungsauswahleinrichtung 136 einen pumpdn-Impuls empfangen hätte, während der Wert der Verzögerungsauswahl einrichtung 136 0010000 (oder ein anderer von 100000 ver schiedener Wert) war, was bewirkt, daß die Verzögerungsaus wahleinrichtung 136 auf 010000 verschoben wird.

Die Phasenauswahleinrichtung 140 ist ein doppeltgerichtetes Schieberegister, in dem 1 Bit immer gesetzt ist; dieses Bit und QZ werden zum Einschalten eines der Übertragungsgatter in dem Phasenmultiplexer 142 verwendet. Die Verzögerungsaus wahleinrichtung 136 ist ebenfalls ein doppeltgerichtetes Schieberegister, in dem 1 Bit immer gesetzt ist; das Q und das QZ dieses Bits werden zum Einschalten eines der Übertra gungsgatter in dem Multiplexer in dem Verzögerungsinterpola tor 138 verwendet. Der Multiplexer in dem Verzögerungsinter polator 138 kann als ein Feinabstimmungs-Phasenschieber angesehen werden, während der Phasenmultiplexer 142 als ein Grobabstimmungs-Phasenschieber angesehen werden kann.

Die folgende Tabelle gibt Beispiele, die die Werte des Phasen-Grob- und -Feinabstimmers bei ständig fortschreiten der Phase in Abhängigkeit von pumpup-Signalen zeigen:

Das 10 MB-Taktwiedergewinnungsmodul (CRM)

Weiter mit Bezug auf Fig. 1 wird das Signal RxMan (Manchester-codierte Daten) 152, das Ausgangssignal des 10 BT-Rauschsperrekomparators, von dem 250 MHz-Taktsignal, dessen von dem Verzögerungsinterpolator 138 ausgegebene ausgewählte Phase sich in einem 20stufigen Schieberegister 154 befindet, abgetastet. Auf der steigenden Flanke des Signals RXC 118, dem wiedergewonnenen 10 MHz-Takt, wird der Inhalt des Schieberegisters 154 in einen Schattenzwischen speicher 156 geladen. Der Schattenzwischenspeicher 156 ermöglicht, den abgetasteten Inhalt des Schieberegisters 154 während 100 ns, bis zur nächsten Flanke von RXC 118, zu halten. Währenddessen wird der Inhalt des Schattenzwischen speichers 156 von dem Phasenvergleichs- und Datenwiederge winnungsblock 158 untersucht. In Abhängigkeit von den emp fangenen Daten und von dem Betrag des Zitterns können in dem Schattenzwischenspeicher 156 bis zu drei Übergänge erfaßt werden. Der Phasenvergleichs- und Datenwiedergewinnungsblock 158 wählt den Übergang, der der Mitte des 20stufigen Schat tenzwischenspeichers 156 am nächsten liegt, als den wahren Bitmitten-Übergang aus, wobei er z. B. den folgenden Algo rithmus verwendet:
pc_latched ist der Schattenzwischenspeicher.

Am Schluß dieses Algorithmus enthält das Register "pe" (Phasenfehler) die Stelle des wahren Bitmitten-Übergangs in bezug auf das Signal RXC 118 (wobei das onx ohne Zittern und bei synchronisiertem PLL der einzige Übergang sein sollte). Sein Wert wird z. B. durch den folgenden Algorithmus be stimmt:

Die wiedergewonnenen Daten sind der Wert des Schattenzwi schenspeichers 156 rechts von dem wahren Bitmitten-Übergang:

Unter Verwendung der obigen Algorithmen oder seiner Entspre chungen werden durch die nächste steigende Flanke des Si gnals RXC 118 sowohl der Betrag des Phasenfehlers als auch die wiedergewonnenen Daten bestimmt.

Die von dem Phasenvergleichs- und Datenwiedergewinnungsblock 158 ausgegebenen Vektoren lead_error[2 : 0] und lag_error[2 : 0] werden in das Digitalfilter 160 eingegeben. Das Digitalfil ter 160 verwendet einen lead-Zähler, um die Vektoren lead_error bis zum Erreichen einer programmierbaren Schwelle, bei der der Zähler zurückgesetzt und ein pumpdn- Impuls ausgegeben wird, auf jeder Flanke von RXC 118 fort während zu einer Summe hinzuzufügen. Ein lag-Zähler wird dazu verwendet, um die Vektoren lag_error bis zum Erreichen einer programmierbaren Schwelle, bei der der Zähler zurück gesetzt und ein pumpup-Impuls ausgegeben wird, auf jeder Flanke von RXC 118 fortwährend zu einer Summe hinzuzufügen. Die Schwelle wird dazu verwendet, den für die Schleife verwendeten Betrag der Proportionaldämpfung zu bestimmen. Infolge der hohen Übergangsdichte der Manchester-Daten ist keine Integralsteuerung erforderlich.

Da das 10 MB- und das 100 MB-CRM den gleichen Phasenmulti plexer und -interpolator gemeinsam nutzen, kann wegen der für 100 MB erforderlichen Auflösung der Phasenfeineinstel lung ein potentielles Problem auftreten. Das Problem besteht darin, daß die Verstärkung selbst mit der minimal program mierten Schwelle nicht hoch genug ist, um das Verfolgen einer Frequenzdifferenz von 200.10^-6 zwischen den Endsta tionen zu ermöglichen. Die Phasenfeineinstellung bewirkt, daß sie nur ein kleines dΦ/dt (wobei Φ die Phase ist) zu läßt, was (da die Frequenz die Änderungsrate der Phase ist) die verfolgbare Frequenzänderung beschränkt. Dieses Problem wird dadurch korrigiert, daß für jeden (auf einen 10 MHz- Takt synchronisierten) von dem Filter ausgegebenen Pumpim puls acht auf einen 125 MHz-Takt synchronisierte Pumpimpulse erzeugt werden. Dies erhöht die Verstärkung so sehr, daß der Takt von der fernen Station verfolgt werden kann. Der schnelle pumpup/pumpdn-Impulsstrom wird an den Multiplexer 162 gesendet, der, wenn er im 10 MB-Modus ist, diese Impulse den Phasenmultiplexer 142 und den Verzögerungsinterpolator 138 betreiben läßt.

Der Division-durch-25-Block (div25) 164 nimmt den von dem Verzögerungsinterpolator 138 ausgegebenen 250 MHz-Takt und teilt ihn auf 10 MHz herunter, wobei er das Signal RXC 118 erzeugt. Außerdem teilt er ihn durch 2 herunter, um den zum Erhöhen der Schleifenverstärkung verwendeten 125 MHz-Takt zu erzeugen. Das Signal RXC 118 wird zum Takten des Schatten zwischenspeichers 156 und des Filters 160 verwendet. Der Division-durch-25-Zähler 164 wird auf der von dem crsgen- Modul 168 zugeführten steigenden Flanke des CRS 166 zurück gesetzt. Dies schafft eine schnelle Phaseneinstellung, die das Signal RXC 118 innerhalb von 4 ns auf den ersten während der Präambel erfaßten Bitmitten-Übergang synchronisiert. Dies gibt eine für bestimmte Anwendungen nützliche sehr schnelle Synchronisationszeit.

Der crsgen-Block 168 enthält einen Zähler, der bei jedem Erfassen eines Übergangs in den Bits 9 und 10 des Ausgangs signals des Schieberegisters 154 zurückgesetzt wird. Wenn der Zähler abläuft, wird ein Zeitüberschreitungsimpuls an eine einfache- Zustandsmaschine gesendet, die das CRS 166 bei jedem Erfassen eines Übergangs setzt und bei jedem Aktivie ren des Zeitüberschreitungssignals zurücksetzt. Dies ermög licht die Erzeugung einer Anzeige eines Trägers, der die wiedergewonnenen Daten RXD, ohne daß Bit-Tropfen erzeugt würden, einrahmt.

Da die Größe des Phasenfehlers zu den Filterzählern hinzugefügt wird und die pumpup/pumpdn-Impulsdichte proportional zum Phasenfehler ist, quantiert die Schleife den Phasenfehler schließlich mit einer Auflösung von 4 ns, der Abtastauflösung in dem Schieberegister 154. Dies ermöglicht das Synchronisieren auf die Mitte einer Zweimoden-Zitter-Verteilung von bis zu 40 ns-Spitze-Spitze, was ausreichend ist, um der Spezifikation der IEEE 802.3 von 36 ns-Spitze-Spitze zu genügen. Die effektive Phaseneinstellungsauflösung von 667 ps ergibt eine theoreti sche Toleranz für eine Gaußsche Zitter-Verteilung von 48,6 ns. Außerdem wird angemerkt, daß sich die Zittertole ranz während einer langen Folge von Daten 010101 verdoppelt, da der Phasenkomparator einen 80 ns-Schnitt von Abtastwerten betrachtet und den wahrscheinlichsten Bitmitten-Übergang auswählen kann.

Fig. 2 ist ein Blockschaltplan, der das zum Erzeugen der Phasen des 250 MHz-Taktsignals 144 für den Phasenmultiplexer 142 der Schaltung nach Fig. 1 verwendete zentrale Taktgene ratormodul (CGM) 200 zeigt. Das CGM 200 ist in Form eines dreistufigen differenzspannungsgesteuerten Oszillators mit einem Signal REFCLK 202 (dem Referenztakt) als ein Eingangs signal realisiert.

Fig. 3 ist ein Blockschaltplan, der den zum Erzeugen der Vorspannungssignale für den Verzögerungsinterpolator 138 der Schaltung nach Fig. 1 verwendeten Verzögerungsinterpolator kalibrator 220 zeigt. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, sind die Signale phi1 und phi2, zwei der sechs verschiedenen von dem CGM 200 erzeugten Phasentaktsignale 144, die Eingangssignale in den Verzögerungsinterpolatorkalibrator 220. Die Ausgangs signale des Verzögerungsinterpolatorkalibrators 220 sind N Vorspannungsströme 222, wobei einer der N Vorspannungsströme als ein Eingangssignal an jeden der N Verzögerungsinterpola toren eingegeben wird, wobei ein solcher Interpolator für jeden der N Kanäle verwendet wird.

Der vorliegende Taktwiedergewinnungszugang unterscheidet sich von den Lösungen des Standes der Technik in bezug auf das Verfahren zum Bestimmen des Phasenfehlers und zum Wie dergewinnen der Daten. Die Lösungen des Standes der Technik tasten den Manchester-Datenstrom zum Wiedergewinnen der Daten typischerweise 25 ns nach der steigenden Flanke von RXC ab. Die Lösungen des Standes der Technik würden unter Verwendung der nichtmaskierten Übergänge zum Bestimmen des Phasenfehlers ein 50 ns langes Maskierungssignal liefern, das zum Herausmaskieren von Nicht-Bitmitten-Übergängen gegenüber der steigenden Flanke des Signals RXC um 25 ns verzögert wäre.

Der Zugang beruht auf der Wahl des wahrscheinlichsten Bitmitten-Übergangs durch einen bezüglich der Logik effizienten Algorithmus, der den am nächsten an der steigen den Flanke von RXC gelegenen Übergang findet. Sobald dieser gefunden ist, werden die Daten dadurch wiedergewonnen, daß der Abtastwert rechts vom Bitmitten-Übergang als die wieder gewonnen Daten (in den Figuren mit "RXD" bezeichnet) verwen det wird. Es wird der Phasenfehler zwischen dem wahrschein lichsten Bitmitten-Übergang und der steigenden Flanke von RXC berechnet. Im Fall äußerster Zweimoden-Zitter-Verteilun gen, bei denen die Maske möglicherweise mit dem Herausmas kieren tatsächlicher Bitmittenübergänge oder mit dem Nichtherausmaskieren von Nicht-Bitmittenübergängen beginnt, schafft dies eine wesentlich bessere Funktion. Da der Algo rithmus Daten mit einem äußersten Zittern selbst dann noch decodieren kann, wenn das Signal RXC von der idealen Syn chronisation anweicht, ist die Datenwiedergewinnung robust. Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß sich die Zittertoleranz während abwechselnder Nullen und Einsen verdoppelt, da es keine Nicht-Bitmitten-Übergänge gibt und dieser Zugang sie nicht zu maskieren versucht.

Es ergibt sich eine vollständig digitale Architektur, die eine PVT-unabhängige Funktion schafft. Für einen 0,35 µm-3,3 V-Prozeß ist der Leistungsbedarf gering (8 mW/CRM) und die Fläche klein (6,25.10^-2 mm²). Zum Vergleich benötigen die Zugänge des Standes der Technik unter Verwendung des gleichen Prozesses typischerweise eine Leistung von 60 mW, wobei sie eine Fläche von etwa 62,5.10^-2 mm² erfordern.

Wichtig ist, daß die Ein-CGM-Mehr-CRM-Architektur den geringsten Leistungsbedarf und Flächenbedarf für Mehrportanwendungen ergibt. Das (im Vergleich zu einem CRM sehr große) einzelne CGM kann zum Erzeugen von 6 Taktphasen für mehrere 10 BT- und 100 BT-CRMs verwendet werden. Jeder Phasenmultiplexer/interpolator wird von einem 10 MB-CRM und von einem 100 MB-CRM gemeinsam genutzt. Dies erleichtert es, die Phasenmultiplexer/interpolatoren in der Nähe des CGMs zu halten und minimiert das Leiten zu den Phasenmultiplexern. Dies erleichtert wiederum das Anpassen an den Laufzeitunterschied zwischen den zu jedem Phasenmultiplexer laufenden Phasen.

Die meisten Elemente der Taktwiedergewinnungsschleife laufen bei einer ankommenden Datenrate von im Mittel 30 MHz für 100 BT. Dies führt zu einem wesentlich geringeren Leistungsverbrauch als bei den Schaltungen des Standes der Technik. Die Integralsteuerfilter-Architektur ist einfach und ermöglicht das Verfolgen des Takts der entfernten Station in Zeiträumen mit einer geringen Übergangsdichte. Ein Phaseninterpolator ermöglicht das Zerlegen eines gegebenen Phasenschritts in acht gleiche Phasenschritte. Dies erhöht die Phasenauflösung der Schaltungsanordnung.

Die Digitalfilterarchitektur ist einfach (wenig Gatter) und verleiht der Schleifendynamik dadurch eine hohe Flexibili tät, daß sie das Ändern der Dämpfung der proportional-Inte gral-Steuerung während des Betriebs ermöglicht. Dies hat den Vorteil, daß die Schleifenverstärkung für einen schnellen Takt optimiert und dann während des Verfolgens für eine optimale Zitterzurückweisung geändert werden kann.

Claims

Mehrkanal-Taktwiedergewinnungs-Schaltungsanordnung, die für jeden Kanal aus einem von einem Knoten eines lokalen Netzes an diesen Kanal gelieferten ankommenden Datenstrom (RX_p, RX_M) ein Taktsignal wiedergewinnt, dadurch gekennzeichnet, daß
ein einzelnes Taktgeneratormodul (CGM) (200) und N Phasenmultiplexer (142), einen für jeden Kanal, zum Auswählen einer von M Phasen (phi1, . . ., phiM) eines vom CGM (200) an jeden Kanal gelieferten Taktsignals-(RXC) vorgesehen sind,
jeder Kanal einen Phaseninterpolator (138) umfaßt, der eine Anzahl gleichmäßig beabstandeter Verzögerungs schritte zwischen den groben Phasenschritten des Phasenmul tiplexers (142) in der Weise erzeugt, daß jedes Phasenmulti plexer-Ausgangssignal in Abhängigkeit von einem Auf pump/Abpump-Impulsstrom von seinem entsprechenden Taktwie dergewinnungssignal vorgerückt oder verzögert wird, und
der Phaseninterpolator (138) und der Phasenmultiple xer (142) für jeden Kanal von mehreren Taktwiedergewinnungs modulen (CRM) (102, 104), wovon jedes eine andere Datenrate besitzt, gemeinsam genutzt werden.