JPH11353815A - 非線形信号受信機 - Google Patents
非線形信号受信機Info
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- JPH11353815A JPH11353815A JP11103978A JP10397899A JPH11353815A JP H11353815 A JPH11353815 A JP H11353815A JP 11103978 A JP11103978 A JP 11103978A JP 10397899 A JP10397899 A JP 10397899A JP H11353815 A JPH11353815 A JP H11353815A
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- H03M1/08—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 タイミングジッタとバイアスの低減が図れか
つ柔軟であり、しかも、ハングアップ現象を生じない非
線形信号受信機を提供する。 【解決手段】 サンプリングタイミング位相に応じて入
力信号をサンプリングし、デジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換部１００と、２Ｎ＋１個のタップＰnを具備し、
各タップは未来ν個及び過去τ個のデータトランジッシ
ョン絶対値の各パターンに応じて選択されたタップ値と
データトランジッション値よりサンプリング信号に対す
るチャンネル特性を推定するモデリング部１０６と、タ
ップＰ0を中心に互いに対称的な位置にあるタップの値
の差分を位相傾斜とするとき、位相傾斜よりＡ／Ｄ変換
部１００のサンプリングタイミング位相を調節するタイ
ミング復旧部１０８と、Ａ／Ｄ変換部１００の出力値の
劣化された特性を補償する等化部１０２と、等化部１０
２の出力をデジタル値に変換して元の信号を検出する検
出部１０４とを備える非線形信号受信機とする。
つ柔軟であり、しかも、ハングアップ現象を生じない非
線形信号受信機を提供する。 【解決手段】 サンプリングタイミング位相に応じて入
力信号をサンプリングし、デジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換部１００と、２Ｎ＋１個のタップＰnを具備し、
各タップは未来ν個及び過去τ個のデータトランジッシ
ョン絶対値の各パターンに応じて選択されたタップ値と
データトランジッション値よりサンプリング信号に対す
るチャンネル特性を推定するモデリング部１０６と、タ
ップＰ0を中心に互いに対称的な位置にあるタップの値
の差分を位相傾斜とするとき、位相傾斜よりＡ／Ｄ変換
部１００のサンプリングタイミング位相を調節するタイ
ミング復旧部１０８と、Ａ／Ｄ変換部１００の出力値の
劣化された特性を補償する等化部１０２と、等化部１０
２の出力をデジタル値に変換して元の信号を検出する検
出部１０４とを備える非線形信号受信機とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、非線形信号受信機
に関し、特に、データ貯蔵機器の再生信号をサンプリン
グする際に、信号の非線形的な歪みを考慮してサンプリ
ング時間を安定的に復旧する非線形信号受信機に関す
る。
に関し、特に、データ貯蔵機器の再生信号をサンプリン
グする際に、信号の非線形的な歪みを考慮してサンプリ
ング時間を安定的に復旧する非線形信号受信機に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】一般に、ハードディスクドライバー（以
下ＨＤＤと略する）などのデジタル磁気記録媒体は、記
録密度が高くなるにつれ非線形的な特性が深刻に生じて
くる。この非線形的な特性は、隣接したトランジッショ
ン間の相互作用によって生じる。以前に書き込まれたト
ランジッション減磁界（Ｄｅｍｉｇｎｅｔｉｚａｔｉｏ
ｎ Ｆｉｅｌｄ）は、次に書き込まれるトランジッショ
ンの位置を移動させ、幅を取り、広める働きをする。ま
た、隣接したトランジッションは、互いに打ち消そうと
し、結果的に再生信号の大きさが縮まってくる。この現
象をそれぞれ非線形トランジッション移動（ｎｏｎｌｉ
ｎｅａｒ ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ ｓｈｉｆｔ：ＮＬＴ
Ｓ）、トランジッション拡張（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ
ｂｒｏａｄｅｎｉｎｇ）及び部分的削除（ｐａｒｔｉａ
ｌ ｅｒａｓｕｒｅ）と呼ぶ。この非線形的な歪みは、
再生信号よりデータを検出する一連の過程に悪影響を及
ぼし、特に、信号の的確な位相を見出すのに困難とな
る。この非線形的な歪曲特性を考慮しない場合、サンプ
リング位相はタイミングジッタ（ｔｉｍｉｎｇ ｊｉｔ
ｔｅｒ）とバイアスが深刻となる。
下ＨＤＤと略する）などのデジタル磁気記録媒体は、記
録密度が高くなるにつれ非線形的な特性が深刻に生じて
くる。この非線形的な特性は、隣接したトランジッショ
ン間の相互作用によって生じる。以前に書き込まれたト
ランジッション減磁界（Ｄｅｍｉｇｎｅｔｉｚａｔｉｏ
ｎ Ｆｉｅｌｄ）は、次に書き込まれるトランジッショ
ンの位置を移動させ、幅を取り、広める働きをする。ま
た、隣接したトランジッションは、互いに打ち消そうと
し、結果的に再生信号の大きさが縮まってくる。この現
象をそれぞれ非線形トランジッション移動（ｎｏｎｌｉ
ｎｅａｒ ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ ｓｈｉｆｔ：ＮＬＴ
Ｓ）、トランジッション拡張（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ
ｂｒｏａｄｅｎｉｎｇ）及び部分的削除（ｐａｒｔｉａ
ｌ ｅｒａｓｕｒｅ）と呼ぶ。この非線形的な歪みは、
再生信号よりデータを検出する一連の過程に悪影響を及
ぼし、特に、信号の的確な位相を見出すのに困難とな
る。この非線形的な歪曲特性を考慮しない場合、サンプ
リング位相はタイミングジッタ（ｔｉｍｉｎｇ ｊｉｔ
ｔｅｒ）とバイアスが深刻となる。
【０００３】従来、以上の問題点を解決するために、部
分応答信号のサンプリング位相を補正する方法がある。
この方法は、米国特許第４，８９０，２９９号に開示さ
れたものであって、信号のサンプリング位相を補正する
過程が度々一定期間止まってしまう現象、すなわちハン
グアップ（ｈａｎｇ−ｕｐ）を発生せずに位相を補正す
る。しかし、もっぱらこの方法は線形信号でのみ動作す
るので、非線形的な歪みの存在する信号においては性能
の劣化が著しく、使い難い。さらに、位相を補償する従
来の別の方法も信号が線形的であるといった仮定下で研
究開発されたものであり、このため、非線形的な歪みが
著しい場合には使い難い。
分応答信号のサンプリング位相を補正する方法がある。
この方法は、米国特許第４，８９０，２９９号に開示さ
れたものであって、信号のサンプリング位相を補正する
過程が度々一定期間止まってしまう現象、すなわちハン
グアップ（ｈａｎｇ−ｕｐ）を発生せずに位相を補正す
る。しかし、もっぱらこの方法は線形信号でのみ動作す
るので、非線形的な歪みの存在する信号においては性能
の劣化が著しく、使い難い。さらに、位相を補償する従
来の別の方法も信号が線形的であるといった仮定下で研
究開発されたものであり、このため、非線形的な歪みが
著しい場合には使い難い。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明が
果たそうとする技術的課題は、過去、現在そして未来ビ
ットデータを考慮してサンプリングされた信号をモデリ
ングし、サンプリングされた信号間位相傾斜よりサンプ
リングタイミング位相を補正する非線形信号受信機を提
供することである。
果たそうとする技術的課題は、過去、現在そして未来ビ
ットデータを考慮してサンプリングされた信号をモデリ
ングし、サンプリングされた信号間位相傾斜よりサンプ
リングタイミング位相を補正する非線形信号受信機を提
供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】前記技術的課題を解決す
るために、本発明の非線形信号受信機は、２進データ列
を伝送チャンネルを介して受信または貯蔵機器に書き込
まれたデータを再生した入力信号ｒ（ｔ）より、元のデ
ータａkを検出する非線形信号受信機において、サンプ
リングタイミング位相に応じて前記入力信号をサンプリ
ングし、デジタル信号ｒkに変換するアナログ−デジタ
ル変換部と、２Ｎ＋１個のタップＰn（ｎ＝−Ｎ，…，
０，…，Ｎ）を具備し、各タップは未来ν個及び過去τ
個のデータトランジッション絶対値の各パターンｂk-n+
ν:k-n+1、ｂk-n-1:k-n-τに応じて（２の（τ＋ν）
乗）個の内のいずれか一つのタップ値を選択し、前記選
択されたタップ値とデータトランジッション値ｘk-nよ
り前記サンプリング信号に対するチャンネル特性を推定
するモデリング部と、（ここで、ｘk-n＝（ａk-n−ａk-
n-1）／２∈｛−１，０，１｝で、ｂk-n＝｜ｘk-n｜∈
｛０，１｝であり、ｂk-n -1:k-n-τ＝（ｂk-n-1 ｂ
k-n-2…ｂk-n-τ）、ｂk-n+ν:k-n+1＝（ｂk-n+νｂk-
n+ν-1…ｂk-n+1）で、ｎ＝−Ｎ，…，０，…，Ｎであ
り、）前記モデリング部のタップの内Ｐ0を中心に互い
に対称的な位置にあるタップの値の差分を位相傾斜とす
るとき、前記位相傾斜より前記アナログ−デジタル変換
部のサンプリングタイミング位相を調節するタイミング
復旧部と、前記アナログ−デジタル変換部出力値の劣化
された特性を補償する等化部と、前記等化部の出力をデ
ジタル値に変換して元の信号を検出する検出部とを備え
る。
るために、本発明の非線形信号受信機は、２進データ列
を伝送チャンネルを介して受信または貯蔵機器に書き込
まれたデータを再生した入力信号ｒ（ｔ）より、元のデ
ータａkを検出する非線形信号受信機において、サンプ
リングタイミング位相に応じて前記入力信号をサンプリ
ングし、デジタル信号ｒkに変換するアナログ−デジタ
ル変換部と、２Ｎ＋１個のタップＰn（ｎ＝−Ｎ，…，
０，…，Ｎ）を具備し、各タップは未来ν個及び過去τ
個のデータトランジッション絶対値の各パターンｂk-n+
ν:k-n+1、ｂk-n-1:k-n-τに応じて（２の（τ＋ν）
乗）個の内のいずれか一つのタップ値を選択し、前記選
択されたタップ値とデータトランジッション値ｘk-nよ
り前記サンプリング信号に対するチャンネル特性を推定
するモデリング部と、（ここで、ｘk-n＝（ａk-n−ａk-
n-1）／２∈｛−１，０，１｝で、ｂk-n＝｜ｘk-n｜∈
｛０，１｝であり、ｂk-n -1:k-n-τ＝（ｂk-n-1 ｂ
k-n-2…ｂk-n-τ）、ｂk-n+ν:k-n+1＝（ｂk-n+νｂk-
n+ν-1…ｂk-n+1）で、ｎ＝−Ｎ，…，０，…，Ｎであ
り、）前記モデリング部のタップの内Ｐ0を中心に互い
に対称的な位置にあるタップの値の差分を位相傾斜とす
るとき、前記位相傾斜より前記アナログ−デジタル変換
部のサンプリングタイミング位相を調節するタイミング
復旧部と、前記アナログ−デジタル変換部出力値の劣化
された特性を補償する等化部と、前記等化部の出力をデ
ジタル値に変換して元の信号を検出する検出部とを備え
る。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、添付された図面を参照して
本発明に係る非線形信号受信機の実施の形態を詳細に説
明する。
本発明に係る非線形信号受信機の実施の形態を詳細に説
明する。
【０００７】図１は、本発明に係る非線形信号受信機の
ブロック図である。図１に示すように、非線形信号受信
機は、アナログ−デジタル変換部１００、等化部１０
２、検出部１０４、モデリング部１０６及びタイミング
復旧部１０８から構成される。
ブロック図である。図１に示すように、非線形信号受信
機は、アナログ−デジタル変換部１００、等化部１０
２、検出部１０４、モデリング部１０６及びタイミング
復旧部１０８から構成される。
【０００８】アナログ−デジタル変換部１００は、伝送
チャンネルを介して受信されたり、データ貯蔵機器より
再生され受信されるアナログ信号ｒ（ｔ）をサンプリン
グして、デジタル信号ｒkに変換する。等化部１０２
は、入力されるｒk信号の劣化された特性を補償する。
検出部１０４は、等化部１０２の出力値を所定の値と比
較して、デジタル値として出力する。モデリング部１０
６は、検出部１０４の出力値と既知のデータよりチャン
ネルをモデリングする。タイミング復旧部１０８は、モ
デリング部１０６の各種タップ値中の二つのタップ値よ
りタイミング位相傾斜（ｔｉｍｉｎｇ ｐｈａｓｅ ｇ
ｒａｄｉｅｎｔ）を求め、該求めた傾斜値を以ってサン
プリングタイミング位相を補正する。
チャンネルを介して受信されたり、データ貯蔵機器より
再生され受信されるアナログ信号ｒ（ｔ）をサンプリン
グして、デジタル信号ｒkに変換する。等化部１０２
は、入力されるｒk信号の劣化された特性を補償する。
検出部１０４は、等化部１０２の出力値を所定の値と比
較して、デジタル値として出力する。モデリング部１０
６は、検出部１０４の出力値と既知のデータよりチャン
ネルをモデリングする。タイミング復旧部１０８は、モ
デリング部１０６の各種タップ値中の二つのタップ値よ
りタイミング位相傾斜（ｔｉｍｉｎｇ ｐｈａｓｅ ｇ
ｒａｄｉｅｎｔ）を求め、該求めた傾斜値を以ってサン
プリングタイミング位相を補正する。
【０００９】図２は、図１のモデリング部１０６及びタ
イミング復旧部１０８の詳細なブロック図である。モデ
リング部１０６は、非線形フィルター２１０及び加算器
２２０を備える。非線形フィルター２１０は、符号２１
２乃至２１７で示す複数のタップＰ-N、…、Ｐ-1、
Ｐ0、Ｐ1、…、ＰN及び第１加算器２１１を備える。タ
イミング復旧部１０８は、第２加算器２４１、第１乗算
器２４２、第３加算器２４３、第１遅延器２４４、第２
乗算器２４５、第４加算器２４６及び第２遅延器２４７
を備える。
イミング復旧部１０８の詳細なブロック図である。モデ
リング部１０６は、非線形フィルター２１０及び加算器
２２０を備える。非線形フィルター２１０は、符号２１
２乃至２１７で示す複数のタップＰ-N、…、Ｐ-1、
Ｐ0、Ｐ1、…、ＰN及び第１加算器２１１を備える。タ
イミング復旧部１０８は、第２加算器２４１、第１乗算
器２４２、第３加算器２４３、第１遅延器２４４、第２
乗算器２４５、第４加算器２４６及び第２遅延器２４７
を備える。
【００１０】モデリング部１０６の動作は次の通りであ
る。２進データ列ａk（ａkは＋１または−１）をデータ
貯蔵機器に書き込んだ後に再生または伝送チャンネルを
介して受信してサンプルした信号ｒkは、非線形フィル
ター２１０の複数のタップを介して次のようにデータパ
ターンに応じて可変するパルスｐn（・）にモデリング
される。モデリングされた信号ｐn（・）と予め定まっ
たデータｘk-nとの積と入力信号ｒkの差ｅkは、加算器
２２０を介して数３に示す式（３）のように求められ
る。
る。２進データ列ａk（ａkは＋１または−１）をデータ
貯蔵機器に書き込んだ後に再生または伝送チャンネルを
介して受信してサンプルした信号ｒkは、非線形フィル
ター２１０の複数のタップを介して次のようにデータパ
ターンに応じて可変するパルスｐn（・）にモデリング
される。モデリングされた信号ｐn（・）と予め定まっ
たデータｘk-nとの積と入力信号ｒkの差ｅkは、加算器
２２０を介して数３に示す式（３）のように求められ
る。
【００１１】
【数３】
【００１２】ｂk-1:k-τは、τ個のデータセット
ｂk-1、ｂk-2、…ｂk-τを示す。パルスｐn（ｂk-n+ν
:k-n+1、ｂk-n-1:k-n-τ）はそれぞれのサンプルｎにお
いて、未来νビットのトランジッションｂk-n+ν:k-n+1
と過去τビットのトランジッションｂk-n-1:k-n-τの状
態に応じて可変する値を有する。
ｂk-1、ｂk-2、…ｂk-τを示す。パルスｐn（ｂk-n+ν
:k-n+1、ｂk-n-1:k-n-τ）はそれぞれのサンプルｎにお
いて、未来νビットのトランジッションｂk-n+ν:k-n+1
と過去τビットのトランジッションｂk-n-1:k-n-τの状
態に応じて可変する値を有する。
【００１３】非線形フィルター２１０に入力されるデー
タａk、ｂkは、等化部１０２がトレーニングされる期間
中には知られたデータを使用し、データの検出期間中に
は既に検出されたデータを使用する。
タａk、ｂkは、等化部１０２がトレーニングされる期間
中には知られたデータを使用し、データの検出期間中に
は既に検出されたデータを使用する。
【００１４】式（３）において、ｐn（・）はパターン
状態値ｓkを使用して数４に示す式（４）のように表す
ことができる。
状態値ｓkを使用して数４に示す式（４）のように表す
ことができる。
【００１５】
【数４】
【００１６】ここで、δ（ｍ−ｓk-n）はδ関数であっ
て、ｍ＝ｓk-nの時に１の値を有し、ｍ≠ｓk-nの時は０
の値を有する。ｔは前置（Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示
す。Ｍはパルスｐn（・）の個数であって、２の（τ＋
ν）乗であり、ｓk-n、ｉk-n及びｐnはそれぞれ数５に
示す通りである。
て、ｍ＝ｓk-nの時に１の値を有し、ｍ≠ｓk-nの時は０
の値を有する。ｔは前置（Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示
す。Ｍはパルスｐn（・）の個数であって、２の（τ＋
ν）乗であり、ｓk-n、ｉk-n及びｐnはそれぞれ数５に
示す通りである。
【００１７】
【数５】
【００１８】式（４）は、パルスｐn（ｂ
k-n+ν:k-n+1、ｂk-n-1:k-n-τ）を大きさが各々Ｍであ
る２つのベクトルの積で示したものである。式（４）を
用いて式（３）のｅkを数６に示す式（６）で表すこと
ができる。
k-n+ν:k-n+1、ｂk-n-1:k-n-τ）を大きさが各々Ｍであ
る２つのベクトルの積で示したものである。式（４）を
用いて式（３）のｅkを数６に示す式（６）で表すこと
ができる。
【００１９】
【数６】
【００２０】
【数７】
【００２１】ｓk-n＝０の状態は、現データａk-nを中心
に未来νビットと過去τビットにおいてトランジッショ
ンが立ち上がらない場合を表す。すると、モデリング誤
差の二乗平均を最小化する最適のパルスは、数８に示す
式（８）によって求められる。
に未来νビットと過去τビットにおいてトランジッショ
ンが立ち上がらない場合を表す。すると、モデリング誤
差の二乗平均を最小化する最適のパルスは、数８に示す
式（８）によって求められる。
【００２２】
【数８】
【００２３】この最適パルスを適応的に求める過程は、
数９に示す式（９）である。
数９に示す式（９）である。
【００２４】
【数９】
【００２５】これをより詳細に書くと、数１０に示す式
（１０）である。
（１０）である。
【００２６】
【数１０】
【００２７】したがって、パルスｐn（・）は、ｘk-nが
０でなく、かつｓk-n＝ｉの場合に限って更新され、そ
の他の場合には以前の値をそのまま保つ。
０でなく、かつｓk-n＝ｉの場合に限って更新され、そ
の他の場合には以前の値をそのまま保つ。
【００２８】このパルスは、サンプリングされた信号の
チャンネル特性をモデリングする。ＨＤＤによる多くの
伝送チャンネルは、チャンネル応答模様が対称に近い。
しかし、もっぱら同じアナログ信号であっても、サンプ
リングする際に位相が正確でなければ、パルスの模様が
非対称に近い。図３は、この位相によるパルスのサンプ
ル模様を示すものであって、図３（ａ）は、サンプリン
グ時に位相が正確で、ｐ1とｐ-1の差が出ない場合であ
り、図３（ｂ）は位相が正確でないため位相遅れが生
じ、このためｐ1とｐ-1の差が生じた場合である。
チャンネル特性をモデリングする。ＨＤＤによる多くの
伝送チャンネルは、チャンネル応答模様が対称に近い。
しかし、もっぱら同じアナログ信号であっても、サンプ
リングする際に位相が正確でなければ、パルスの模様が
非対称に近い。図３は、この位相によるパルスのサンプ
ル模様を示すものであって、図３（ａ）は、サンプリン
グ時に位相が正確で、ｐ1とｐ-1の差が出ない場合であ
り、図３（ｂ）は位相が正確でないため位相遅れが生
じ、このためｐ1とｐ-1の差が生じた場合である。
【００２９】したがって、図３（ｂ）のように位相が正
確でない場合、これを補正しなければならない。位相補
正はタイミング復旧部１０８を介してなされる。タイミ
ング復旧部１０８は、非線形的な影響を最小に受けるデ
ータパターンの非対称パルスの模様からサンプリングの
位置を知らせるタイミング位相情報を得て補正する。補
正は次のようになされる。先ず、非線形フィルター２１
０のタップＰ1とＰ-1から第２加算器２４１を介して位
相傾斜ｚkが数１１に示す式（１１）によって求められ
る。
確でない場合、これを補正しなければならない。位相補
正はタイミング復旧部１０８を介してなされる。タイミ
ング復旧部１０８は、非線形的な影響を最小に受けるデ
ータパターンの非対称パルスの模様からサンプリングの
位置を知らせるタイミング位相情報を得て補正する。補
正は次のようになされる。先ず、非線形フィルター２１
０のタップＰ1とＰ-1から第２加算器２４１を介して位
相傾斜ｚkが数１１に示す式（１１）によって求められ
る。
【００３０】
【数１１】
【００３１】ｚkから第１乗算器２４２、第３加算器２
４３及び第１遅延器２４４を介して入力信号と局部タイ
ミングソース（ｌｏｃａｌ ｔｉｍｉｎｇ ｓｏｕｒｃ
ｅ）間の周波数の差分Δk+1が求められ、第２乗算器２
４５、第４加算器２４６及び第２遅延器２４７を介して
タイミング位相ζk+1が数１２に示す式（１２）のよう
に求められる。
４３及び第１遅延器２４４を介して入力信号と局部タイ
ミングソース（ｌｏｃａｌ ｔｉｍｉｎｇ ｓｏｕｒｃ
ｅ）間の周波数の差分Δk+1が求められ、第２乗算器２
４５、第４加算器２４６及び第２遅延器２４７を介して
タイミング位相ζk+1が数１２に示す式（１２）のよう
に求められる。
【００３２】
【数１２】
【００３３】位相傾斜ｚkは、パルスが対称の場合０と
なる。
なる。
【００３４】データ貯蔵機器に保存されたデータを磁気
抵抗ヘッド（Ｍａｇｎｅｔｏ−Ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ ｈ
ｅａｄ）で再生する場合、再生された信号の正または負
の方向に従って再生された信号の特性が異なってくる。
例えば、いままで考慮されたパルスパターンに現在再生
された信号の状態を追加するとしよう。すると、次のよ
うに、現在再生された信号の正または負の方向によって
信号の特性を考慮することができる。すなわち、現デー
タａkが追加されることによって、パルスはｐn（ｂk-n+
ν:k-n+1、ｃk、ｂk-n-1:k-n-τ）に再度定義され、変
数ｃk、Ｍ、ｓkは数１３に示す式（１３）のように再度
定義される。
抵抗ヘッド（Ｍａｇｎｅｔｏ−Ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ ｈ
ｅａｄ）で再生する場合、再生された信号の正または負
の方向に従って再生された信号の特性が異なってくる。
例えば、いままで考慮されたパルスパターンに現在再生
された信号の状態を追加するとしよう。すると、次のよ
うに、現在再生された信号の正または負の方向によって
信号の特性を考慮することができる。すなわち、現デー
タａkが追加されることによって、パルスはｐn（ｂk-n+
ν:k-n+1、ｃk、ｂk-n-1:k-n-τ）に再度定義され、変
数ｃk、Ｍ、ｓkは数１３に示す式（１３）のように再度
定義される。
【００３５】
【数１３】
【００３６】なお、その他の数式は、以前と同様であ
る。
る。
【００３７】図４は、図２の第ｎ番目のフィルタータッ
プＰnの構成例（ｎ＝−Ｎ，…，０，…，Ｎ）である。
図４によれば、データのパターンに応じて別のタップ値
を有する第ｎ番目のフィルタータップＰn（ｎ＝−Ｎ〜
Ｎ）の１実施例の構成は次の通りである。第ｎ番目のフ
ィルタータップＰnは、値Ｗk-nＰnを出力する。
プＰnの構成例（ｎ＝−Ｎ，…，０，…，Ｎ）である。
図４によれば、データのパターンに応じて別のタップ値
を有する第ｎ番目のフィルタータップＰn（ｎ＝−Ｎ〜
Ｎ）の１実施例の構成は次の通りである。第ｎ番目のフ
ィルタータップＰnは、値Ｗk-nＰnを出力する。
【００３８】バッファｐn（ｉ）（ここで、ｉ＝０，
１，…，２の（τ＋ν）乗−１）は、各パターンに対す
るタップ値を保存する。この値は、動作の初期に”ＬＯ
ＡＤ”という制御信号がオン（ＯＮ）されながら、初期
値ｐn 0（ｉ）（ここで、ｉ＝０，１，…，２の（τ＋
ν）乗−１）として指定される。符号４００は０番目の
バッファを、符号４０５は（２の（τ＋ν）乗−１）番
目のバッファを表す。
１，…，２の（τ＋ν）乗−１）は、各パターンに対す
るタップ値を保存する。この値は、動作の初期に”ＬＯ
ＡＤ”という制御信号がオン（ＯＮ）されながら、初期
値ｐn 0（ｉ）（ここで、ｉ＝０，１，…，２の（τ＋
ν）乗−１）として指定される。符号４００は０番目の
バッファを、符号４０５は（２の（τ＋ν）乗−１）番
目のバッファを表す。
【００３９】タップ値マルチプレクサ４１０は、過去τ
ビットトランジッション絶対値のパターンｂk-n-1:k-n-
τと未来νビットトランジッション絶対値のパターンｂ
k-n+ν:k-n+1を入力として、（２の（τ＋ν）乗）個の
バッファ値ｐn（ｉ）（ｉ＝０，１，…，２の（τ＋
ν）乗−１）の内のいずれか一つを出力する。この結果
は、式（４）の演算ｉt k-nｐnに該当する。
ビットトランジッション絶対値のパターンｂk-n-1:k-n-
τと未来νビットトランジッション絶対値のパターンｂ
k-n+ν:k-n+1を入力として、（２の（τ＋ν）乗）個の
バッファ値ｐn（ｉ）（ｉ＝０，１，…，２の（τ＋
ν）乗−１）の内のいずれか一つを出力する。この結果
は、式（４）の演算ｉt k-nｐnに該当する。
【００４０】符号選択器４２５及び現トランジッション
有無選択器４３０は、タップ値マルチプレクサ４１０の
出力ｉt k-nｐnにｘk-nを乗じることと同一の結果を得
る。符号選択器４２５は、ａk-nが１の時はタップ値マ
ルチプレクサ４１０の出力値を、ａk-nが０の時はタッ
プ値マルチプレクサ４１０の出力値に−１を乗じた値を
選択する。以上の過程は、ｂk-nを１と仮定した時、ｘ
k-nをタップ値マルチプレクサ４１０の出力値に乗じる
ことと同様である。次に、現トランジッション有無選択
器４３０は、ｂk-nに応じて符号選択器４２５の出力値
と０の内のいずれか一方を選択して出力する。
有無選択器４３０は、タップ値マルチプレクサ４１０の
出力ｉt k-nｐnにｘk-nを乗じることと同一の結果を得
る。符号選択器４２５は、ａk-nが１の時はタップ値マ
ルチプレクサ４１０の出力値を、ａk-nが０の時はタッ
プ値マルチプレクサ４１０の出力値に−１を乗じた値を
選択する。以上の過程は、ｂk-nを１と仮定した時、ｘ
k-nをタップ値マルチプレクサ４１０の出力値に乗じる
ことと同様である。次に、現トランジッション有無選択
器４３０は、ｂk-nに応じて符号選択器４２５の出力値
と０の内のいずれか一方を選択して出力する。
【００４１】結局、現トランジッション有無選択器４３
０の出力値は、ｗk-nｐn＝ｘk-nｉt nｐnであって、第ｎ
番目のフィルタータップＰnの出力値となる。
０の出力値は、ｗk-nｐn＝ｘk-nｉt nｐnであって、第ｎ
番目のフィルタータップＰnの出力値となる。
【００４２】前記した過程と同時に、第ｎ番目のフィル
タータップＰnは、式（１０）により図２の誤差ｅkを用
いてタップ値を更新する。
タータップＰnは、式（１０）により図２の誤差ｅkを用
いてタップ値を更新する。
【００４３】更新タップ値マルチプレクサ４３５は、未
来νビットトランジッションｂk-n+ν:k-n+1及び過去τ
ビットトランジッションｂk-n-1:k-n-τの入力値に応じ
てバッファｐn（ｉ）（ここで、ｉ＝０，１，…，２の
（τ＋ν）乗−１）の出力値の内のいずれか一つを選択
する。次に、増減値算出手段４４０は、ａk-n、μ及び
誤差ｅkを入力してμａk-nｅkを求める。更新タップ値
算出器４４５は、一種の加算器であって、更新タップ値
マルチプレクサ４３５の出力値にμａk-nｅkを加算す
る。
来νビットトランジッションｂk-n+ν:k-n+1及び過去τ
ビットトランジッションｂk-n-1:k-n-τの入力値に応じ
てバッファｐn（ｉ）（ここで、ｉ＝０，１，…，２の
（τ＋ν）乗−１）の出力値の内のいずれか一つを選択
する。次に、増減値算出手段４４０は、ａk-n、μ及び
誤差ｅkを入力してμａk-nｅkを求める。更新タップ値
算出器４４５は、一種の加算器であって、更新タップ値
マルチプレクサ４３５の出力値にμａk-nｅkを加算す
る。
【００４４】更新タップデマルチプレクサ４５０は、ｂ
k-n+ν:k-n+1及びｂk-n-1:k-n-τを入力として（２の
（τ＋ν）乗）個の値を出力するが、一方の出力端子の
み１の値を有し、残りの（２の（τ＋ν）乗−１）個は
０の値を有する。すなわち、更新タップデマルチプレク
サ４５０は、ｂk-n+ν:k-n+1及びｂk-n-1:k-n-τに応じ
て、（２の（τ＋ν）乗）個のバッファｐn（ｉ）（こ
こで、ｉ＝０，１，…，２の（τ＋ν）乗−１）の内の
いずれか一つを選択する働きをする。制御信号”ＵＰＤ
ＡＴＥ”がハイで、ｂk-n値が１のとき、更新タップ値
算出器４４５の出力値を選択されたバッファの入力値と
し、”ＵＰＤＡＴＥ”がロー、若しくはｂ k-n値が０で
あれば、元のタップ値を続けて保持する。
k-n+ν:k-n+1及びｂk-n-1:k-n-τを入力として（２の
（τ＋ν）乗）個の値を出力するが、一方の出力端子の
み１の値を有し、残りの（２の（τ＋ν）乗−１）個は
０の値を有する。すなわち、更新タップデマルチプレク
サ４５０は、ｂk-n+ν:k-n+1及びｂk-n-1:k-n-τに応じ
て、（２の（τ＋ν）乗）個のバッファｐn（ｉ）（こ
こで、ｉ＝０，１，…，２の（τ＋ν）乗−１）の内の
いずれか一つを選択する働きをする。制御信号”ＵＰＤ
ＡＴＥ”がハイで、ｂk-n値が１のとき、更新タップ値
算出器４４５の出力値を選択されたバッファの入力値と
し、”ＵＰＤＡＴＥ”がロー、若しくはｂ k-n値が０で
あれば、元のタップ値を続けて保持する。
【００４５】図５は、本発明を適用した位相補正過程の
模擬実験結果である。模擬実験に使用した非線形信号
は、次の通りである。先ず、ランダム２進データ列をＲ
ＬＬ（０，４／４）で符号化して得た２進データａ
k（＝＋１，−１）、ｘk（＝ａk−ａk-1）／２に対する
チャンネル信号ｒkは、数１４に示す式（１４）のよう
に、利得ｇkとパルスｈ（ｔ）の位相εkの影響を受ける
データに白色のガウシアン雑音ｎkが加えられた形であ
る。
模擬実験結果である。模擬実験に使用した非線形信号
は、次の通りである。先ず、ランダム２進データ列をＲ
ＬＬ（０，４／４）で符号化して得た２進データａ
k（＝＋１，−１）、ｘk（＝ａk−ａk-1）／２に対する
チャンネル信号ｒkは、数１４に示す式（１４）のよう
に、利得ｇkとパルスｈ（ｔ）の位相εkの影響を受ける
データに白色のガウシアン雑音ｎkが加えられた形であ
る。
【００４６】
【数１４】
【００４７】
【数１５】
【００４８】なお、ｐｗ50は２．５×（９／８）の値を
指定した。そして、雑音の大きさは、数１６に示す式１
６のように定義して加算した。
指定した。そして、雑音の大きさは、数１６に示す式１
６のように定義して加算した。
【００４９】
【数１６】
【００５０】データのトランジッション有無による利得
変化とパルス位相の変化は、次の表１及び表２に各々示
す。
変化とパルス位相の変化は、次の表１及び表２に各々示
す。
【００５１】
【表１】
【００５２】
【表２】
【００５３】図５によれば、上述した非線形信号に対す
る最初の位相誤差は５０％であり、時間が経つにつれて
位相誤差が減少される。符号５００は未来ビット数であ
るν＝０、過去ビット数であるτ＝０、タップ大きさで
あるＮ＝１の線形的なパルスを使用した場合であり、符
号５０２はν＝０、τ＝０、Ｎ＝６である線形的なパル
スを使用した場合である。線形パルスを使用した場合は
タイミング位相にバイアスが存在し、タイミングジッタ
もかなり大きい。符号５０４はν＝１、τ＝１、Ｎ＝１
であるパターンに従属するパルスを使用した場合であっ
て、タイミング位相のバイアスがなく、ジッタも相対的
に小さいことが分かる。
る最初の位相誤差は５０％であり、時間が経つにつれて
位相誤差が減少される。符号５００は未来ビット数であ
るν＝０、過去ビット数であるτ＝０、タップ大きさで
あるＮ＝１の線形的なパルスを使用した場合であり、符
号５０２はν＝０、τ＝０、Ｎ＝６である線形的なパル
スを使用した場合である。線形パルスを使用した場合は
タイミング位相にバイアスが存在し、タイミングジッタ
もかなり大きい。符号５０４はν＝１、τ＝１、Ｎ＝１
であるパターンに従属するパルスを使用した場合であっ
て、タイミング位相のバイアスがなく、ジッタも相対的
に小さいことが分かる。
【００５４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
高密度デジタル磁気貯蔵機器の非線形的なチャンネルを
未来νビットと過去τビットに応じて選択されるトラン
ジッションパルスで示すモデルを用い、正確なタイミン
グ位相を見出すことにより、タイミングジッタとバイア
スを減らすことができる。さらに、パルスモデルのτ、
ν及びＮを選択してタイミング位相の補正性能と複雑度
を適宜トレードオフ（ｔｒａｄｅ ｏｆｆ）可能である
ことから、柔軟である。しかも、信号のサンプリング位
相を補正する過程が一定期間止ってしまうハングアップ
現象が生じない。
高密度デジタル磁気貯蔵機器の非線形的なチャンネルを
未来νビットと過去τビットに応じて選択されるトラン
ジッションパルスで示すモデルを用い、正確なタイミン
グ位相を見出すことにより、タイミングジッタとバイア
スを減らすことができる。さらに、パルスモデルのτ、
ν及びＮを選択してタイミング位相の補正性能と複雑度
を適宜トレードオフ（ｔｒａｄｅ ｏｆｆ）可能である
ことから、柔軟である。しかも、信号のサンプリング位
相を補正する過程が一定期間止ってしまうハングアップ
現象が生じない。
【図１】本発明に係る非線形信号受信機のブロック図で
ある。
ある。
【図２】図１のモデリング部及びタイミング復旧部の詳
細なブロック図である。
細なブロック図である。
【図３】タイミング位相によるパルスサンプル模様を示
す図である。（ａ）はｐ1とｐ-1の差が出ない場合であ
る。（ｂ）はｐ1とｐ-1の差が生じた場合である。
す図である。（ａ）はｐ1とｐ-1の差が出ない場合であ
る。（ｂ）はｐ1とｐ-1の差が生じた場合である。
【図４】図２の第ｎ番目のフィルタータップＰn（ｎ＝
−Ｎ、…、０、…、Ｎ）の構成例である。
−Ｎ、…、０、…、Ｎ）の構成例である。
【図５】本発明を適用した位相補正過程の模擬実験結果
を示すグラフである。
を示すグラフである。
１００ アナログ−デジタル変換部 １０２ 等化部 １０４ 検出部 １０６ モデリング部 １０８ タイミング復旧部
Claims (6)
- 【請求項１】 ２進データ列を伝送チャンネルを介して
受信または貯蔵機器に書き込まれたデータを再生した入
力信号ｒ（ｔ）より、元のデータａkを検出する非線形
信号受信機において、 サンプリングタイミング位相に応じて前記入力信号をサ
ンプリングし、デジタル信号ｒkに変換するアナログ−
デジタル変換部と、 ２Ｎ＋１個のタップＰn（ｎ＝−Ｎ，…，０，…，Ｎ）
を具備し、各タップは未来ν個及び過去τ個のデータト
ランジッション絶対値の各パターンｂk-n+ν:k -n+1、ｂ
k-n-1:k-n-τに応じて（２の（τ＋ν）乗）個の内のい
ずれか一つのタップ値を選択し、前記選択されたタップ
値とデータトランジッション値ｘk-nより前記サンプリ
ング信号に対するチャンネル特性を推定するモデリング
部と、 前記ｘk-n＝（ａk-n−ａk-n-1）／２∈｛−１，０，
１｝で、ｂk-n＝｜ｘk-n｜∈｛０，１｝であり、前記ｂ
k-n-1:k-n-τ＝（ｂk-n-1 ｂk-n-2…ｂk-n-τ）、前記
ｂk-n+ν:k-n+1＝（ｂk-n+νｂk-n+ν-1…ｂk-n+1）
で、ｎ＝−Ｎ，…，０，…，Ｎであり、 前記モデリング部のタップの内Ｐ0を中心に互いに対称
的な位置にあるタップの値の差分を位相傾斜とすると
き、前記位相傾斜より前記アナログ−デジタル変換部の
サンプリングタイミング位相を調節するタイミング復旧
部と、 前記アナログ−デジタル変換部の出力値の劣化された特
性を補償する等化部と、 前記等化部の出力をデジタル値に変換して元の信号を検
出する検出部と、 を備えることを特徴とする非線形信号受信機。 - 【請求項２】 前記位相傾斜は、 ｐ1（０）−ｐ-1（０）であることを特徴とする請求項
１に記載の非線形信号受信機。 - 【請求項３】 前記モデリング部は、 それぞれのサンプルｎにおいて、未来νビットのトラン
ジッションｂk-n+ν:k -n+1と過去τビットのトランジッ
ションｂk-n-1:k-n-τの状態に応じて（２の（τ＋ν）
乗）個のパルスｐn（ｂk-n+ν:k-n+1、ｂ
k-n-1:k-n-τ）の内選択された値と前記データトランジ
ッション値とを乗じて出力する２Ｎ＋１個のタップと、 前記各タップの出力値を全て加算する加算器と、 を備えることを特徴とする請求項１に記載の非線形信号
受信機。 - 【請求項４】 前記ｐn（ｂk-n+ν:k-n+1、ｂ
k-n-1:k-n-τ）は、 前記ｒkと前記加算器の出力値との差分を誤差とすると
き、前記誤差の二乗平均を最小化するように更新される
ことを特徴とする請求項３に記載の非線形信号受信機。 - 【請求項５】 前記タップは、 未来ν個及び過去τ個の他に下記の式（１）の現データ
ｃkを考慮して、各タップが（２の（τ＋ν＋１）乗）
個の内のいずれか一つの値を選択することを特徴とする
請求項３に記載の非線形信号受信機。 【数１】 - 【請求項６】 前記タイミング復旧部は、 α、βがステップサイズで、ｋ番目の位相傾斜がｚkで
あるとき、前記ｒ（ｔ）と前記ｒ（ｔ）のサンプリング
のための局部タイミングソース間のｋ＋１番目の周波数
差分Δk+1、及びｋ＋１番目のタイミング位相ζk+1は下
記の式（２）で求めることを特徴とする請求項１に記載
の非線形信号受信機。 【数２】
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1998-14052 | 1998-04-20 | ||
| KR1019980014052A KR100459879B1 (ko) | 1998-04-20 | 1998-04-20 | 비선형 신호 수신기 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11353815A true JPH11353815A (ja) | 1999-12-24 |
| JP4100814B2 JP4100814B2 (ja) | 2008-06-11 |
Family
ID=19536479
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10397899A Expired - Fee Related JP4100814B2 (ja) | 1998-04-20 | 1999-04-12 | 非線形信号受信機 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6335949B1 (ja) |
| JP (1) | JP4100814B2 (ja) |
| KR (1) | KR100459879B1 (ja) |
| DE (1) | DE19917357B4 (ja) |
| FR (1) | FR2779300B1 (ja) |
| GB (1) | GB2338627B (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US6529549B1 (en) * | 2000-07-27 | 2003-03-04 | 2Wire, Inc. | System and method for an equalizer-based symbol timing loop |
| JP3609721B2 (ja) * | 2000-12-19 | 2005-01-12 | 株式会社東芝 | デジタルデータ再生装置及びデジタルデータ再生方法 |
| KR100603606B1 (ko) * | 2000-12-26 | 2006-07-24 | 한국전자통신연구원 | 최소 대역폭 시스템의 클럭 복구 장치 및 그 방법 |
| US7239682B2 (en) * | 2002-11-12 | 2007-07-03 | Carnegie Mellon University | Timing recovery system and method |
| US20060109940A1 (en) * | 2004-11-22 | 2006-05-25 | Troy Beukema | Timing bias compensation for a data receiver with decision-feedback equalizer |
| US8284870B1 (en) * | 2006-02-07 | 2012-10-09 | Link—A—Media Devices Corporation | Timing loop |
| US7917563B1 (en) | 2006-02-07 | 2011-03-29 | Link—A—Media Devices Corporation | Read channel processor |
| US8385187B2 (en) * | 2008-02-08 | 2013-02-26 | Ecole Polytechnique Federale De Lausanne (Epfl) | Method for retrieving data from ultra wideband radio transmission signals and receiver implementing said method |
| WO2010010541A1 (en) * | 2008-07-25 | 2010-01-28 | Nxp B.V. | Method of correcting timing jitter in an adc, and an adc |
| EP2290870B1 (en) * | 2009-09-01 | 2012-12-05 | EPFL Ecole Polytechnique Fédérale de Lausanne | Method for estimating and correcting a drift between clocks of a receiving transceiver and a corresponding emitting transceiver, and receiver for implementing said method |
| JP2012049863A (ja) * | 2010-08-27 | 2012-03-08 | Renesas Electronics Corp | 半導体装置 |
| US9065895B2 (en) * | 2012-02-22 | 2015-06-23 | Broadcom Corporation | Non-linear echo cancellation |
| KR20210082946A (ko) * | 2019-12-26 | 2021-07-06 | 삼성전자주식회사 | 레이더 신호 처리 장치 및 방법 |
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|---|---|---|---|---|
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| US5216554A (en) * | 1991-07-01 | 1993-06-01 | International Business Machines Corporation | Digital phase error estimator |
| JP3355690B2 (ja) * | 1993-03-31 | 2002-12-09 | ソニー株式会社 | クロック再生装置 |
| KR100297827B1 (ko) * | 1994-06-30 | 2001-10-24 | 윤종용 | 고밀도저장기기에있어서디코딩방법및장치 |
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-
1998
- 1998-04-20 KR KR1019980014052A patent/KR100459879B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1999
- 1999-04-06 US US09/286,292 patent/US6335949B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-12 JP JP10397899A patent/JP4100814B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-16 FR FR9904839A patent/FR2779300B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-16 DE DE19917357A patent/DE19917357B4/de not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-20 GB GB9909058A patent/GB2338627B/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2338627B (en) | 2003-03-19 |
| US6335949B1 (en) | 2002-01-01 |
| GB9909058D0 (en) | 1999-06-16 |
| FR2779300A1 (fr) | 1999-12-03 |
| JP4100814B2 (ja) | 2008-06-11 |
| KR19990080652A (ko) | 1999-11-15 |
| DE19917357B4 (de) | 2009-04-09 |
| KR100459879B1 (ko) | 2005-01-15 |
| FR2779300B1 (fr) | 2005-01-14 |
| DE19917357A1 (de) | 1999-10-21 |
| GB2338627A (en) | 1999-12-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
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|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20070808 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20070815 |
|
| A521 | Written amendment |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080304 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |