KR20030029654A - 디지털 정보신호 재생장치 - Google Patents

Abstract

비대칭으로서 알려진 도메인 블룸은, 광 디스크에서의 기록처리에 의한 시스템적인 결함이 있다. 디스크 판독시에, 그 결함으로 인해, 그들의 공칭 위치에 대해 시프트로의 신호 천이가 일어난다. 종래의 등화 및 검출방법은, 비대칭을 갖는 재생신호에 직접 적용할 경우 상당한 성능 손실을 겪는다. 비대칭을 갖는 재생신호용 비선형 모델은, 비대칭이 존재할 경우의 신호들에 대해 적용 가능한 새로운 등화 및 검출기술에 사용된다. 임계 비트 검출기, 런길이 푸시백 비트 검출기 및 PRML 시퀀스 검출기의 변형을 설명하였고, 이는 상당한 성능상의 이점을 갖는다. 이 이점들은, 현존하는 검출기에 대해 거의 추가적인 비용이 들지 않는다는 것을 알게 되었다.

Description

디지털 정보신호 재생장치{APPARATUS FOR REPRODUCING A DIGITAL INFORMATION SIGNAL}

본 발명은 기록매체 상에 마크의 형태로 존재하는 정보를 판독 가능하고,

- 기록매체로부터 데이터 신호를 판독 가능한 판독수단과,

- 상기 판독된 데이터 신호를 추가적인 처리를 하는데 적합한 처리된 신호로 변환 가능한 전처리수단과,

- 상기 처리된 신호로부터 정보신호를 얻을 수 있는 비트 검출수단과,

- 상기 정보신호를 복호 가능한 채널 복호수단과,

- 상기 판독신호의 비대칭을 나타내는 비대칭 파라미터 추정값을 얻을 수 있는 비대칭 파라미터 추정수단을 구비한 장치에 관한 것이다.

광학 기록시의 일부 중요한 비선형성은, 광학계의 기록 종료시에 일어나고, 피트와 랜드의 형태로 동일한 공칭크기를 갖는 마크의 효과적인 크기 차에 의해 생긴다. 이 현상은, 재생신호의 아이(eye) 패턴에서의 비대칭성의 형태로 판독 종료시에 나타난다. 또한, 피트와 랜드의 길이 차의 결과로서 생기는 상기 재생신호의 아이 패턴에서의 비대칭은, 도메인 블룸(domain bloom) 비대칭이라고 언급한다. 예를 들면, 비대칭은, 공칭값으로부터 상기 기록 레이저 파워의 시스템적인 편차에 의해 생기기도 한다. 포지티브 편차에 의해 피트들이 동일한 공칭 크기의 랜드보다매우 길게 되고(오버 에칭), 또한 네가티브 편차에 의해 반대의 효과(언더 에칭)를 갖는다. 상변화형(재기록 가능형) 시스템에서보다 판독전용 응용(ROM)을 위한 마스터 시스템에서, 비대칭이 더욱 중요한데, 이는, 서로 다른 파워의 일련의 짧은 레이저 펄스(대표적으로는, n채널 비트의 마크 런길이에 대한 n-1 펄스)로 이루어진 기록 전략에서, 상기 피트의 끝에서 소거 펄스에 의해 큰 마크들과 같은 (반경방향)폭을 갖는 짧은 마크를 실현하는 재기록 가능한 시스템에서, 기록처리시에 보다 미세한 제어로 인한 것이다. 이것은, 가장 짧은 마크들의 길이를 증가시킬 필요성을 미연에 방지하여 그 마크들의 변조를 증가시킨다. 고용량을 갖는 광학 기록 시스템으로 시프트하려면 매우 작은 피트들의 마스터링을 필요로 한다. 어떤 시점에서의 기술적 수준을 갖는 종래의 레이저 빔 레코더는, 필요한 크기의 피트를 마스터링하는데 거의 적합하지 않은 분해능에 의해 극자외선(DUV;deep ultra-violet) 범위 내의 파장을 갖는 레이저를 사용하여 25GB의 디스크 용량을 갖는다. 이것에 의해 매우 좁은 처리 윈도우가 효과적으로 되고, 이는 매우 정확한 레이저 파워의 제어가 최적 피트 크기를 보장하는데 필요하다는 것을 의미한다. 심지어 최적 파워값 근처의 작은 변동으로도 마스터링[1]시 비대칭성이 커질 수 있다. 재생신호에서의 비대칭의 주요 효과는, (공칭)슬라이싱 레벨에 대해 중심 아이의 시프트와, 중심 아이 개구의 감소가 있다. 이에 따라서, (비대칭 핸들링에 대해 종래기술의 일부를 구성하는 [8]에 제안된 것과 같은 RLL 코드의 DC 성분이 없는 특성을 사용하는 슬라이서 적응의 사용을 통해 부분적으로 정확하게 달성되는) 슬라이싱 레벨을 시프트 하여 검출을 향상시킬 수 있지만, 아이 개구의 감소에 의해, 제로 비대칭일경우에 대하여 비트 오류율(BER)의 저하가 생길 것이다. 이것은, 특히 비대칭이 클 경우, 등화의 일부 형태 및/또는 더욱 강력한 검출 형태를 필요로 한다.

기록처리에서 비대칭이 존재하지 않을 경우, 재생신호는 합리적인 정밀도를 갖는 선형 시스템에 의해 모델링될 수 있다. 그러나, 여기서 주목해야 하는 것은, 광 검출기에서의 물리적인 검출처리는, 본래 비선형 처리라는 것이다. 즉, 복소수값의 광 파면이 기억된 비트에서 선형이지만, 비선형인 전력분배는 실제로 기록되지만, 이들 비선형성은 현재 디스크 밀도에서 다소 작을 것으로 판명된다. 재생신호의 간단한 이산 시간 모델이 도 1에 도시되어 있다. 우리는, 아날로그 저역필터를 연속적인 시간 재생신호에 적용한 후 보(baud) 레이트 샘플러에 적용하여 이 모델에 도달할 수 있다.

도 1에서, a_k는 디스크에 저장된 부호화된 정보비트, 간단히 소위 채널비트를 나타내고, f_k는 광학 기록채널에 대한 모델이고, n_k는 가산 잡음처리이다. 이때, a_K는 {-1, 1}의 값으로 가정한다. 결국, 우리는, 이를 가산 잡음, 백색 잡음 및 가우시안 잡음이라고 가정할 것이다. 광학적으로 기록시에, 정보비트를 부호화한 후 이 정보비트를 디스크에 저장한다. 이러한 형태의 부호화는, 변조 부호화로서 알려져 있고, 이 변조 부호화의 두 가지 주요 목적은, 그 신호가 저장 과정에서 받는 왜곡과 디스크로부터의 검색을 최소화하고, 타이밍 회복을 가능하게 하는데 있다. 저장 응용용 변조 코드는, 통상 런길이 제한(RLL:run-length-limited) 코드가 있다. 이 RLL 코드는, 런길이 제약이라고 불리는 2개의 수 d, k에 특징이 있다. d 및k-제약은, 부호화된 비트 스트림에서(NRZ 채널 비트스트림에서 "1"-비트단위로 나타낸) 연속적인 비트 천이가, 각각 적어도 d 및 최대 k 비트 위치가 이격되어 있는 것을 나타낸다. 즉, 2개의 연속적인 "1"-비트 사이에는, 적어도 d 및 최대 k개의 0이 있어야 한다. 상술한 것처럼, 이들 제약은, d+1과 k+1 사이의 수의 부호화된 시퀀스로 이루어진 양극성 NRZI 채널 비트스트림에서 런길이(연속적인 동일한 비트)를 제한한다. 따라서, 비트의 모든 가능한 시퀀스가 유효한 RLL 비트-스트림은 아니다. 예를 들면, 8개의 가능한 3-비트 시퀀스로부터 3중항 -+- 및 +-+는, d=1 코드에서 허용되지 않는다. 여기서, 이후 이 문서에서, '+'는 +1을, '-'는 -1을 나타낸다.

광 디스크로부터의 판독은, 일부 물리적 파라미터들이 접선방향 틸트, 반경방향 틸트 및 디포커스 등을 변화시킬 때 동적으로 처리한다. 이때, 이들 변화는 디스크의 사용자 데이터 정보 전송속도와 비교하여 매우 큰 시간 규모에 의거한다. 이것은, 적절하게 취급되지 않는 경우 수신기의 전체 성능을 열화시킬 수 있는 광학 채널 임펄스 응답의 시간 변화가 된다. 이러한 동적 변화를 극복하는 하나의 방법은, 대표적으로는 조정가능형 계수를 갖는 FIR 필터인 등화기에 재생신호 샘플 r_k를 공급하는 적응형 등화를 통한 방법이 있다. 등화기 계수는, 한번 설정 가능할 때에, 전체 필터, 캐스케이드(cascade) 채널 및 등화기가 가능한 좋게 고정된 소정 목표 응답과 같도록 조정된다. 이러한 응답을 부분응답이라고 부르고, 그에 대응한 방법을 부분 응답 등화(이 문제에 관한 자세한 취급은 [3]참조)라고 부른다. 부분응답은, 종종 작은 수의 탭들을 포함하고, 채널 f_k의 대부분의 진폭 왜곡을 포착한다. 후자는, 등화에 의해 심한 잡음 증가는 일어나지 않을 것이라는 것을 확신한다.

이하에서는, 탭 w_k를 갖는 (적응형) 선형 등화기가, 전체 응답을 g_k로 나타낸 부분 응답으로 변환하기 위해서 잡음 채널 출력 r_k를 필터링한다고 가정한다. 상기 등화기 출력에서의 시퀀스는, 아래식으로 주어진다:

여기서, p_k=(f*w)_k는, 등화가 완벽할 경우, g_k와 같은 합성(채널 및 등화기) 응답이고, u_k는 필터링된 잡음이다. 적응형 선형 등화기 필터의 계수는, 제어루프에 의해 조정되고, 이 제어루프는 적절한 오차신호에 의해 구동된다. 부분 응답 등화일 경우, 상기 오차신호는, 등화기 뒤에 연결되는 검출로의 실제 입력) 등화기 출력과 '원하는' 등화기 출력, 즉,

와의 차이로서 구성된다.

여기서,는, 등화기 출력에서의 원하는 시퀀스를 나타내고,는 검출기에 의해 생성된 실제 채널비트의 추정값이다. 상관 신호(version)의 최소화값 e_k는 등화기 탭을 구동하여 원하는 값으로 설정한다.

부분 응답은, 아래 식이 되도록 심볼 간격이 메모리 길이 L을 갖는다고 가정한다:

여기서, 상술한 것처럼, g_k는 채널의 대부분의 진폭 왜곡 f_k을 포획하도록 선택된다. 공칭 조건하에서, 광학적 채널 임펄스 응답은, (sinc²(t))펄스와 같고, g_k는 통상 형상이 동일하도록 선택한다. 그리고, 상기 부분 응답은, 중간점 주변에서 대칭적이고, L=2 심볼 간격의 지연을 일으킨다. 이하에서는, L을 짝수로 가정한다. LF제 사용되고 있는 광학 기록채널의 대표적인 L=4인 경우를 예를 들어보자. g_k가 중간점 주변에서 대칭이고 2개의 심볼간격의 지연을 일으키기 때문에, 우리는 아래 식을 기록하여 명백히 이들의 특성을 기록할 수 있다:

여기서, δ_k는, 단위 임펄스를 나타낸다. (p_k=g_k를 갖는)식(1)과 식(4)로부터, 우리는 등화기 출력에서의 시퀀스를 다음식과 같이 표현할 수 있다:

데이터 성분 y_k는, 5개의 연속적인 비트로 이루어진 시퀀스 a_k-2,...,a_k+2에 의해 완전히 결정된다. d=2의 제약에 대해, 일부의 상기 5-비트 시퀀스는, 허용되지 않는다. 대응 데이터 레벨 (a*g)_k에 따른 나머지 조합은, 표 1에 나타내어져 있다. 길이를 갖는 d-제약된 양극성 시퀀스의 수 n은, 2N_d(n-1)로 주어지고, 이때, N_d는 NRZ 포맷에서 d-제약된 시퀀스의 (천이를 나타낸 '1'들을 갖는)수이다. N_d=2(4)=6이기 때문에, 32개의 가능한 5-비트 시퀀스로부터 12개만이 허용된다. 또한, 대칭값 g_k으로 인해, (a*g)_k는 단지 8개의 뚜렷한 값만을 가정한다. 이들 내용은, 다음 섹션에서 y_k일 경우 최대 가능 시퀀스 검출기의 설계에서 사용된다.

표 1 : 허용될 수 있는 d=2 비트-패턴과, 5-탭 대칭 채널에 대한 대응 무잡음 채널 출력.

CD 및 DVD와 같은 현재의 광학 기록제품은, 각종 동작 조건하에서 튼튼하도록 설계되어 있다. 이들 시스템에서, 심지어 단순한 비트 단위 검출방식은 적절한 성능 마진을 제공할 수 있다. 그러나, 높은 과속 인자에 대한 필요성과 때때로 저품질의 재기록 가능한 디스크의 확산은, 수신기에서 더욱 강력한 신호처리를 하는데 필요로 한다. 검출 관점에서 보면, 이는 시퀀스 검출방식으로의 전이를 의미한 것으로, 이 방식은, 보다 높은 복잡성을 희생하여서 최적에 가까운 성능을 보장할수 있다. 두 가지 형태의 검출방법은, 나중에 설명된다(종래기술).

가장 간단한 비트 단위 검출기는, 2진 슬라이서로, 이는 임계값 검출기(TD)로서 알려져 있다. 이 TD는, 비트 추정값을 재생신호의 샘플값을 양자화하여서 출력한다. 이때, 그 샘플값이 임계 레벨을 초과하는 경우, a+1 비트가 생성되고, a-1은 임계값 이하의 값에 해당한다. 실제 수신기에서는, 슬라이서(임계) 레벨을, 재생신호의 샘플값에 의거하여 적응적으로 조정한다. 이 과정은, 런길이 제한 코드의 DC 프리 특성을 사용하여, 채널 비트 스트림에서의 +1 및 -1의 수를 같게 한다. 이에 따라서, 슬라이서 레벨 제어는, TD 출력에서의 상기 비트 스트림의 이 조건을 유지하는데 목적이 있다.

이상적으로, 최적의 슬라이서 레벨은, 검출기 입력단에서의 시퀀스의 아이 패턴으로 내부 아이의 가운데에 위치된다. 이때의 내부 아이는, 최소 피트 진폭과 최소 랜드 진폭에 의해 차례대로 결정된다. 이들은, d=2 채널 코드일 경우, 3채널 비트를 포함하고 3T로 나타낸 최단 도메인의 에지(edge)에서의 진폭들이다. 비대칭하지 않은 경우, 무잡음 검출기 입력값은, 표 1에 열거되어 있다. 최소 피트 및 랜드의 진폭은, 각각, -g₀및 g₀이다. 이에 따라서, TD용 최적 슬라이서 레벨은, 그 경우에 제로이다. TD의 비트 오류율 성능은, d-제약의 런길이 제한 코드를 이용하는 간단한 후처리에 의해 향상될 수 있다. TD와 후처리의 조합은, 런길이 푸시백 검출기(RPD;run-length pushback detector) 또는 런-검출기[4, 5]로서 공지되어 있다. 후처리는, TD 출력에서의 d-제약을 위반하는 검출 런이 되어, 이 런들을 최소허용 가능한 길이 3T의 런(d=2 경우의 런)으로 변환한다. RPD의 제 1 단은 TD이므로, 슬라이서 레벨은 그 RPD의 동작을 위해 필요하다. 그 RPD용 최적 슬라이서 레벨은, 스탠드얼론 TD의 레벨과 같을 필요는 없다. 최적 RPD 임계값은, 2개의 진폭레벨, 즉 하나의 피트의 에지 비트에 대응한 검출기 입력 시퀀스 샘플의 진폭과, 하나의 랜드의 에지 비트에 대응한 진폭의 평균이다. 비대칭하지 않는 신호와 5-탭 g_k에 대해, 이들 레벨은, 표 1에 나타낸 것처럼, 각각 -g₀및 g₀이다. 이에 따른 최적 슬라이서 레벨은 제로이다. 비대칭이 아닌, 보다 긴 응답 g_k의 경우에도, TD 및 RPD용 최적 임계값은, 모두 제로라는 것을 실제로 알 수 있다. 그러나, 우리가 알 수 있듯이, 이것은 비대칭이 존재할 경우가 아니다.

최대 가능성 시퀀스 검출기(MLSD: maximum likelihood sequence detector)는, 필터링된 신호를 가능한 좋은 등화기 출력 시퀀스 y_k와 일치시킨 모든 가능한 d-제약 컴플라이언트 비트-시퀀스로부터 데이터 시퀀스를 찾으려고 한다. g_k가 (실제 채널펄스 응답만큼 탭이 거의 없는) 부분 응답이므로, 이 검출기는 종종 부분 응답 최대 가능성(PRML) 검출기라고 불린다. 시퀀스 y_k및 응답 g_k이 주어지면, 상기 PRML은 실제 채널 시퀀스 a_k의 추정값를 생성하는데, 이때, D>>L은 고유 검출 지연값이다. PRML 검출은, 비터비 검출기(VD)에 의해 실행되고, 이 검출기는 동적 프로그래밍 알고리즘이 필수적이다. 이 VD는, 일련의 상태, 그들(상태 천이 다이어그램, STD 또는 유한 상태 기계, FSM)을 연결하는 방향성 그래프 및 기초 응답(이 경우에는 g_k)의 특징을 갖는다. 우리는, 후속하는 것에서 L=4인 식(4)의 부분 응답 모델에 초점을 두지만, 그 결과는 일반적으로 적용 가능하다. 각 상태는, 채널 메모리에 남은 L=4인 가장 최근의 비트로 이루어진 시퀀스, 즉, 아래 식과 같다.

여기서, N_s는 전체 상태수이다. 밀리(Mealy)형의 STD로 생각하고, 이 STD에서 방향성 그래프의 에지에 있는 레이블은, 표 1에 도시된 채널비트의 5-탭 시퀀스를 나타낸다. L비트의 2^L조합은 가능하지만, 많은 그 조합들은 코드 제약 d를 위반하기 때문에 배제된다. 이로 인해, N_s가 2L보다 작게 된다. 또한, 상기 d-제약은, 연속적인 특정 상태를 제외한다. 설명의 편의상, 우리는, 결국 범용성을 잃지 않는 d=2 시퀀스에 관해 초점을 둔다. 2⁴=16개의 가능한 상태로부터 단지 8개(2N_d=2(n-1=3))만이 d=2 제약을 따르므로, N_s=8이다. 그 경우의 상기 VD의 기초 상태 다이어그램(STD)이 도 2에 도시되어 있다. 전체 12개의 에지가 있고, 8개 상태의 반은 하나 이상의 입력 에지를 갖는다.

STD에서 각 에지(분기)는, 오로지 일련의 상태, 즉 일련의 L+1=5비트 a_k-2,...,a_k+2인로 정의된다. 이와 같이 하여, 그것은 무잡음 검출기 입력,

과 대응한 분기 메트릭(metric),

도 결정한다.

여기서, H(x)는 x의 소정 짝수 함수(통상 H(x)=x²또는 H(x)=｜x｜)이다.

각 비트 간격 k에서의 각 N_s상태에 대해, VD는, 분기 메트릭의 누적인 관련 경로 메트릭을 추적하고, 이때 최하위 경로 메트릭으로 이끄는 경로(또는 경로 "값(cost)")가 소위 가산 비교 선택(ACS) 연산에 의해 선택되어, 그 상태로 이끄는 "최단"경로를 산출한다. 경로 메트릭들은, 비트간격마다 갱신된다. (상태 2,3,6 및 7처럼) 하나의 입력 분기를 갖는 상태에 대해, 이것은 현재 분기 메트릭의 상기 유지된 경로 메트릭에의 가산을 포함하기만 한다. 나머지 상태에 대해서는, 2개의 통합 경로 사이에서 선택해야 한다. 이는 각 현재 분기 메트릭을 2개의 현존 경로 메트릭에 가산하고, 그들을 비교하고, 최소 갱신 경로 메트릭을 갖는 경로로 선택하여 이루어진다. 이들 ACS 연산은, VD의 연산속도를 결정한다.

비트 간격마다, VD도 최소 현재 경로 메트릭을 갖는 상태를 식별한다. 그 후, 상기 VD는 그 경로를 통해 D 스텝을 백트랙(backtrack)하고, 관련 비트를 실제 채널비트 a_k-D의 그 추정값으로서 선택한다.

[18]에는, 적응형 최대 가능성 시퀀스 추정 수신기가, 완료 채널 끝에서 제로 메모리 비선형성(ZNL: zero-memory non-linearity)에 의해 판독신호의 비선형성을 모델링하고, 또한 이 ZNL 비선형성을 설명하는 일련의 파라미터의 추정값을 출력하고, 이들 추정값을 상기 수신기의 메트릭 계산에 포함시키는 것이 기재되어 있다. 상기 비선형성의 추정값은, 예를 들면, 접선방향 틸트를 갖는 판독채널의 판독조건, 도메인 블룸 비대칭과 같은 기록채널의 조건과 혼합된 반경방향 틸트 등의 서로 다른 효과들의 조합에 의해 결정된다. 이때, 주목해야 하는 것은, [18]에서 사용된 비대칭 모델은, 선형 판독 채널의 최끝에서 비선형성을 일으키는, 즉 선형 채널 출력은 (메모리 없는) 비선형 왜곡을 일으킨다. [18]에 나타낸 것과 같은 그러한 ad-hoc 모델은, 종료 채널의 최초에, 즉 디스크로의 기록연산(기록채널)발생하는 상기 시스템에서 정확히 충분한 비선형성을 나타낼 수 없다는 것이 명백하다. "종료"채널은, 기록채널 및 판독채널의 연쇄로서 알려져 있다.

공지의 기록매체로부터의 디지털 정보신호 재생장치는, 마크의 크기가 공칭 크기로부터 벗어날 경우 매우 높은 비트 오류율을 갖는다.

본 발명의 목적은, 서두에 기재된, 마크의 크기가 공칭 크기로부터 벗어날 경우 매우 낮은 비트 오류율을 갖는 디지털 정보신호의 재생장치를 제공하는데 있다.

이 목적은, 상기 비대칭 파라미터 추정값이, 공칭 크기에 대한 마크 크기의 편차에 의해 실질적으로 결정되고, 상기 장치가, 마크 크기가 상기 비대칭 파라미터 추정값을 사용하여 상기 공칭 크기로부터 벗어날 경우 정보신호의 비트 오류율을 향상시킬 수 있다는 점에서 달성된다.

광학 기록계에서는, 기록 처리에서의 비선형성에 의해 재생신호의 아이 패턴에서 비대칭이 생긴다. 신호 비대칭을 갖는 간단하고 정확한 모델은, [2]에서 제안되었고, 도 3에 나타내었다.

도 3에서는, 먼저 채널비트 a_k가 단일 파라미터 A에 특징을 갖는 비선형 동작이 이루어지고, 그 채널비트들이 심볼들 b_k로 변환된다. 이것은, 메모리 대 비선형 수단(10)에 의해 수행된다. 그리고 상기 심볼 b_k는, 광학 채널 f_k에 가해지고, 잡음이 가산되어 재생 시퀀스를 얻고,

여기서, r_k는 제로 비대칭에 대해 상기 식(1)에서와 같은 재생신호를 나타낸다. 단일 파라미터 A에 의한 특징을 갖는 도 3에서의 비선형 동작은, 천이에 바로 인접하도록 하나의 극성을 갖는 샘플 a_k의 진폭을 감소시켜서 기록 비선형성을 고려한다. 이 비선형적으로 변환된 심볼 b_k는, 다음식 [2]을 통해 비트 a_k에 관련되어 있다:

여기서, A는 (비대칭의 정의 [6] 참조에 대해) 재생신호에서의 비대칭에 선형적으로 비례하는 파라미터이다. 단일 비대칭 파라미터 A는 그들의 공칭 크기에 대한 마크 크기의 편차에 의해 실질적으로 결정된다. 이들 편차는, 트랙의 방향을 따라 접선방향으로 보다 긴 마크의 폭 및/또는 상기 트랙방향에 수직한 반경방향으로 보다 큰 마크 범위를 포함할 수 있다. 샘플 b_k는 세 개의 알파벳 {-1,B,1}로부터의 값으로 가정하고, 이때, A>0일 경우 B=1-A이고, A<0일 경우 B=-1-A, 또는 일반적으로 B=(1-｜A｜).sgn(A)이다. 식 5의 모델은, A=0으로 설정하여서 비대칭이 없을 경우(b_k=a_k)도 포함한다.

(10)의 모델을 사용하여 디지털 정보신호 재생장치의 비트 오류율을 향상시킬 수 있다. (10)로부터 비대칭 파라미터를 얻기 위한 비대칭 파라미터 추정수단을 구비하는 디지털 정보신호 재생장치는, 도메인 블룸 비대칭이 존재할 경우에 향상된 비트 오류율을 갖는다. (10)에서 사용된 비대칭 파라미터 A는, 기록된 피트들의 크기를 독특하게 나타내는 이점을 갖는다. 즉, 비대칭 파라미터 추정값은, 마크크기의 편차에 의해 거의 결정되어서, 이 A-파라미터 모델은, 기록채널의 직접 특성화이다. 공지된 장치는, 기록채널의 특성에 직접 의존하지 않고, 완료 채널의 조건의 혼합에 의존하는 비선형성에 대한 일련의 파라미터 추정값을 사용한다. 이 때문에, 상기 공지된 장치에서 사용된 추정값은, 상기 기록된 마크 크기에 의해 실질적으로 결정되지 않는다.

상기 마크의 크기는, 그 길이와 폭에 의해 결정된다. 마크의 길이와 폭 모두의 변화는, 식(10)에 사용된 것과 같은 비대칭 파라미터 추정값 A에 영향을 미친다.

본 발명의 이들 국면들과 다른 국면들은, 다음 설명에서의 예들에 의해 나타낸 실시예들과 첨부도면을 참조하여 명백해지고 더욱 상세하게 설명될 것이다:

도 4는 비대칭인 재생신호에 대한 일반적인 적응형 수신기 형태를 갖는 본 발명의 실시예를 나타내고,

도 5는 비대칭이 존재할 경우 d=2 신호에 대한 5-탭 완전(full-fledged) VD를 갖는 STD를 나타내고,

도 6은 비대칭이 존재할 경우 d=2 신호에 대한 5-탭 완전 VD를 갖는 다른 STD를 나타내며,

도 7은 포지티브 비대칭이 존재할 경우 d=2에 대한 5-탭 완전 VD를 갖는 STD를 나타내고,

도 8은 네가티브 비대칭이 존재할 경우 d=2에 대한 5-탭 완전 VD를 갖는 STD를 나타내고,

도 9는 비대칭 소거에 대한 일반적인 수신기 형태를 갖는 본 발명의 실시예를 나타내고,

도 10은 비대칭을 갖는 신호의 비터비 검출기에 대한 정합 필터 범위에 대한 SNR 손실의 그래프를 나타내고,

도 11은 비대칭 소거를 갖는 이진 슬라이서와 비대칭 소거가 없는 이진 슬라이서의 SNR 손실의 그래프를 나타낸다.

상기 장치의 실시예는, 상기 장치가 상기 처리된 신호로부터 상기 처리된 신호의 추정값을 감산하여 오차신호를 얻을 수 있는 수단을 구비하고, 그 추정값이 비대칭 파라미터를 사용하여 비트 검출기의 출력신호로부터 얻어지고, 전처리부는 최소 평균 자승 알고리즘을 사용하여 조정되어 상기 오차신호의 평균 제곱값을 최소화할 수 있는 조정가능형 계수를 갖는 FIR 필터인 파형 등화기를 구비한다.

우리는, 선형필터 w_k를 재생 시퀀스 r_k에 가하여 채널 f_k를 부분 응답 g_k로 등화시킬 수 있다.

상술한 것처럼, 광학 기록시에 적응형 등화의 사용은, 판독시에 광학 채널의 동적변화를 트랙킹할 가능성을 제공한다. 적응형 등화기의 계수를 조정하는 제어루프를 구동하기 위해서, 우리는 적절한 오차신호를 정의할 필요가 있다. 제로 비대칭일 경우에서처럼, 상기 오차신호는, 등화기 출력과 그것의 '원하는'신호간의 차이로서 구성된다. 비대칭이 존재할 경우에, 탭을 갖는 선형 등화기의 출력 w_k은, 식 6에 주어져 있고, 심볼 b_k에 관한 의존성을 통해 채널 비트 a_k에서 비선형적이다. a_k에 관한 비선형 의존성은, 상기 '원하는' 등화기 출력에 존재되어서, 합성된 응답 p_k=(f*w)_k을 부분 응답 g_k로 확실히 수렴할 것이다. 이 때문에, 우리는, 비대칭이 존재할 경우에 (부분 응답) 등화기 적응에 대한 오류 시퀀스를 다음과 같이 정의한다:

여기서,는, a_k를 비트 추정값로, 파라미터 A를 그 추정값로 대체한 후, 식 5를 통해 얻어진 실제 심볼 b_k의 추정값이다. 파라미터 A를 추정하는 방법은, 더 설명되어 있다. 여기서 설명된 것처럼 적응형 등화를 포함하는 비대칭인 재생신호에 대한 수신기의 일반적인 형태는 도 4에 도시되어 있다.

도 4에서, 재생신호 r_k는 등화기(11)를 통과하여 신호 y_k가 된다. 이 y_k로부터, 검출기(12)는, 기록매체 상에 저장된 정보의 추정값을 만든다. 이들 추정값를 사용하여 메모리 대 비선형 수단(10)에 의해 비선형적으로 변환된 심볼를 얻는다. 콘벌루션(convolution) 수단(14)을 통해 상기 원하는 등화기(11)의 출력은로서 얻어진다. 이 항은 y_k-D로부터 감산되고, 이때 y_k-D는 지연수단(16)에 의해 y_k로부터 얻어진다. 그 결과의 오차신호 e_k는, 파라미터 갱신수단(13)과 갱신 알고리즘 수단(15)에 의해 사용된다. 상기 파라미터 갱신수단(13)은, 비대칭 파라미터 추정값의 갱신을 산출한다. 이 갱신 알고리즘 수단(15)은, 등화기의 탭 w_k를 갱신한다.

p_k=g_k이고, g_k가 (4)로 주어진다고 가정하면, 상기 등화기 출력은, 다음과 같이 기록될 수 있다:

y_k의 데이터성분은, 5개의 연속적인 심볼 b_k-2,...,b_k+2의 시퀀스에 의해 완전히 결정된다. 각 심볼 b_k는, 식(10)을 통해 3개의 연속적인 비트 a_k-1,...,a_k+1에 의해 차례로 정의된다. 그리고, 우리는 다음과 같이 y_k를 등가로 다시 나타낼 수 있다.

여기서, h(.)는 기록된 비트 a_k-3,...,a_k+2, a_k+3의 결정성 비선형 함수이고, 식(10)과 관련지어 식(13)에 의해 정의된다. 2⁷=128개의 가능한 7-비트 시퀀스 a_k-3,...,a_k+3가 있다. d=2 제약일 경우, 허용되지 않는 7-비트 시퀀스의 수는, 2N_d=2(n-1)=2N_d=2(6)=102이다. 그래서, 2⁷=128개의 가능한 7-비트 시퀀스 a_k-3,...,a_k+3중 26개만이 허용된다. 대응한 5비트 시퀀스 b_k-2,...,b_k+2에 따른 이들 시퀀스와, 관련 데이터 레벨 h(a_k-3,...,a_k+2, a_k+3)=(b*g)_k가 표 2에 도시되어 있다. 표 2에서 변수 C와 D는 다음식에 따라 비선형 모델의 파라미터 A와 관계된다.

표 2 : 5-탭 대칭 채널일 경우, 허용가능한 d=2 7-비트 시퀀스 a_k, 대응한 5-비트 시퀀스 b_k및 대응한 무잡음 채널 출력.

바람직한 실시예에서, 상기 장치는, 상기 장치가 상기 처리된 신호로부터 상기 처리된 신호의 추정값을 감산하여 오차신호를 얻을 수 있는 수단을 더 구비하고, 상기 추정값은 비대칭 파라미터 추정값을 사용하여 비트 검출기의 출력신호로부터 얻어지고, 비대칭 파라미터 추정수단은, 연속적인 샘플링 순간 t₀+1에서 비트 검출수단에 의해 검출된 비트가 이전 샘플링 순간 t₀-1에 검출된 비트와 동일한 부호를 가질 경우, 오차신호를 이전 비대칭 파라미터 추정값에 가산하여 샘플링순간t₀에 비대칭 파라미터의 추정값을 산출할 수 있다.

수신기의 신뢰성 있는 동작이 식(10)의 비선형 모델에 의해 양이 정해지므로, 비대칭이 존재할 경우에 상기 수신기의 신뢰성 있는 동작에 대한 중점은, 상기 모델의 비대칭 파라미터 A의 추정이다. 이를 위해, 우리는 A의 추정값을 제어하는 루프가 필요하고, 이 루프는 수신기가 계속 트랙킹하는 다른 파라미터의 추정값과 이상적으로 관계없다. 여기서, 우리는, [7]에서 제안된 방법을 따른다. 우리는, 다음에 오는 방법을 약술한다. 먼저, 우리는 다음과 같이 (10)를 재기록한다:

여기서,는, 선형 임펄스 응답이고, s_k는 {0,1}로부터의 값을 필요로 하는 제 2 차 비선형 항

이다. 식(16)에 따르면, b_k는 DC-오프셋, 선형 ISI 성분 (a*h)_k및 제 2 차 비선형 성분로 구성된다. DC 오프셋과 선형 ISI가 시스템의 다른 부분들에서 일어날 수 있으므로, 비대칭을 나타내는 정확한 b_k성분만이이다. 이것은, 우리가 파라미터 A를 제어하기 위해서 검출할 필요가 있는 성분이다. 우리는 식(12)에서와 같은 동일한 오차신호를 사용한다.

여기서,

은, 파라미터 A의 추정값과 비트 a_k의로부터 계산된 변환 심볼 b_k의 추정값이다. 나머지 선형 ISI 및 나머지 DC 오프셋이 최소이고 검출 오류가 없다고 하면, 상기 오차신호 e_k는 (A-)(s*g)_k에 비례한 성분을 포함할 것이다. 이 성분의 검출은, (s*g)_k와의 교차 상관 e_k에 의해 이루어지거나, s_k에 의한 실행을 단순화시킨다. 식(17)으로부터, 우리는 s_k가일 경우인 천이로부터 멀 때에만 논-제로라는 것을 알 수 있다. 그 후, 파라미터 A의 갱신은, 다음식의 반복을 통해 수행된다:

여기서,는 반복 i에서의 A의 추정값을 나타낸다.

다른 실시예에서, 상기 장치는, 비트 검출수단이 비대칭 파라미터 추정값의 선형 함수인 슬라이서 레벨을 갖는 임계값 검출기인 것을 특징으로 한다. 예를 들면, 이는, 상기 비대칭 파라미터 추정값과 상수를 곱한 슬라이서 레벨을 도출하여 행해질 수 있다.

종래의 검출계에서, 비대칭의 효과는, 임계값 검출기 [8]의 결정 레벨에서의오프셋에 의해 보상된다. 이 오프셋은, 디스크로부터 반사된 광량에 비례하고, 디스크 판독시에 변화된다. 정확한 결정 레벨은, 피드백 루프의 조합에 의해 재저장되고, 이 피드백 루프는 PLL로부터의 위상 오차를 사용한다. 통상, 느린 루프는, 판독 개시시에 결정 레벨 획득에 사용되고, 보다 빠른 루프는 초기 수렴 후 인계된다. 그러나, 상기 보다 빠른 루프의 트랙킹 대역폭은, 비대칭이 존재할 경우 최적 슬라이서 레벨의 공칭값이 공지되면, 증가될 수 있다. 그 경우에, 상기 빠른 루프는, 이 최적값 근방의 작은 변화만을 트랙킹하도록 설계되어서, 보다 작은 동적 범위에서 이루어진다. 우리는 비대칭의 재생신호에 대한 이 최적 슬라이서 레벨을 산출하는 과정을 설명하겠다.

TD 슬라이서 레벨의 최적값은, 검출기 입력에서 신호의 내부 아이 패턴 가운데에 있다. 비대칭이 존재하고, 5-탭 응답 g_k일 경우, 무잡음 검출기 입력은, 표 2에 열거된 26개의 가능한 진폭 레벨로 가정한다. 내부 아이 레벨은, 랜드 및 피트에 대해, 각각, A>0일 경우 (1-A)g₀-Ag₂및 -g₀-Ag₁이고, A<0일 경우 g₀-Ag₁및 -(1+A)g₀-Ag₂이다. 그래서, 상기 TD에 대해 최적 임계레벨은, A의 부호에 관계없이이다.

상기 장치의 또 다른 실시예는, 비트 검출수단이, 비대칭 파라미터 추정값의 선형 함수인 슬라이서 레벨을 갖는 런길이 푸시백 검출기인 것을 특징으로 한다. 예를 들면, 이것은, 비대칭 파라미터 추정값에 상수를 곱한 슬라이서 레벨을 도출하여 행해질 수 있다.

비대칭이 존재하는 경우, 런길이 푸시백 검출기 RPD의 보다 낳은 성능을 위해 슬라이서 레벨을 조정하는 것이 필요하다. 이 슬라이서 레벨은, 반드시 스탠드얼론 TD의 슬라이서 레벨과 같지 않다. 이러한 RPD용 슬라이서 레벨을 추정하는 과정은, 여기서 제안된 모델과 서로 다른 비대칭을 위한 모델에 의거한 [9]에 제안되었다. 그러나, 이 과정은 일반적이고, 또한 현재 모델에 적용될 수 있다. 그 모델에 따르면, 최적 슬라이서 레벨은, 임의의 2개의 천이비트에 대응하는 데이터 레벨간의 평균값으로서 추정된다. 표 2를 참조하면, 2개의 천이비트에 대한 포지티브 및 네가티브 데이터 레벨은, 상부의 마지막 4개의 행들과 상기 표의 하부의 첫 번째 4개의 행들에 각각 나타내어져 있다. A의 부호와 상관없이, RPD의 최적 슬라이서 레벨을 추정하기 위해서 8개의 루프를 필요로 할 것이다. 최적 슬라이서 레벨을 추정하고 단지 하나의 제어루프만을 필요로 하는 다른 과정은, 이하의 서브섹션에 나타내어져 있다.

RPD에 대해, 최적 슬라이서 레벨은, 피트와 랜드의 에지에 대응하는 진폭 레벨에 의해 결정된다. 비대칭이 존재할 경우, 이들 레벨은, (3T 도메인에서 에지 비트에 대응하는)내부 아이 레벨과 서로 다르고, 또한, 그들이 비대칭이다. 랜드의 에지 비트에 대응하는 데이터 레벨은, A>0일 경우,이고, A<0일 경우, g₀-Ag₁이다. 피트의 에지에서 그에 대응하는 데이터 레벨은, A>0이고 A<0일 경우, 각각, -g₀-Ag₁이고,이다. 그래서, RPD용 최적 임계레벨은,A의 부호와 관계없이이다. 우리는, 이 시점에서 두 가지를 살펴볼 수 있다. 먼저, 양 검출기에 대한 최적 슬라이서 레벨은, 파라미터 A와의 간단한 관계에 의해 비대칭에 선형적으로 비례한다. 이것이 의미하는 것은, 판독시에 이 레벨들의 추정 및 트랙킹이 (19)의 알고리즘을 통한 파라미터 A의 트랙킹이 된다는 것이다. 이와 같이, 하나의 제어루프만을 필요로 한다. 여기서 도출된 최적 슬라이서 레벨의 값들은, 제로 비대칭일 경우에 유효하고, 이때의 그 레벨 값들은 A=0이므로 모두 0이 된다. 두 번째, 2개의 최적값들은 A=0인 것을 제외하고는 같지 않다. 비대칭이 크면 클수록, 그들은 상호간으로부터 벗어나게 된다.

상기 장치의 바람직한 실시예는, 상기 비트 검출수단이 L탭을 갖는 부분 응답 g_k, 비대칭 파라미터 추정값 및 L+2 연속 비트들로 이루어진 시퀀스를 사용하여, 최초 디지털 정보신호에서 일어날 수 없는 조합을 포함하지 않는 모든 L+2 연속비트일 경우에 분기 메트릭 산출을 위한 진폭 레벨을 산출할 수 있는 비터비 검출기인 것을 특징으로 한다.

비대칭으로 재생신호의 최대우도(ML:maximum likelihood)에 초점을 맞추면, 우리는 반복적으로 2개의 주요 방법을 식별한다. 그 2개의 주요 방법 중 하나의 방법 [10]에서, 비대칭에 대한 비선형 모델은, 첫 번째 단계에서 고안되고, ML 검출기는 그 근처에 설계된다. 이 방법은, (섹션 3에 기재된 하나로서)재생신호의 선형 모델 근처에 설계된 ML 검출기의 성능보다 훨씬 낫다고 보고되어 있다. 그러나, [10]에 제안된 비대칭용 모델은, 완전히 규격화되도록 부분 응답 탭의 꼭대기에 6개의 파라미터를 필요로 한다. 이들 파라미터는, 반복적으로 추정될 필요가 있고 이것은 수신기의 복잡성을 증가시킨다. 두 번째 방법에서는, [11, 12]에 보고된 기준 진폭 레벨을 사용하여 VD에서의 분기 메트릭을 산출한다. 상기 재생신호가 선형일 경, 이들 기준 레벨은 (식(7)에서처럼) 그 입력에서 가능한 모든 조합의 (L+1)비트들에 대해 부분 응답 출력에서의 진폭값이다. d=2 시퀀스 및 L=4일 경우, 표 1에 도시된 것들인, 12개의 그와 같은 레벨(명백한 것은 8개)이 존재한다.

그러나, 비대칭이 존재할 경우, 기록처리는 비선형이고, 그 재생신호에 존재하는 진폭 레벨은, 그들의 공칭(제로-비대칭) 위치에 대해 (불균일한 방법으로) 시프트된다. [11] 및 [12]에서, 새로운 기준 레벨은, 재생신호에 있는 (L+1) 채널비트의 각 시퀀스 발생을 트랙킹하고, 그들의 대응 진폭값의 평균을 내어 추정된다. 이진 슬라이서로 인한 오류를 피하기 위해서, 더욱 향상된 (중개)검출기를 사용할 수 있다. 양 방식의 성능은, 선형 부분 응답 모델로부터 얻어진 고정 레벨에 의거하여 동작하는 VD 대응부보다 훨씬 우수하다. 그러나, 아래쪽에, 양 방식은, 매우 큰 수의 레벨을 갖는 추정 및 순환 갱신을 필요로 한다. 이것에 의해 제로-비대칭 신호일 경우에 대한 복잡성이 다시 증가된다.

비대칭이 존재할 경우, 재생신호는 비선형이고, 도 1에서와 같은 선형 모델 근처에 설계된 VD는 최적 2보다 길지 않다. 그러나, 기록 비선형성을 고려하는 VD는, 도 3의 모델에 의거하여 설계될 수 있다. 그 경우에, VD의 입력단에서의 시퀀스는, 식(13)으로 나타내어지거나, 또는 등가인 식(14)으로 나타내어진다. 그래서,무잡음 검출기 입력은, 다음식,

이고, 7개의 연속적인 채널비트로 이루어진 시퀀스에 의해 완벽히 결정된다. 이에 따라서, 대응한 VD의 각 상태는, 채널 메모리에서 6개의 최근 비트로 이루어진 시퀀스, 즉 아래식,

이다. d=2 제약에 대한 기초 STD는, 도 5에 도시되어 있다. 그 STD는 N_s=18 상태와 전체 26개의 분기로 이루어진다.

특히 각 분기는, 일련의 7비트 ak-3,...,ak+3, 식(20)으로 나타낸 무잡음 검출기 입력 및 식(8)에서와 같은 관련 분기 메트릭으로 구성된다. (각각 A>0이고 A<0일 경우 26개의 레벨, 이것 중의 12개만이 각 경우에 명백한) 모든 가능한 데이터 레벨 zk는, 표 2에 도시되어 있다. 도 5의 STD가 제로-비대칭일 경우의 그 대응부보다 훨씬 더 복잡하지만, 18개 상태 중 8개만은, 비트 간격당 8개의 ACS 연산을 필요로 하는 하나 이상의 입력 분기를 갖는다. 그러나, 이것은, 도 2의 STD에 비해 거의 2배이다.

새로운 VD는 섹션 3에 기재된 VD와 같은 방법으로 실제 비트 a_k에 대해 결정값을 산출한다. 단지 분기 메트릭의 계산과 STD에서 차이가 있을 뿐이다. 우리는, VD를 다시 공식화하고 그 대신에 상기 변환된 심볼 b_k에 대해 결정값 b_k-D를산출할 수 있다. 그래서, 채널 비트의 추정값은, 메모리 없는 역 매핑에 의해 심볼 추정값 b_k로부터 산출될 수 있다. 이제, 그 상태들은, 4개의 연속적인 심볼 b_k-2,...,b_k+1의 시퀀스가 있고, 무잡음 검출기 입력은, 식(20)에 두 번째 동일한 것에 의거하여 계산된다. STD가 상태 당 보다 작은 수의 심볼로 인해 단순화될 거라고 예상할지도 모르지만, 심볼 b_k는 3개의 알파벳으로부터의 값들이라고 가정한다. 또한, 이것에 의해 18개의 상태, 26개의 분기 STD가 생기고, 이는 도 6에 도시되어 있다. 변수 C 및 D의 값은, 표 2에 따라 식(15)으로 나타낸다. a_k의 추정값은, C를 +1로 및 D를 -1로 매핑하여 산출된다.

도 6의 STD는, 비대칭의 하나의 부호에 대해서 일부 상태가 조합될 수 있기 때문에, 도 6의 STD가 단순화될 수 있다는 것을 쉽게 알 수 있는 일 관점에서 도 5의 STD와는 서로 다르다. 예를 들면, A>0(D=-1일 경우)에 대해, 상태 5,6,7 및 12는 모두 상태{----}에 해당하고, 상태 4 및 13은 {C---}에 해당하고, 8 및 14는 {---C}에 해당한다. 이와 마찬가지로, A<0(C=+1)일 경우 간이화할 수 있다. 이 간이화된 STD는, A>0이고 A<0일 경우에 각각 도 7 및 도 8에 도시되어 있다. 각각은, 13개의 상태와 19개의 분기를 갖고, 각 VD는 비트 간격당 6번의 ACS 연산을 한다. 2개의 STD는, 완전히 대칭적이고, 실제로는, A<0일 경우의 하나의 STD는 각 상태를 포함하는 비트들의 극성을 변화시키고, 파라미터 C를 D로 대체하여 A>0일 경우의 그 하나의 STD로부터 일어난다. 분기 메트릭의 계산도, 대칭적이다. 즉, A>0이고 A<0일 경우의 대응한 분기들(대향 극성을 갖는 분기)은, 크기가 동일하지만 데이터레벨과 관련된 부호가 반대이다(z_k). 이것은, 표 3에 나타내어져 있고, 보다 작은 메모리 요구사항으로 변환되어 룩업 테이블에 기준 데이터 레벨의 값을 저장한다. 실제로, g_k의 대칭으로 인해, 19개의 데이터 레벨 중 12개만이 명백하고, 이들은 상기 관련된 VD의 동작을 완전히 지정한다.

A>0과 A<0 사이의 완전 대칭은, 우리가 양 비대칭 형태에 대해 동일한(간이화된) STD를 사용하는 것을 나타낸다. 하나의 디스크상에 비대칭이 비교적 일정하므로, 검출된 비트들의 극성간의 전환이 필요할 것 같지 않다. 비대칭이 작거나 등가적으로 A≒0일 때 문제가 생긴다. 이 경우에, A의 부호는, 쉽게 변동하고, VD는 극성간을 전환해야 한다. 그러한, 이것은, '보호 구역'을 A≒0으로 설정하여 쉽게 피할 수 있다. 그 A가 이 '보호 구역' 내에 속할 때마다, 우리는 자동으로 A=0으로 설정하고, 디폴트에 의해 검출된 비트들의 극성들 중 하나를 채택한다. 우리가 알다시피, 선형 채널 모델(A=0) 근처에 설계된 VD는 작은 ｜A｜값일 경우에 최적이므로, 성능에는 영향을 미치지 않을 것이다.

우리가 주목해야 하는 것은, 보다 간이화된 도 7의 STD(또는 도 8의 STD)가 도 5의 18-상태 대응부의 완전한 기능성을 보유한다는 것이다. 보다 복잡성이 낮고, (예측된) 실행속도가 보다 고속인 이점은, 성능에 있어서 어떠한 희생도 없이 이루어진다. 이것은, 식(10)의 비선형 모델을 (포지티브 및 네가티브 비대칭일 경우) 단순하고 완전히 대칭되게 하는 것이 모두 가능하다. 그러나, 도 7의 STD는, 도 2의 STD보다 매우 더 복잡하다. 다음 서브섹션에서, 우리는 비대칭이 존재할 경우에 VD의 STD가 더욱 단순함을 제안한다. A=0일 경우 VD에 대해 거의 추가 비용이 들지 않아 거의 최적의 성능을 달성할 수 있다는 것을 나타낸다.

다른 실시예에서, 상기 장치는, 비트 검출수단이, L탭을 갖는 부분 응답 g_k, 비대칭 파라미터, L개의 연속적인 비트로 이루어진 시퀀스 및 적어도 하나의 순간 비트 검출기를 사용하여 얻어진 적어도 2개의 여분 비트를 사용하여, 분기 메트릭 산출을 위한 진폭 레벨을 산출할 수 있는 비터비 검출기인 것을 특징으로 한다. 상기 L개의 연속적인 비트로 이루어진 시퀀스의 경계에서 상기 적어도 2개의 여분 비트에 사용된 순간 비트 검출기는, 예를 들면, 비터비 검출기로 구성될 수 있고 2개의 여분 비트 중 적어도 하나는 비터비 트렐리스(trellis)에 관해 백트랙킹시에 국부적인 시퀀스 피드백에 의해 얻어진다. 또한, 상기 순간 비트 검출기는, 임계값 검출기일 수 있다. 아울러, 상기 순간 비트 검출기는, 런길이 푸시백 검출기일 수 있다.

우리는, 식(13)(또는 등가의 식(14))의 비선형 모델의 완전한 개발은, 기초 VD일 경우, 복잡도의 상당한 증가와, 관련된 스루풋의 감소를 희생한다는 것을 알았다. 그러나, 우리가 알다시피, 채널비트의 d=2 제약과 비선형 모델의 구조에 의해 우리는 관련된 '부담'이 완화된다.

표 3 : 5-탭 대칭 채널일 경우, 허용가능한 d=2 5-비트 시퀀스 b_k, 대응한 무잡음 채널 출력.

이하에서는 도 5의 STD에 관해 설명한다. 이러한 STD를 단순화하기 위해서, 우리는 4개의 연속적인 비트 a_k-2,...,a_k+1으로 이루어진 감소된 일련의 상태들로 구성된다. 이들 상태는, 식(6)의 것과 같고, (d=2 제약일 경우) 그들의 연속을 정의하는 STD는 도 2의 STD이다. 이러한 STD의 각 분기는, 식(10)에 따라 3-심볼 시퀀스 b_k-1, b_k, b_k+1를 독특하게 결정하는 5비트 a_k-2,...,a_k+2으로 이루어진 시퀀스를 나타낸다. 더욱이, 많은 경우에 있어서, b_k-2및/또는 b_k+2도 a_k-3및/또는 a_k+3에 관계없이 특정된다. 이것은, d=2 제약과 비선형 모델의 구조의 결과이다. 예를 들어, A>0일 경우를 생각해보자. b_k-2및 b_k+2모두는, -+++-, ++---, ---++, +---+, +----, ----+ 및 ----- 로 라벨된 분기들에 대해 독특하게 결정된다. 그러나, 나머지 분기들의 경우에는, a_k-3및/또는 a_k+3의 지식을 필요로 한다. 유사한 논의는 A<0일 경우에도 적용할 수 있다.

상기 식(10)을 재기록하면, 다음과 같다:

여기서, c_k는 식(10)으로 나타낸 a_k-1, a_k, a_k+1의 결정성 비선형 함수이다. 비대칭이 존재할 경우 무잡음 검출기 입력은, 식(20)으로 나타낸다. 식(22)를 사용하여, 우리는 식(20)을 재기록하면 다음과 같다:

z_k는 (c_k-2를 거쳐) a_k-3와 (c_k+2를 거쳐) a_k+3에 의존하므로, 그것은 도 2의 STD에서의 분기에 의해 (일반적으로) 완전히 특정될 수 없다. 대신에,는, 상기 감소된 STD로부터 완전히 결정된다.

분기 메트릭 산출에 있어서 식(10)의 모델을 완전히 이용하기 위해서, 우리는 '잉여'량 g₂(c_k-2+c_k+2)을 계산할 필요가 있다. 그 목적을 달성하기 위해, 우리는 STD에서 적어도 일부의 상태에 대해 디지트 a_k-3와 a_k+3의 추정값을 필요로 한다. 신뢰성 있는 '과거(past)'비트 a_k-3의 추정값은, [13]의 라인을 따라 '국부적' 결정(국부적 시퀀스 피드백)의 형태로 각 상태와 관련된 살아있는 경로로부터 추출될 수 있다. '미래(future)'비트 a_k+3에 관하여, 그 미래 비트는 예를 들면,=sgn(y_k+3)(이는 '과거'비트 a_k-3에도 마찬가지로 적용할 수 있음)와 같은 순간 결정에 의해 y_k+3으로부터 추정될 수 있다. 상기 변수 c_k-2및 c_k+2는 다음과 같이 추정된다:

이때, c_k는 {0,-A}로부터 값들을 얻고, 천이의 중간 부근과 하나의 극성(A의 부호에 따라)의 비트에 대해서만 논제로이다. 이에 따라서, 잉여량 g₂(c_k-2+c_k+2)는, 3개이고, 다음 식(25)에 따라 {0, -Ag₂, -2Ag₂}로부터 값들을 얻는다:

이때, 상기 식(25)에서는 수치적인 계산이 필요치 않다. 이를 알아보기 위해서, 상기 식(25)를 아래와 같이 등가적으로 기록할 수 있다:

if(A<0).

상술한 것처럼, 데이터 레벨 z_k의 계산은, 다수의 상태일 경우에는 연속적인 비트 a_k-2,...,a_k+2에 의해서 완전히 결정된다. 상기 나머지 상태의 경우에는,만이 계산되고, 나머지 항목이 가산되어 z_k에 도달할 필요가 있다. 도 2의 STD에서 분기마다, 표 4는, A>0이고 A<0일 경우에, 관련된 연속적인 5비트 a_k-2,...,a_k+2와, 가능한 모든 '과거' 및 '미래'비트 a_k-3및 a_k+3와, 관련된 기저 레벨 z_k(또는 z_k가 완전히 특정되지 않을 경우,)와, 나머지 항목 g₂(c_k-2+c_k+2)(필요한 곳마다)를 나타낸 것이다.

표 4의 사용에 의해, 비대칭성을 갖는 재생신호에 대한 최대 우도는, 도 2의 단순한 STD에 의거하여 검출될 수 있다. 선형 신호의 경우에 대해 복잡성이 추가되면 추가 레벨을 저장하기 위해 메모리 셀이 많아지고(룩업 테이블 전체), 파라미터 A의 부호를 결정하기 위해 로직이 약간 필요해진다. 그러나, 선형일 경우에서와 같은 ACS부의 수가 필요해진다.

표 4 : A>0이고 A<0일 경우, 5-탭 채널에 대한 분기, 대응한 5-비트 시퀀스, 가능한 '과거' 및 '미래'비트, 및 관련된 기저 및 나머지 데이터 레벨.

완전함 때문에, 우리는, 기준 레벨을 계산하는 소정의 다른 방법들을 언급한다. 첫 번째 방법에서는, (분기 및 A의 부호에 의존하는)디지트-추정값및/또는와, A의 부호와 더불어, 현재 분기에 대응하는 5-비트 패턴이, 상기 관련된 진폭 레벨을 액세스하는 역할을 한다. 상기 표는 A>0일 경우 26개의 엔트리를, A<0일 경우는 동일한 수를 갖지만, 이 레벨들 중 12개만이 경우마다 명료하다. 더욱이, A<0일 경우의 레벨은, 표 3에 도시된 것처럼, 신호반전에 의해 A>0일 경우의레벨들로부터 얻어진다. 전체적으로 12개의 메모리 위치는, 진폭 레벨을 저장하는데 필요하다. 제로-비대칭일 경우의 대응한 수는, 8개의 위치가 있다.

두 번째 방법에서는, 상기 메모리 요구사항이 약간의 추가적인 계산을 희생하여 감소된다. 현재 분기와 관련된 5-비트 패턴을 사용하여 기저 진폭레벨(표 4에서, A>0일 경우 제 5열(column) 및 A<0일 경우 제 7열)을 선택한다. 그 후,및/또는와 상기 현재 분기에 따라, 이전에 계산된 나머지 항목(표 4에서 A>0이고 A<0일 경우, 각각 제 6 및 제 8열)은, 상기 기저 레벨에 가산되어, 최종 진폭레벨을 산출한다. 이 나머지 항목은, 12개의 가능한 분기 중 5개에 대응하는 26개의 레벨 중 7개 레벨에만 필요로 한다. 8개의 메모리 셀만이 기저 레벨을 저장하는데 필요하고, 나머지 항목에 대해서는 2개의 추가적인 셀이 필요하다.

세 번째 방법에서는, 상기 필요한 진폭레벨들로 이루어진 서브세트를 계산하는데 있다. 무잡음 아이 패턴에서의 외부 레벨들, 즉 비트 패턴 +++++ 및 -----에 해당하는 외부 레벨들이 VD의 성능에 중요하지 않으므로, 그들은 하나의 '평균'레벨로 억제될 수 있다. 이것은,및에 관계없이, 0→0(A>0일 경우)으로 라벨이 붙은 분기에 대해 레벨 g₀+2g₁+(2-A)g₂와, 4→4(A<0일 경우)로 라벨이 붙은 분기에 대해 레벨 -g₀-2g₁-(2+A)g₂을 사용하는 것을 의미한다. 나머지 레벨은, 상술한 방법 중 하나로서 계산된다.

상기 장치의 실시예는, 상기 비트 검출수단이, L탭을 갖는 부분 응답 g_k, 비대칭 파라미터 추정값 및 L+2개의 연속적인 비트로 이루어진 시퀀스를 사용하여, 2개의 추가 비트를 갖는 조합 C₁에 의한 가능한 모든 조합 C₂를 평균하여서 최초 디지털 정보신호에서 일어날 수 없는 조합들을 포함하지 않은 L개의 연속적인 비트에 의해 가능한 모든 조합 C₁에 대해 분기 메트릭 산출을 위한 진폭 레벨을 산출할 수 있는 비터비 검출기인 것을 특징으로 한다.

우리는, 이전 섹션에서, 분기 메트릭 산출시에 비대칭에 대한 비선형 모델을 포함함과 동시에, 결정 피드백을 통해 도 2의 STD를 사용하는 것이 가능하다는 것을 알았다. 복잡성이 추가되면, 소수의 별도의 메모리 위치와 약간의 로직이 필요해진다. 여기서, 우리는, 상당한 정확도를 분기 메트릭 계산으로 바꾸어서 상기한 복잡성이 추가되는 것을 제거한다.

우리는, 도 2의 STD에 입각하고, 비대칭이 존재하지 않을 경우 상기 VD에 관해 동일한 수의 데이터 레벨을 갖는 비터비 검출기를 설계한다. 이때의 데이터 레벨은, 논제로 비대칭일 경우에 상기 재생신호에 존재하는 비선형성을 (부분적으로) 고려하는 방법으로 산출된다. 구체적으로는, (상기 코드를 허용하는 5-비트 시퀀스 a_k-2,...,a_k+2마다) 도 2의 STD에서의 분기마다, 우리는 다음식과 같은 데이터 레벨 ζ(a_k-2,...,a_k+2):

여기서, h(.)는 식(20)에 나타나 있고, α 및 β는 이진값 디지트, S는 d=2 코드를 허용하는 7-비트 시퀀스(α,a_k-2,...,a_k+2,β)를 생성하는 가능한 모든 쌍의 이진 디지트를 포함한다. 끝으로, ｜S｜는 세트 S의 농도(cardinality)를 나타낸다.

새로운 데이터 레벨의 계산을 표 4를 다시 참조하여 더 잘 설명한다. 이 표의 제 1 열에 있는 엔트리마다(도 2의 STD에서의 분기마다), 관련 데이터 레벨이 계산된다. 이러한 데이터 레벨은, 현재 분기에 의해 정의된 상기 5-비트 시퀀스 a_k-2,...,a_k+2와 관련된 가능한 모든 7-비트 시퀀스 a_k-3,...,a_k+3에 해당하는 데이터 레벨 h(a_k-3,...,a_k+3)의 평균이다. 예를 들면, 0→1로 라벨이 붙은 분기(상기 5-비트 시퀀스 ++++-에 해당함)이고, A>0일 경우에, 우리는 2개의 데이터 레벨, 즉 g₀+(2-A)g₁와 g₀+(2-A)g₁-Ag₂)의 평균을 낼 필요가 있다. 그 결과, 평균 데이터 레벨은,이다. 이와 같은 과정을 사용하여 12개의 모든 평균 데이터 레벨(이 중에, A=0에 대한 레벨의 경우에서처럼 8개만이 명백함)을 산출한다.

이때, 평균 레벨의 값은, 식(28)과 (20)에 의해 부분 응답 탭 g_k와 파라미터 A의 값에 의해 충분히 결정된다. 이에 따라서, A가 일단 결정되면, 그 평균 레벨값들이 계산되어 표로 만들어질 수 있다. 평균 데이터 레벨을 사용하는 VD는, 실제로 필요로 하는 것보다 보다 작은 수의 레벨을 사용하므로, 식(10)의 비선형 모델을 전적으로 이용하지는 못한다. 더욱이, 이 레벨 값들은, 완전히 정확하지는 않다. 이 때문에, 상기와 같은 VD는, 최적이 아니다. 그러나, 우리는 그 VD의 성능이, 거의 이전에 상술한 대응부만큼 좋지만, 그것의 복잡성이 A=0일 경우 VD의 복잡성과 같다는 것을 알 것이다.

상기 장치의 또 다른 실시예는, 상기 비트 검출수단이, L탭을 갖는 부분 응답 g_k, 비대칭 파라미터, L개의 연속적인 비트로 이루어진 시퀀스를 사용하여, 비대칭 파라미터와 곱해진 상수인 일 값을 진폭레벨에 가산하여 최초의 디지털 정보신호에서 일어날 수 없는 조합들을 포함하지 않는 L개의 연속적인 비트로 이루어진 가능한 모든 조합들의 분기 메트릭 산출을 위한 진폭 레벨을 산출할 수 있는 비터비 검출기인 것을 특징으로 한다.

이와는 다르게, 상술한 평균 데이터 레벨은, 각 레벨을 시프트 하여 (선형 기초 응답에 대응하고 상기 식(7)에 의해 계산된) '선형' 데이터 레벨들로부터 산출될 수 있다. 이러한 레벨 시프트는 데이터에 의존하여, 일정하지 않다. 그러나, 여기서 알 수 있는 것은, 우리도, 다음 식(29)에 따라 균일한 양, 즉 해당 분기의 기초 비트 시퀀스와 관계없는 양만큼 상기 식(7)의 '선형'레벨을 시프트하여 적절한 데이터 레벨을 발생할 수 있다는 것이다:

여기서,는 , 상기 시프트된 데이터 레벨이고, C₀는 시프트 양이다. 그래서, 이들 레벨을 사용하여, 비대칭이 존재하는 경우, 상기 VD에서 분기 메트릭 산출을 할 수 있다.

일정한 레벨 시프트는, 데이터 레벨 산출에서의 하나의 자유도를 나타내는 것으로, 이 자유도를 사용하여 관련된 VD의 성능을 제어할 수 있다. 상기 레벨 시프트의 선택에 주의하면 상당한 성능 이득을 얻을 수 있지만, 그 반대도 있다. 즉, 검출 성능이 상기 시프트의 선택에 상당히 의존한다. 비대칭성을 갖는 서로 다른 양에 대한 주요 오류 이벤트의 분석에 따르면, C₀(Copt로 나타냄)의 최적값이 다음식에 따라 비대칭 의존적이라는 것이 밝혀졌다:

C_opt=-c·A(30)

여기서, c는 상수이고, 이 값은, 전적으로 탭 값 g_k에 의해 (약간 복잡한 식을 통해) 결정된다. g_k=[0.29, 0.5, 0.58, 0.5, 0.29]일 경우, 우리는 c≒0:52를 얻는다. 또한, 이러한 C_opt의 값은, 시뮬레이션에서 잘 동작하도록 검증되었다. 상기 추가된 이점은, C_opt가 파라미터 A에 선형 비례하고, 디스크 비대칭에 순차로 선형적으로 관련되어서 측정하기 쉽다. 다음 섹션에서, 우리는 파라미터 A의 적응형 추정 및 트랙킹 방법을 설명한다. 그 후, 동일한 루프를 사용하여 C_opt의 값을 트랙킹한다.

상기 장치의 실시예는, 전처리수단이,

- 판독신호를 등화 가능한 파형 등화기와,

- 비대칭 파라미터를 사용하여 상기 파형 등화기 출력에서의 비대칭 성분을 갖는 추정값이 산출 가능한 비대칭 성분 추정부와,

- 상기 파형 등화기의 출력으로부터 상기 추정값을 감산하여 전처리된 신호를 출력할 수 있는 감산부를 구비한 것을 특징으로 한다.

지금까지, 우리는 비대칭이 존재할 경우에 광 디스크 재생신호에 대해 새로운 등화 및 검출 기술을 설계(또는 현존하는 기술을 변형)하기 위해서 상기 식(10)의 비선형 모델을 사용하였다. 또 다른 방법은, 비대칭으로 인한 재생신호의 성분을 소거하여 상기 재생신호의 선형 비대칭-프리 신호를 재구성하는데 있다. 그 후, 이 신호는, 예를 들면 섹션 2 및 3에서 설명한 종래의 방법처럼 처리된다. 비대칭의 소거는 상기 식(10)의 모델의 간단한 모델의 이용을 통해 효율적인 방법으로 이루어진다.

상기 식(10)의 모델로 다시 돌아가서, 식(22)의 단순화된 식을 사용하여 비선형 심볼을 b_k=a_k+c_k로서 재기록하고, 여기서, 아래 식(31),

는, 전체적으로 b_k에 있는 비대칭의 효과를 포획한다. 그래서, 우리는 상기 등화기 출력 y_k(식(13) 참조)을 다음 식(32)과 같이 기록할 수 있다:

예비 검출기로부터의 채널비트 추정값과 (식(19)의 알고리즘을 통해 얻어진) 파라미터 A의 추정값을 사용하여, 우리는 시퀀스 c_k의 추정값을 얻을 수 있어, 이 시퀀스를 사용하여 시퀀스를 형성할 수 있다. 이 시퀀스를 y_k로부터 감산하여 우리는 다음 식(33)과 같은 비대칭-프리 등화기 출력 x_k(의 추정값)을 얻을 수있다:

여기서,는 실제 채널비트 a_k의 추정값을 나타낸다. 상기 시퀀스 x_k는, 채널비트 a_k에 관해 선형적이고, 종래의 기술을 사용하여 그 비트 a_k의 추정값을 도출할 수 있다. 비대칭 소거 및 연속적인 처리를 위한 일반적인 수신기 형태는, 도 9에 도시되어 있다. 도 9에서, 등화기(20)가 상기 판독신호 r_k를 등화시킨다. 등화기(20)의 출력은, 지연부(21)와 임계값 검출기 TD(22)에 공급된다. 이 TD(22)의 출력은,, 즉 식(10)의 오른쪽 항을 산출하는 산출수단(23)에 공급된다. 상기 산출수단의 출력은, c_k와 상기 원하는 채널 부분 응답 g_k간의 콘벌루션을 결정하는 콘벌루션수단(24)에 공급된다. 이러한 콘벌루션은, 상기 지연된 y_k로부터 감산되어 x_k로 출력된다. x_k는 지연부(27)와 비트 검출기(25)에 공급된다. 비트 검출기(25)의 출력은,와 상기 원하는 부분응답 g_k의 콘벌루션을 결정하는 제 2 콘벌루션수단(26)에 공급된다. 이러한 콘벌루션 결과는, 상기 지연된 x_k로부터 감산되어 e_k가 된다. 갱신된 알고리즘 수단(28)을 거쳐, 상기 등화기(20)의 탭 w_k는 갱신된다. 이때, 부분 응답 등화는, 상기 식(2)의 오차신호에 의거하고, 섹션 3의 검출기 중 어느 하나가 상기 비트 검출기(25)를 위해 사용될수 있다.

마지막으로 비대칭 소거기의 성능에 관해 설명한다. 상기 비트 오류율 성능은, 신호 x_k의 품질에 의해 궁극적으로 결정되고, 이 신호의 품질은 예비 검출기의 품질에 의해 순차로 결정된다(도 9에서의 목적을 위해 TD를 사용한다). 그 검출기의 결정 오류는,및의 산출시에 전파되어, 오류가 나기 쉬운 소거를 일으키고, 이것은 최종 검출기의 출력에서의 결정 오류의 형태로 나타난다. 이 현상은, ([15])에 공지되어 있고, 피할 수 없다. 더욱 정교한 예비 검출기가 사용될 수 있지만, 이것은 통상 복잡성이 커지는 것과, 아마도 더욱 중요할지도 모르는, 수신기에서의 제어루프의 안정성에 대한 큰 변동일 수 있는 대기시간이 더욱 길어지는 것을 무릅써야 할 것이다.

다음으로, 우리는 신호에 대한 각 종 검출기의 성능을 비대칭의 변화도와 비교한다. 시뮬레이션의 첫 번째 세트에서, 우리는 비터비 검출기의 소정의 변형을 갖는 도 4의 형태를 사용하여 비트 추정값을 얻는다. 두 번째 세트에서, 우리는, 도 9의 형태에 의거하여 비대칭 소거를 갖는 TD와 비대칭 소거를 갖지 않는 TD의 성능을 비교한다.

시뮬레이션된 재생신호는, 식(9)의 비선형 모델에 따라 발생된다. 최적 채널 임펄스 응답 f_k는, Braat-Hopkins 모델 [16]에 따라 발생된다. 이것은, f_k의 푸리에 변환을 다음식으로 나타낸다는 것을 의미한다:

여기서, 규격화된 주파수의 측정값(=1은 보 레이트 1/T에 해당함)이고, Ω_c는 (로우패스) 광 채널 주파수 응답의 규격화된 차단 주파수를 나타낸다. 파장 λ를 갖는 레이저 다이오드와 개구수 NA를 갖는 렌즈를 사용하여 광학 기록계에 대해, 상기 규격화된(공간상의) 차단 주파수는,로 나타낸다.λ=650nm, NA=0.6 및 T=133nm를 갖는 DVD계에 대해서, 우리는 Ω_c≒0:25를 얻는다. 우리는, 매체로로서 DVD계를 사용하고, EFMPlus 코드[17](DVD에서 사용된 d=2, k=10 코드)에 의해 부호화된 시퀀스 a_k를 채널로의 입력으로서 사용한다. 상기 임펄스 응답 f_k는, F(Ω)의 역 FFT를 하여, 그 결과의 응답을 21탭으로(최대 진폭 탭에 입각하여 10개의 탭)로 절단하여 산출된다.

비대칭 변화량은, 식(10)의 모델에서 파라미터 A의 서로 다른 값을 사용하여 생각된다. 상술한 임펄스 응답 f_k와, DVD 파라미터에 대해, 신호 비대칭([6]에 정의된 것처럼)이 다음식을 통한 파라미터 A에 관련되어 있다:

비대칭≒0.16·A(35)

시뮬레이션에서는, A가, 4%의 스텝에서, 0% 내지 24%의 비대칭값들에 대응한, 0.25의 스텝에서, 0 내지 1.5의 범위에 있다. 네가티브 비대칭의 결과는, 비대칭적이어서 여기서는 도시되어 있지 않다.

비대칭 재생신호 r_k는, 임펄스 응답 w_k를 갖는 등화기에 제공되어, 등화기는 그 출력에서 시퀀스 y_k를 출력한다(식(11) 참조). 상기 등화기 탭은, LMS 알고리즘에 의거하여 적응형으로 조정되어, 식(12)의 오차신호의 평균 제곱값을 최소화한다. 등화기 적응의 목적은, 채널 응답 fk를 목표 응답 g_k=[0.29, 0.5, 0.58, 0.5, 0.29]으로 정형하는데 있다. 이 응답의 푸리에 변환은, 광학 채널 F(Ω)의 주파수 응답과 아주 흡수하고, 최소 잡음 개선을 위해 선택된다. 또한, 파라미터 A의 추정값은, 식(19)에 의거하여 반복적으로 계산된다.

등화기의 출력에서 시퀀스 y_k는, 채널 비트 a_k의 추정값을 발생하도록 검출기에 인가된다. 6개의 비터비 검출기의 변형예를 비교한다. 먼저, 섹션 3에서 설명된 검출기가 있고, 이 검출기는 도 2의 STD를 따르고, 식(7)을 사용하여 분기 메트릭을 산출한다. 이러한 VD는, 그 입력 시퀀스가 선형적이다는 가정에 의거하여, 비대칭의 비선형 효과를 무시한다. 여기서는, '선형'으로 나타낸다. 또한, 두 번째의 VD는, 도 2의 STD를 따르지만, 적응형 엔트리들을 갖는 룩업 테이블(RAM)을 사용하여, [11]에 따라 분기 메트릭을 산출하고, 'RAM'으로서 나타낸다. 세 번째 VD는, 섹션 5.2의 변형이고, 도 5의 STD를 따른다. 다음은, 섹션 5.3.2의 VD이고, 이 검출기는 식(28)에 따른 평균 데이터 레벨을 이용한다. 또한, 이 검출기는, 도 2의 STD에 의거하여 'AVG-NL'로 라벨이 붙여져 있다. 끝으로, 섹션 5.3.3에 설명된 검출기를 생각해보자. 이 검출기는, '선형' VD와 동일하지만, 식(7)의 데이터 레벨로의 고른 기저선 시프트(그 이름은 'Lin-UBS'라 함)를 추가적으로 이용한다. 여기서는, (c=0.52를 갖는) 식(30)의 이론적인 최적값을 사용한다.

A의 값을 데이터 레벨의 산출시에 포함하는 모든 검출기의 경우, 다음의 과정을 따른다. 즉, 30,000개의 재생신호 샘플을 포함하는 트레이닝 세션(training session) 동안, A의 값은 식(19)를 거쳐 적응적으로 추정된다. 그 후, 루프는 정지되고, 대기 상태 값이 모든 관련 검출기에 사용된다. 기록 또는 마스터링을 할 때 비대칭 변화될 수 있는 더욱 실질적인 내용에서, A의 추정값은, 갱신된 후 비대칭 편차를 수반한다. 또한, 상기 추정된 데이터 레벨을 갖는 룩업 테이블은, 동일 주파수에서 갱신될 필요가 있다.

도 10은 검출기들간의 비교 결과를 나타낸 것이다. 각 검출기의 SNR 손실[dB](수직축)을, 비대칭의 변화도(수평축의 A의 값)에 걸친 정합 필터 한계값(MFB: Matched Filter Bound)에 대해 나타내었다. 이 MFB는, ISI가 없을 경우 에 단일 심볼 수신기의 성능에 해당하고, 임의의 다른 수신기의 성능에 대해 그 하한값으로서 존재한다. 상기 SNR 손실은, 생각되는 모든 검출기에 대해 10^-4과 동등한 비트 오류율 레벨에서 계산된다. 이 채널 SNR은, 다음식으로서 (비대칭이 없을 경우에) MFB 의미로 정의된다:

여기서, E_b는 응답 g_k의 에너지(여기서는, E_b=1),는 잡음처리에 의한 변화값이다. 그 시뮬레이션에서는, 잡음 변화값을 조정하여 10 내지 20dB 범위의 채널 SNR에 도달한다.

우리는 도 10으로부터 일부를 관찰할 수 있다. 먼저, 심지어 식(9)의 비선형 모델에 대한 최적 검출기라도 8%이상의 비대칭에 대한 MFB 성능에 달하지 못한다는 것을 관찰할 수 있다(A>0.5). 이것이 의미하는 것은, 단일 비트 오류는, 고도의 비대칭에서 두드러진 오류 이벤트가 없고, 이 경우에, 어떠한 수신기는 (적어도 상기 'Full-NL'검출기의 성능손실과 같은) 상당한 성능 손실을 받을 것이라는 것이다.

더욱이, (제로 균일 기저선 시프트에 의한)섹션 4의 '선형' VD는, 다른 모든 검출기보다 명백히 하위에 있고, 비대칭으로 인한 비선형성이 적절하게 취급되지 않으면 상당한 성능 손실을 일으킬 수 있다는 것을 나타낸다. 이때의 손실은, 신호에서의 비대칭 양에 비례한다. 그러나, (신중하게 선택된) 상수만큼 '선형' VD의 데이터 레벨을 간단히 시프트 하면, 높은 비대칭('Lin-UBS' 곡선)에서 0.7-0.9dB 만큼 성능을 향상시킨다.

다른 모든 검출기들은, 전체 비대칭 범위에서 이와 유사하게 동작한다. 그러나, 'DF-NL'과 'AVG-NL' 검출기 모두는, 상기 'Full-NL'보다 훨씬 단순하고, 그들의 동작속도는 초고속이다. 상기 'RAM' 검출기는, 상기 'DF-NL' 또는 'AVG-NL'의 것과 잠재적으로 비교할만한 동작속도를 갖지만, 많은 파라미터들(기준 진폭 레벨들)의 적응형 트랙킹을 필요로 하고, 단지 'DF-NL'과 'AVG-NL'는 비선형 모델의 파라미터 A의 트랙킹을 필요로만 한다. 이로 인해 하드웨어가 단순해지고, 칩 영역과 전력 낭비의 절감이 된다. 이들 절감은, 'DF-NL'검출기 대 'RAM' 검출기에 대한 메모리 요구사항의 작은 증가를 희생해야 달성된다. 하지만, 상기 'AVG-NL' 검출기는이러한 작은 단점도 제거할 수 있다.

시뮬레이션의 두 번째 세트에서, 우리는, 도 9의 형태를 사용하여 시뮬레이션된 재생신호의 비대칭을 소거한다. 비대칭 소거능력을 갖는 TD와 그 비대칭 소거능력을 갖지 않는 TD의 성능을 비교해본다. 그 비교결과는, 10^-5의 고정된 비트오류율, 비대칭이 없을 경우에 이진 슬라이서에 관한 SNR의 손실(수직축)면에서, 도 11에 도시되어 있다. 이때, 수평축은, 비대칭의 변화도(A의 값)를 나타낸다.로 나타낸 그래프는, 소거전의 결과를 나타내고, *로 나타낸 그래프는 소거 후의 결과를 나타낸다. 우리는 비대칭 소거로 인해 적절한 비대칭양에 대해 상당한 성능 이득을 얻지만, 이것은 소정의 비대칭도보다 위로 증가시킨다는 것을 관찰한다. 이것은, 비대칭이 증가하면서 예비 검출기의 오류가 소거기에 전파되어 오류가 나기 쉬운 소거를 일으키기 때문이고, 이것은 최종 검출기의 비트오류율에서 나타난다. 이 현상은, 이전에 자기 기록채널에서의 비선형 ISI의 소거에 대해 [15]에서 관찰 및 분석하였다. 그래서, 예를 들면, 8%의 비대칭일 경우 약 1.0dB의 이득을 얻고, 16%의 비대칭일 경우 3.0dB까지 상승하고, 24%의 비대칭일 경우 2.5dB까지 떨어진다.

상기 TD와는 반대로, 관찰된 것은, 비대칭 소거가 RPD의 성능을 향상시키지 못한다는 것이었다. 그러나, 이것은, 상기 RPD가 상기 TD보다 비대칭에 상당히 더 강건하기 때문에 예측될 것이다. 이와 같은 내용은 비터비 검출기에 대해 지닌 것으로, 비대칭 소거 후 그것의 성능은 상술한 'RAM' 검출기의 성능과 동일하다는 것을 알았다.

이들 결과는, 비대칭 소거가 TD를 통해 검출을 하는 경우에만 이롭고, 매우 높은 고도의 비대칭에서 덜 효과적이다는 것을 나타낸다. 최종 검출기가 TD가 아닐 경우, 그때는 그 최종 검출기는, 그 대신에 성능상의 이점없이 상기 수신기의 복잡성을 추가하기 때문에, 아마 사용하지 않아야 할 것이다.

그 수신기는 광학 기록 시스템, 특히 판독 전용 시스템용 수신기이다. 언더에칭 및 오버 에칭의 형태로 마스터링 처리시의 비선형성에 의해 재생신호에서 비대칭이 일어난다. 상기 제안된 방식은, DUV 마스터링일 경우에 DVR-ROM에 특히 관련되어 있다. 이 경우에, 상기 기록 레이저의 (비교적) 낮은 저분해능으로 좁은 처리 윈도우가 되고, 레이저 출력의 작은 편차로 인해 비대칭이 높게 상승할 수 있다. 이것은, 그 코드의 선택에 관계없는, 즉 d=1 또는 d=2를 사용하여도 된다. 상기 모든 제안된 방식은, 상기 기초 STD의 변형을 따르면 d=2뿐만 아니라 d=1 코드에도 똑같이 적용 가능하다.

인용문헌:

[1] A.Farmer.(1995,June).Blue vs. Ultra Violet:the challenge of high density mastering.Nimbus Technology & Engineering, Ltd.,UK.[Online].Available: http://www.nimbus.ltd.uk/nte/101/buv.html.

[2] H.Pozidis, W.M.J. Coene and J.W.M.Bergmans,"A simple nonlinear model for the optical recording channel," in Proc.IEEE Int.Conf.on Communications, June 2000,New Orleans, LA,USA.

[3] J.W.M.Bergmans,"Partial Response Equalization",Philips Journal of Research, vol.42,no.2, pp.209-245,1987.

[4] G.J.van den Enden,"Transmission System and Recording System Having a Simplified Symbol Detector",European Patent,pat.no EP0885499, issued Dec.23,1998.

[5] T.Nakagawa,H.Ino and Y.Shimpuku,"A Simple Detection Method for RLL codes(Run detector)",IEEE Trans.Magn.,vol.33,no.5,pp.3262-3264,September 1997.

[6] DVD Specifications for Read-Only Disc, version 1.0, August 1996.

[7] J.W.M.Bergmans,"Reference receiver for modulation codes",internal Philips report, October 1999.

[8] E.F.Stikvoort and J.A.C.van Rens,"An All-Digital Bit Detector for Compact Disc Players", IEEE J.Selected Areas in Communications.vol.10,no.1,pp.191-200,Jan.1992.

[9] S.Gopalaswamy,N.S.Kee and B.Farhang-Boroujeny,"Decision-Directed Correction for Bloom in Optical Recording Channels", Jpn.J.Appl.Phys.,vol.39,Part 1, no.2B,pp.834-836,Feb.2000.

[10] I.S.Hwang,Y.H.Lee,P.Y.Seong and J.Ko,"Partial response equalization with nonlinearity compensating signal asymmetry in DVD storage",SPIE Proc.vol.3401,pp.96-102,1998.

[11] W.M.J.Coene and R.J.van der Vleuten, "Generation of Amplitude Levels for a Partial Response Maximum-Likelihood(PRML) Bit Detector",European Patent Application, PHN 17.088 EP-P, Sept.18,1998.

[12] M.Kagawa,J.Nakano,T.Abiko and S.Igarashi,"A study of asymmetry compensation for partial-response maximum-likelihood detection in optical recording media",Jpn.J.Appl.Phys.,vol.37,part 1,no.4B,pp.2214-2216,April 1998.

[13] J.W.M.Bergmans,S.A.Rajput and F.A.M. van de Laar,"On the use of decision feedback for simplifying the Viterbi detector", Philips Journal of Research,vol. 42,no.4,pp.399-428,1987.

[14] J.W.M.Bergmans, W.M.J. Coene,R.Otte and S.Bramwell,"Transition Detector for CD and DVD",European Patent Application, PHN17.586 EP-P, August 2,1999.

[15] O.E.Agazzi and N.Seshadri,"On the Use of Tentative Decisions to Cancel Intersymbol Interference and Nonlinear Distortion(With Application to Magnetic Recording Channels)", IEEE Trans.Information Theory,vol.43,no.2,pp. 394-408,March 1997.

[16] G.Bouwhuis,J.Braat,A.Huijser,J.Pasman,G.van Rosmalen and K.Schouhamer Immink, Principles of Optical Disc Systems, Adam Hilger Ltd,Bristol,UK,1985.

[17] K.A.S.Immink,"EFMPlus:the Coding Format of the Multimedia Compact Disc", IEEE Trans.Consumer Electronics,vol.41,pp.491-497,1995.

[18] In Seok Hwang et al,"Partial response equalization with nonlinearity-compensating signal asymmetry in DVD storage",Optical Data Storage Conference(ODS)'98,ASPEN,CO,USA 10-13 MAY 1998,vol.3401,pages 96-102.

Claims (14)

1. 기록매체 상에 마크의 형태로 존재하는 정보를 판독 가능하고,

   - 기록매체로부터 데이터 신호를 판독 가능한 판독수단과,

   - 상기 판독된 데이터 신호를 추가적인 처리를 하는데 적합한 처리된 신호로 변환 가능한 전처리수단과,

   - 상기 처리된 신호로부터 정보신호를 얻을 수 있는 비트 검출수단과,

   - 상기 정보신호를 복호 가능한 채널 복호수단과,

   - 상기 판독신호의 비대칭을 나타내는 비대칭 파라미터 추정값을 얻을 수 있는 비대칭 파라미터 추정수단을 구비한 장치에 있어서,

   상기 비대칭 파라미터 추정값은 공칭 크기에 대한 마크 크기의 편차에 의해 실질적으로 결정되고, 상기 장치는, 상기 비대칭 파라미터 추정값을 사용하여 상기 공칭 크기로부터 상기 마크의 크기가 벗어날 경우, 정보신호의 비트 오류율을 향상시킬 수 있는 것을 특징으로 하는 장치.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 비트 검출수단은, L탭을 갖는 부분 응답 g_k, 비대칭 파라미터 추정값 및 L+2 연속 비트들로 이루어진 시퀀스를 사용하여, 최초 디지털 정보신호에서 일어날 수 없는 조합을 포함하지 않는 모든 L+2 연속비트일 경우에 분기 메트릭 산출을 위한진폭 레벨을 산출할 수 있는 비터비 검출기인 것을 특징으로 하는 장치.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 비트 검출수단은, L탭을 갖는 부분 응답 g_k, 비대칭 파라미터, L개의 연속적인 비트로 이루어진 시퀀스 및 적어도 하나의 순간 비트 검출기를 사용하여 얻어진 적어도 2개의 여분 비트를 사용하여, 분기 메트릭 산출을 위한 진폭 레벨을 산출할 수 있는 비터비 검출기인 것을 특징으로 장치.
4. 제 3 항에 있어서,

   상기 비터비 검출기는, 상기 L개의 연속적인 비트로 이루어진 시퀀스의 경계에서 상기 적어도 2개의 여분 비트에 사용된 순간 비트 검출기를 포함하고, 2개의 여분 비트 중 적어도 하나는 비터비 트렐리스에 관해 백트랙킹시에 국부적인 시퀀스 피드백에 의해 얻어진 것을 특징으로 하는 장치.
5. 제 3 항에 있어서,

   상기 L개의 연속적인 비트로 이루어진 시퀀스의 경계에서 상기 적어도 2개의 여분 비트에 사용된 상기 순간 비트 검출기는, 임계값 검출기인 것을 특징으로 하는 장치.
6. 제 3 항에 있어서,

   상기 L개의 연속적인 비트로 이루어진 시퀀스의 경계에서 상기 적어도 2개의 여분 비트에 사용된 상기 순간 비트 검출기는, 런길이 푸시백 검출기인 것을 특징으로 하는 장치.
7. 제 1 항에 있어서,

   상기 비트 검출수단은, L탭을 갖는 부분 응답 g_k, 비대칭 파라미터 추정값 및 L+2개의 연속적인 비트로 이루어진 시퀀스를 사용하여, 2개의 추가 비트를 갖는 조합 C₁에 의한 가능한 모든 조합 C₂를 평균하여서 최초 디지털 정보신호에서 일어날 수 없는 조합들을 포함하지 않은 L개의 연속적인 비트에 의한 가능한 모든 조합 C₁에 대해 분기 메트릭 산출을 위한 진폭 레벨을 산출할 수 있는 비터비 검출기인 것을 특징으로 하는 장치.
8. 제 1 항에 있어서,

   상기 비트 검출수단은, L탭을 갖는 부분 응답 g_k, 비대칭 파라미터 추정값, L개의 연속적인 비트로 이루어진 시퀀스를 사용하여, 비대칭 파라미터 추정값과 곱해진 상수인 일 값을 진폭레벨에 가산하여 최초의 디지털 정보신호에서 일어날 수 없는 조합들을 포함하지 않는 L개의 연속적인 비트로 이루어진 가능한 모든 조합들의 분기 메트릭 산출을 위해 진폭 레벨을 산출할 수 있는 비터비 검출기인 것을 특징으로 하는 장치.
9. 제 1 항에 있어서,

   상기 비트 검출수단은, 비대칭 파라미터 추정값의 선형 함수인 슬라이서 레벨을 갖는 임계값 검출기인 것을 특징으로 하는 장치.
10. 제 1 항에 있어서,

    상기 비트 검출수단은, 비대칭 파라미터 추정값의 선형 함수인 슬라이서 레벨을 갖는 런길이 푸시백 검출기인 것을 특징으로 하는 장치.
11. 제 1 항에 있어서,

    상기 전처리수단은,

    - 판독신호를 등화 가능한 파형 등화기와,

    - 비대칭 파라미터를 사용하여 상기 파형 등화기 출력에서의 비대칭 성분을 갖는 추정값이 산출 가능한 비대칭 성분 추정부와,

    - 상기 파형 등화기의 출력으로부터 상기 추정값을 감산하여 전처리된 신호를 출력할 수 있는 감산부를 구비한 것을 특징으로 하는 장치.
12. 제 1 항에 있어서,

    상기 장치는, 상기 처리된 신호로부터 상기 처리된 신호의 추정값을 감산하여 오차신호를 얻을 수 있는 수단을 더 구비하고, 상기 추정값이 비대칭 파라미터 추정값을 사용하여 비트 검출기의 출력신호로부터 얻어지고, 비대칭 파라미터 추정수단은, 연속적인 샘플링 순간 t₀+1에서 비트 검출수단에 의해 검출된 비트가 이전 샘플링 순간 t₀-1에서 검출된 비트와 동일한 부호를 가질 경우, 오차신호를 이전 비대칭 파라미터 추정값에 가산하여 샘플링 순간t₀에서 비대칭 파라미터의 추정값을 산출할 수 있는 것을 특징으로 하는 장치.
13. 제 1 항에 있어서,

    상기 장치는 상기 처리된 신호로부터 상기 처리된 신호의 추정값을 감산하여 오차신호를 얻을 수 있는 수단을 더 구비하고, 그 추정값이 비대칭 파라미터를 사용하여 비트 검출기의 출력신호로부터 얻어지고, 전처리부는 최소 평균 자승 알고리즘을 사용하여 조정되어 상기 오차신호의 평균 제곱값을 최소화할 수 있는 조정가능형 계수를 갖는 FIR 필터인 파형 등화기를 구비한 것을 특징으로 하는 장치.
14. 마크들의 형태로 기록매체에 존재하는 정보를 판독하고,

    - 상기 기록매체로부터 데이터 신호를 판독하는 단계와,

    - 상기 판독된 데이터 신호를 추가적인 처리에 적합한 처리된 신호로 변환하는 단계와,

    - 상기 처리된 신호로부터 정보신호를 얻는 단계와,

    - 상기 정보신호를 복호하는 단계와,

    - 상기 판독신호에서의 비대칭을 나타내는 비대칭 파라미터 추정값을 얻는 단계를 포함하는 방법에 있어서,

    상기 비대칭 파라미터 추정값은, 공칭 크기에 대한 마크 크기의 편차에 의해 실질적으로 결정하고, 상기 방법은, 상기 비대칭 파라미터 추정값을 사용하여, 상기 공칭 크기로부터 상기 마크의 크기가 벗어날 경우, 정보신호의 비트 오류율을 향상시킬 수 있는 것을 특징으로 하는 방법.