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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine statische Halbleitervorrichtung
und auf ein Verfahren zum Testen derselben.
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Insbesondere
bezieht sie sich auf eine statische Halbleitervorrichtung, die zum
Erzeugen einer Bedingung bzw. eines Zustandes, der vergleichbar zu
einer Testumgebung bei niedriger Temperatur ist, bei normaler Temperatur
oder bei hoher Temperatur in der Lage ist, und auf ein Verfahren
zum Testen derselben.
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31 ist
ein Schaltbild, das Details einer Speicherzelle eines statischen
Speichers mit wahlfreiem Zugriff (im folgenden als SRAM bezeichnet) als
eine herkömmliche
statische Halbleitervorrichtung zeigt.
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Unter
Bezugnahme auf 31, die herkömmliche SRAM-Speicherzelle
weist Treibertransistoren 57 und 59, Zugriffstransistoren 53 und 55 und
Hochwiderstandselemente 61 und 63 auf. Eine Bitleitung
BL ist mit einem NMOS-Transistor 43 als einer Bitlei tungslast
verbunden, und eine Bitleitung/BL ist mit einem NMOS-Transistor 45 als
einer Bitleitungslast verbunden.
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Ein
Lesebetrieb derselben wird nun beschrieben. Wenn angenommen wird,
daß ein
Speicherknoten SN1 auf einem hohen Niveau (Potentialniveau, im folgenden
auch als Pegel bezeichnet) ist und das Potential eines Speicherknotens
SN2 auf einem niedrigen Niveau ist, ist der Treibertransistor 57 abgeschaltet
und der Treibertransistor 59 ist angeschaltet. Angenommen,
daß das
Potential einer Wortleitung WL auf niedrigem Niveau und nicht in
einem ausgewählten
Zustand ist, sind die Zugriffstransistoren 53 und 55 beide
abgeschaltet. Wenn das Potential der Wortleitung WL ein hohes Niveau
erreicht und ihr Zustand sich in einen ausgewählten Zustand ändert, werden
die Zugriffstransistoren 53 und 55 beide angeschaltet.
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Dann
fließt
ein Gleichstrom, das heißt
ein Spaltenstrom, durch einen Weg von eine Stromversorgung 41 → NMOS-Transistor 45 → Bitleitung/BL → Zugriffstransistor 55 → Treibertransistor 59 → Masse 65.
Der anfänglich
fließende
Spaltenstrom erhöht das
Potentialniveau (Pegel) der Masse 65, die als die Source
des Treibertransistors 59 dient, und als ein Ergebnis wird
das Potential des Speicherknotens SN2 auf dem niedrigen Niveau leicht
erhöht.
Das Potential des Speicherknotens SN2 exakt in dem Moment, wenn
die Wortleitung WL ansteigt, wird durch v0+v1 dargestellt, wobei
v1 das erhöhte
Potential und v0 das Drainpotential des Treibertransistors 59 bei
einem An-Widerstand des Treiberstransistors darstellt. Das Potential
schwingt sich auf v0 ein bzw. klingt auf v0 ab, wenn ein gewisser
Zeitraum abgelaufen ist.
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Des
weiteren, da das Potential des Speicherknotens SN2, das als das
Gatepotential des Treibertransistors 57 dient, leicht erhöht ist,
wird der Zustand des Treibertransistors 57 von dem nicht-leitenden Zustand
zu einem leicht leitenden Zustand verändert. Dieses verursacht, daß das Potential
des Speicherknotens SN1 von dem hohen Niveau (Pegel) abfällt. Das
Potential des Speicherknotens SN1 exakt zu dem Moment, wenn die
Wortleitung BL ansteigt, wird durch eine Stromversorgungsspannung
Vcc-v2 dargestellt,
wobei v2 den Betrag des Potentialabfalls darstellt. Wenn ein gewisser
Zeitraum abgelaufen ist, klingt das Potential des Speicherknotens
SN1 auf eine Stromversorgungsspannung Vcc-Vth ab bzw. schwingt sich
auf diese ein, wobei Vth die höhere Schwellspannung
aus der Schwellspannung des NMOS-Transistors 43 und
der Schwellspannung des Zugriffstransistors 53 darstellt.
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Die
Datenhalteeigenschaften werden durch die Beziehung in der Größe bzw.
der Höhe
des Potentials des Speicherknotens SN1 exakt in dem Moment, wenn
die Wortleitung WL ansteigt, d.h.
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Vhold-v2,
und dem Potential des Speicherknotens SN2, d.h. v0+v1, bestimmt,
wobei Vhold eine Stromversorgungsspannung beim Datenhalten darstellt.
Genauer gesagt, wenn das Potential des Speicherknotens SN1, das
durch Vhold-v2 dargestellt wird, größer als dasjenige des Speicherknotens
SN2, das durch v0+v1 dargestellt wird, ist, werden Daten normalerweise
gehalten. Wenn das Potential des Speicherknotens SN1, das durch
Vhold-v2 dargestellt wird, kleiner als dasjenige des Speicherknotens SN2,
das durch v0+v1 dargestellt wird, ist, werden gehaltene Daten invertiert.
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Daher
ist eine der härtesten
Bedingungen für das
Datenhalten der Speicherzellen der Moment, in dem die Differenz
zwischen dem Potential des Speicherknotens SN1 und dem Potential
des Speicherknotens SN2 vermindert wird, das heißt, der Moment, zu dem die
Wortleitung WL (das heißt
deren Potential bzw. Spannung) ansteigt (welches ein erster Faktor ist,
der verursacht, daß eine
Speicherzelle instabil wird). Des weiteren kann zum Reduzieren des
Stromverbrauchs zum Datenhalten die Stromversor gungsspannung Vhold
beim Datenhalten reduziert werden. Dieses reduziert die Differenz
zwischen dem Potential des Speicherknotens SN1 und dem Potential
des Speicherknotens SN2 weiter, und daher kann eine Dateninversion
leicht verursacht werden (welches ein zweiter Faktor ist, der verursacht,
daß eine
Speicherzelle instabil wird). Des weiteren kann eine Dateninversion
leicht verursacht werden, falls ein leichter Leckstrom aufgrund
eines leichten Defektes oder ähnlichem
an dem Speicherknoten SN1 verursacht wird, dessen Potential auf
einem hohen Niveau bzw. Pegel gehalten wird (welches ein dritter
Faktor ist, der verursacht, daß eine
Speicherzelle instabil wird). Des weiteren wird eine Speicherzelle
weiter bei niedriger Temperatur instabil gemacht (welches ein vierter
Faktor ist, der verursacht, daß eine
Speicherzelle instabil wird).
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Ein
Grund für
eine Destabilisierung einer Speicherzelle bei niedriger Temperatur
wird nun im Detail beschrieben. Eine Änderung in einer Stromversorgungsspannung,
die von einer Stromzuführung 41 zugeführt wird,
stimmt nicht mit einer Änderung
im Potential des Speicherknotens SN1, der mit einer Stromversorgungsspannung
von der Stromversorgung 41 über das Hochwiderstandselement 61 versorgt
wird, überein
(d.h., des Speicherknotens, der auf ein Potential auf hohem Niveau
gesetzt ist). Genauer gesagt, das Potential des Speicherknotens SN1 ändert sich
mit einer Zeitkonstante RC, die durch ein Produkt eines Widerstandswertes
R des Hochwiderstandselementes 61 und eines Kapazitätswertes
C des Speicherknotens SN1 dargestellt wird.
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32 illustriert
eine Änderung
im Potential des Speicherknotens SN1, der bei normaler Temperatur
auf ein hohe Niveau gesetzt ist. Unter Bezugnahme auf 32,
wenn die Stromversorgungsspannung Vcc von einem VccH-Pegel zu einem
VccL-Pegel geändert
wird, wird das Potential des Speicherknotens SN1 ebenfalls, der Änderung
der Stromversorgungsspannung folgend, geändert. Dies gilt auch, wenn
die Stromversorgungsspannung von dem VccL-Pegel zu dem VccH-Pegel
geändert
wird. Das heißt,
bei der normalen Temperatur stimmen Änderungen in der Stromversorgungsspannung,
die von der Stromversorgung 41 zugeführt werden, verfaßt mit Änderungen
in dem Potential des Speicherknotens SN1, der auf ein hohes Niveau
bzw. auf einen hohen Pegel gesetzt ist, nahezu überein. Es sollte bemerkt werden,
daß die
Hochwiderstandselemente 61 und 63 im allgemeinen
aus Polysilizium ausgebildet sind. Polysilizium weist Temperatureigenschaften
der Leitfähigkeit
auf und der Widerstandwert ist bei niedrigerer Temperatur erhöht. Daher
benötigt,
je niedriger die Temperatur ist, ein Übergang des Potentials des
Speicherknotens SN1, der auf einen hohen Pegel gesetzt ist, eine
längere
Zeit (RC) als eine Änderung
der Stromversorgungsspannung, die von der Stromversorgung 41 zugeführt wird.
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33 illustriert
eine Änderung
des Potentials des Speicherknoten SN1, der bei niedriger Temperatur
auf einen hohen Pegel gesetzt ist. Unter Bezugnahme auf 33,
wenn die von der Stromversorgung 41 zugeführte Stromversorgungsspannung von
dem VccH-Pegel auf den VccL-Pegel geändert wird, ändert sich
das Potential des Speicherknoten SN1 langsamer als die Änderung
der Stromversorgungsspannung Vcc. Das gilt auch, wenn die Stromversorgungsspannung
Vcc von dem VccL-Pegel auf den VccH-Pegel geändert wird. Das heißt, ein Übergang
des Potentials des Speicherknotens SN1, der auf einen hohen Pegel
gesetzt ist, benötigt
bei niedriger Temperatur eine längere
Zeit (RC) als eine Änderung
der Stromversorgungsspannung Vcc benötigt. Daher fließt, falls
eine Wortleitung WL einen Pegel annimmt und eine Speicherzelle während eines Übergangs
des Potentials des Speicherknoten SN1 vom VccL-Pgel auf den VccH-Pegel
ausgewählt
wird, das heißt
bevor das Potential des Speicherknotens SN1 den VccL-Pegel erreicht,
ein Spaltenstrom in der Speicherzelle und die Speicherzelle fällt in die
instabilste Bedingung bzw. den instabilsten Zustand.
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Die
Speicherzellen sind typischerweise mit einem ausreichenden Spielraum
entworfen, so daß sie
Daten selbst in einer solchen instabilen Bedingung zufriedenstellend
halten. Tatsächlich
wird jedoch ein nicht zufriedenstellendes Datenhalten durch die
oben beschriebenen Faktoren verursacht, und daher wird es benötigt, daß ein SRAM,
der eine solche defekte Speicherzelle aufweist, entfernt wird. Das
nicht zufriedenstellende Datenhalten, das durch die vier oben beschriebenen
Faktoren verursacht wird, wird im folgenden als "Niedrigtemperatur-Haltedefekt" bezeichnet. Zum
Entfernen eines SRAM, der eine Speicherzelle enthält, die
den Niedrigtemperatur-Haltedefekt aufweist, wird eine Testumgebung
bei niedriger Temperatur kreiert, um das Testen in dieser Umgebung
ausführen
zu können
bzw. auszuführen.
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Unter
Bezugnahme auf 33, ein Test, der in einer solchen
Umgebung mit niedriger Temperatur ausgeführt wird, wird nun beschrieben.
Bei niedriger Temperatur wird die Stromversorgungsspannung Vcc zum
Zeitpunkt T0 von dem VccL-Pegel auf den VccH-Pegel geändert. Dann wird eine Speicherzelle ausgewählt und
ein Spaltenstrom fließt
in sie. Des weiteren wird, nachdem das Potential des Speicherknotens
einen lesbaren Pegel erreicht hat, ein Wert aus der Speicherzelle
gelesen. Der gelesene Wert wird mit einem bei normaler Temperatur
vor dem Plazieren des SRAM in der Niedrigtemperatur-Umgebung eingeschriebenen
Wert verglichen, um zu bestimmen, ob ein Niedrigtemperatur-Haltedefekt
verursacht worden ist.
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Daher
ist es für
herkömmliche
SRAMs notwendig, eine Niedrigtemperatur-Testumgebung zum Testen
des Niedrigtemperatur-Haltedefekts
und zum Ausführen
des Testens in der Umgebung zu kreieren. Dieses verursacht enorme
Kosten zur Kreierung der Niedrigtemperatur-Testumgebung.
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Aus
der
DE 40 22 157 C2 ist
eine statische Halbleitervorrichtung bekannt mit einer Mehrzahl
von Speicherzellen, die jeweils einen ersten und einen zweiten Spannungsknoten
aufweisen, die auf unterschiedliche Spannungspotentiale zu setzen
sind.
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine statische Halbleiterspeichervorrichtung, der
zum Kreieren der Bedingung, die vergleichbar zu der Niedrigtemperatur-Testumgebung
ist, bei normaler Temperatur oder bei einer Temperatur, die höher als
die normale Temperatur ist, ohne Kreieren einer Niedrigtemperatur-Testumgebung
in der Lage ist bzw. eine statische Halbleiterspeichervorrichtung,
die zum Detektieren eines Niedrigtemperatur-Haltedefektes bei normaler
Temperatur oder einer Temperatur, die höher als die normale Temperatur
ist, in der Lage ist sowie ein Verfahren zum Testen einer solchen
statischen Halbleiterspeichervorrichtung anzugeben.
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Diese
Aufgabe wird gelöst
durch eine statische Halbleiterspeichervorrichtung nach Anspruch
1 bzw. ein Verfahren nach Anspruch 12.
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Weiterbildungen
der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Da
eine Stromversorgungsspannung, die an eine Speicherzelle in einer
statischen Halbleiterspeichervorrichtung entsprechend des ersten
Aspekts der vorliegenden Erfindung angelegt wird, entsprechend der
Statusänderungsdetektionsschaltung
geändert
wird, kann eine Stromversorgungsspannung, die kleiner als diejenige
für den
normalen Gebrauch ist, an eine Speicherzelle beim Ausführen eines
Testens angelegt werden. Derart kann die Potentialdifferenz zwischen
dem ersten Speicherknoten und dem zweiten Speicherknoten eine Speicherzelle
verglichen mit derjenigen beim normalen Gebrauch vermindert werden.
Dieses erlaubt eine Bedingung bzw. einen Zustand, der vergleichbar
mit demjenigen einer Halbleiterspeichervorrichtung ist, die einer
Niedrigtemperatur-Umgebung plaziert ist und derart können die
Kosten, die zum Kreieren bzw. Erzeugen einer Testumgebung benötigt werden,
reduziert werden. Des weiteren kann ein Niedrigtemperatur-Haltedefekt bei normaler
Temperatur oder einer Temperatur, die höher als die normale Temperatur
ist, detektiert werden.
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Da
ein Verfahren zum Testen einer statischen Halbleiterspeichervorrichtung
entsprechend des zweiten Aspektes die Potentialdifferenz zwischen
einem ersten Speicherknoten und einem zweiten Speicherknoten einer
Speicherzelle auf eine Differenz bringt, die kleiner als diejenige
beim normalen Gebrauch ist, kann eine Bedingung bzw. ein Zustand kreiert
werden, der vergleichbar zu demjenigen einer statischen Halbleiterspeichervorrichtung
ist, die in einer Niedrigtemperatur-Umgebung plaziert ist. Des weiteren
kann ein Niedrigtemperatur-Halteeffekt bei der normalen Temperatur
oder einer Temperatur, die höher
als die normale Temperatur ist, detektiert werden.
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Weitere
Merkmale und Zweckmäßigkeiten von
Ausführungsbeispielen
der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen
der Erfindung anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen:
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1 eine
schematische Blockdarstellung, die den gesamten Aufbau eines SRAM
entsprechend einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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2 eine
schematische Blockdarstellung, die das Speicherzellenfeld und den
peripheren Abschnitt desselben, die in 1 gezeigt
sind, zeigt;
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3 ein
Schaltbild, das Details der in 2 gezeigten
Speicherzelle zeigt;
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4 ein
Schaltbild, das Details eines ande ren Beispiels der in 2 gezeigten
Speicherzelle zeigt;
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5 ein
Schaltbild, das Details eines abermals weiteren Beispiels der in 2 gezeigten
Speicherzelle zeigt;
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6 eine
Signalformdarstellung, die den Zeitablauf eines Betriebes eines
SRAM entsprechend der Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung illustriert;
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7 ein
Schaltbild, das Details der Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung,
die in 1 gezeigt ist, zeigt;
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8A und 8B Zeitablaufdiagramme, die
Betriebsabläufe
einer Statusänderungsdetektionsschaltung 77 und
einer Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79, die
in 7 gezeigt sind, zeigen;
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9 ein
Schaltbild, das Details der in 7 gezeigten
Statusänderungsdetektionsschaltung zeigt;
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10A und 10B Zeitablaufdiagramme zum
Illustrieren von Betriebsabläufen
der Statusänderungsdetektionsschaltung 77 und
der Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79, die in 9 gezeigt
sind;
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11 ein
Schaltbild, das Details eines anderen Beispiels des Spannungsherunterwand lers 81, der
in 7 gezeigt ist, zeigt;
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12–24 Schaltbilder,
die jeweils Details eines abermals weiteren Beispiels des Spannungsherunterwandlers 81,
der in 7 gezeigt ist, zeigen;
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25 ein
Schaltbild, das Details eines anderen Beispiels der Statusänderungsdetektionsschaltung 77,
die in 7 gezeigt ist, zeigt;
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26A und 26B Zeitablaufdiagramm zum
Illustrieren von Betriebsabläufen
der Statusänderungsdetektionsschaltung 77 und
der Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79, die in 25 gezeigt
sind;
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27 ein
Schaltbild, das Detail eines abermals weiteren Beispiels der Statusänderungsdetektionsschaltung 77,
die in 7 gezeigt ist, zeigt;
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28A und 28B Zeitablaufdiagramme zum
Illustrieren von Betriebsabläufen
der Statusänderungsdetektionsschaltung 77 und
der Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79, die in 27 gezeigt
sind;
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29 ein
Schaltbild, das Details eines abermals weiteren Beispiels der Statusänderungsdetektionsschaltung 77,
die in 7 gezeigt ist, zeigt;
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30A und 30B Zeitablaufdiagramme zum
Illustrieren von Betriebsabläufen
der Statusänderungsdetektionsschaltung 77 und
der Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79, die in 29 gezeigt
sind;
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31 ein
Schaltbild, das Details einer herkömmlichen SRAM-Speicherzelle
zeigt;
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32 eine
Illustration einer Änderung
des Potentials eines Speicherknotens (SN1) eines herkömmlichen
SRAM bei normaler Temperatur; und
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33 eine
Illustration der Änderung
des Potentials eines Speicherknotens (SN1) eines herkömmlichen
SRAM bei niedrigerer Temperatur.
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1 ist
eine schematische Blockdarstellung, die den gesamten Aufbau eines
SRAM einer statischen Halbleiterspeichervorrichtung entsprechend
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt. Unter Bezugnahme auf 1,
der SRAM weist Gruppen von Adreßeingabeanschlüssen 1 und 3,
einen CS-Eingabeanschluß 5,
einen /CS-Eingabeanschluß 7,
einen /WE-Eingabeanschluß 9,
einen /OE-Eingabeanschluß 11,
einen Datenausgabeanschluß 13,
einen Dateneingabeanschluß 15,
einen SP-Eingabeanschluß 101,
einen Zeilenadreßpuffer 17,
einen Zeilendekoder 19, eine Gruppe von Bitleitungslasten 21,
ein Speicherzellenfeld 23, einen Multiplexer 25,
einen Spaltendekoder 27, einen Spaltenadreßpuffer 29,
eine Lese/Schreib-Steuerschaltung 31, einen Leseverstärker 33,
einen Ausgabedatenpuffer 35, ein Schreibpuffer 37,
ein Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79, eine
Statusände rungsdetektionsschaltung 77,
einen Eingabedatenpuffer 39 und eine Datenausgabesteuerschaltung 40 auf.
Der CS-Eingabeanschluß 5,
der /CS-Eingabeanschluß 7,
der /OE-Eingabeanschluß 11 und
die Datenausgabesteuerschaltung 40 sind nicht notwendigerweise
vorgesehen.
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Die
Gruppe von Adreßeingabeanschlüssen 1 empfängt ein
Zeilenadreßsignal.
Der Zeilenadreßpuffer 17 verstärkt oder
invertiert ein Zeilenadreßsignal.
Der Zeilendekoder 19 dekodiert ein Zeilenadreßsignal,
das der Gruppe von Adreßeingabeanschlüssen 1 eingegeben
wird. Die Gruppe von Adreßeingabeanschlüssen 3 empfängt ein
Spaltenadreßsignal. Der
Spaltenadreßpuffer 29 verstärkt oder
invertiert ein Spaltenadreßsignal.
Der Spaltendekoder 27 dekodiert ein Spaltenadreßsignal,
das der Gruppe von Adreßeingabeanschlüssen 3 eingegeben
wird. Das Speicherzellenfeld 23 weist Speicherzellen (nicht
gezeigt) zum Speichern von Information, die in einer Matrix angeordnet
sind, auf.
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Der
Leseverstärker 33 detektiert
bzw. erfaßt und
verstärkt
eine gelesene Spannung, die eine kleine Amplitude aufweist. Der
Ausgabedatenpuffer 35 verstärkt eine Ausgabe des Leseverstärkers 33 auf den
Pegel, der nach außen
(extern) auszugeben ist. Die Datenausgabesteuerschaltung 40 erlaubt
eine Ausgabe des Ausgabedatenpuffers 35, die dem Datenausgabeanschluß 13 zuzuführen ist,
wenn ein Ausgabefreigabesignal (Ausgabesteuersignal) /OE, das von
dem /OE-Eingabeanschluß 11 eingegeben wird
bzw. ist, einen niedrigen Pegel annimmt. Der Datenausgabeanschluß 13 gibt
eine Ausgabe von dem Datenausgabepuffer 35 aus, das heißt Ausgabedaten
Do. Der Dateneungabeanschluß 15 empfängt Schreibdaten
Di. Der Eingabedatenpuffer 39 verstärkt ein Signal (Schreibdaten
Di), das dem Eingabeanschluß 15 eingegeben
wird bzw. ist. Der Schreibdatenpuffer 37 konvertiert den
Wert Di, der durch den Eingabedatenpuffer 39 verstärkt worden ist,
in einen Wert, der in eine Speicherzelle zu schreiben ist.
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Der
CS-Eingabeanschluß 5 empfängt ein Chipauswahlsignal
CS. Wenn das Chipauswahlsignal CS einen hohen Pegel annimmt, wird
ein Chip (SRAM) in einen ausgewählten
Zustand gesetzt bzw. gebracht. Der /CS-Eingabeanschluß 7 empfängt ein Chipauswahlsignal
/CS. Wenn das Chipauswahlsignal /CS auf einem niedrigen Pegel ist,
wird bzw. ist der Chip (SRAM) in einen ausgewählten Zustand gesetzt. Der
/WE-Eingabeanschluß 9 empfängt ein Schreibfreigabesignal
(ein Lese/Schreib-Steuersignal) /WE. Wenn das Schreibfreigabesignal
/WE auf einem niedrigen Pegel ist, kann ein Wert in eine Speicherzelle
geschrieben werden. Wenn das Schreibfreigabesignal /WE einen hohen
Pegel annimmt, kann ein Wert aus einer Speicherzelle gelesen werden.
Das Lese/Schreib-Steuersignal 31 steuert den Leseverstärker 33,
den Ausgabedatenpuffer 35, den Schreibpuffer 37 und ähnliches
entsprechend des Auswählens/Nicht-Auswählens eines
Chips und eines Datenlesemodus/Datenschreibmodus. Die Gruppe von
Bitleitungslasten 21 setzt Bitleitungen (nicht gezeigt)
des Speicherzellenfeldes 23 auf ein vorbestimmtes Potential.
Das heißt,
die Gruppe von Bitleitungslasten 21 lädt Bitleitungen vor.
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2 ist
eine schematische Blockdarstellung, die das Speicherzellenfeld 23 und
den peripheren Abschnitt desselben in dem in 1 gezeigten SRAM
zeigt. Abschnitte, die ähnlich
zu denjenigen sind, die in 1 gezeigt
sind, sind durch die identischen Bezugszeichen bezeichnet, und die
Beschreibung derselben wird, wenn es passend ist, nicht wiederholt.
Unter Bezugnahme auf 2, das Speicherzellenfeld 23 weist
Speicherzellen 51a-51d, die an Schnittpunkten
von Bitleitungen BL und /BL mit Wortleitungen WL angeordnet sind,
auf. Während
Speicherzellen in dem Aufbau mit zwei Zeilen und zwei Spalten in 2 im
Wege des Beispiels gezeigt sind, können drei oder mehr Zeilen
und drei oder mehr Spalten das Speicherzellenfeld aufbauen.
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Die
Gruppe von Bitleitungslasten 21 weist NMOS-Transistoren 43,
die jeweils zwischen einer Bitleitung BL des Speicherzellenfeldes 23 und
einem Knoten, der eine Stromversorgungsspannung Vcc von einer Stromversorgung 41 empfängt, vorgesehen
sind, und NMOS-Transistoren 45, die jeweils zwischen einer
Bitleitung /BL des Speicherzellenfeldes 23 und einem Knoten,
der die Stromversorgungsspannung Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, vorgesehen
sind, auf. Die Gates der NMOS-Transistoren 43 und 45 empfangen
die Stromversorgungsspannung Vcc von der Stromversorgung 41.
Die Stromversorgung 41 ist eine externe Stromversorgung.
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Der
Multiplexer 25 weist NMOS-Transistoren 47, die
jeweils zwischen einer Bitleitung BL des Speicherzellenfeldes 23 und
einer Eingabe/Ausgabe-Leitung IO vorgesehen sind, und NMOS-Transistoren 49,
die jeweils zwischen einer Bitleitung /BL des Speicherzellenfeldes 23 und
eine Eingabe/Ausgabeleitung /IO vorgesehen sind, auf. Der Spaltendekoder 27 ist
mit den Gates der NMOS-Transistoren 47 und 49 verbunden.
Der Zeilendekoder 19 ist mit den Wortleitungen WL verbunden.
Der Leseverstärker 33 ist
mit einem Paar von Eingabe/Ausgabe-Leitungen IO und /IO verbunden
und erfaßt
und verstärkt
die Differenz im Potential zwischen den gepaarten Eingabe/Ausgabe-Leitungen
IO und /IO.
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Ein
Ausgabeknoten des Leseverstärkers 33 ist
mit einem Eingabeknoten des Ausgabedatenpuffers 35 verbunden.
Der Ausgabedatenpuffer 35 verstärkt eine Ausgabe des Leseverstärkers 33 zur
Ausbildung von Ausgabedaten bzw. eines Ausgabewertes Do. Der Ausgabewert
Do wird nach außen
(extern) von dem Datenausgabeanschluß 13 als Reaktion
auf das Ausgabefreigabesignal /OE ausgegeben. Ein Eingabeknoten
des Eingabedatenpuffers 39 ist mit dem Dateneingabeanschluß 15 verbunden,
und ein Ausgabeknoten des Einabedatenpuffers 39 ist mit einem
Eingabeknoten des Schreibpuffers 37 verbunden. Ein Ausgabeknoten
des Schreibpuffers 37 ist mit dem Paar von Eingabe/Ausgabe-Leitungen
IO und /IO verbunden.
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3 ist
ein Schaltbild, das die Einzelheiten (die Details) einer Speicherzelle
vom Hochwiderstandslasttyp als ein Beispiel der Speicherzellen 51a-51d,
die in 2 gezeigt sind, zeigt. Unter Bezugnahme auf 3,
die Speicherzelle vom Hochwiderstandslasttyp weist Hochwiderstandselemente 61 und 63,
Zugriffstransistoren 53 und 55 und Treibertransistoren 57 und 59 auf.
Das Hochwiderstandselement 61 und der NMOS-Transistor 57 bilden
einen Inverter 64, und das Hochwiderstandselement 63 und der
NMOS-Transistor 59 bilden einen Inverter 66. Das
Hochwiderstandselement 61 ist zwischen eine Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 und einen Speicherknoten SN1 geschaltet. Das Hochwiderstandselement 63 ist
zwischen die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 und einen
Speicherknoten SN2. Der Treibertransistor 57 ist zwischen
den Speicherknoten SN1 und einen Knoten, der eine Massespannung
(Massepotential) von einer Masse 65 empfängt, geschaltet.
Das Gate des Treibertransistors 57 ist mit dem Speicherknoten
SN2 verbunden. Der Treibertransistor 59 ist zwischen den Speicherknoten
SN2 und einen Knoten, der die Massespannung von der Masse 65 empfängt, geschaltet. Das
Gate des Treibertransistors 59 ist mit dem Speicherknoten 5N1 verbunden.
Der Zugriffstransistor 53 ist zwischen eine Bitleitung
BL und den Speicherknoten SN1 geschaltet. Das Gate des Zugriffstransistors 53 ist
mit einer Wortleitung WL verbunden. Der Zugriffstransistor 55 ist
zwischen eine Bitleitung /BL und den Speicherknoten SN2 geschaltet.
Das Gate des Zugriffstransistors 55 ist mit einer Wortleitung
WL verbunden. Die Treibertransistoren 57 und 59 und
die Zugriffstransistoren 53 und 55 sind NMOS-Transistoren.
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4 ist
ein Schaltbild, das die Einzelheiten einer Speicherzelle vom CMOS-Typ
als ein anderes Beispiel der Speicherzellen 51a-51d,
die in 2 gezeigt sind, zeigt. Abschnitte, die ähnlich zu
denjenigen sind, die in 3 gezeigt sind, werden durch
die identischen Bezugszeichen bezeichnet und die Beschreibung derselben
wird, wenn es passend ist, nicht wiederholt. Unter Bezugnahme auf 4,
die Speicherzelle vom CMOS-Typ
weist PMOS-Transistoren 69 und 71, Treibertransistoren 57 und 59 und Zugriffstransistoren 53 und 55 auf.
Der PMOS-Transistor 69 und
der NMOS-Transistor 57 bilden einen Inverter 64,
und der PMOS-Transistor 71 und der NMOS-Transistor 59 bilden
einen Inverter 66. Der PMOS-Transistor 69 ist
zwischen eine Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 und einen
Speicherknoten SN1 verbunden. Das Gate des PMOS-Transistors 69 ist
mit einem Speicherknoten SN2 verbunden. Der PMOS-Transistor 71 ist
zwischen die Stromversorgungszufuhrleitung PL2 und den Speicherknoten
SN2 geschaltet. Das Gate des PMOS-Transistors 71 ist mit
dem Speicherknoten SN1 verbunden.
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5 ist
ein Schaltbild, das die Einzelheiten einer Speicherzelle vom TFT-Typ
als ein abermals weiteres Beispiel der Speicherzellen 51a-51d,
die in 2 gezeigt sind, zeigt. Abschnitte, die ähnlich zu denjenigen
sind, die in 4 gezeigt sind, werden durch
die identischen Bezugszeichen bezeichnet und eine Beschreibung derselben
wird, wo es passend ist, nicht wiederholt. Unter Bezugnahme auf 5, die
Speicherzelle vom TFT-Typ weist Dünnschichttransistoren (im folgenden
als TFTs bezeichnet) 73 und 75, Treibertransistoren 57 und 59 und
Zugriffstransistoren 53 und 55 auf. Der TFT 73 und
der NMOS-Transistor 57 bilden
einen Inverter 64, und der TFT 75 und der NMOS-Transistor 59 bilden
einen Inverter 66. Der TFT 73 ist zwischen eine
Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 und einen Speicherknoten
SN1 geschaltet. Das Gate des TFT 73 ist mit einem Speicherknoten
SN2 verbunden. Der TFT 75 ist zwischen die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 und den Speicherknoten SN2 geschaltet. Das Gate des TFT 75 ist
mit dem Speicherknoten SN1 verbunden. Die TFTs 73 und 75 sind
p-Typ Transistoren.
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6 illustriert
den Zeitablauf eines Betriebes eines SRAM entsprechend der Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung. Unter Bezugnahme auf die 1 und 2, 6 zeigt
die Adreßsignale (ein
Spaltenadreßsignal
und ein Zeilenadreßsignal) Ai,
die um den Zeitpunkt t0 eingegeben werden, Ausgaben AB von den Adreßpuffern
(Spaltenadreßpuffer 29 und
Zeilenadreßpuffer 17)
um den Zeitpunkt t1, ein Potential WL der Wortleitung WL um den
Zeitpunkt t2, Potentiale I/O von Eingabe/Ausgabe-Leitungen IO und
/IO um den Zeitpunkt t3, einer Ausgabe SA von dem Leseverstärker 33 um
den Zeitpunkt t4 und Daten Do, die nach außen ausgegeben werden, um den
Zeitpunkt t5. Es sollte bemerkt werden, daß 6 einen
Zeitablauf beim Lesebetrieb illustriert. Die horizontale Achse stellt
die Zeit dar und die vertikale Achse stellt das Potential bzw. den
Spannungspegel dar.
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Unter
Bezugnahme auf die 1 und 2, zum Auswählen der
Speicherzelle 51a, als Beispiel, empfängt die Gruppe von Zeilenadreßeingabeanschlüssen 1 ein
Zeilenadreßsignal
entsprechend einer Zeile, in der die auszuwählende Speicherzelle 51a angeordnet
ist. Dann setzt der Zeilendekoder 19 eine Wortleitung WL,
die mit der Speicherzelle 51a, die auszuwählen ist,
verbunden ist, auf einen Auswahlpegel (hoher Pegel, zum Beispiel)
und setzt die anderen Wortleitungen WL auf einen Nicht-Auswahlpegel
(niedriger Pegel, zum Beispiel). Die der auszuwählenden Speicherzelle 51a entsprechende
Zeile wird derart ausgewählt.
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Die
Auswahl einer Spalte wird nun beschrieben. Die Gruppe von Adreßeingabeanschlüssen 3 empfängt ein
Spaltenadreßsignal
entsprechend einer Spalte, in der das Bitleitungspaar BL und /BL,
das mit der auszuwählenden
Speicherzelle 51a verbunden ist, angeordnet ist. Dann legt
der Spaltendekoder 27 ein Signal auf hohem Pegel an die
Gates der NMOS-Transistoren 47 und 49, die dem
Bitleitungspaar BL und /BL, das mit der auszuwählenden Speicherzelle 51a verbunden
ist, entsprechen. Derart werden nur die NMOS-Transistoren 47 und 49,
die dem Bitleitungspaar BL und /BL entsprechend, das mit der auszuwählenden
Speicherzelle 51 verbunden ist, angeschaltet, und das Bitleitungspaar
BL und /BL, das mit der auszuwählenden
Speicherzelle 51a verbunden ist, wird mit dem Eingabe/Ausgabe-Leitungspaar
IO und /IO verbunden.
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Die
NMOS-Transistoren 47 und 49, die den anderen Bitleitungspaaren
BL und /BL entsprechen, empfangen ein Signal auf niedrigem Pegel,
und derart werden die NMOS-Transistoren 47 und 49,
die den anderen Bitleitungspaaren BL und /BL entsprechen, ausgeschaltet.
Dieses trennt die anderen Bitleitungspaare BL und /BL von den Eingabe/Ausgabe-Leitungen
IO und /IO. Eine Spalte ist derart ausgewählt. Andere Speicherzellen 51a-51d werden
in vergleichbarer Art und Weise ausgewählt.
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Unter
Bezugnahme auf 2 und 3, ein Lesebetrieb
der ausgewählten
Speicherzelle 51a wird nun beschrieben. Angenommen, daß der Speicherknoten
SN1 der ausgewählten
Speicherzelle 51a auf hohem Pegel und der Speicherknoten
SN2 auf niedrigem Pegel ist, ist der eine Treibertransistor 57 der
Speicherzelle 51a nichtleitend und der andere Treibertransistor 59 ist
leitend. Da die Wortleitung WL, die mit der Speicherzelle 51a verbunden
ist, einen hohen Pegel angenommen hat und ausgewählt worden ist, sind die Zugriffstransistoren 53 und 55 der
Speicherzelle 51a beide leitend. Daher wird ein Gleichstrom
durch den Weg von der Stromversorgung 41 → NMOS-Transistor 45 → Bitleitung
/BL → Zugriffstransistor 55 → Treibertransistor 59 → Masse 65 erzeugt.
Jedoch läuft
der Gleichstrom nicht durch den anderen Weg, das heißt die Stromversorgung 41 → NMOS-Transistor 43 → Bitleitung
BL → Zugriffstransistor 53 → Treibertransistor 57 → Masse 65,
da der Treibertransistor 57 nicht leitet.
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Das
Potential der Bitleitung BL, welche keinen Gleichstrom führt, wird
durch die Stromversorgungsspannung Vcc minus Vth dargestellt, und
das Potential der Bitleitung /BL, welche einen Gleichstrom führt, wird
durch Vcc-Vth-ΔV
dargestellt, wobei Vth die Schwellspannung der NMOS-Transistoren (Bitleitungslasttransistoren) 43 und 45 darstellt,
da die Bitleitung /BL, welche den Gleichstrom führt, ein durch die An-Zustands-Widerstände des
Treibertransistors 59 und des Zugriffstransistors 55 und
den An-Widerstand des NMOS-Transistors 45 widerstandsgeteiltes
Potential aufweist, und das Potential der Bitleitung /BL wird derart
von der Stromversorgungsspannung Vcc minus Vth um ΔV reduziert. ΔV wird als
Bitleitungsamplitude bezeichnet. Typischerweise beträgt die Bitleitungsamplitude ΔV ungefähr 50mV
bis 500mV und wird abhängig
von der Größe des An-Zustands-Widerstands der NMOS-Transistoren
(Bitleitungslasttransistoren) 43 und 45 eingestellt. Die
Bitleitungsamplitude ΔV
erscheint auf den gepaarten Eingabe/Ausgabe-Leitungen IO und /IO über die
NMOS-Transistoren (Übertragungsgatter) 47 und 49.
Die Bitleitungsamplitude ΔV,
die auf den gepaarten Eingabe/Ausgabe-Leitungen IO und /IO erscheint, wird
durch den Leseverstärker 33 verstärkt, durch
den Ausgabedatenpuffer 35 weiter verstärkt und als Ausgabewert Do
gelesen. Beim Lesen wird der Eingabedatenpuffer 39 durch
die Lese/Schreib-Steuerschaltung 31 (1)
so gesteuert, daß er
die gepaarten Eingabe/Ausgabe-Leitungen IO und /IO nicht treibt.
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Der
Schreibbetrieb wird nun beschrieben. Das Potential für eine Bitleitung
zum Schreiben eines Niedrig-Wertes wird zum Reduzieren auf ein niedriges
Potential gezwungen und das Potential der anderen Bitleitung wird
auf der Stromversorgungsspannung Vcc minus Vth zum Ausführen eines
Datenschreibens gehalten. Als ein Beispiel, der Fall, in dem invertierte
Daten bzw. ein invertierter wert in die Speicherzelle 51a geschrieben
wird, wenn der Speicherknoten SN1 der Speicherzelle 51a einen
hohen Pegel und der Speicherknoten SN2 einen niedrigen Pegel erhält, wird
beschrieben. In diesem Fall setzt der Schreibpuffer 37 eine
Eingabe/Ausgabe-Leitung IO auf niedrigen Pegel und die andere Eingabe/Ausgabe-Leitung
/IO wird auf Stromversorgungsspannung Vcc minus Vth gehalten, und
eine Bitleitung BL wird auf niedrigen Pegel gesetzt und die andere
Bitleitung /BL wird auf Stromversorgungsspannung Vcc minus Vth zum
Ausführen
eines Schreibbetriebs gehalten.
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Die
Eigenschaften der vorliegenden Erfindung werden nun beschrieben.
Der Unterschied im Potential zwischen dem Speicherknoten SN1 und Speicherknoten
SN2 einer Speicherzelle ist, wenn der SRAM in einer Niedrigtemperatur-Umgebung plaziert
ist (3 bis 5), kleiner als die Potentialdifferenz
zwischen dem Speicherknoten SN1 und dem Speicherknoten SN2 bei normaler
Temperatur (hoher Temperatur). Darum muß, damit ein SRAM, der bei
normaler Temperatur (hoher Temperatur) angeordnet ist, einen Zustand
annimmt, der vergleichbar mit dem ist, in dem ein SRAM in der Niedrigtemperatur-Umgebung
plaziert ist, die Potentialdifferenz zwischen dem Speicherknoten
SN1 und dem Speicherknoten SN2 bei normaler Temperatur (hoher Temperatur)
reduziert werden. Dann kann beim Ausführen des Testens bei der normalen
Temperatur (hohen Temperatur) auf Stabilität einer Speicherzelle eine
Bedingung, die vergleichbar zu der ist, wenn das Testen in der Niedrigtemperatur-Umgebung
ausgeführt
wird, erhalten werden, indem die Differenz im Potential zwischen
dem Speicherknoten SN1 und dem Speicherknoten SN2 der Speicherzelle
kleiner als bei dem normalen Gebrauch gemacht wird. Genauer gesagt,
die an die Lastelemente (Hochwiderstandselemente 61 und 63,
die in 3 gezeigt sind, PMOS-Transistoren 69 und 71,
die in 4 gezeigt sind, und TFTs 73 und 75,
die in 5 gezeigt sind) der Speicherzelle zum Ausführen des
Testens angelegte Spannung wird kleiner als die in dem normalen Gebrauch
angelegte Spannung gemacht, zum Erzeugen bzw. Kreieren einer Bedingung
(eines Zustandes), die vergleichbar zu der eines SRAM in der Niedrig temperatur-Umgebung
ist. Die Schaltungen für
eine derartige Reduzierung der an die Lastelemente eines SRAM beim
Ausführen
des Testens angelegten Spannung (d.h. die Schaltungen zum Ändern des
Zustandes eines SRAM beim Ausführen
eines Testens) sind eine Statusänderungsdetektionsschaltung 77 und
eine Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79, die
in 1 gezeigt sind.
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7 ist
ein Schaltbild, das die Einzelheiten der in 1 gezeigten
Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79 zeigt. Abschnitte,
die vergleichbar zu denjenigen sind, die in 1-5 gezeigt
sind, sind durch die identischen Bezugszeichen bezeichnet und eine
Beschreibung der selben wird, wo es passend ist, nicht wiederholt.
Unter Bezugnahme auf 7, die Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79 weist
einen PMOS-Transistor 83 und
einen Spannungsherunterwandler 81 auf. Der Spanriungsherunterwandler 81 weist
NMOS-Transistoren 85 und 87 auf. Der PMOS-Transistor 83 ist
zwischen eine Spannungsversorgungszufuhrleitung PL1, die von einer
Stromversorgung 41 mit einer Stromversorgungsspannung Vcc
versorgt wird, und eine Stromversorgungsspannungzufuhrleitung PL2 geschaltet,
und sein Gate ist mit einem Knoten N1 verbunden. Die NMOS-Transistoren 85 und 87 sind in
Reihe zwischen die Stromversorgungsspannungszufuhrleitungen PL1
und PL2 geschaltet. Die NMOS-Transistoren 85 und 87 sind
diodengeschaltet (d.h. als Diode geschaltet).
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Im
normalen Gebrauch setzt die Statusänderungsdetektionsschaltung 77 den
Knoten N1 auf den niedrigen Pegel. Dieses verursacht, daß der PMOS-Transistor 83 angeschaltet
wird und die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 die Stromversorgungsspannung
Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt. Beim Ausführen eines
Testens setzt die Statusänderungsdetektionsschaltung 77 den
Knoten N1 auf hohen Pegel. Dieses verursacht, daß der PMOS-Transistor 83 ausgeschaltet
wird und die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 eine Spannung,
die durch den Spannungsherunterwandler 81 aus der Stromversorgungsspannung
Vcc, die durch die Stromversorgung 41 zugeführt wird,
heruntergewandelt ist, empfängt.
Wenn es von der Speicherzelle aus gesehen wird, kann die Stromversorgungsspannung,
die an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 beim normalen
Gebrauch angelegt ist, als eine erste Stromversorgungsspannung bezeichnet
werden, und eine Spannung, die von der Stromversorgungsspannung
Vcc, die von der Stromversorgung 41 zugeführt wird,
heruntergewandelt ist und der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 zugeführt
wird, kann als eine zweite Stromversorgungsspannung bezeichnet werden.
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Die 8A und 8B zeigen
Zeitablaufdiagramm zum Illustrieren von Betriebsabläufen der Statusänderungsdetektionsschaltung 77 und
der Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79, die in 7 gezeigt
sind, im Detail. Unter Bezugnahme auf die 1, 3, 7 und 8A und 8B,
ein Schreibbetrieb wird zum Zeitpunkt T1 vervollständigt bzw.
abgeschlossen und das Schreibfreigabesignal /WE wird zum Zeitpunkt
T1 auf hohen Pegel geändert.
Das Schreibfreigabesignal /WE und die Chipauswahlsignale CS und
/CS nehmen einen hohen Pegel an, wenn ihre Pegel gleich VIH oder mehr
sind, und sie nehmen eine niedrigen Pegel an, wenn ihre Pegel gleich
VIL oder weniger sind. Der Fall, in dem das Potential des Speicherknotens
SN1 auf hohen Pegel und das Potential des Speicherknotens SN2 auf
niedrigen Pegel gesetzt ist bzw. wird, wird nun in Betracht gezogen.
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Zum
Zeitpunkt T1 erreicht die Stromversorgungsspannung Vcc den VccH-Pegel.
Zwischen dem Zeitpunkt T1 und dem Zeitpunkt T2 wird die Stromversorgungsspannung
Vcc auf den VccL-Pegel (< VccH)
gesetzt. Als Reaktion ändert
sich das Potential der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 (Speicherknoten
SN1) von dem VccH-Pegel auf den VccL-Pegel. Zum Zeitpunkt T3, zu
dem ein Testen ausgeführt
wird, setzt die Statusänderungsdetektionsschal tung 77 das
Potential des Knotens N1 auf hohen Pegel. Das heißt, das
Potential des Knotens N1 erreicht den VccL-Pegel. Derart ist der PMOS-Transistor 83 nicht-leitend.
Während
der PMOS-Transistor 83 nicht leitet, wird eine Spannung, die
durch die beiden diodengeschalteten NMOS-Transistoren 85 und 87 aus
der Stromversorgungsspannung Vcc, die von der Stromversorgung 41 zugeführt wird,
heruntergewandelt ist (d.h. VccT-Pegel), der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 (Speicherknoten SN1) zugeführt.
Der Pegel, der der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 (Speicherknoten
SN1) zugeführten Spannung
wird zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 durch VccT=VccL–2Vth dargestellt,
wobei Vth (>0) die
Schwellspannung der NMOS-Transistoren 85 und 87 darstellt.
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Während die
Zustandsänderungsdetektionsschaltung 77 des
Potential des Knotens N1 auf hohem Pegel (VccL-Pegel) hält (Zeitpunkte
T3-T4), das heißt,
während
der PMOS-Transistor 83 nicht leitend ist, werden die Potentiale
der Wortleitungen aufeinanderfolgend auf hohen Pegel gesetzt, um
einen Spaltenstrom in alle Speicherzellen fließen zu lassen. Das heißt, ein
Lesebetrieb wird so ausgeführt, daß am Ende
alle Wortleitungen ausgewählt
sind bzw. waren. Ein Lesebetrieb, bei dem alle Wortleitungen einen
hohen Pegel annehmen, um einen Spaltenstrom in alle Speicherzellen
fließen
zu lassen, muß zwischen
den Zeitpunkten T3 und T4 ausgeführt werden.
Es sollte bemerkt werden, daß die
Stromversorgungsspannung Vcc, die zwischen den Zeitpunkten T3 und
T4 an die peripheren Schaltungen (d.h. die Schaltungen, die etwas
anderes als die Speicherzelle sind) angelegt wird, auf VccL-Pegel
ist. Wenn eine Spannung, die an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 angelegt ist, kleiner als die Stromversorgungsspannung Vcc,
die an die peripheren Schaltungen angelegt ist, ist, das heißt zwischen den
Zeitpunkten T3 und T4, können
verschiedene Versandtests (vor dem Versand auszuführende Tests),
die sich auf die Stabilität
von Speicherzellen beziehen, effizient ausgeführt werden.
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Beim
Zeitpunkt T6 erreicht die Stromversorgungsspannung Vcc den VccH-Pegel.
Wenn das Potential des Knotens N1 zum Zeitpunkt T5 den niedrigen
Pegel (0V) erreicht, ist der PMOS-Transistor 83 vollständig leitend.
Derart empfängt
die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 (Speicherknoten SN1)
eine Stromversorgungsspannung Vcc auf VccH-Pegel. Die peripheren
Schaltungen empfangen ebenfalls eine Stromversorgungsspannung Vcc
auf VccH-Pegel von
der Stromversorgung 41. Ein Lesebetrieb wird für jede von
allen Speicherzellen nach dem Zeitpunkt T6 ausgeführt und
die gelesenen Daten werden mit den Daten, die vor dem Zeitpunkt
T1 eingeschrieben worden sind, verglichen, um zu bestimmen, ob die
Daten miteinander übereinstimmen. Genauer
gesagt, eine Bestanden/Durchgefallen-Beurteilung wird für alle Speicherzellen
nach dem Zeitpunkt T6 zum Detektieren jedweden Haltedefekts ausgeführt. Es
sollte bemerkt werden, daß eine
Bestanden/Durchgefallen-Beurteilung zwischen den Zeitpunkten T3
und T4 nicht ausgeführt
werden muß, da
die Lesebetriebsabläufe
ausgeführt
werden, um alle Wortleitungen auf hohen Pegel zu setzen und einen
Spaltenstrom in alle Speicherzellen fließen zu lassen. Es sollte ebenfalls
bemerkt werden, daß der Zeitraum
zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 ein Zeitraum ist, in dem ein
Testen ausgeführt
wird. Der VccH-Pegel kann zwischen den Zeitpunkten T1 und T6 mit
dem VccL-Pegel übereinstimmen.
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Wie
oben beschrieben worden ist, in einem SRAM entsprechend der Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird eine Spannung, die kleiner als diejenige
beim normalen Gebrauch ist, an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 (eine Speicherzelle) beim Ausführen eines Testens angelegt,
um die Potentialdifferenz zwischen den Speicherknoten SN1 und SN2
kleiner als die Potentialdifferenz zwischen den Speicherknoten SN1
und SN2 bei normalem Gebrauch zu machen, so daß eine Bedingung bzw. ein Zustand,
der vergleichbar zu derjenigen Bedingung bzw. demjenigen Zustand
eines SRAM ist, der in einer Niedrigtemperatur-Testumgebung plaziert ist, erzeugt (kreiert)
wird. Derart muß mit
einem SRAM entsprechend der Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung eine Niedrigtemperatur-Testumgebung nicht
erzeugt bzw. kreiert werden, und derart können die für das Testen benötigten Kosten
reduziert werden. Des weiteren kann eine Speicherzelle, die bei
niedriger Temperatur einen Datenhaltedefekt aufweisen würde, bei
normaler Temperatur oder höherer
Temperatur detektiert bzw. erkannt werden, und derart kann ein SRAM,
der eine solche defekte Speicherzelle enthält, entfernt bzw. aussortiert
werden.
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Es
sollte bemerkt werden, daß das
Chipauswahlsignal CS immer auf hohem Pegel und das Chipauswahlsignal
/CS immer auf niedrigem Pegel ist. Das Schreibfreigabesignal /WE
ist nach dem Zeitpunkt T1 immer auf hohem Pegel. Die Chipauswahlsignale
CS und /CS müssen
für einen
SRAM, der die Chipauswahlsignale CS und /CS nicht aufweist, nicht in
Betracht gezogen werden.
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9 ist
ein Schaltbild, das die Einzelheiten der in 7 gezeigten
Statusänderungsdetektionsschaltung 77 zeigt.
Abschnitte, die vergleichbar zu denjenigen sind, die in den 1 und 7 gezeigt sind,
werden durch die identischen Bezugszeichen bezeichnet, und eine
Beschreibung derselben wird, wenn es passend ist, nicht wiederholt.
Unter Bezugnahme auf 9, eine Statusänderungsdetektionsschaltung 77 weist
PMOS-Transistoren 91 und 93, einen NMOS-Transistor 89,
Inverter 95 und 97 und einen Kondensator 99 auf.
Der PMOS-Transistor 91 und der NMOS-Transistor 89 sind in Reihe
zwischen einen Knoten, der mit einem SP-Eingabeanschluß 101 verbunden
ist, und einen Knoten, der eine Massespannung (Massepotential) von
der Masse 65 empfängt,
geschaltet. Die Gates des PMOS-Transistors 91 und des NMOS-Transistors 89 empfangen
die Stromversorgungsspannung Vcc von der Stromversorgung 41.
Der Inverter 95 ist zwischen den Knoten N2 und N3 vorgesehen.
Der Inverter 97 ist zwischen den Knoten N3 und N1 vorgesehen.
Der Kondensator 99 ist zwischen dem Knoten N1 und einem
Knoten, der die Massespannung von der Masse 65 empfängt, vorgesehen.
Der PMOS-Transistor 93 ist zwischen einem Knoten, der die
Stromversorgungsspannung Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, und
dem Knoten N3 vorgesehen, und sein Gate ist mit dem Knoten N1 verbunden.
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Die 10A und 10B sind
Zeitablaufdiagramme zum Illustrieren von Betriebsabläufen der Statusänderungsdetektionsschaltung 77 und Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79, die
in 9 gezeigt sind. Die Stromversorgungsspannung,
Signale und Knoten, die identisch zu der Stromversorgungsspannung,
den Signalen und den Knoten sind, die in 8A und 8B gezeigt
sind, sind durch identische Bezugszeichen bezeichnet und eine Beschreibung
derselben wird, wenn es passend ist, nicht wiederholt. Unter Bezugnahme
auf die 9 und 10A und 10B, ein Signal SP, das dem SP-Eingabeanschluß 101 zum
Zeitpunkt t2 eingegeben wird, ist auf den Pegel der Stromversorgungsspannung
Vcc plus |Vthp| oder mehr erhöht, wobei
Vthp (<0) die Schwellspannung
des PMOS-Transistors 91 darstellt.
Eine Spannung, die gleich zu oder mehr als der Pegel der Stromversorgungsspannung
Vcc plus |Vthp| ist, wird im folgenden als Superhochpegelspannung
bezeichnet.
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Wenn
das Signal SP zum Zeitpunkt t2 mindestens Vcc+|Vthp|–Pegel erreicht
bzw. annimmt, leitet der PMOS-Transistor 91 und das Potential
des Knotens N2 erreicht hohen Pegel. Dieses verursacht, daß das Potential
des Knotens N1 hohen Pegel (VccL-Pegel)
annimmt bzw. erreicht. Der NMOS-Transistor 89 ist ebenfalls
leitend, und das Potential des Knotens N2 hängt von der Beziehung der Größe der Treiberfähigkeit
zwischen dem PMOS-Transistor 91 und
dem NMOS-Transistor 89 ab. Daher ist gefordert, daß die Größe des PMOS-Transistors 91 merklich
größer als
die Größe des NMOS-Transistors 89 ist.
Da die Treiberfähigkeit
eines Transistors abhängig
vom Herstellungsverfahren variiert, sind die Größen der Transistoren 91 und 89 so
bestimmt, daß gesichert
ist, daß das
Potential des Knotens N2 beim Ausführen eines Testens hohen Pegel
erreicht, genauer gesagt, es ist gesichert, daß die Ausgabe des Inverters 95 niedrigen
Pegel erreicht bzw. annimmt.
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Wenn
der Inverter 95 ein Signal auf niedrigem Pegel ausgibt,
gibt der Inverter 97 ein Signal auf hohem Pegel aus und
der PMOS-Transistor 83 ist nicht-leitend. Der PMOS-Transistor 93 und
der Kondensator 99 sind vorgesehen, um zu sichern, daß der PMOS-Transistor 83 leitend
gemacht wird, wenn das Testen nicht ausgeführt wird, oder wenn die Stromversorgung
angeschaltet wird. Wenn das Signal SP zum Zeitpunkt t4 unter den
Vcc+|Vthp|-Pegel
reduziert wird, erreicht der Knoten N1 als Reaktion niedrigen Pegel.
Dieses verursacht, daß der
PMOS-Transistor 83 zum Zeitpunkt T5 vollständig leitet
und daß die
Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 eine Stromversorgungsspannung
Vcc auf VccH-Pegel empfängt.
Derart wird der Zeitraum, während
welchem ein Testen ausgeführt
wird (Zeitpunkte T3-T4) abhängig
von dem Zeitraum, während
dessen das Signal SP den hohen Pegel annimmt, gesteuert.
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Die 11–24 sind
Schaltbilder, die Einzelheiten anderer Beispiele des Spannungsherunterwandlers
(Spannungsherunter- wandlungsschaltung) 81, der in 7 gezeigt
ist, zeigen. Abschnitte, die vergleichbar zu denjenigen sind, die
in 7 gezeigt sind, sind durch die identischen Bezugszeichen
bezeichnet und eine Beschreibung derselben wird, wenn es passend
ist, nicht wiederholt. Unter Bezugnahme auf 11, ein
Spannungsherunterwandler 81 wird durch einen NMOS-Transistor gebildet.
Das Gate und das Drain des NMOS-Transistors 103 sind mit
der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL1, die die Stromversorgungsspannung
Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, verbunden, und die Source
ist mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 verbunden.
Mit einem solchen Spannungsherunterwandler ist der Pegel der Spannung,
die zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 angelegt wird, VccT=VccL–Vth,
wobei Vth die Schwellspannung des NMOS-Transistors 103 ist.
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Unter
Bezugnahme auf 12, ein Spannungsherunterwandler 81 wird
von drei NMOS-Transistoren 105, 107 und 109 gebildet.
Die NMOS-Transistoren 105, 107 und 109 sind
in Reihe zwischen die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL1,
die eine Stromversorgungsspannung von der Stromversorgung 41 empfängt, und
die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 geschaltet. Die NMOS-Transistoren 105, 107 und 109 sind
jeweils diodengeschaltet. Der Pegel der Spannung, die zwischen den
Zeitpunkten T3 und T4 an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 angelegt wird, ist VccT=VccL–3Vth, wobei Vth die Schwellspannung von
jedem der NMOS-Transistoren 105, 107 und 109 ist.
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Wie
oben beschrieben worden ist, kann jedwede Anzahl von NMOS-Transistoren, die
den Spannungsherunterwandler 81 bilden, abhängig von
dem eingestellten Wert einer Spannung, die beim Ausführen eines
Testens an eine Speicherzelle angelegt wird, verwendet werden. Der
Pegel der Spannung, der an die Speicherzelle (Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2) zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 angelegt wird, ist VccL–t·Vth, wobei
t (t ≥ 1,
t ist eine positive ganze Zahl) die Anzahl der NMOS-Transistoren, die
den Spannungsherunterwandler 81 bilden, darstellt und Vth
(>0) die Schwellspannung
eines NMOS-Transistors, der die Spannungsherunterwandlerschaltung 81 bildet,
darstellt.
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Unter
Bezugnahme auf 13, ein Spannungsherunterwandler 81 wird
durch eine pn-Übergangsdiode 111 gebildet.
Die p-Typ-Schicht
der pn-Übergangsdiode 111 ist
mit einer Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL1, die eine Stromversorgungsspannung
Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, verbunden und die n-Typ-Schicht
der pn-Übergangsdiode 111 ist
mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 verbunden. Das heißt, die
Anode der pn-Übergangsdiode 111 ist
mit der Stromversorgungs spannungszufuhrleitung PL1, die eine Stromversorgungsspannung
von der Stromversorgung 41 empfängt, verbunden, und die Kathode
ist mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 verbunden.
Der Pegel der Spannung, die an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2
zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 angelegt wird, ist gleich VccL-Vf,
wobei Vf die Vorwärtsspannung
der pn-Übergangsdiode 111 darstellt.
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Unter
Bezugnahme auf 14, der Spannungsherunterwandler 81 wird
von zwei pn-Übergangsdioden 113 und 115 gebildet.
Die Anode der pn-Übergangsdiode 113 ist
mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL1, die die Stromversorgungsspannung
Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, verbunden, und die Kathode
ist mit der Anode der pn-Übergangsdiode 115 verbunden.
Die Kathode der pn-Übergangsdiode 115 ist
mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 verbunden. Der
Pegel der Spannung, die zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 an die
Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 angelegt wird, ist VccL-2Vf,
wobei Vf die Vorwärtsspannung
(>0) von jeder der
pn-Übergangsdioden 113 und 115 darstellt.
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Unter
Bezugnahme auf 15, ein Spannungsherunterwandler 81 wird
von drei pn-Übergangsdioden 117, 119 und 121 gebildet.
Die Anode der pn-Übergangsdiode 117 ist
mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL1, die die Stromversorgungsspannung
Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, verbunden, und die Kathode
ist mit der Anode der pn-Übergangsdiode 119 verbunden.
Die Kathode der pn-Übergangsdiode 119 ist
mit der Anode der pn-Übergangsdiode 121 verbunden.
Die Kathode der pn-Übergangsdiode 121 ist
mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 verbunden. Der
Pegel der Spannung, die an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 angelegt wird, ist VccL-3Vf,
wobei Vf die Vorwärtsspannung
(>0) von jeder der
pn-Übergangsdioden 117, 119 und 121 darstellt.
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Wie
oben beschrieben worden ist, jedwede Anzahl von pn-Übergangsdioden, die den Spannungsherunterwandler 81 bilden,
kann, abhängig
von dem eingestellten Wert einer Spannung, die an eine Speicherzelle
(Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2) beim Ausführen eines
Testens angelegt wird, verwendet werden. Der Pegel der Spannung, die
an die Speicherzelle (Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2)
angelegt wird, wird durch VccL-t·Vf dargestellt, wobei t (t ≥ 1, t ist
eine positive ganze Zahl) die Anzahl der pn-Übergangsdioden darstellt und
Vf (>0) die Vorwärtsspannung
einer pn-Übergangsdiode
darstellt.
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Unter
Bezugnahme auf 16, ein Spannungsherunterwandler 81 wird
durch einen PMOS-Transistor 123 gebildet. Das Gate und
das Drain des PMOS-Transistors 123 sind mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 verbunden, und die Source ist mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL1, die die Stromversorgungsspannung Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, verbunden.
Der Pegel der Spannung, die an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2
zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 angelegt wird, ist VccL-|Vthp|,
wobei Vthp die Schwellspannung des PMOS-Transistors 123 darstellt
und einen negativen Wert aufweist.
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Unter
Bezugnahme auf 17, ein Spannungsherunterwandler 81 wird
von zwei PMOS-Transistoren 125 und 127 gebildet.
Die PMOS-Transistoren 125 und 127 sind
in Reihe zwischen die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL1,
die eine Stromversorgungsspannung von der Stromversorgung 41 empfängt, und
die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 geschaltet. Des weiteren
sind die PMOS-Transistoren 125 und 127 jeweils diodengeschaltet.
Der Pegel der Spannung, die an der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 ange legt wird, ist VccL-2|Vthp|,
wobei Vthp die Schwellspannung von jedem der PMOS-Transistoren 125 und 127 darstellt
und einen negativen Wert aufweist.
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Unter
Bezugnahme auf 18, ein Spannungsherunterwandler 81 wird
von drei PMOS-Transistoren 129, 131 und 133 gebildet.
Die PMOS-Transistoren 129, 131 und 133 sind
in Reihe zwischen die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL1,
die die Stromversorgungsspannung von der Stromversorgung 41 empfängt, und
die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 geschaltet. Die PMOS-Transistoren 129, 131 und 133 sind
jeweils diodengeschaltet. Der Pegel der Spannung, die zwischen den
Zeitpunkten T3 und T4 an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 angelegt wird, ist VccL-3|Vthp|, wobei Vthp die Schwellspannung von
jedem der PMOS-Transistoren 129, 131 und 133 darstellt
und einen negativen Wert aufweist.
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Wie
oben beschrieben worden ist, jedwede Anzahl von PMOS-Transistoren, die
den Spannungsherunterwandler 81 bilden, kann, abhängig von
dem eingestellten Wert einer Spannung, die an eine Speicherzelle
(Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2) beim Ausführen eines
Testens angelegt wird, verwendet werden. Der Pegel der Spannung, der
an die Speicherzelle angelegt wird, ist VccL-t|Vthp|, wobei t (t ≥ 1, t ist
eine positive ganze Zahl) die Anzahl der PMOS-Transistoren darstellt und
Vthp (<0) die Schwellspannung
eines NMOS-Transistors darstellt.
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Unter
Bezugnahme auf 19, ein Spannungsherunterwandler 81 wird
durch einen bipolaren Transistor 135 vom npn-Typ gebildet.
Der Kollektor und die Basis des bipolaren Transistors 135 vom npn-Typ
sind mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL1, die die
Stromversorgungsspannung Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, verbunden
und der Emitter ist mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 verbunden. Der Pegel der Spannung, die an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 angelegt wird, ist VccL-Vbe,
wobei Vbe die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des bipolaren
Transistors 135 vom npn-Typ darstellt und einen positiven
Wert aufweist.
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Unter
Bezugnahme auf 20, ein Spannungsherunterwandler 81 wird
von zwei bipolaren Transistoren 137 und 139 vom
npn-Typ gebildet. Die bipolaren Transistoren 137 und 139 vom
npn-Typ sind in Reihe zwischen die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL1, die die Stromversorgungsspannung Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, und
die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 geschaltet. Die bipolaren
Transistoren 137 und 139 vom npn-Typ sind jeweils
diodengeschaltet (als Diode geschaltet bzw. verbunden). Der Pegel
der Spannung, die an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 angelegt wird, ist VccL-2Vbe,
wobei Vbe die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter von jedem
der bipolaren Transistoren 137 und 139 vom npn-Typ
ist und einen positiven Wert aufweist.
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Unter
Bezugnahme auf 21, ein Spannungsherunterwandler 81 wird
von drei bipolaren Transistoren 141, 143 und 145 von
npn-Typ gebildet. Die
bipolaren Transistoren 141, 143 und 145 vom npn-Typ
sind in Reihe zwischen die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL1, die die Stromversorgungsspannung Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, und
die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 geschaltet. Die bipolaren
Transistoren 141, 143 und 145 sind jeweils
diodengeschaltet. Der Pegel der Spannung, die an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 angelegt wird, ist VccL-3Vbe, wobei Vbe die
Spannung zwischen der Basis und dem Emitter von jedem der bipolaren
Transistoren 141, 143 und 145 ist und
einen positiven Wert aufweist.
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Wie
oben beschrieben worden ist, jedwede Anzahl von bipolaren Transistoren
vom npn-Typ, die einen Spannungsherunterwandler 81 bilden,
kann, abhängig
von dem eingestellten Wert einer Spannung, die an eine Speicherzelle
(Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2) beim Ausführen eines Testens
angelegt wird, verwendet werden. Der Pegel der Spannung, der an
die Speicherzelle angelegt wird, ist VccL-tVbe, wobei t (t ≥ 1, t ist
eine positive ganze Zahl) die Anzahl der bipolaren Transistoren vom
npn-Typ darstellt und Vbe (>0)
die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter eines bipolaren Transistors
vom npn-Typ darstellt.
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Unter
Bezugnahme auf 22, ein Spannungsherunterwandler 81 wird
durch einen bipolaren Transistor 147 vom pnp-Typ gebildet.
Der Kollektor und die Basis des bipolaren Transistors 147 vom pnp-Typ
sind mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 verbunden,
und der Emitter ist mit der Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL1, die die Stromversorgungsspannung Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, verbunden.
Der Pegel der Spannung, der an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 angelegt wird, ist VccL-Vbe,
wobei Vbe die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des bipolaren
Transistors vom pnp-Typ darstellt und einen positiven Wert aufweist.
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Unter
Bezugnahme auf 23, ein Spannungsherunterwandler 81 wird
von zwei bipolaren Transistoren 149 und 151 vom
pnp-Typ gebildet, die in Reihe zwischen die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL1, die die Stromversorgungsspannung Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, und
die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 geschaltet sind.
Die bipolaren Transistoren 149 und 151 vom pnp-Typ
sind jeweils diodengeschaltet. Der Pegel der Spannung, der an die
Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 zwischen den Zeitpunkten
T3 und T4 angelegt wird, ist VccL-2Vbe, wobei Vbe die Spannung zwischen
der Basis und dem Emitter von jedem der bipolaren Transistoren 149 und 151 vom
pnp-Typ darstellt und einen positiven Wert aufweist.
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Unter
Bezugnahme auf 24, ein Spannungsherunterwandler 81 wird
von drei bipolaren Transistoren 153, 155 und 157 vom
pnp-Typ gebildet. Die
bipolaren Transistoren 153, 155 und 157 vom pnp-Typ
sind in Reihe zwischen die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL1, die die Stromversorgungsspannung Vcc von der Stromversorgung 41 empfängt, und
die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung PL2 geschaltet. Die bipolaren
Transistoren 153, 155 und 157 vom pnp-Typ
sind jeweils diodengeschaltet. Der Pegel der Spannung, der an die Stromversorgungsspannungszufuhrleitung
PL2 zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 angelegt wird, ist VccL-3Vbe,
wobei Vbe die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter von jedem
der bipolaren Transistoren 153, 155 und 157 vom
pnp-Typ darstellt und einen positiven Wert aufweist.
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Wie
oben beschrieben worden ist, jedwede Anzahl von bipolaren Transistoren
vom pnp-Typ, die einen Spannungsherunterwandler 81 bilden,
kann, abhängig
von dem eingestellten Wert einer Spannung, die an eine Speicherzelle
beim Ausführen
eines Testens angelegt wird, verwendet werden. Der Pegel der Spannung,
der an die Speicherzelle beim Ausführen eines Testens angelegt
wird, ist VccL-tVbe, wobei t (t ≥ 1,
t ist eine positive ganze Zahl) die Anzahl der bipolaren Transistoren
vom pnp-Typ darstellt und Vbe (>0)
die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des bipolaren Transistors
vom pnp-Typ darstellt.
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25 ist
ein Schaltbild, das die Einzelheiten eines anderen Beispiels einer
Statusänderungsdetektionsschaltung 77,
die in 7 gezeigt ist, zeigt. Abschnitte, die vergleichbar
zu denjenigen sind, die in 9 gezeigt
sind, sind durch identische Bezugszeichen bezeichnet und eine Beschreibung derselben
wird, wo es passend ist, nicht wiederholt. Unter Bezugnahme auf 25,
ein PMOS-Transistor 91, der in einer Statusänderungsdetektionsschaltung 77 enthalten
ist, ist zwischen einem Knoten, der mit einen /WE-Eingabeanschluß 9 verbindet,
und einem Knoten N2 vorgesehen. Der SP-Eingabeanschluß 101,
der in 1 gezeigt ist, wird für diese Statusänderungsdetektionsschaltung 77 nicht
benötigt.
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Die 26A und 26B sind
Zeitablaufdiagramme zum Illustrieren von Betriebsabläufen der Statusänderungsdetektionsschaltung 77 und
der Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79, die in 25 gezeigt
sind. Die Stromversorgungsspannung, Signale und Knoten, die identisch
zu denjenigen sind, die in 8A und 8B gezeigt
sind, sind durch dieselben Bezugszeichen, wie sie in den 8A und 8B angezeigt
sind, bezeichnet und eine Beschreibung derselben wird, wo es passend ist,
nicht wiederholt. Unter Bezugnahme auf die 26A und 26B, ein Schreibbetrieb wird zum Zeitpunkt T1
vervollständigt
bzw. abgeschlossen, und das Schreibfreigabesignal /WE erreicht danach den
hohen Pegel und steigt weiter zum Zeitpunkt T2 auf den Vcc+|Vthp|-Pegel
an.
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Wenn
das Schreibfreigabesignal /WE mindestens den Vcc+|Vthp|-Pegel erreicht, wird
der PMOS-Transistor 91 leitend gemacht und der Knoten N2
erreicht den hohen Pegel. Dieses verursacht, daß das Potential des Knotens
N3 den niedrigen Pegel erreicht und das Potential des Knotens N1
den hohen Pegel erreicht. Dieses verursacht, daß der PMOS-Transistor 83 zum
Zeitpunkt T3 vollständig ausgeschaltet
wird.
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Wenn
der Pegel des Schreibfreigabesignals /WE kleiner als der Vcc-|Vthp|-Pegel
gemacht wird, erreicht das Potential des Knotens N1 als Reaktion einen
niedrigen Pegel. Dieses verursacht, daß der PMOS-Transistor 83 nach
dem Zeitpunkt T5 vollständig
leitet. Derart wird der Zeitraum, während dessen ein Testen ausgeführt wird
(Zeitpunkt T3-T4), abhängig
von dem Zeitraum, während
dessen das Schreibfreigabesignal /WE den Vcc-|Vthp|- Pegel erreicht, gesteuert.
Nach dem Zeitpunkt T5 wird das Schreibfreigabesignal /WE auf den
VIH-Pegel gesetzt. Für einen
SRAM, der die Chipauswahlsignale CS und /CS nicht aufweist, müssen diese
Signale nicht in Betracht gezogen werden.
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27 ist
ein Schaltbild, daß Einzelheiten
eines abermals weiteren Beispiels der in 7 gezeigten
Statusänderungsdetektionsschaltung 77 zeigt. Die
Abschnitte, die ähnlich
zu denjenigen sind, die in 9 gezeigt
sind, werden durch identische Bezugszeichen bezeichnet und eine
Beschreibung derselben wird, wenn es passend ist, nicht wiederholt.
Unter Bezugnahme auf 27, ein PMOS-Transistor 91,
der in der Statusänderungsdetektionsschaltung 77 enthalten
ist, ist zwischen einem Knoten, der mit einen /OE-Eingabeanschluß 11 verbunden
ist, und einem Knoten N2 vorgesehen. Der in 1 gezeigte SP-Eingabeanschluß 101 wird
für diese
Statusänderungsdetektionsschaltung 77 nicht
benötigt.
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Die 28A und 28B sind
ein Zeitablaufdiagramm zum Illustrieren von Betriebsabläufen der
Statusänderungsdetektionsschaltung 77 und
der Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79, die in 27 gezeigt
sind. Die Stromversorgungsspannung, Signale und Knoten, die identisch
zu denjenigen sind, die in 8A und 8B gezeigt
sind, sind durch identische Bezugszeichen wie diejenigen, die in
den 8A und 8B angezeigt
sind, bezeichnet und eine Beschreibung derselben wird, wenn es passend
ist, nicht wiederholt. Unter Bezugnahme auf die 28A und 28B,
der Pegel des Ausgabefreigabesignals /OE wird zum Zeitpunkt T2 auf
mindestens den Vcc+|Vthp|-Pegel erhöht. Dieses verursacht, daß der PMOS-Transistor 91 angeschaltet
wird und das Potential des Knotens N2 den hohen Pegel erreicht.
Dieses verursacht, daß das
Potential des Knotens N3 den niedrigen Pegel und das Potential des
Knotens N1 den hohen Pegel erreicht. Dieses verursacht, daß der PMOS-Transistor 83 nach
dem Zeitpunkt T3 vollständig
abgeschaltet ist. Wenn der Pegel des Ausgabefreigabesignals /OE
zum Zeitpunkt T4 kleiner als der Vcc+|Vthp|-Pegel gemacht wird,
erreicht das Potential des Knotens N1 als Reaktion den niedrigen
Pegel. Dieses verursacht, daß der PMOS-Transistor 83 zu
Zeitpunkt T5 vollständig
leitet. Derart wird der Zeitraum, während dessen ein Testen ausgeführt wird
(Zeitpunkte T3-T4), abhängig von
dem Zeitraum, während
dessen das Ausgabefreigabesignal /OE den Vcc+|Vthp|-Pegel erreicht, gesteuert.
Das Ausgabefreigabesignal /OE ist nach dem Zeitpunkt T4 auf niedrigen
Pegel (VIL-Pegel)
gesetzt. Für
einen SRAM, der keine Chipauswahlsignale CS und /CS aufweist, müssen diese
Signale nicht in Betracht gezogen werden.
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29 ist
ein Schaltbild, das Einzelheiten eines abermals weiteren Beispiels
der in 7 gezeigten Statusänderungsdetektionsschaltung 77 zeigt. Abschnitte,
die ähnlich
zu denjenigen sind, die in 9 gezeigt
sind, werden durch identische Bezugszeichen bezeichnet und eine
Beschreibung derselben wird, wenn es passend ist, nicht wiederholt.
Unter Bezugnahme auf 29, die Statusänderungsdetektionsschaltung 77 weist
einen PMOS-Transistor 91 auf, der zwischen einen Knoten,
der mit einem CS-Eingabeanschluß 5 verbunden
ist, und einen Knoten N2 geschaltet ist, auf.
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Die 30A und 30B sind
Zeitablaufdiagramme zum Illustrieren von Betriebsabläufen der Statusänderungsdetektionsschaltung 77 und
der Stromversorgungsspannungsauswahlschaltung 79, die in 29 gezeigt
sind. Die Stromversorgungsspannung, Signale und Knoten, die identisch
zu denjenigen sind, die in den 8A und 8B gezeigt sind,
sind durch identische Bezugszeichen bezeichnet und eine Beschreibung
derselben wird, wenn es passend ist, nicht wiederholt. Unter Bezugnahme
auf die 30A und 30B,
der Pegel des Chipauswahlsignals CS wird zum Zeitpunkt T2 auf mindestens
den Vcc+|Vthp|-Pegel erhöht.
Dieses verursacht, daß der
PMOS-Transistor 91 leitend ist und der Knoten N2 den hohen
Pegel erreicht. Dieses verursacht, daß der Knoten N3 den niedrigen
Pegel erreicht und der Knotens N1 den hohen Pegel erreicht. Dieses
verursacht, daß der
PMOS-Transistor 83 abgeschaltet wird. Wenn der Pegel des
Chipauswahlsignal CS zum Zeitpunkt T4 kleiner als der Vcc+|Vthp|-Pegel
gemacht wird, erreicht das Potential des Knotens N1 als Reaktion
den niedrigen Pegel. Dieses verursacht, daß der PMOS-Transistor 83 zum Zeitpunkt
T5 vollständig
angeschaltet wird. Derart wird der Zeitraum, während dessen ein Testen ausgeführt wird
(Zeitpunkte T3-T4),
abhängig
von dem Zeitraum, während
dessen das Chipauswahlsignal CS den Vcc+|Vthp|-Pegel erreicht, gesteuert.
Nach dem Zeitpunkt T5 ist das Chipauswahlsignal CS auf dem VIH-Pegel.
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Derart
wird einem SRAM entsprechend den Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung eine Spannung, die Lastelemente (Hochwiderstandselemente 61 und 63,
die in 3 gezeigt sind, PMOS-Transistoren 69 und 71,
die in 4 gezeigt sind, und TFTs 73 und 75,
die in 5 gezeigt sind) für eine Speicherzelle beim Ausführen eines
Testens angelegt wird, kleiner als die Spannung, die an diese beim
normalen Gebrauch angelegt wird, gemacht. Dieses erlaubt, daß ein Zustand,
der vergleichbar zu demjenigen eines SRAM, der in der Niedrigtemperatur-Umgebung plaziert
ist, bei der normalen Temperatur oder einer höheren Temperatur erzeugt bzw. kreiert
wird, und derart können
die Kosten zum Erzeugen bzw. Kreieren einer Testumgebung reduziert werden.
Des weiteren kann ein Niedrigtemperatur-Haltedefekt bei der normalen Temperatur
oder einer höheren
Temperatur detektiert werden, und derart kann ein SRAM, der eine
Speicherzelle enthält, die
einen solchen Defekt aufweist, entfernt bzw. aussortiert werden.
Zusammenfassend können
mit einem SRAM entsprechend der Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung die Kosten zum Testen reduziert und die Testmöglichkeiten
und Testfähigkeiten verbessert
werden.
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Bei
einem SRAM entsprechend der Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann der Wert einer Spannung, die an
Lastelemente für
eine Speicherzelle angelegt wird, geändert werden, um effizient
verschiedene Auslieferungstests, die sich auf die Stabilität der Speicherzelle
beziehen, auszuführen.