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- Priorität:
Republik Korea – 20.
April 1998 – Nr.
98-14052
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Die
Erfindung betrifft einen Empfänger
für ein
nichtlineares Signal, der insbesondere stabil die Abtastzeit eines
Signals, das von einer Datenspeichereinrichtung wiedergegeben wird,
unter Berücksichtigung
der nichtlinearen Verzerrung des Signals wieder herstellt.
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Mit
steigender Aufzeichnungsdichte auf digitalen magnetischen Aufzeichnungsträgern, wie
beispielsweise auf Festplatten, wird allgemein die Nichtlinearität zu einem
ersten Problem. Die Nichtlinearität wird aufgrund von Wechselwirkungen
zwischen benachbarten Übergängen erzeugt.
Ein Entmagnetisierungsfeld eines vorher aufgezeichneten Übergangs
verschiebt die Position eines anschließend aufgezeichneten Übergangs und
vergrößert die
Abmessung zwischen den Übergängen. Die
benachbarten Übergänge löschen einander. Das
hat zur Folge, daß die
Amplitude eines wiedergegebenen Signals abnimmt. Diese Erscheinung
ist als nichtlineare Übergangsverschiebung, Übergangsverbreiterung
oder Teillöschung
bekannt. Eine derartige nichtlineare Verzerrung beeinflußt nachteilig
eine Reihe von Arbeitsvorgängen
zum Erfassen von Daten aus dem wiedergegebenen Signal und macht
es schwierig, die genaue Phase des Signals zu finden. Wenn eine derartige
nichtlineare Verzerrungscharakteristik unberücksichtigt bleibt, werden zeitliche
Schwankungen und Verschiebungen zu einem ernsten Problem.
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Um
diese Probleme zu beseitigen, ist in der
US 4 890 299 A ein Verfahren
zum Korrigieren der Abtastphase eines Partial-Response Signals oder
PR Signals ohne Arbeitsablaufblockierungen beschrieben, bei dem
die Abtastphasenkorrektur für
ein bestimmtes Zeitintervall unterbrochen wird. Dieses Verfahren
ist jedoch nur bei linearen Signalen anwendbar. Das heißt, dass
es schwierig ist, dieses Verfahren bei einem Signal anzuwenden,
das eine nichtlineare Verzerrung hat. Andere herkömmliche
Verfahren der Phasenkompensation basieren gleichfalls auf der Annahme,
dass das Signal linear ist. Auch diese Verfahren können somit
nicht bei einem Signal angewandt werden, das eine erhebliche nichtlineare
Verzerrung aufweist.
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In
der
DE 199 04 059
A1 ist ein Empfänger
für ein
nichtlineares Signal zum Erfassen von Ursprungsdaten aus einem Eingangssignal,
das aus einem binären
Datenstrom besteht, der über
einen Kanal eingegeben wird, beschrieben. Der Empfänger umfasst
einen Analogdigitalwandler zum Abtasten des Eingangswertes nach
Maßgabe
von Abtastzeitphasen und zum Umwandeln der abgetasteten Daten in
ein digitales Signal, ein Zeitrückgewinnungsteil
zum Steuern der Abtastzeitphase des Analogdigitalwandlers, einen
Entzerrer zum Kompensieren der Verzerrungscharakteristik des Ausgangswertes
des Analogdigitalwandlers und einen Detektor zum Umwandeln des Ausgangssignals
des Entzerrers in einen digitalen Wert, um das ursprüngliche
Signal zu gewinnen. Darüber
hinaus ist in der
EP
0 887 796 A2 ein Empfänger
für ein
nichtlineares Signal zum Erfassen von Ursprungsdaten aus einem Eingangssignal
beschrieben, das von Daten wiedergegeben wird, die auf einer Speichereinrichtung
aufgezeichnet sind. Bei diesem Empfänger wird bei der Steuerung
der Abtastzeitphase des Analogdigitalwandlers durch das Zeitrückgewinnungsteil
ein Phasengradient verwendet.
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Durch
die Erfindung soll daher ein Empfänger für ein nichtlineares Signal
geschaffen werden, der Modelle abgetasteter Signale unter Berücksichtigung
vergangener, gegenwärtiger
und künftiger
Bitdaten bildet und die Abgriffszeitphase aus dem Phasengradienten
unter den abgetasteten Signalen korrigiert.
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Dazu
umfasst der erfindungsgemäße Empfänger für ein nichtlineares
Signal zum Erfassen ursprünglicher
Daten ak von einem Eingangssignal r(t), das aus einem binären Datenstrom
besteht, der über
einen Kanal eingegebenen wird, oder von Daten wiedergegeben wird,
die in einer Speichereinrichtung gespeichert sind, einen Analogdigitalwandler
zum Abtasten des Eingangswertes nach Maßgabe vom Abtastzeitphasen
und zum Umwandeln der abgetasteten Daten in ein digitales Signal
rk, einen Modellbildungsteil mit 2N + 1 Abgriffen Pn (n = –N, ...,
O, ..., N) jeweils zum Wählen
eines von 2τ+ν Abgriffswerten
entsprechend jedes Musters bk-n+ν; k-n+1, bk-n-1; k-n-τ der
Absolutwerte der künftigen ν Bit und
der vergangenen τ Bit
der Datenübergänge, um
die Kanalcharakteristik des abgetasteten Signals aus dem gewählten Abgriffswert
und dem Datenübergangswert
abzuschätzen,
einen Zeitrückgewinnungsteil
zum Steuern der Abtastzeitphase des Analogdigitalwandlers unter Verwendung
eines Phasengradienten, der der Unterschied zwischen den Werten
der jeweiligen Abgriffe ist, die symmetrisch um den Abgriff P0 des Modellbildungsteils angeordnet sind,
einen Entzerrer zum Kompensieren der Verzerrung des Ausgangswertes
des Analogdigitalwandlers und einen Detektor zum Umwandeln des Ausgangssignals
des Entzerrers in einen digitalen Wert, um dadurch das ursprüngliche
Signal zu gewinnen.
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Im
folgenden wird anhand der zugehörigen
Zeichnung ein besonders bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung
näher beschrieben.
Es zeigen
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1 in
einem Blockschaltbild das Ausführungsbeispiel
des erfindungsgemäßen Empfängers,
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2 in
einem Blockschaltbild im einzelnen den Modellbildungsteil und den
Zeitrückgewinnungsteil von 1,
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3A und 3B in
graphischen Darstellungen Impulswerte nach Maßgabe der Zeitphasen,
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4 ein
Beispiel des n-ten Filterabgriffs Pn, (wobei
n = –N,
..., O, ..., N) von 2 und
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5 die
Ergebnisse einer simulierten Phasenkorrektur unter Verwendung des
erfindungsgemäßen Empfängers.
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Der
in 1 dargestellte Empfänger für ein nichtlineares Signal
umfaßt
einen Analogdigitalwandler ADC 100, einen Entzerrer 102,
einen Detektor 104, einen Modellbildungsteil 106 und
einen Zeitrückgewinnungsteil 108.
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Der
ADC 100 tastet ein analoges Signal r(t) ab, das über einen
Kanal empfangen wird oder von einer Datenspeichereinrichtung wiedergegebenen
wird, und wandelt das analoge Signal in ein digitales Signal rk um. Der Entzerrer 102 kompensiert
die Verzerrung des Eingangssignals rk und
der Detektor 104 vergleicht das Ausgangssignal des Entzerrers 102 mit
einem bestimmten Wert, um einen digitalen Wert auszugeben. Der Modellbildungsteil 106 bildet
ein Modell auf einem Kanal unter Verwendung des Ausgangswertes des
Detektors 104 und der bisher bekannten Daten. Der Zeitrückgewinnungsteil 108 berechnet
einen Zeitphasengradienten aus zwei der Abgriffswerte des Modellbildungsteils 106 und
korrigiert eine Abtastzeitphase unter Verwendung des berechneten
Gradientenwertes.
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2 zeigt
den Modellbildungsteil 106 und den Zeitrückgewinnungsteil 108 von 1 im
einzelnen. Der Modellbildungsteil 106 enthält ein nichtlineares
Filter 210 und einen Addierer 220. Das nichtlineare
Filter 210 umfaßt
mehrere Abgriffe (P-N, ..., P-1,
P0, P1, ..., PN) 212 bis 217 und einen
ersten Addierer 211. Der Zeitrückgewinnungsteil 108 umfaßt einen
zweiten Addierer 241, einen ersten Multiplizierer 242,
einen dritten Addierer 243, ein erstes Verzögerungsglied 244,
einen zweiten Multiplizierer 245, einen vierten Addierer 246 und ein
zweites Verzögerungsglied 247.
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Der
Modellbildungsteil 106 arbeitet in der folgenden Weise:
Nachdem
ein binärer
Datenstrom ak(ak ist
+1 oder –1)
auf einer Datenspeichereinrichtung aufgezeichnet und dann davon
wiedergegeben oder über
einen Kanal empfangen wurde, wird ein abgetastetes Signal rk vom binären
Datenstrom zu einem Impuls pn(*) modelliert,
der sich nach Maßgabe
von Datenmustern über
die Vielzahl von Abgriffen des nichtlinearen Filters 210 in
der folgenden Weise ändert.
Eine Differenz ek zwischen dem Produkt aus
dem modellierten Signal pn(*) und bestimmten
Daten xk-n und dem Eingangssignal rk wird durch den Addierer 220 nach
der folgenden Gleichung (1) berechnet.
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In
der Gleichung (1) ist xk = (ak – ak-1)/2 = –1,0 oder +1, bezeichnet xk = –1
den negativen Übergang der
Daten, bezeichnet xk = 0 keinen Übergang
und bezeichnet xk = +1 den positiven Übergang
der Daten. Weiterhin ist bk = |xk| = 1 oder 0, wobei bk =
1 angibt, daß ein Übergang
auftritt, und bk = 0 bedeutet, daß kein Übergang
auftritt. bk-1; k-τ gibt die τ Datensätze (bk-1, bk-2, ..., bk-τ)
wieder und ein Impuls pn(bk-n+ν, k-n+1,
bk-n-1; k-n-τ)
hat einen Wert, der sich nach Maßgabe der Zustände des Übergangs
bk-n+ν,
k-n+1 künftiger ν Bit und
des Übergangs
bk-n-1; k-n-τ,
der vergangenen τ Bit
bei den jeweiligen Abgriffen n ändert.
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Die
dem nichtlinearen Filter 210 eingegebenen Daten ak und bk sind bekannte
Daten, wenn der Entzerrer trainiert ist und die Daten während einer
Datenerfassung vorab erfaßt
werden.
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p
n(*) von Gleichung (1) kann durch Ersetzen
eines Musterstatuswertes s
k in Form der
folgenden Gleichung (2) ausgedrückt
werden:
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In
der Gleichung (2) ist δ(m – s
k-n) eine Deltafunktion, die den Wert 1,
wenn m gleich s
k-n ist, und den Wert 0 hat,
wenn m nicht gleich s
k-n ist, ist ^ die
Vektordarstellung und bezeichnet t die Transponierte. M ist die Anzahl
der Impulse p
n(*), die gleich 2
τ+ν ist,
und s
k-n, i
k-n und
p
n werden so ausgedrückt, wie es durch die folgenden
Gleichungen (3), (4) und (5) angegeben ist.
i ^k-n = [δ(sk-n)δ(sk-n – 1) ··· δ(sk-n – M
+ 1)]' (4) p ^n = [p ^n(0)p ^n(1) ··· p ^n(M – 1)]' (5) -
In
Gleichung (2) ist der Impuls p
n(b
k-n+ν;
k-n+1, b
k-n-1; k-n-τ) das Produkt von zwei
Vektoren jeweils mit der Größe M. e
k in Gleichung (1) kann aus der Gleichung
(2) in Form der Gleichung (6) ausgedrückt werden:
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In
Gleichung (6) lassen sich w ^k-n , w ~k und p ~ jeweils durch die folgenden
Gleichungen (7), (8) und (9) ausdrücken. w ^k-n = xk-ni ^tk-n (7) w ^k = [w ^k+Nw ^k-1+N ··· w ^k-N] (8) p ~ = [pt-N pt1-N ··· ptN ]' (9)
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Wenn
sk-n gleich 0 ist, tritt in den künftigen ν Bit und
den vergangenen τ Bit
auf der Grundlage der laufenden Daten ak-n kein Übergang
auf. Dann wird der optimale Impuls p ~, der den mittleren quadratischen
Modellfehler minimal macht, durch die Gleichung (10) erhalten: p ~ = E{w ~tk w ~k}–1E{w ~tk rk} (10)
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In
Gleichung (10) bezeichnet E{*} die Mittelungsoperation.
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Der
optimale Impuls p ~ kann adaptiv mittels der folgenden Gleichung
(11) berechnet werden. p ~ = p ~ + μekw ~k (11)
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In
Gleichung (11) bezeichnet μ die
Schrittweite.
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Gleichung
(11) kann im einzelnen in Form der folgenden Gleichung (12) ausgedrückt werden: pn(i) = pn(i)
+ μekxk-nδ(sk-n – i) (12)
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In
Gleichung (12) ist n = –N,
..., N und ist i = 0, ..., M – 1.
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Der
Impuls pn(*) wird somit nur dann fortgeschrieben,
wenn xk-n nicht gleich 0 ist und sk-n = 1 ist und wird in den anderen Fällen auf
dem vorhergehenden Wert gehalten.
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Die
Impulse modellieren die Kanalcharakteristiken des Abtastsignals.
Die meisten Kanäle
von einer Festplatte zeigen ein nahezu symmetrisches Kanalansprechsvermögen. Wenn
die Abtastphase jedoch nicht genau ist, werden die Impulse im selben
analogen Signal asymmetrisch. 3A zeigt
den Fall, in dem kein Phasenunterschied zwischen den Impulsen P1 und P-1 aufgrund
einer genauen Abtastphase besteht, und 3B zeigt
den Fall, in dem ein Phasenunterschied zwischen den Impulsen P1 und P-1 aufgrund
einer Phasenverzögerung
besteht, die durch eine ungenaue Abtastphase verursacht ist.
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Wenn
somit die Abtastphase nicht genau ist, wie es in 3B dargestellt
ist, muß der
Phasenunterschied korrigiert werden. Die Phasenkorrektur wird durch
den Zeitrückgewinnungsteil 108 erzielt.
Der Zeitrückgewinnungsteil 108 korrigiert
den Phasenunterschied, indem er eine Zeitphaseninformation verwendet,
die die Position eines abzutastenden Impulses gegenüber einem
asymmetrischen Impuls des Datenmusters angibt, an dem der Nichtlinearitätseffekt
am kleinsten ist. Eine derartige Korrektur erfolgt in der folgenden
Weise:
Zunächst
wird ein Phasengradient zk durch den zweiten
Addierer 241 berechnet, an dem Eingangssignale von den
Abgriffen P1 und P-1 des
nichtlinearen Filters 210 liegen, was durch die folgende
Gleichung (13) ausgedrückt
werden kann: zk =
p1(0) – p-1(0) (13)
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Ein
Frequenzunterschied Δk+1 zwischen dem Eingangssignal und einem örtlichen
Zeittakt wird durch den ersten Multiplikator 242, den dritten
Addierer 243 und das erste Verzögerungsglied 244 berechnet,
und eine Zeitphase ξk+1 wird durch den zweiten Multiplikator 245,
den vierten Addierer 246 und das zweite Verzögerungsglied 247 unter
Verwendung des Gradienten zk berechnet,
was sich durch die folgende Gleichung (14) ausdrücken läßt: Δk+1 = Δk + β·zk)
ξk+1 = ξk + α·zk + Δk+1 (14
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In
Gleichung (14) ist der Phasengradient zk gleich
0, wenn ein Impuls symmetrisch ist, und bezeichnen α und β Schrittweiten.
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Wenn
die in der Datenspeichereinrichtung gespeicherten Daten von einem
magnetoresistiven Kopf wiedergegeben werden, hat das wiedergegebene
Signal verschiedene Charakteristiken nach Maßgabe seiner positiven Richtung
oder negativen Richtung. Es ist beispielsweise möglich, die Charakteristik des
Signals zu betrachten, die sich nach Maßgabe der Richtungen ändert, indem
der Zustand der laufenden Daten zum Muster des Impulses zuaddiert
wird. Nach Maßgabe
der addierten laufenden Daten a
k wird nämlich der
Impuls neu als p
n(b
k-n+ν; k-n+1,
c
k, b
k-n-1; k-n-τ) definiert
und werden die Variablen c
k, M und s
k neu definiert, wie es durch die Gleichung
(15) wiedergegeben wird:
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Die übrigen Gleichungen
sind die gleichen, wie sie oben erwähnt wurden.
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4 zeigt
ein Beispiel des n-ten Filterabgriffs Pn (wobei
n = –N,
..., O, ..., N) von 2. Wie es in 4 dargestellt
ist, ist der n-te Filterabgriff Pn (wobei
n = –N,
..., O, ..., N), der verschiedene Abgriffswerte nach Maßgabe der
Datenmuster hat, wie folgt ausgebildet. Der n-te Filterabgriff Pn gibt einen Wert w ^k-np ^n aus.
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Puffer
pn(i)(wobei i = 0, 1, ..., 2τ+ν – 1) speichern
Abgriffswerte bezüglich
jedes Musters. Ein Anfangswert p0 n(i) (wobei i = 0, 1, ..., 2τ+ν – 1) wird
bezeichnet, wenn ein Steuersignal LOAD in der Anfangsarbeitsphase gesetzt
ist. In 4 sind mit 400 und 405 der
0-te und der (2τ+ν – 1)te Puffer
jeweils bezeichnet.
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Ein
Abgriffswertmultiplexer 410 empfangt das Muster bk-1-n; k-t-n der vergangenen τ Bit des
Absolutwertes des Übergangs
und das Muster bk-n-ν, k-n+1 der künftigen ν Bit des
Absolutwertes des Übergangs,
um einen der 2τ+ν Pufferwerte
pn(i) auszugeben (wobei i = 0, 1, ..., 2τ+ν – 1). Das
Ergebnis entspricht der Operation i ^t k-np ^n in Gleichung
(3).
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Ein
Vorzeichenwähler 425 und
ein Wähler 430 für das Vor liegen
des laufenden Übergangs
liefern ein Ergebnis, das gleich dem Produkt des Ausgangswertes i ^t k-np ^n des
Abgriffswertmultiplexers 410 und xk-n ist.
Der Vorzeichenwähler 425 wählt den
Ausgangswert des Abgriffswertmultiplexers 410, wenn ak-n gleich 1 ist, und das Produkt aus dem
Ausgangswert des Abgriffswertmultiplexers 410 und dem Wert –1, wenn
ak-n gleich 0 ist. Der obrige Arbeitsvorgang
ist der gleiche wie bei der Multiplikation von xk-n mit
dem Ausgangswert des Abgriffswertmultiplexers 410 unter
der Annahme, daß bk-n = 1 ist. Der Wähler 430 für das Vorliegen
des laufenden Übergangs
wählt dann
entweder den Ausgangswert des Vorzeichenwählers 425 oder den
Wert 0 nach Maßgabe
von bk-n.
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Das
hat zur Folge, daß der
Ausgangswert des Wählers 430 gleich w ^k-npn = x ^k-ni ^t k-np ^n ist,
wobei dieser Wert der Ausgangswert des n-ten Filterabgriffs Pn ist.
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Gleichzeitig
schreibt der n-te Filterabgriff Pn den Abgriffswert
nach Maßgabe
der Gleichung (12) unter Verwendung des Fehlers ek fort.
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Ein
Multiplexer 535 für
den fortgeschriebenen Abgriffswert wählt einen der Ausgangswerte
der Puffer Pn(i)(wobei i = 0, 1, ..., 2τ+1 – 1) nach
Maßgabe
der Eingangswerte des künftigen ν Bit Übergangs
bk-n+ν;
k-n+1 und des vergangenen τ Bit Übergangs
bk-n-1; k-n-τ.
Dann empfängt
ein Rechner 440 für
den erhöhten
oder verringerten Wert die Werte ak-n, μ und den
Fehler ek, um μak-nek zu berechnen, und addiert ein Rechner 445 für den fortgeschriebenen
Abgriffswert, der ein Addierer ist, den Wert μak-nek zum Ausgangswert des Multiplexers 435 für den fortgeschriebenen
Abgriffswert.
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Ein
Demultiplexer 450 für
den fortgeschriebenen Abgriffswert empfängt den künftigen ν Bit Übergang bk-n+ν; k-n+1 und
den vergangenen τ Bit Übergang
bk-n-1; k-n-τ und
gibt 2τ+ν Werte
aus. Dabei hat nur einer der Ausgänge des Demultiplexers 450 für den fortgeschriebenen
Abgriffswert den Wert 1 während
die restlichen Ausgänge
2τ-ν – 1 den
Wert 0 haben. Das heißt,
daß der
Demultiple xer 450 für
den fortgeschriebenen Abgriffswert einen der 2τ+ν Puffer
pn(i)(wobei i = 0, 1, ..., 2τ+1 – 1) nach
Maßgabe
des künftigen ν Bit Übergangs
bk-n+ν;
k-n+1 und des vergangenen τ Bit Übergangs
bk-n-1; k-n-τ wählt. Wenn
ein Steuersignal UPDATE einen hohen Pegel hat und bk-n gleich
1 ist, wird der Ausgangswert des Rechners 445 für den fortgeschriebenen
Abgriffswert an den gewählten
Puffer gelegt. Wenn das Steuersignal UPDATE einen niedrigen Pegel
hat oder bk-n gleich 0 ist, wird der ursprüngliche
Abgriffswert beibehalten.
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5 zeigt
die Ergebnisse der Phasenkorrektur durch einen Empfänger für ein nichtlineares
Signal gemäß der vorliegenden
Erfindung, die über
eine Simulation erhalten wurden. In der Simulation wurde ein nichtlineares
Signal in der folgenden Weise verwandt.
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Zunächst wurden
Kanaldaten rk zum Testen der Leistungsfähigkeit
der erfindungsgemäßen Ausbildung
nach der Gleichung (16) erzeugt. Das Kanalsignal rk bezüglich der
binären
Daten ak(= +1 oder –1) und xk =
(ak – ak-1)/2, die durch Codieren eines beliebigen
binären
Datenstroms unter Verwendung von RLL(0,4/4) erhalten wurden, ist
die Summe der Daten xk, beeinflußt durch
einen Übertragungsfaktor
gk und die Phase ∊k des
Impulses h(t), und des Gausschen Rauschens nk.
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In
Gleichung (16) ist T das Abtastzeitintervall.
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Der
Impuls h(t) läßt sich
dabei durch die folgende Gleichung (17) ausdrücken: h(t) = [1 + (2t/pw50)2]–1 (17)
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In
der Gleichung (17) wird angenommen, daß pw50 den
Wert 2,5 × (9/8)
hat. Die Amplitude des zuaddierten Rauschens ist durch die folgende
Gleichung (18) gegeben: SNRmfb = E{[h(kT) – h(kT – T)]2}/E{n2 k} (18)
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In
der Gleichung (18) ist E{*} eine Mittelungsoperation.
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Die Änderungen
im Übertragungsfaktor
und in der Impulsphase nach Maßgabe
des Vorliegens eines Datenüberganges
sind in den folgenden Tabellen 1 und 2 dargestellt. Tabelle 1
| bk-1 | bk+1 | gk |
| 0 | 0 | 1 |
| 0 | 1 | γ |
| 1 | 0 | γ |
| 1 | 1 | γ2 |
Tabelle 2
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Wie
es in 5 dargestellt ist, liegt der Anfangsphasenfehler
des nichtlinearen Signals, das oben beschrieben wurde, bei 50% und
nimmt der Phasenfehler mit der Zeit ab. Eine Graphik mit dem Bezugszeichen 500 entspricht
dem Fall der Verwendung eines linearen Impulses mit ν = 0, τ = 0 und
N = 1 (wobei N die Größe der Filterabgriffe
wiedergibt) und die Graphik mit dem Bezugszeichen 502 entspricht
dem Fall, in dem ein linearer Impuls mit ν = 0, τ = 0 und N = 6 verwandt wird.
In beiden Fällen
der Verwendung eines linearen Impulses besteht eine Verschiebung
der Zeitphase, so daß die
zeitliche Schwankung außerordentlich
groß ist.
Die Graphik mit dem Bezugszeichen 504 entspricht dem Fall,
in dem ein musterabhängiger
Impuls ν =
1, τ = 1
und N = 1 benutzt wird, wobei in diesem Fall die Verschiebung der
Zeitphase fehlt und die Schwankung relativ klein ist.
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Wie
es oben beschrieben wurde, kann in dem Empfänger für ein nichtlineares Signal
gemäß der vorliegenden
Erfindung eine genaue Zeitphase unter Verwendung eines Modells gefunden
werden, bei dem ein nichtlinearer Kanal einer digitalen magnetischen
Speichereinrichtung mit hoher Dichte in Form von Übergangsimpulsen
ausgedrückt
wird, die nach Maßgabe
künftiger ν Bit und
vergangener τ Bit
gewählt
werden, wodurch die zeitlichen Schwankungen und Verschiebungen reduziert
sind. Durch die Wahl von τ, ν und N des
Impulsmodells können
die Leistung und die Vielfalt der Korrektur der Zeitphase in passender
Weise gewählt
werden. Ein Durchhängen
oder ein Blockieren, bei dem die Korrektur der Abtastphase für ein bestimmtes
Zeitintervall unterbrochen wird, tritt dabei nicht auf.
