JPH09330565A

JPH09330565A - ディジタル磁気記録再生装置

Info

Publication number: JPH09330565A
Application number: JP14891696A
Authority: JP
Inventors: Naoya Kobayashi; 直哉小林; Masuo Umemoto; 益雄梅本; Hideki Sawaguchi; 秀樹澤口; Naoki Sato; 直喜佐藤
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1996-06-11
Filing date: 1996-06-11
Publication date: 1997-12-22

Abstract

(57)【要約】【課題】非線形歪及びレベル変動（ＴＡ）に起因する再
生特性の劣化を補償し、かつ大きなレベル変動にも安定
に動作するディジタル磁気記録再生装置を提供する。【解決手段】再生信号と理想等化出力との誤差信号を生
き残りパスによって分類し、これを平均化する手段と、
それにより得られた信号を補正し、非線形歪を考慮した
メトリック演算のための基準信号と、レベル変動成分と
をそれぞれ出力する手段から構成される非線形歪・ＴＡ
補償手段を設け、前記非線形歪・ＴＡ補償手段により抽
出されたレベル変動成分の期待値をＤ／Ａ変換する手段
とＤ／Ａ変換によるアナログのレベル変動成分期待値
を、再生側Ａ／Ｄ変換手段の入力側で、再生ヘッド出力
のプリアンプ、ＬＰＦ通過後の信号から差し引く手段を
設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高密度記録に適す
る磁気ディスク装置等のディジタル磁気記録再生装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】磁気ディスク装置等の高密度記録を実現
する方式として近年、ＰＲ4ＭＬ（Partial Response cl
ass 4 Maximum Likelihood)に基づく信号処理技術の適
用が盛んに検討されており、ＬＳＩとして実用化される
ようになった。ＰＲ４ＭＬ方式は周知のようにＰＲ４等
化されたチャネルにおいて生じる既知の符号間干渉を利
用し、その相関関係より２状態ビタビ復号による最尤復
号を行うものである。

【０００３】最近では、ＰＲ４ＭＬよりも更に高密度記
録が可能な次世代ディジタル磁気記録信号処理方式とし
て、ＥＰＲ４（Extended Partial Response Class
4），ＥＥＰＲ４(Extended EPR4）等の各種ＰＲ等化方
式が注目され、ＬＳＩ試作による実用化への検討が行わ
れている。これらのＰＲチャネルは、ＰＲ４チャネルと
比べて信号間の最小ユークリッド距離が大きくなるため
に、最尤復号に際して等化信号系列の雑音に対する余裕
度が高くなり、復号誤り率特性が改善される。その半
面、ＰＲ４ＭＬよりもチャネル状態数が増え（ＥＰＲ４
で８，ＥＥＰＲ４で１６）、復号の処理が複雑になる
が、最近の急速なＬＳＩプロセス技術の進歩により、こ
の程度の複雑さはさほど問題とはならなくなってきてい
る。

【０００４】ＥＰＲ４，ＥＥＰＲ４等化による信号の多
値化（ＥＰＲ４で５，ＥＥＰＲ４で７）に伴い、等化波
形に存在する上下非対称性などの非線形歪が無視できな
い問題となってくる。また、ＴＡ（Thermal Asperity：
サーマルアスペリティ）による低周波のレベル変動は、
これら多値ＰＲ等化特性に深刻な影響を及ぼす。波形の
上下非対称性は、磁気記録再生装置において、再生ヘッ
ドに磁気抵抗効果を利用したＭＲ（Magneto Resistiv
e）ヘッドを用いる際に生じる。

【０００５】図１０に上下非対称性発生の概念を示す。
ＭＲ再生ヘッドでは、磁界の変化を電圧変動に変換す
る。理想的には、この変換特性は線形に行われるべきで
あるが、実際のＭＲ再生ヘッドでは、図１０に示すよう
に、磁界の変化に対して非直線的な変換を行うため、再
生波形に非線形歪を生じ、＋側とー側とで異なる振幅
（それぞれＡｕ，Ａｄ）になる。このような信号に線形
なＰＲ等化を行っても、非線形成分は等化されず、符号
間干渉として残ることになる。この符号間干渉は、高密
度記録になるほど大きくなり、再生特性を著しく劣化さ
せる。

【０００６】一方、ＴＡは、磁気ヘッドとディスク間の
狭スペーシングにより、ディスクの微小突起部分で磁気
ヘッドが接触し、信号レベルが図５のように変動する現
象である。ＴＡの大きさは、信号振幅と同程度に達する
ことがあり、Ａ／Ｄ（Analogue to Digital)変換器入力
レンジの飽和や信号の識別誤り等、再生特性に致命的な
影響を与える可能性がある。

【０００７】ディジタル磁気記録再生装置において、再
生信号中のこうしたレベル変動や非線形歪による特性劣
化をともに補償する技術は、あまり検討されていない。
一方、光ディスクを用いたディジタル記録再生装置で
は、再生信号のレベル変動に対する特性劣化を補償する
従来技術として、文献“相変化光ディスクに適したPRML
信号処理方式の検討”，１９９５年電子情報通信学会エ
レクトロニクスソサイエティ大会，Ｃ−３４８に記述さ
れている方式がある。

【０００８】相変化光ディスク記録再生装置では、記録
用レーザ及び再生用レーザから照射されるレーザビーム
のデフォーカスやディスクの反射率変動，レーザパワー
の揺らぎ等により、再生信号のレベルが時間的に低周波
変動する。このレベル変動による再生特性の劣化を防止
するために、レベル変動検出回路を設けている。その原
理は、最尤復号後の生き残りパスから実際の記録再生系
の応答期待値を求め、この期待値を最尤復号に用いるこ
とで、前記期待値と実際の再生信号の検出値との差を小
さくするものである。

【０００９】図２に、従来方式によるレベル変動検出回
路付きの相変化光ディスク記録再生装置の構成を示す。

【００１０】書き込みデータは（１，７）ＲＬＬ記録符
号部２１で記録符号化され、プリコーダ２２でＮＲＺＩ
(Non Return to Zero Inverted）にプリコードされる。
上記プリコード出力は記録用レーザ２３により、相変化
光ディスク２４に記録される。すなわち、プリコード出
力レベル（０または１）に応じてレーザ光のパワーを変
調させることで相変化を形成し、記録ピットとして媒体
上にデータを書き込む。

【００１１】一方、再生側では、再生用レーザ２４に
て、書き込まれたピットにレーザ光を照射し、その反射
強度でデータの判別を行う。すなわち、レーザ光の反射
強度を電気的な信号に変換する。変換された出力はプリ
アンプ２６で適当な振幅に増幅され、ＬＰＦ(Low Pass
Filter）２７で不要な雑音成分が除去された後、Ａ／Ｄ
変換器２８でアナログ信号からディジタル信号に変換さ
れる。ディジタル変換された信号は、タイミング制御
（ここでは表示していない）等により、ＰＲ等化に適し
たタイミングでサンプル値が得られるように制御され
る。以後の説明では、タイミング制御は最適になされて
いるものとする。

【００１２】前記ディジタル信号は、サンプル間隔Ｔ毎
のサンプル値系列として光チャネルＰＲ（１，２，１）
等化部２９に入力され、よく知られたトランスバーサル
型のディジタルフィルタで所望のインパルス応答が得ら
れるように信号処理が行われる。ここでは、インパルス
応答として図６に示すようなＰＲ（１，２，１）に等化
される。ここで、ＰＲ（１，２，１）とは、ＰＲ等化出
力としてのインパルス応答系列が、サンプル間隔Ｔ毎に
信号振幅として…０，１，２，１，０，…となるような
等化チャネルを意味する。

【００１３】ＰＲチャネルの状態は００，０１，１０，
１１の４通りであり、ＰＲ（１，２，１）等化出力は
０，１，３，４の４値を取る（チャネル構造の詳細につ
いては後で図６を用いて説明する）。等化出力ｙｋは最
尤復号部３０に入力され、ビタビ復号がなされ、復号結
果は記録復号部３２で読出しデータに変換，出力され
る。

【００１４】ここで、最尤復号部３０では、レベル変動
検出回路３１を設けており、最尤復号と連動させてい
る。すなわち、レベル変動検出回路３１では、最尤復号
部３０より最尤復号後の時刻（ｋ−Ｌ）における生き残
りパスＰ(ｋ−Ｌ)及びこれに対応する再生信号ｙ(ｋ−
Ｌ)を入力し、これらを用いて後に具体的に述べる手法
により実際の記録再生系の同時刻における応答期待値ｙ
１′(ｋ−Ｌ)〜ｙ６′（ｋ−Ｌ）を求め、この応答期待
値を最尤復号部３０に出力する。ここで、Ｌは最尤復号
部３０において、トレースバック処理によって生じるパ
スメモリ長分の遅延時間であり、前記再生信号ｙ(ｋ−
Ｌ)は前記遅延時間を有する遅延回路３３を介すること
で得られる。最尤復号部３０はこれらの期待値ｙ１′
(ｋ−Ｌ)〜ｙ６′(ｋ−Ｌ)を最尤復号に用いることで、
前記期待値と実際の再生信号の検出値との差を小さく
し、相関のないガウス雑音のみに対して最尤復号を行え
るようにしている。

【００１５】図３にレベル変動検出回路３１の詳細な構
成を示す。図において、生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)と、こ
れに対応した再生信号（実際の等化出力）ｙ(ｋ−Ｌ)が
最尤復号部３０より入力されると、上記再生信号ｙ(ｋ
−Ｌ)は、セレクタ回路３１１において上記生き残りパ
スＰ(ｋ−Ｌ)により６つの出力ｙ１(ｋ−Ｌ)〜ｙ６（ｋ
−Ｌ）に分類され、それぞれメモリ回路３１２内シフト
レジスタ３１２ａ〜312fに入力される。

【００１６】再生信号は、図４のトレリス線図に示すよ
うに、６本のパス（図中パス１〜パス６と表示）に応じ
た６つの値ｙ１(ｋ−Ｌ)〜ｙ６(ｋ−Ｌ)（各々の理想値
は０，１，１，３，３，４）のそれぞれに対応するよう
分類される。図４において、Ｓ０〜Ｓ３はチャネルの状
態を表し、それぞれ００，０１，１０，１１に対応す
る。チャネルの入力値（０または１）によってＰＲ等化
出力の理想値は図に示すように４値（０，１，３，４）
のいずれかを取る。ここでは（１，７）ＲＬＬ符号を記
録符号に用いているので、状態Ｓ１及びＳ２からの遷移
パスは１本ずつとなっている。よって、図４のトレリス
線図では、遷移パスの総数は６本である。

【００１７】例えば、最尤復号（トレースバック）後の
生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)がパス３（図４において太線で
表示）の場合、これに対応する再生信号はｙ３(ｋ−Ｌ)
として、セレクタ回路３１１によりシフトレジスタ３１
２ｃに入力される。

【００１８】このようにして、各パスに対応した再生信
号の値が逐次分類され、各々のシフトレジスタに入力さ
れる。上記シフトレジスタの各遅延素子に記憶されてい
る時刻（ｋ−Ｌ）以前の全ての再生信号は、代表値演算
回路３１３に入力され、そこで期待値が算出される。

【００１９】すなわち、代表値演算回路３１３ａではメ
モリ回路３１２ａに記憶されている全再生信号の加算平
均を取ることによって時刻(ｋ−Ｌ)における再生信号の
期待値ｙ１′(ｋ−Ｌ)を算出し、代表値演算回路３１３
ｂではメモリ回路３１２ｂに記憶されている全再生信号
の加算平均を取ることによって時刻（ｋ−Ｌ）における
再生信号の期待値ｙ２′(ｋ−Ｌ）を算出し、以下同様
にして期待値ｙ６′(ｋ−Ｌ)までが並列に演算される。

【００２０】上記代表値演算回路３１３で再生信号系列
の期待値を求めることにより、信号に含まれている相関
のない雑音成分は平均化されて０となり、再生信号の理
想値と相関のあるレベル変動成分のみが平均値として残
る。よって、これら平均値ｙ１′(ｋ−Ｌ)〜ｙ６′(ｋ
−Ｌ)が、図４に示すトレリス線図のパス１〜パス６に
対応した、レベル変動成分のある再生信号の推定値とな
る。

【００２１】最尤復号部３０では上記ＰＲ等化部の出力
ｙｋ及び応答期待値ｙ１′(ｋ−Ｌ)〜ｙ６′(ｋ−Ｌ)を
入力し、復号処理を行う。具体的には、ＰＲ等化部の出
力信号から、上記応答期待値ｙ１′(ｋ−Ｌ)〜ｙ６′
(ｋ−Ｌ)に対するブランチメトリックを計算し、これに
基づいて最も確からしい信号系列推定を行う。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術によるデ
ィジタル相変化光ディスク記録再生装置により、レベル
変動による特性劣化を補償することができる。ところが
この技術をディジタル磁気記録再生装置にそのまま適用
することは困難である。

【００２３】ディジタル磁気記録再生装置におけるレベ
ル変動は、ＴＡに起因しており、相変化光ディスク記録
再生装置における場合とは性質が異なる。光ディスクの
場合は、レーザ光ヘッドとディスクとが非接触であり、
補償すべきレベル変動は比較的小さい。一方ＴＡは、磁
気ヘッドとディスクの微小突起部分で磁気ヘッドが接触
し、信号レベルが変動する現象であり、その大きさは信
号振幅と同程度に達することがある。従って、ディジタ
ル磁気記録再生装置ではレベル変動の補償に対する要求
仕様が光ディスク装置よりも厳しく、より大きな変動を
補償する必要がある。ところが従来技術では、再生信号
のレベルが大きく(識別判定を誤るほど)変動すると、再
生側のＡ／Ｄレンジが飽和してしまい、安定な再生処理
を行えなくなる。

【００２４】また、ディジタル磁気記録再生装置には再
生波形に上下非対称性などの非線形歪が存在することが
ある。前述のように波形の上下非対称性は、磁気記録再
生装置において、再生ヘッドに磁気抵抗効果を利用した
ＭＲヘッドを用いる際に生じ（図１０）、＋側とー側と
で異なる振幅になる。これは磁気記録再生装置に特有の
現象であり、レベル変動と併せて、非線形歪をも補償す
ることが必要である。

【００２５】本発明は、従来技術の有する上記問題点に
鑑み、ＴＡによるレベル変動及び波形の上下非対称性に
よる非線形歪に起因する復号誤り率特性の劣化をともに
補償し、かつ大きなレベル変動が生じた場合にも安定に
動作するディジタル磁気記録再生装置を提供する。

【００２６】

【課題を解決するための手段】従来技術における上記問
題点を解決するために、本発明では、再生信号と理想等
化出力との誤差信号を生き残りパスによって分類し、こ
れをそれぞれ平均化する手段、及び前記手段により得ら
れた信号を補正し、非線形歪を考慮したメトリック演算
のための基準信号と、レベル変動成分とをそれぞれ出力
する手段から構成される非線形歪・ＴＡ補償手段を設け
る。また、前記非線形歪・レベル変動検出手段により得
られたレベル変動成分の期待値をＤ／Ａ(Digital to An
alogue）変換する手段，前記Ｄ／Ａによるアナログのレ
ベル変動成分期待値を、再生側Ａ／Ｄ変換手段の入力側
で、再生ヘッド出力のプリアンプ，ＬＰＦ（Low PassFi
lter）通過後の信号から差し引く手段を設ける。

【００２７】本発明では、非線形歪・ＴＡ補償手段によ
り、再生信号と理想等化出力との誤差を生き残りパスに
よって分類し、これを平均化する手段、及び前記手段に
より得られた信号を補正し、非線形歪を考慮したメトリ
ック演算のための基準信号と、レベル変動成分とをそれ
ぞれ出力する。また、前記レベル変動成分をＤ／Ａ変換
する手段，前記Ｄ／Ａによるアナログのレベル変動成分
期待値を再生側Ａ／Ｄ変換手段の前段で、再生ヘッド出
力のプリアンプ，ＬＰＦ通過後の信号から差し引く手段
により、Ａ／Ｄ変換器の入力側でレベル変動成分を除去
することができ、大きなレベル変動が生じてもレンジの
飽和を防止することが可能となる。最尤復号は前記基準
信号を用いて非線形歪を考慮したブランチメトリックを
計算し、最も確からしい系列推定処理を行うことができ
る。

【００２８】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１実施例によ
るディジタル記録再生装置の全体構成である。図におい
て、ユーザの書き込みデータ（０，１）系列は記録符号
１１により記録符号化される。記録符号１１は、（１，
７）ＲＬＬ符号，８−９変換符号などが適用できるが、
ここでは（１，７）ＲＬＬ符号を例に説明する。

【００２９】前記記録符号化された系列はプリコーダ１
２でＮＲＺＩにプリコードされる。プリコードされた系
列は、記録ヘッド１３により磁気ディスク１４上に記録
される。一方、再生側では磁気ディスク１４に磁化の向
きとして記録されたデータを再生ヘッド１５により再生
信号に変換し、プリアンプ１６で増幅された後ＬＰＦ１
７で不要雑音成分が取り除かれる。本実施例では、アナ
ログ加算器７３，Ｄ／Ａ変換器３５を設け、これらによ
り、Ａ／Ｄ変換器１８の入力側でＬＰＦ１７の出力信号
からレベル変動成分の期待値を消去する構成となってい
る。

【００３０】すなわち、非線形歪・ＴＡ補償回路３４よ
り出力されたレベル変動成分の期待値（ディジタル信
号）を、Ｄ／Ａ変換器３５でアナログ信号に変換し、前
記アナログ信号をＬＰＦ１７の出力信号からアナログ加
算器７３を用いて差し引くことで、Ａ／Ｄ変換器１８に
入力される信号のレベル変動をなくすようにしている。

【００３１】このようにしてレベル変動のない（非線形
歪みは存在）Ａ／Ｄ変換器入力信号は出力側でディジタ
ル信号に変換され、磁気チャネルＰＲ等化部１９で磁気
再生特性に整合した波形整形がなされ、再生信号ｙ(ｋ)
を得る。

【００３２】ここで、磁気チャネルＰＲ等化部１９では
例えば、図１１に示すトレリス線図で表わされるＥＰＲ
４チャネルに等化を行う。ここでＳ０，Ｓ１，Ｓ３，Ｓ
４，Ｓ６，Ｓ７はそれぞれ、ＥＰＲ４チャネルの状態
(−−−)，(−−＋)，(−＋＋)，(＋−−)，(＋＋＋)，
(＋＋＋)を意味する。各遷移パスには、トレースバック
後の生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)に対する再生信号ｙ１(ｋ
−Ｌ)〜ｙ１０(ｋ−Ｌ)を、また、各状態にはチャネル
入力（＋１またはー１、ここでは符号のみで表示）に対
するＥＰＲ４の理想等化出力値（２，１，０，ー１，ー
２）を遷移パスに対応して示してある。本実施例では、
記録符号として（１，７）ＲＬＬ符号及びＮＲＺＩプリ
コーダを仮定しているため、チャネル入力の連続的な変
動（−＋−，＋−＋）がない。よって、状態Ｓ２（−＋
−）及びＳ５（＋−＋）への遷移がなく、実質的な状態
数は本来の８から６に縮退している。

【００３３】前記再生信号ｙ(ｋ)には非線形成分とガウ
ス性の付加雑音が含まれている。最尤復号部３０では、
磁気チャネルＰＲ等化部１９より出力された前記再生信
号ｙｋと、非線形歪・ＴＡ補償回路３４より出力された
期待値ｚ１′(ｋ−Ｌ)〜ｚ４′(ｋ−Ｌ)を入力し、これ
らを用いてビタビ復号を行い、復号結果を記録復号部３
２に出力する。同時に、最尤復号により得られた時刻
（ｋ−Ｌ）における生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)を非線形歪
・ＴＡ補償回路３４に出力する。

【００３４】一方、非線形歪・ＴＡ補償回路３４は、パ
スメモリ長Ｌビット分の遅延時間を有する遅延回路３３
を介して磁気チャネルＰＲ等化部１９より出力された再
生信号ｙ(ｋ−Ｌ)と、最尤復号部３０より得られた前記
生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)を入力し、期待値ｚ１′(ｋ−
Ｌ)〜ｚ４′(ｋ−Ｌ)を求め、最尤復号部３０に出力す
る。最尤復号部３０では、これらの期待値を用いてブラ
ンチメトリックを計算し、最尤復号を行う。本発明は、
レベル変動成分をＡ／Ｄ変換器１８の入力側であらかじ
め除去している点が従来技術と異なっている。このた
め、大きなレベル変動が生じてもＡ／Ｄ変換器１８のレ
ンジが飽和することがなく、常に安定して再生処理を行
うことが可能となる。また、レベル変動成分は殆ど除去
されているので、再生信号ｙ(ｋ)には主として非線形成
分とガウス性の付加雑音が含まれることになる。よっ
て、以下に述べるように、非線形歪を検出し、これを補
償することができる。

【００３５】図７に本発明の第１実施例による非線形歪
・ＴＡ補償回路３４の構成を示す。図において、非線形
歪・ＴＡ補償回路３４は、パスメモリ長Ｌビット分の遅
延時間を有する遅延回路３３を介して磁気チャネルＰＲ
等化部１９より出力された再生信号ｙ(ｋ−Ｌ)と、最尤
復号部３０より得られた前記生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)を
入力する。生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)は理想等化出力発生
回路３４１に入力される。ここでは入力された前記生き
残りパスＰ(ｋ−Ｌ)に対するＰＲ等化理想出力値ｆを発
生する。

【００３６】例えば、図１１においてＰ(ｋ−Ｌ)がｙ７
(ｋ−Ｌ)に対応するパスの場合、理想等化出力発生回路
３４１はｆ＝０を出力する。理想等化出力発生回路３４
１は、ＲＯＭにより容易に実現できる。本実施例では、
図１１より１０本分の生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)を４ビッ
トのアドレスとし、対応する理想等化出力値ｆ(２，
１，０，−１，−２）をＲＯＭに書き込んでおけばよ
い。

【００３７】前記理想等化出力は、次に加算器３１５に
より前記再生信号ｙ(ｋ−Ｌ)との差が取られる。これに
より、時刻(ｋ−Ｌ)における再生信号の理想等化出力ｆ
に対する誤差Δｈ(ｋ−Ｌ)が求まる。前記誤差Δｈ(ｋ
−Ｌ)はセレクタ回路３４２により、前記生き残りパス
Ｐ(ｋ−Ｌ)に応じた理想等化出力毎の信号に分類され、
平均化回路３４３に入力される。

【００３８】平均化回路３４３は複数個の平均化ＬＰＦ
で構成されるが、本実施例では５個である。ここでは、
理想等化レベルが２，１，０，−１，−２に相当する誤
差成分をそれぞれ、平均化ＬＰＦ１(３４３ａ)，平均化
ＬＰＦ２(３４３ｂ)，平均化ＬＰＦ３(３４３ｃ)，平均
化ＬＰＦ４(３４３ｄ)，平均化ＬＰＦ５(３４３ｅ)に入
力するように分類する。

【００３９】例えば、図１１においてＰ(ｋ−Ｌ）がｙ
７(ｋ−Ｌ）に対応するパスの場合、理想等化レベルは
０であるから、誤差成分Δｈ(ｋ−Ｌ）は平均化ＬＰＦ
３（３４３ｃ)への信号としてセレクトされる。前記の
分類された誤差成分Δｈ(ｋ−Ｌ）は、平均化回路３４
３にて、対応する平均化ＬＰＦによりそれぞれ期待値が
算出される。平均化ＬＰＦは１次形のディジタルフィル
タにより容易に実現できる。前記期待値の内、平均化Ｌ
ＰＦ３(３４３ｃ)の出力はレベル変動成分の期待値Δ
ｈ′(ｋ−Ｌ)と見なすことができる。実際、図１０にお
いて、信号の振幅が小さい場合は上下非対称成分は無視
できるほど小さいことがわかる。よって、本実施例では
理想等化レベルが０の場合に対する非線形歪は十分小さ
く、ＴＡによるレベル変動成分が支配的になる。

【００４０】一方、非線形歪は平均化ＬＰＦ１(３４３
ａ)，平均化ＬＰＦ２(３４３ｂ)，平均化ＬＰＦ４(３４
３ｄ)，平均化ＬＰＦ５(３４３ｅ)の各出力を用いて検
出する。この検出信号は、レベル変動成分が十分消去さ
れた状態では、非線形歪成分が支配的であり、これを用
いて理想等化出力レベルを補正し、ブランチメトリック
演算の基準値ｚ１(ｋ−Ｌ)〜ｚ４(ｋ−Ｌ)を求める。基
準値ｚ１(ｋ−Ｌ)〜ｚ４(ｋ−Ｌ)は、それぞれ理想等化
出力レベル２，１，−１，−２に平均化ＬＰＦ１(３４
３ａ)，平均化ＬＰＦ２(３４３ｂ)，平均化ＬＰＦ４(３
４３ｄ)，平均化ＬＰＦ５(３４３ｅ)の各検出信号を加
算する。

【００４１】以上のようにして、レベル変動成分の期待
値Δｈ′(ｋ−Ｌ)とブランチメトリック演算の基準値ｚ
１(ｋ−Ｌ)〜ｚ４(ｋ−Ｌ)が得られる。

【００４２】前記のレベル変動成分期待値Δｈ′(ｋ−
Ｌ)は、理想等化出力ｆ＝０に対する誤差の集合平均で
あり、平均化ＬＰＦ２(３１４ｂ)により相関のないガウ
ス性の雑音成分は平均化されて０となり、相関のあるレ
ベル変動成分のみが期待値として残る。前記Δｈ′(ｋ
−Ｌ)は、図１のＤ／Ａ変換器３５に出力され、前記Ｄ
／Ａ変換器３５のアナログ出力信号として、アナログ加
算器７３によりレベル変動成分がＡ／Ｄ変換器１８の入
力側で消去される。

【００４３】図８に本発明の第２実施例による非線形歪
・ＴＡ補償回路３４の構成を示す。図において、非線形
歪・ＴＡ補償回路３４は、パスメモリ長Ｌビット分の遅
延時間を有する遅延回路３３を介して磁気チャネルＰＲ
等化部１９より出力された再生信号ｙ(ｋ−Ｌ)と、最尤
復号部３０より得られた前記生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)を
入力する。生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)は理想等化出力発生
回路３４１に入力される。第１実施例と同様に、ここで
は入力された前記生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)に対するＰＲ
等化理想出力値ｆを発生する。

【００４４】例えば、図１１においてＰ(ｋ−Ｌ)がｙ７
(ｋ−Ｌ)に対応するパスの場合、理想等化出力発生回路
３４１はｆ＝０を出力する。前記理想等化出力は、次に
加算器３１５により前記再生信号ｙ(ｋ−Ｌ)との差が取
られる。これにより、時刻（ｋ−Ｌ）における再生信号
の理想等化出力ｆに対する誤差Δｈ(ｋ−Ｌ)が求まる。
前記誤差Δｈ(ｋ−Ｌ)は第１実施例と同様にセレクタ回
路３４２により、前記生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)に応じた
理想等化出力毎の信号に分類され、平均化回路３１４に
入力される。

【００４５】平均化回路３１４は複数個の平均化ＬＰＦ
で構成されるが、本実施例では３個である。本実施例で
は、理想等化レベルが２に相当する誤差成分を平均化Ｌ
ＰＦ１(３１４ａ)，理想等化レベルが０に相当する誤差
成分を平均化ＬＰＦ２(３１４ｂ)，理想等化レベルが−
２に相当する誤差成分を平均化ＬＰＦ３(314c)に入力す
るように分類する。

【００４６】例えば、図１１においてＰ(ｋ−Ｌ)がｙ７
(ｋ−Ｌ)に対応するパスの場合、理想等化レベルは０で
あるから、誤差成分Δｈ(ｋ−Ｌ)は平均化ＬＰＦ２(314
ｂ)への信号としてセレクトされる。前記の分類された
誤差成分Δｈ(ｋ−Ｌ)は、平均化回路３１４にて、対応
する平均化ＬＰＦによりそれぞれ期待値が算出される。

【００４７】平均化ＬＰＦは１次形のディジタルフィル
タにより容易に実現できる。前記期待値の内、平均化Ｌ
ＰＦ２(３１４ｂ)の出力はレベル変動成分の期待値Δ
ｈ′(ｋ−Ｌ)と見なすことができる。実際、図１０にお
いて、信号の振幅が小さい場合は上下非対称成分は無視
できるほど小さいことがわかる。よって、本実施例では
理想等化レベルが０の場合に対する非線形歪は十分小さ
く、ＴＡによるレベル変動成分が支配的になる。

【００４８】一方、非線形歪は平均化ＬＰＦ１(３１４
ａ)及び平均化ＬＰＦ３(３１４ｃ)の出力を用いて検出
する。この検出信号は、レベル変動成分が十分消去され
た状態では、非線形歪成分が支配的であり、これを用い
て理想等化出力レベルを補正し、ブランチメトリック演
算の基準値ｚ１(ｋ−Ｌ)〜ｚ４(ｋ−Ｌ)を求める。基準
値ｚ１(ｋ−Ｌ)及びｚ４(ｋ−Ｌ)については、それぞれ
理想等化出力レベル２及び−２にＬＰＦ１(３１４ａ)及
び平均化ＬＰＦ３(３１４ｃ)の検出信号を加算する。基
準値ｚ２(ｋ−Ｌ)及びｚ３(ｋ−Ｌ)については、それぞ
れ理想等化出力レベル１及び−１にＬＰＦ１(３１４ａ)
及び平均化ＬＰＦ２(３１４ｃ)の検出信号を０.５倍し
たものを加算する。

【００４９】理想等化出力が±１のレベルにおいても非
線形歪は存在するが、これは近似的に理想等化出力が±
２のレベルに存在する非線形歪の半分程度と考えてよ
い。よって、本実施例ではＬＰＦ１(３１４ａ)及び平均
化ＬＰＦ３(３１４ｃ)の検出信号を０.５倍すること
で、理想等化出力が±１のレベルに存在する非線形歪を
補間演算している。この補間演算により、第１実施例に
比べて平均化ＬＰＦの個数を６０％に削減することがで
きる。

【００５０】以上のようにして、レベル変動成分の期待
値Δｈ′(ｋ−Ｌ)とブランチメトリック演算の基準値ｚ
１(ｋ−Ｌ)〜ｚ４(ｋ−Ｌ)が得られる。

【００５１】前記のレベル変動成分期待値Δｈ′(ｋ−
Ｌ)は、理想等化出力ｆ＝０に対する誤差の集合平均で
あり、平均化ＬＰＦ２(３１４ｂ)により相関のないガウ
ス性の雑音成分は平均化されて０となり、相関のあるレ
ベル変動成分のみが期待値として残る。前記Δｈ′(ｋ
−Ｌ)は、図１のＤ／Ａ変換器３５に出力され、前記Ｄ
／Ａ変換器３５のアナログ出力信号として、アナログ加
算器７３によりレベル変動成分がＡ／Ｄ変換器１８の入
力側で消去される。

【００５２】図９に、本発明の第３実施例による非線形
歪・ＴＡ補償回路３４の構成を示す。本実施例は、波形
の上下非対称性が無視できるほど小さい場合に適用可能
である。第１実施例と同様に、非線形歪・ＴＡ補償回路
３４は、パスメモリ長Ｌビット分の遅延時間を有する遅
延回路３３を介してＰＲ等化出力２９より出力された再
生信号ｙ(ｋ−Ｌ）と、最尤復号部３０より得られた前
記生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)を入力する。生き残りパスＰ
(ｋ−Ｌ)は理想等化出力発生回路３４１に入力され、前
記生き残りパスＰ(ｋ−Ｌ)に対するＰＲ等化理想出力値
ｆを発生する。

【００５３】前記理想等化出力ｆは、次に加算器３１５
により前記再生信号ｙ(ｋ−Ｌ)との差が取られる。これ
により、時刻(ｋ−Ｌ)における再生信号の理想等化出力
ｆに対する誤差Δｈ(ｋ−Ｌ）が求まる。前記誤差Δｈ
(ｋ−Ｌ）は平均化ＬＰＦ(３１４ｂ)により、レベル変
動成分の期待値Δｈ′(ｋ−Ｌ)として出力される。この
場合は非線形歪が無視できるほど小さいので、レベル変
動成分の期待値を算出するのに全理想等化出力に対する
誤差を平均してよい。

【００５４】前記Δｈ′(ｋ−Ｌ)は、図１のＤ／Ａ変換
器３５に出力され、前記Ｄ／Ａ変換器３５のアナログ出
力信号として、アナログ加算器７３によりレベル変動成
分がＡ／Ｄ変換器１８の入力側で消去される。

【００５５】本実施例は、非線形歪が問題とならない場
合の構成であるので、ブランチメトリック演算の基準値
ｚ１(ｋ−Ｌ)〜ｚ４(ｋ−Ｌ)を求める回路は不要であ
り、最尤復号部３０(図１)に出力する必要がない。よっ
て、最尤復号部３０では理想等化出力レベル(ここでは
２，１，０，−１，−２)を基準としてブランチメトリ
ックを演算すればよい。

【００５６】このように本実施例の非線形歪・ＴＡ補償
回路３４は、非線形歪が無視できるほど小さい場合に有
効であり、実質的にはレベル変動成分のみを検出してこ
れを補償するものであるが、非常に簡易な構成で実現で
きる。

【００５７】以上に述べた本発明の非線形歪・ＴＡ補償
回路３４により、再生信号のレベル変動をＡ／Ｄの入力
側で消去し、大きなレベル変動に対しても安定した再生
処理を行うと同時に、最尤復号部は前記基準信号を用い
て非線形歪を考慮したブランチメトリックを計算し、最
も確からしい系列推定処理を行うことが可能となる。本
発明は、ＥＰＲ４チャネル及び(１，７)ＲＬＬを例に述
べたが、ＥＥＰＲ４，ＰＲ(１，１，０，−１，−１)等
任意のＰＲチャネル及び任意の記録符号に適用可能であ
る。

【００５８】

【発明の効果】以上述べたように、本発明の非線形歪・
ＴＡ補償回路により、非線形歪を考慮したメトリック演
算のための基準信号と、レベル変動成分とをそれぞれ出
力し、前記レベル変動成分をＡ／Ｄ変換器の入力側で除
去することにより、レンジの飽和を防止することが可能
となる。最尤復号は前記基準信号を用いて非線形歪を考
慮したブランチメトリックを計算し、最も確からしい系
列推定処理を行うことができる。

【００５９】非線形歪が無視できるほど小さい場合に
は、前記非線形歪・ＴＡ補償手段を、前記再生信号と理
想等化出力との全ての誤差信号を平均化し、これをレベ
ル変動成分として出力する手段で構成することにより、
非常に簡易な構成でレベル変動成分の期待値を前記Ａ／
Ｄ変換器の入力側で除去することができる。

【００６０】従って、本発明は非線形歪（波形の上下非
対称性）及びレベル変動（ＴＡ）に起因する再生特性の
劣化をともに補償でき、高信頼性のディジタル磁気記録
再生装置を提供できる。本発明は、任意のＰＲチャネル
及び記録符号に適用可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例におけるディジタル記録再生装
置の全体構成を示すブロック図。

【図２】従来技術によるディジタル相変化光ディスク記
録再生装置の全体構成を示すブロック図。

【図３】従来技術におけるディジタル相変化光ディスク
記録再生装置のレベル変動検出回路の構成図。

【図４】ＰＲ(１，２，１)チャネルのトレリス線図。

【図５】ＴＡによる等化信号のレベル変動を示す概念
図。

【図６】ＰＲ(１，２，１)チャネルのインパルス応答を
示す図。

【図７】本発明の第１実施例におけるディジタル記録再
生装置の非線形歪・ＴＡ補償回路の構成図。

【図８】本発明の第２実施例におけるディジタル記録再
生装置の非線形歪・ＴＡ補償回路の構成図。

【図９】本発明の第３実施例におけるディジタル記録再
生装置の非線形歪・ＴＡ補償回路の構成図。

【図１０】ＭＲヘッドにおいて波形の上下非対称性が生
じる原理を示す説明図。

【図１１】本発明の実施例におけるＥＰＲ４チャネルを
示すトレリス線図。

【符号の説明】

１１，２１…記録符号化部、１２，２２…プリコ−ダ、
１３…記録ヘッド、１４…磁気ディスク、１５…再生ヘ
ッド、１６，２６…プリアンプ、１７，２７…ＬＰＦ、
１８，２８…Ａ／Ｄ変換器、１９…磁気チャネルＰＲ等
化器、２９…光チャネルＰＲ(１，２，１)等化器、３０
…最尤復号器、３１…レベル変動検出回路、３２…記録
復号部、３３…遅延回路、３４１…理想等化出力発生回
路、３１１，３４２…セレクタ回路、３１２…メモリ回
路、３１２ａ〜３１２ｆ…シフトレジスタ回路、３１
３，３１３ａ〜３１３ｆ…代表値演算回路、３１４，３
４３…平均化回路、３１４ａ〜３１４ｃ，３４３ａ〜３
４３ｅ…平均化ＬＰＦ、３１５…加算器、３１６…乗算
器、３５…Ｄ／Ａ変換器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者佐藤直喜神奈川県小田原市国府津2880番地株式会社日立製作所ストレージシステム事業部内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力ディジタル信号を記録符号化する手段
と、前記符号をプリコードする手段と、前記プリコード
出力信号を記録媒体に記録し、記録した信号を再生する
記録再生手段と、前記記録再生手段からのアナログ信号
を増幅する手段と、前記増幅手段の出力信号の不要雑音
を除去する手段と、前記不要雑音が除去されたアナログ
信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前
記ディジタル信号をパーシャルレスポンス応答波形に等
化するＰＲ等化手段と、前記ＰＲ等化手段により得られ
た再生信号を用いて最尤復号を行う手段と、前記最尤復
号手段により得られた結果を記録復号化してもとのデー
タを復元する手段とで構成されるディジタル記録再生装
置において、前記等化出力を一定時間遅延させる遅延手
段と、非線形歪・ＴＡ補償手段を設け、前記非線形歪・
ＴＡ補償手段より出力されたレベル変動成分の期待値を
アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、前記アナロ
グ信号を、前記Ａ／Ｄ変換手段の入力側で、前記不要雑
音の除去されたアナログ信号から差し引く手段を設け、
また一方において前記非線形歪・ＴＡ補償手段より非線
形歪成分の期待値を含んだ再生信号を前記最尤復号手段
に出力し、前記最尤復号手段はこれを基準信号としてメ
トリック演算を行うことを特徴とするディジタル磁気記
録再生装置。
【請求項２】請求項１に記載された非線形歪・ＴＡ補償
手段において、前記最尤復号手段より得られた生き残り
パス情報及びこれに対応する、前記遅延手段により一定
時間遅延された再生信号を入力し、前記生き残りパス情
報と再生信号を用いて、理想等化出力を求める手段，前
記再生信号と理想等化出力との誤差を求め、これを前記
生き残りパスによって分類する手段，前記の分類された
信号をそれぞれ平均化する手段，前記平均化手段により
得られた信号を用いて、非線形歪を考慮したメトリック
演算のための基準信号と、レベル変動成分とをそれぞれ
出力する手段とで構成したことを特徴とする非線形歪・
ＴＡ補償回路、及びこれを用いたディジタル磁気記録再
生装置。
【請求項３】請求項２に記載された非線形歪・ＴＡ補償
手段において、前記平均化手段により得られた信号の各
出力にそれぞれ対応する前記理想等化出力を加算するこ
とでメトリック演算のための基準信号を得るようにした
ことを特徴とする非線形歪・ＴＡ補償回路、及びこれを
用いたディジタル磁気記録再生装置。
【請求項４】請求項２に記載された非線形歪・ＴＡ補償
手段において、前記理想等化出力の最大レベルに相当す
る信号の平均化出力に適当な重み付け係数を乗じること
で、前記理想等化出力の中間レベルに含まれる非線形歪
の平均的な大きさを補間演算する手段を設け、それぞれ
対応する前記理想等化出力を加算することでメトリック
演算のための基準信号を得るようにしたことを特徴とす
る非線形歪・ＴＡ補償回路、及びこれを用いたディジタ
ル磁気記録再生装置。
【請求項５】請求項２において、前記再生信号と理想等
化出力との誤差信号を平均化し、これをレベル変動成分
として出力する手段のみで構成したことを特徴とする非
線形歪・ＴＡ補償回路、及びこれを用いたディジタル磁
気記録再生装置。