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Verwandte
Anmeldungen
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Die
vorliegende Anmeldung bezieht sich auf das US-Patent 6,765,519;
das US-Patent 6,765,435; und das US-Patent 6,831,491, die gleichzeitig
eingereicht, ebenfalls anhängig
und gemeinschaftlich übertragen
wurden.
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Technisches
Gebiet
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Gemäß dem Oberbegriff
von Patentanspruch 1 bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein
System zum Anpassen einer PLL, um unabhängig von der Übertragungsdichte
des Datenstroms zu sein, wobei der Datenstrom ein Datensignal umfasst, das
an die PLL geliefert wird. Ein System dieser Art ist in der
EP 0 862 272 A2 beschrieben.
Ein ähnlicher Stand
der Technik ist aus der
EP
0 585 090 A2 bekannt. Die vorliegende Erfindung versucht,
hinsichtlich dieser Systeme eine Alternativlösung zu liefern.
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Im
Allgemeinen richtet sich die vorliegende Erfindung an das Verarbeiten
eines Datenstroms, der einen eingebetteten Takt umfasst, und im
Besonderen an das Betreiben einer Phasenregelschleife (PLL = phase
locked loop), die eine vorhersagbare Phasendemodulationssensibilität ansprechend
auf eine Variation der Symbolübergangsdichte
aufweist.
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Hintergrund
der Erfindung
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NRZ-Signalisierung
(NRZ = Non-return-to-zero = ohne Rückkehr zu Null) bezieht sich auf
ein binäres
Codierungsschema, bei dem es zwischen codierten Bits keine Rückkehr zu
einer Referenzspannung gibt. Stattdessen bleibt die Signalisierung
bei einer „hohen" Spannung für aufeinanderfolgen de „Einsen" und bleibt bei einer „niedrigen" Spannung für aufeinanderfolgende „Nullen". Bei Datenübertragungssystemen,
die die NRZ-Signalisierung verwenden, ist es notwendig den Takt
basierend auf dem zeitlichen Ablauf der Datenübergänge wieder zu gewinnen. Im
Allgemeinen wird der einem Datenstrom zugeordnete Takt unter Verwendung
einer Phasenregelschleife (PLL) wiedergewonnen. Durch Vergleichen
des zeitlichen Ablaufs von Datenübergängen in
dem NRZ-Datenstrom
mit der Phase eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO = voltage controlled
oscillator) der PLL kann der Phasenfehler des VCO bestimmt werden.
Das VCO-Signal wird an denselben angepasst, wodurch der VCO auf
den eingebetteten Takt der Daten verriegelt wird. Der Phasenfehler
kann unter Verwendung einer Rückkopplung
mit geschlossener Schleife über
den PLL-Entwurf auf Null „servogeregelt" werden.
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1 stellt
eine Taktwiedergewinnungsschleife 100 gemäß dem Stand
der Technik dar. Die Taktwiedergewinnungsschleife 100 weist
einen Detektor 104 für
kontinuierliche Phasen, einen VCO 105 und ein Schleifenfilter 106 auf.
Die zu messenden Daten 101 werden von dem Detektor 104 für kontinuierliche
Phasen empfangen. Der VCO 105 erzeugt ein VCO-Signal (das als der
wiedergewonnene Takt 102 geliefert wird), das durch eine
Abstimmspannung 107 geregelt wird. Wenn es zu einem Datenübergang kommt,
vergleicht der Detektor 104 für kontinuierliche Phasen den
zeitlichen Ablauf der Datenübertragung
mit der Phase des VCO-Signals. Der Detektor 104 für kontinuierliche
Phasen wird als „kontinuierlich" bezeichnet, weil
derselbe einen Phasenfehler 103 erzeugt, der proportional
zu der Differenz zwischen dem zeitlichen Ablauf des Datenübergangs und
der Phase des VCO-Signals
ist (im Gegensatz zu einem quantisierten oder binären Ausgangssignal, das
lediglich „früh gegenüber spät" anzeigt, aber nicht
um wie viel). Der Phasenfehler 103 wird durch das Schleifenfilter 106 gefiltert,
um eine Abstimmspannung 107 zu erzeugen, um die Rückkopplung mit
geschlossener Schleife zu liefern.
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Für zufällige Daten
ist der Übergang
von „Eins" zu „Null", oder umgekehrt,
jedoch ein zufälliges
Ereignis. Somit besteht eine gewisse Unsicherheit, ob und wann es
zu einem Übergang
kommt. Wenn z. B. die Daten „01010100000000001" für die ersten
sechs Bits sind, kommt es bei jeder Gelegenheit zu einem Datenübergang,
weil keine zwei aufeinanderfolgenden Bits gleich sind. Jedoch sind
die nächsten
zehn aufeinanderfolgenden Bits alle „Null". Eine „Lauflänge" bezieht sich auf die Anzahl an aufeinanderfolgenden
Bits oder Symbolen zu denen es ohne einen Übergang kommt. Folglich weist
der Beispieldatenstrom eine Lauflänge von zehn „Nullen" auf. Während der
Lauflänge
von Symbolen oder Bits kommt es zu keinem Übergang von „Null" nach „Eins". Da während des
Zeitraums kein Übergang stattfindet,
stehen von den Daten keine Phaseninformationen zur Verfügung, um
irgendeinen Phasenfehler in dem VCO zu korrigieren. Außerdem können die Daten
in einer „lauflängenbeschränkten" Weise (z. B. für Jitter-Messungen)
kommuniziert werden. Das heißt
konkret, dass die zulässige
Lauflänge
von angewendeten Datenmustern kleiner als eine vorbestimmte Zahl
sein muss. Eine typische Lauflängengrenze,
die auf Daten angewandt wird, für
die der Jitter gemessen wird, ist 31 Bits.
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Im
Allgemeinen funktionieren Phasendetektoren so, dass sie Phaseninformationen
nur dann ausgeben, wenn es einen Übergang gibt. Wenn es keinen
Datenübergang
(mindestens zwei aufeinanderfolgende Symbole, die gleich sind) gibt,
geben die bekannten Phasendetektoren eine Null aus (d. h., was bedeutet,
dass kein erfasster Phasenfehler vorliegt). Diese Charakteristik
hat die Wirkung, dass die Phasendetektor-Verstärkung (z. B. Radiane/Volt)
zu einer Funktion der Übergangsdichte
des Datenmusters wird. Somit ist die Phasendetektor-Verstärkung während des „010101"-Teils des Beispieldatenstroms hoch,
und die Phasendetektor-Verstärkung ist
während
des „00000000001"-Teils des Datenstroms niedrig.
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Die
nicht vorhersagbare Phasendetektor-Verstärkung hat zumindest zwei wichtige
nachteilige Auswirkungen. Erstens wird die PLL-Bandbreite unvorhersagbar,
weil die PLL-Bandbreite
direkt proportional zur Phasendetektor-Verstärkung ist. Dies vermindert
die Schleifenleistung (z. B. Nachführungsfehler) wodurch es schwieriger
wird, die Schleife zu konzipieren. Zweitens ist bei Jitter-Messungen der
Kalibrierungsfaktor direkt proportional zur Phasendetektor-Verstärkung. Somit
ist die Genauigkeit der Jitter-Messung
zweifelhaft, wenn die gemessenen Daten keine vorhersagbare Übergangsdichte aufweisen.
Jedoch ist es in der Regel vorteilhaft, bei Jitter-Messungen eine
große
Vielfalt an Datenmustern mit einer abschätzbaren Variation der Übergangsdichte
zu verwenden.
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Kurze Zusammenfassung
der Erfindung
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Es
ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Alternativlösung für das Unabhängigmachen
der Schleifen-Verstärkung einer
PLL von der Übergangsdichte
eines an die PLL gelieferten Datenstromes zu schaffen. Dieses Problem
wird durch ein System gemäß Anspruch
1 und ein Verfahren gemäß Anspruch
4 gelöst.
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Bei
Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
wird eine PLL derart angepasst, dass der resultierende Phasenfehler,
der durch die PLL erzeugt wird, unabhängig von der Übergangsdichte
eines an die PLL gelieferten Datenstroms ist. Der Datenstrom kann
konkret als ein Strom von Symbolen oder Bits betrachtet werden,
die gemäß einer
zufälligen
Sequenz von einem Zustand in einen anderen übergehen. Symbole oder Bits
des Datenstroms werden in diskreten Zeitintervallen („Einheitsintervallen") übermittelt.
Darüber
hinaus wird der Datenstrom gemäß einer
Lauflängengrenze übermittelt,
die eine Obergrenze für
die Anzahl von aufeinanderfolgenden Symbolen oder Bits festlegt,
die ohne Übergang
zu einem anderen Symbol oder Bit auftreten. Die PLL kann durch Filtern
des Phasenfehlers von einem Detektor für kontinuierliche Phasen der
PLL unter Verwendung eines ersten Filters angepasst werden. Ein Referenzsignal,
das anzeigt, ob ein Datenübergang gerade
stattgefunden hat, kann durch ein zweites Filter gefiltert werden.
Das erste und das zweite Filter können vorteilhaft als Tiefpassfilter
implementiert werden, die eine Bandbreite aufweisen, die in etwa gleich
einer Hälfte
des Kehrwertes von dem Einheitsintervall multipliziert mit der maximalen
Lauflänge
ist. Das Ausgangssignal des ersten und zweiten Filters kann an eine
Teilerschaltung geliefert werden, um ein Signal zu erzeugen, das
unabhängig
von der Datenübergangsdichte
den Phasenfehler anzeigt.
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Bisher
sind die Merkmale und technischen Vorteile der vorliegenden Erfindung
relativ grob umrissen worden, so dass die folgende detaillierte
Beschreibung der Erfindung besser verstanden werden kann. Zusätzliche
Merkmale und Vorteile der Erfindung werden hierin im Folgenden beschrieben,
dieselben sind Gegenstand der Ansprüche der Erfindung. Fachleute
können
erkennen, dass die Konzeption und das spezifische Ausführungsbeispiel,
die offenbart sind, ohne weiteres als Basis für das Modifizieren oder Entwerfen
anderer Strukturen zum Ausführen
desselben Zweckes der vorliegenden Erfindung verwendet werden können. Fachleute
können auch
erkennen, dass solche äquivalenten
Aufbauvarianten nicht von dem Schutzbereich der Erfindung gemäß den angehängten Ansprüchen abweichen. Die
neuartigen Eigenschaften, die sowohl hinsichtlich der Organisation
als auch des Betriebsverfahrens derselben als charakteristisch für die Erfindung
betrachtet werden, sowie weitere Aufgaben und Vorteile können anhand
der folgenden Beschreibung, wenn diese in Verbindung mit den zugehörigen Figuren
betrachtet wird, besser verstanden werden. Es sei jedoch ausdrücklich darauf
hingewiesen, dass jede Figur nur zum Zwecke der Darstellung und
Beschreibung bereitgestellt wird, und nicht als Definition der Grenzen
der vorliegenden Erfindung gedacht ist.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Für ein vollständigeres
Verständnis
der vorliegenden Erfindung wird jetzt auf die folgenden Beschreibungen
Bezug genommen, die in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen gemacht werden, bei
denen:
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1 eine
Taktrückgewinnungsschaltung gemäß dem Stand
der Technik darstellt.
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2 eine
Taktrückgewinnungsschaltung gemäß Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung darstellt;
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3 eine
weitere Taktrückgewinnungsschaltung
gemäß Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
darstellt; und
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4 eine
weitere Taktrückgewinnungsschaltung
gemäß Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
darstellt.
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Detaillierte
Beschreibung der Erfindung
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Vor
einer detaillierteren Besprechung von Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung
wird das Abtasttheorem von Nyquist für den Leser erörtert. Das
Abtasttheorem von Nyquist bezieht sich auf das Problem der Rekonstruktion
eines kontinuierlichen analogen Signalverlaufs unter ausschließlicher Verwendung
von diskreten Abtastwerten der Spannung dieses Signalsverlaufs,
die in einheitlichen Zeitintervallen genommen werden. In Nyquists
Abtasttheorem wird angenommen, dass der kontinuierliche analoge
Signalverlauf bandbegrenzt ist, was bedeutet, dass keine Frequenzen
im Signalverlauf enthalten sind, die eine obere Grenzfrequenz (die
die Nyquist-Bandbreite definiert) überschreiten. Anhand dieser
Annahme konnte Nyquist beweisen, dass der kontinuierliche analoge
Signalverlauf anhand dieser Abtastwerte perfekt rekonstruiert werden
kann, wenn und nur wenn die Abtastrate zumindest das Doppelte der
Nyquist-Bandbreite
beträgt.
Diese Abtastrate wird als die Nyquist-Rate bezeichnet. In der Praxis erfordert
ein als „Aliasing" bekanntes Phänomen, dass
die Abtastrate leicht über
Nyquists theoretischer Mindestrate liegt.
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Ein
bekanntes Beispiel ist das digitale Audioformat für Compakt-Disks
(CD). Analogaudio wird typischerweise durch ein Tiefpassfilter gefiltert,
derart, dass das Analogaudio keine Frequenzkomponente besitzt, die
größer als
20 kHz ist. Das Analogaudio wird dann mit einer Rate von 44100 Abtastwerten
pro Sekunde abgetastet. Diese Abtastrate ist geringfügig (~ 10
%) größer als
die Nyquist-Rate mit 40000 Abtastwerten/pro Sekunde.
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Wie
vorhergehend angemerkt, nimmt das Abtasttheorem von Nyquist eine
einheitliche Abtastrate an. Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung
erweitern Nyquists Abtasttheorem um ein uneinheitlichs Abtasten.
Um die weiteren Ausführungen zu
erleichtern, wird der Begriff „Pseudorate" verwendet, um die
minimale Abtastrate (die durch die maximale Zeit zwischen aufeinanderfolgenden
Abtastwerten definiert ist) in einem Abtastratz, der eine variable Rate
aufweist, zu bezeichnen. Es wird unterbreitet, dass die perfekte
Rekonstruktion eines kontinuierlichen analogen Signalverlaufs anhand
von mit einer variablen Rate genommenen Abtastwerten möglich ist,
wenn die Pseudorate mindestens so hoch wie die Nyquist-Rate (die
doppelt so hoch wie die höchste Frequenzkomponente
des kontinuierlichen analogen Signalverlaufs ist) ist. In gewisser
Weise gibt es bei einer variablen Abtastanwendung, die dieses Kriterium
erfüllt, „überschüssige" Abtastwerte (z.
B. Abtastwerte, die bei einer Rate über der Nyquist-Rate genommen
werden), um die Rückgewinnung
des kontinuierlichen analogen Signalverlaufs zu erleichtern. Diese überschüssigen Abtastwerte
können
irgendwelche nichtsystematischen Fehler, die durch die Abtastfunktionalität begangen
werden, ausmitteln.
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Ein
spezifisches Beispiel stellt das Konzept der Pseudorate dar. Nehmen
wir an, ein Datenübertragungssystem
mit einer Datenrate von 40 Gigabit/s (40 Gb/s) wird unter Verwendung
eines Datenmusters mit einer Lauflängengrenze von 32 (ausgewählt aufgrund
mathematischer Einfachheit) auf Jitter getestet. Jedes Bit besetzt
25 ps, was als das „unit
interval = Einheitsintervall" (UI)
bezeichnet wird. Da es alle 32 Zeichen zumindest zu einem Datenübergang kommen
muss, beträgt
die maximale Zeit zwischen den Abtastwerten eines Phasenfehlersignals
von einem Phasendetektor 32 × 25
ps oder 800 ps. Ein Zeitintervall von 800 ps entspricht einer Pseudorate
von 1,25 Giga-Abtastwerten/s (was der Kehrwert von 800 × 10–12 Sekunden
ist). Somit unterstützt
die Pseudorate eine Bandbreite von 625 MHz gemäß der vorliegenden Erweiterung
des Nyquist-Abtasttheorems. Die durch die Pseudorate unterstütze Bandbreite wird
als die Pseudo-Nyquist-Bandbreite
bezeichnet.
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2 stellt
ein System 200 dar, das gemäß der Pseudo-Nyquist-Bandbreite
gemäß Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
angepasst ist. Das System 200 weist eine herkömmliche
Taktrückgewinnungsschleife 210 auf.
Die konventionelle Taktrückgewinnungsschleife 210 ist
beinahe dieselbe wie die konventionelle Taktrückgewinnungsschleife 100,
mit der Ausnahme, dass der Detektor für kontinuierliche Phasen 211 modifiziert
ist. Der Detektor 211 für
kontinuierliche Phasen weist ein erstes Tor, um den Phasenfehler 103 auszugeben,
und darüber hinaus
ein zweites Tor, um ein Referenzsignal 201 auszugeben auf,
das einen Datenübergang
anzeigt. Bei Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
erzeugt der Detektor 211 für kontinuierliche Phasen immer,
wenn es zu einem Datenübergang
an dem zweiten Tor kommt, einen Puls mit einer UI-Dauer. Wie in 2 gezeigt,
ist die Funktionalität,
die Puls während eines
Datenübergangs
erzeugt, integriert mit dem Detektor 211 für kontinuierliche
Phasen implementiert. Jedoch kann diese Funktionalität, falls
gewünscht,
als diskretes Schaltungselement implementiert sein.
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Das
Referenzsignal 201 wird ein Filter 202 geliefert.
Das Filter 202 filtert das Referenzsignal 201,
um ein Signal 204 zu erzeugen, das in etwa proportional
zur Übergangsdichte
ist, die den Daten 101 zugeordnet ist. Das Filter 202 kann
als ein Tiefpassfilter implementiert sein, das die durch den Phasendetektor 211 erzeugten
Pulse integriert. Bei Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
kann das Filter 202 als ein Tiefpassfilter implementiert
sein, das eine Grenzfrequenz besitzt, die (bei Berücksichtigung
von Aliasing-Effekten) ungefähr
gleich der Pseudo-Nyquist-Bandbreite
ist. Wie vorher angemerkt, ist die Pseudo-Nyquist-Bandbreite durch die maximale
Zeit zwischen Abtastwerten definiert, die wiederum durch die Laufzeitlängengrenze,
die den Daten 101 zugeordnet ist, definiert sein kann.
Außerdem
kann bei Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
das Filter 202 vorteilhaft implementiert sein, um gut funktionierende
Zeitbereichscharakteristika (d.h. wenig Über-/Unterschießen) zu
besitzen. Geeignete Filter umfassen Bessel-Filter und Gauß-Filter.
Auf ähnliche Weise
wird der Phasenfehler 203 von dem Detektor 211 für kontinuierliche
Phasen an das Filter 203 geliefert. Das Filter 203 kann
auf dieselbe Weise wie das Filter 202 implementiert sein.
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Die
Ausgangssignale (Signal 204 und Signal 205) von
den Filtern 202 und 203 werden an einen Teiler 206 geliefert
(der ein analoges oder digitales Schaltungselement sein kann). Der
Teiler 206 teilt das gefilterte Phasenfehlersignal (Signal 205)
durch das gefilterte Referenzsignal 202, um einen korrigierten
Phasenfehler 207 zu erzeugen. Diese Konfiguration hat einen
Vorteil hinsichtlich der Verwendung einer PLL als Phasendemodulator,
um den Jitter zurückzugewinnen
und zu messen. Der korrigierte Phasenfehler 207 weist eine
Jitter-Sensibilität
auf, die unabhängig
von der Datendichte oder Lauflänge
ist. Im Gegensatz dazu weist der rohe Phasenfehler 103 eine
Sensibilität
auf, die direkt proportional zu der Übergangsdichte ist.
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Obwohl
beschrieben worden ist, dass das System 200 ein VCO-Signal erzeugt, ist
die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung
können
in einem System implementiert sein, bei dem das VCO-Signal unabhängig zur
Verfügung
steht, und der Phasendetektor mit Verstärkungskorrektur in einer offenen
Schleife verwendet wird.
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Außerdem wird
für den
Leser eine mathematische Analyse des Systems 200 geliefert.
Dma(t) (was dem Signal 204 entspricht)
sei als gleitender Durchschnitt definiert, der aus der Anzahl von Übergängen besteht,
die in einem Zeitraum auftreten, der gleich der Pseudo-Nyquist-Periode
(dem Kehrwert der Pseudo-Nyquist-Rate) ist. Aus der Definition der Pseudo-Nyquist-Periode
folgt, dass Dma(t) einen Mindestwert von
1 und einen Höchstwert
aufweist, der gleich der Lauflängengrenze
ist. Mma(t) soll einen ähnlichen schwankenden Durchschnitt
des Phasenfehlers bezeichnen, wobei die schwankenden Durchschnitte über dem
gleichen Zeitintervall liegen. Dann ist der gefilterte Phasenfehler
(Phasenfehler 203) durch Mma(t)
Dma(t) gegeben. Ein Teilen von Dma(t) Mma(t) durch
Dma(t) ergibt somit Mma(t),
was das gewünschte
Ergebnis (d. h. der Phasenfehler unabhängig von der Übergangsdichte)
ist. Das System 200 funktioniert streng genommen nicht
unter Verwendung von schwankenden Durchschnitten, weil das Filtern
typischerweise unter Verwendung von Bessel- oder Gauß-Filtern
durchgeführt
werden kann. Jedoch bleibt das Betriebsprinzip dasselbe. Außerdem wird darauf
hingewiesen, dass die Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung
die Filter 202 und 203 als Bessel-Filter der 3.
Ordnung vorteilhaft implementieren können, weil die resultierende
Impulsantwort für
interessierende Zeiten positiv ist. Dies ist vorteilhaft, weil andere
Filterformen typischerweise eine Impulsantwort mit einer erheblich
negativen Region aufweisen, woraus folgt, dass das Ausgangssignal
sich Null nähern
und Null überschreiten
muss. Der Teiler 206 funktioniert nicht ordnungsgemäß, wenn
der Divisor desselben gleich oder näherungsweise ungefähr Null
ist, weil die erforderliche Ausgangspannung den dynamischen Bereich
des Teilers 206 überschreitet.
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Es
ist zu erkennen, dass die Implementierung eines Hochgeschwindigkeitsteilers
(wie z. B. eines analogen Teilers) eine Herausforderung darstellen
kann, besonders wenn der dynamische Bereich des Teilers für eine bestimmte
Anwendung erweitert wird. Wenn ein idealer schwankender Durchschnitt verwendet
würde,
wäre der
dynamische Bereich gleich der Lauflängengrenze. Der dynamische
Bereich, den eine Implementierung aufweist, die Bessel-Filter verwendet,
ist etwas kleiner als der dynamische Bereich eines idealen schwankenden
Durchschnitts, obwohl der dynamische Bereich immer noch relativ
beträchtlich
ist. Die Schwierigkeit in Verbindung mit der Implementierung eines
Teilers kann verringert werden, wenn der dynamische Bereich verkleinert
würde. 3 stellt
ein System 300 dar, das den dynamischen Bereich gemäß Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
verkleinert.
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Das
System 300 von 3 ist dem System 200 ähnlich,
außer,
dass das System 300 einen Block 305 zur automatischen
Verstärkungssteuerung
(automatic gain control = AGC) umfasst. Der AGC-Block 305 ist
nach den Filtern 202 und 203 angeordnet, die das
Referenzsignal 201 und das Phasenfehlersignal 103 liefern.
Angepasste Vervielfacher 301 und 302 sind nach
den Filtern 202 und 203 und vor dem Teiler 206 eingebracht.
Das erste Eingangssignal des Vervilefachers 301 ist das
gefilterte Referenzsignal von dem Filter 301 und das erste
Eingangssignal des Vervielfachers 302 ist das gefilterte
Referenzsignal von dem Filter 203. Das zweite Eingangssignal
von jedem Vervielfacher ist durch eine Servoschleife getrieben,
die das Ausgangssignal (das multiplizierte gefilterte Referenzsignal)
von dem Vervielfacher 302 als ein Fehlersignal benutzt.
Das vervielfachte gefilterte Referenzsignal kann vorteilhaft an
einen Servoverstärker 303 und
einen Exponentiator 304 geliefert werden. Durch die Miteinbeziehung
des exponentiellen Schaltungselementes 304 kann die Servoschleife linearisiert
werden, wodurch die Schleifenverstärkung unabhängig von den Eingangssignalpegeln wird.
Obwohl der Exponentiator 304 als ein separates Element
gezeigt ist, kann der Exponentiator 304 in der Praxis mit
jedem der Vervielfacher 301 und 302 kombiniert
sein. Eine allgemein verfügbare
2-Quadranten-Vervielfacher-Schaltung
besteht aus einem Differentialpaar, das durch einen Stromspiegel
vorgespannt ist. Das Hinzufügen
einer Exponentiationsfunktion betrifft das Ersetzen des Stromspiegels
mit einem einzigen Transistor, was zu einer verringerten Komplexität führt.
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Auf
den ersten Blick mag es den Anschein haben, dass die in 3 gezeigte
Modifikation lediglich die Schwierigkeit bei der Implementierung
eines Teilers mit der ebenso schwierigen Aufgabe der Implementierung
eines Vervielfachers ersetzt hat. Es gibt jedoch tatsächlich eine
Netto-Verringerung
der Schwierigkeit. Der gesamte dynamische Bereich kann zwischen
dem AGC-Block 305 und dem Teiler 206 aufgeteilt
werden. Folglich muss keines dieser Elemente den gesamten dynamischen
Bereich handhaben. Darüber
hinaus muss die Implementierung der Vervielfacher 301 und 302 nicht
zwangsläufig
bewirken, dass die Vervielfacher 301 und 302 besonders
genau sind. Servoschleifenfehler sind im Gleichtakt und beeinträchtigen
daher das Verhältnis der
multiplizierten Signale nicht. Genauer gesagt, wenn die Vervielfacher 301 und 302 angepasst
sind, dann fallen jegliche Multiplikationsfehler nach der Operation
des Teilers 206 heraus. Ferner ist es relativ einfach,
eine Zuordnung zwischen den Vervielfachern 301 und 302 durch
eine monolithische Integration dieser Elemente auf einer einfachen
integrierten Schaltung zu erhalten.
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3 stellt
das Ausgangssignal des Vervielfachers 302 dar, der verbunden
ist, um an die PLL des Systems 300 eine Rückkopplung
zu liefern. Dies stabilisiert die Schleifenverstärkung und die Schleifenbandbreite
der PLL (die ansonsten durch die den Daten 101 zugeordnete Übergangsdichte
beeinträchtigt
werden würde).
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung kann eine zusätzliche Stabilisierung der
Schleifenverstärkung und
der Schleifenbandbreite durch die Lieferung des korrigierten Phasenfehlersignals 207 an
das Schleifenfilter 106 erreicht werden, wie es bei einem
System 400 von 4 gezeigt ist.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung und deren Vorteile detailliert beschrieben
worden sind, wird darauf hingewiesen, dass verschieden Änderungen,
Ersetzungen und Ergänzungen
an derselben vorgenommen werden können, ohne dabei von dem in
den angehängten
Ansprüchen
definierten Schutzbereich der Erfindung abzuweichen. Darüber hinaus
wird nicht beabsichtigt, den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung
auf die speziellen Ausführungsbeispiele
des Prozesses, der Maschine, der Herstellung, der materiellen Zusammensetzung,
der Einrichtung, der Verfahren und der Schritte zu beschränken, die
in der Beschreibung beschrieben sind.