DE19651540A1

DE19651540A1 - FMCW-Radarsystem zur Erfassung der Entfernung, der relativen Geschwindigkeit und des Azimuts eines Ziels

Info

Publication number: DE19651540A1
Application number: DE19651540A
Authority: DE
Inventors: Akihisa Fujita; Hiroshi Hazumi; Hiroshi Mizuno; Hiroto Nakatani; Hiroshi Naganawa
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1995-12-11
Filing date: 1996-12-11
Publication date: 1997-06-12
Anticipated expiration: 2016-12-12
Also published as: JP3460453B2; DE19651540B4; US5751240A; JPH09222474A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein FMCW-Ra darsystem (frequency modulated continuous wave, frequenzmo dulierte ungedämpfte Welle), welches zum Verhindern der Kollision eines mobilen Objekts wie einem Kraftfahrzeug oder zur automatischen Zielverfolgung unter Beibehaltung einer vorbestimmten Entfernung zu einem voraus befindlichen mobilen Objekt verwendet wird, wobei eine Radarwelle auf ein Ziel gerichtet wird und die reflektierte Radarwelle zum Erfassen der Entfernung, der relativen Geschwindigkeit und des Azimuts zu dem Ziel empfangen wird.

Entsprechend einem FMCW-Radarsystem ist ein Sendesignal durch ein Dreieckswellenmodulationssignal mit graduell sich erhöhender und sich verringernder Frequenz frequenzmodu liert. Das frequenzmodulierte Sendesignal wird als Radar welle gesendet. Danach empfängt das FMCW-Radar die von ei nem Ziel reflektierte Radarwelle und mischt das Empfangssi gnal mit dem Sendesignal, um ein Schwebungssignal zu erzeu gen. Das Schwebungssignal wird A/D-umgewandelt und danach unter Verwendung einer Signalverarbeitungseinheit wie einem Digitalsignalprozessor (DSP) einer Fourierumwandlung unter worfen. Die Frequenz des Schwebungssignals (d. h. die Schwe bungsfrequenz) wird in einem Anstiegsabschnitt identifi ziert, bei welchen die Frequenz des Sendesignals ansteigt, und ebenfalls in einem Abstiegsabschnitt, bei welchem die Frequenz des Sendesignals sich verringert, wodurch die Schwebungsfrequenz f_u des Anstiegsabschnitts und die Schwe bungsfrequenz f_d des Abstiegsabschnitts erlangt werden. Auf der Grundlage dieser Schwebungsfrequenzen f_u und f_d werden die Entfernung D und die relative Geschwindigkeit V zu dem Ziel auf der Grundlage der folgenden Gleichungen (1) und (2) berechnet.

D = {C/(4·ΔF·fm)}·fdy = {C/(8·ΔF·fm)}·(|f_u| + |f_d|) (1)

V = {C/(2·f0)}·fdp = {C/(4·f0)}·(|f_u|-|f_d|) (2)

wobei ΔF die Frequenzabweichungsbreite des Sendesig nals, f0 die Mittenfrequenz des Sendesignals, 1/fm die für die Fertigstellung der Modulation eines Zyklus benötigte Zeit und C die Lichtgeschwindigkeit darstellen.

Entsprechend der oben beschriebenen Gleichungen (1) und (2) sind die Entfernung D und die relative Geschwindigkeit V durch die Absolutwerte der Schwebungsfrequenzen f_u und f_d definiert. Das bedeutet, daß die Entfernung D und die rela tive Geschwindigkeit V auf der Grundlage des Absolutwerts der Differenz zwischen der Frequenz des Sendesignals (hiernach als Sendefrequenz bezeichnet) und der Frequenz des Empfangssignals (hiernach als Empfangsfrequenz bezeich net) unabhängig von einer relativen Beziehung zwischen der Sendefrequenz und der Empfangsfrequenz erfaßt werden.

Des weiteren stellt fdy eine Frequenzkomponente (hiernach als Verzögerungsfrequenz bezeichnet) auf der Grundlage der Verzögerung dar, die hervorgerufen wird, wenn die Radarwelle sich auf das Ziel zubewegt und davon zurück kehrt. Des weiteren stellt fdp eine Frequenzkomponente (hiernach als Dopplerfrequenz bezeichnet) auf der Grundlage einer Dopplerverschiebung dar, welche sich von der relati ven Geschwindigkeit des Ziels ableitet. Sowohl fdy als auch fdp werden von den Schwebungsfrequenzen f_u und f_d berech net.

Fig. 9A bis 9C zeigen Graphen, welche die Beziehung zwischen der Sendefrequenz f_s (durchgezogene Linie) und der Empfangsfrequenz f_r (gestrichelte Linie) darstellen. Wie in Fig. 9A bis 9C dargestellt wird die relative (Größen-) Beziehung zwischen der Sendefrequenz und der Empfangsfre quenz im wesentlichen in die folgenden drei Muster bzw. Strukturen eingeteilt.

Entsprechend einer ersten in Fig. 9A dargestellten Struktur ist die Sendefrequenz f_s größer als die Empfangs frequenz f_r (d. h. f_s < f_r) in dem Anstiegsabschnitt, wäh rend die Sendefrequenz f_s in dem Abstiegsabschnitt kleiner als die Empfangsfrequenz f_r (d. h. f_s < f_r ) ist. Entspre chend einer in Fig. 9B dargestellten zweiten Struktur ist die Sendefrequenz f_s stets kleiner als die Empfangsfrequenz fr (d. h. f_s < f_r ) sowohl in dem Anstiegsabschnitt als auch in dem Abstiegsabschnitt. Des weiteren ist entsprechend ei ner in Fig. 9C dargestellten dritten Struktur die Sendefre quenz f_s stets größer als die Empfangsfrequenz f_r (d. h. f_s < f_r) sowohl in dem Anstiegsabschnitt als auch dem Ab stiegsabschnitt.

Eine zu Fig. 9A entgegengesetzte Struktur, bei welcher die Sendefrequenz f_s kleiner als die Empfangsfrequenz f_r (d. h. f_s < f_r ) in dem Anstiegsabschnitt ist, während die Sendefrequenz f_s in dem Abstiegsabschnitt größer als die Empfangsfrequenz f_r (d. h. f_s < f_r ) ist, existiert nicht, da das Empfangssignal nicht vor dem Senden des Sendesignals empfangen werden kann.

Die erfaßten Schwebungsfrequenzen f_u und f_d reflektie ren nicht die relative (Größen-) Beziehung zwischen der Sendefrequenz f_s und der Empfangsfrequenz f_r. Daher werden die Entfernung D und die relative Geschwindigkeit V zu dem Ziel, d. h. die Verzögerungsfrequenz fdy und die Dopplerfre quenz fdp unterschiedlich in jeweiligen Fällen entsprechend der folgenden Gleichungen auf der Grundlage der Schwebungs frequenzen f_u und f_d erlangt.

Nämlich die oben beschriebenen Gleichungen (1) und (2) betreffen den Fall von Fig. 9A. Mit anderen Worten, die Gleichungen (1) und (2) sind auf der Grundlage der Annahme definiert, daß die relative Beziehung zwischen der Sende frequenz f_s und der Empfangsfrequenz f_r im wesentlichen durch Fig. 9A dargestellt ist. Jedoch kann die in Fig. 9B und 9C dargestellte relative Beziehung hergestellt wer den, obwohl das selten vorkommt. Wenn die Sendefrequenz f_s und die Empfangsfrequenz f_r sich in der durch Fig. 9B und 9C dargestellten Beziehung befinden, wird dementspre chend die Entfernung D und die relative Geschwindigkeit V zu dem Ziel fehlerhaft berechnet.

Wenn beispielsweise die Mittenfrequenz des Sendesignals f0 = 60 [GHz], die Frequenzabweichungsbreite ΔF = 75 [MHz], die Wiederholungsfrequenz fm = 391 [Hz], die Zielentfernung D = 5 [m] und die relative Geschwindigkeit V = -100 [km/h] betragen, kann die Beziehung zwischen der Sendefrequenz f_s und der Empfangsfrequenz f_r durch Fig. 9B dargestellt wer den. In diesem Fall betragen die Schwebungsfrequenzen f_u und f_d, welche an dem Anstiegsabschnitt und an dem Ab stiegsabschnitt bestimmt werden, f_u = 9156 [Hz] und f_d = 13 066 [Hz]. Unter Verwendung dieser Werte der Schwebungs frequenzen f_d können die Entfernung D und die relative Ge schwindigkeit V aus den Gleichungen (1) und (2) als D = 28,4 [m] und V = -17,6 [km/h] erzielt werden, was unrichtig ist.

In einem derartigen Fall ist die relative Beziehung zwischen der Sendefrequenz f_s und der Empfangsfrequenz f_r in dem Anstiegsabschnitt entgegengesetzt zu derjenigen von Gleichungen (1) und (2). Um die Entfernung D und die rela tive Geschwindigkeit V richtig zu berechnen, muß daher die Schwebungsfrequenz f_u in dem Anstiegsabschnitt als negati ver Wert berechnet werden.

Um praktische Schwierigkeiten bei der Verwendung der Gleichungen (1) und (2) zur Berechnung der Entfernung D und der relativen Geschwindigkeit V zu beseitigen, d. h. um das Auftreten der relativen Beziehung zwischen den Frequenzen f_s und f_r zu beseitigen, ist es nötig, die Wiederholungspe riode 1/fm zu verkürzen oder die Frequenzabweichungsbreite ΔF zu vergrößern, um den Gradienten der Frequenzabweichung zu erhöhen.

Fig. 10A stellt einen Fall dar, bei welchem die Wieder holungsperiode 1/fm der Frequenzabweichung des Sendesignals vergrößert ist, um den Gradienten der Frequenzabweichung zu reduzieren. Fig. 10B stellt einen Fall dar, bei welchem die Wiederholungsperiode 1/fm verkürzt ist, um den Gradienten der Frequenzabweichung zu erhöhen. Wenn das Empfangssignal (gestrichelte Linie) bezüglich des Sendesignals (durchgezogene Linie) um dieselbe Zeit T in beiden Fällen verzögert ist, wird die Verzögerungsfrequenz fdy groß mit einem ansteigenden Gradienten der Frequenzabweichung. Dies bezüglich ist der Fall von Fig. 10B vorteilhaft, um die re lative Beziehung zwischen der Sendefrequenz und der Emp fangsfrequenz beizubehalten. Wenn insbesondere dieselbe Dopplerfrequenz fv den jeweiligen Empfangsfrequenzen von Fig. 10A und 10B hinzugefügt wird (gestrichelte Linie mit sich abwechselnden kurzen und langen Strichen), kann die relative Beziehung zwischen der Sendefrequenz und der Empfangsfrequenz entsprechend Fig. 10B beibehalten werden, während die relative Beziehung entsprechend Fig. 10A verän dert ist.

Jedoch werden die Schwebungsfrequenzen f_u und f_d mit einem ansteigenden Gradienten der Frequenzabweichung groß. Dadurch werden A/D-Wandler erfordert, um schnell den Ab tastbetrieb durchzuführen. A/D-Wandler und Signalprozesso ren sind kostenintensiv, wenn sie zur Durchführung einer Verarbeitung mit hoher Geschwindigkeit geeignet sind.

Insbesondere werden die Schwebungsfrequenzen f_u und f_d durch die Summe und Differenz zwischen der Verzögerungsfre quenz fdy und der Dopplerfrequenz fdp ausgedrückt. Wenn der Gradient der Frequenzabweichung groß ist, um die Verzöge rungsfrequenz fdy zu vergrößern, werden somit die Schwe bungsfrequenzen f_u und f_d notwendigerweise erhöht.

Üblicherweise ist ein Erhöhen des Gradienten der Fre quenzabweichung effektiv, um fehlerhafte Erfassungen zu verhindern. Jedoch treten die mit Fig. 9B und 9C darge stellten Bedingungen bzw. Zustände auf, wenn die Doppler frequenz fdp die Verzögerungsfrequenz f_dy überschreitet. Die Verzögerungsfrequenz fdy verringert sich mit dem Redu zieren der Entfernung zu dem Ziel. Wenn die Entfernung zu dem Ziel auf einen bestimmten Pegel reduziert ist, über schreitet daher die Dopplerfrequenz fdp stets die Verzöge rungsfrequenz fdy, sogar wenn der Gradient der Frequenzab weichung stark vergrößert ist. Es ist somit unmöglich, feh lerhafte Erfassungen perfekt zu beseitigen.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein FMCW-Radarsys tem vorzusehen, welches zur genauen Erfassung der Entfer nung, der relativen Geschwindigkeit oder des Azimuts eines Ziels unabhängig von der relativen Beziehung zwischen der Sendefrequenz und der Empfangsfrequenz geeignet ist.

Die Lösung der Aufgabe erfolgt durch die Merkmale des Anspruchs 1.

Im folgenden werden verschiedene Aspekte der Erfindung unter Bezugnahme auf in Klammern gesetzte Bezugszeichen be schrieben, welche die Übereinstimmung der Komponenten der später beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen darstel len. Die der folgenden Beschreibung hinzugefügten in Klam mern gesetzten Bezugszeichen dienen dazu, die vorliegende Erfindung leichter zu verstehen, sie sind nicht zum Be schränken des Schutzumfangs der Ansprüche der Erfindung be stimmt.

Entsprechend einem ersten Aspekt der vorliegenden Er findung enthält ein FMCW-Radarsystem eine Sendeeinrichtung (12), eine Mehrzahl von Empfangseinrichtungen (14, 16), ei ne Analyseeinrichtung (28), eine Frequenzerfassungseinrich tung (26, Schritt 150) und eine Zielerfassungseinrichtung (26, Schritt 190). Die Sendeeinrichtung (12) erzeugt ein Sendesignal mit einer modulierten Frequenz, die entspre chend einem Dreieckswellenmodulationssignal variabel ist, und sendet eine Radarwelle aus, welche das Sendesignal trägt. Die in der Mehrzahl vorkommenden Empfangseinrichtun gen (14, 16) empfangen die Radarwelle, wenn die Radarwelle von einem Ziel reflektiert wird, erzeugen Empfangssignale und erzeugen Schwebungssignale durch Mischen der Empfangs signale mit dem Sendesignal. Die Analyseeinrichtung (28) ist für die Mehrzahl von Empfangseinrichtungen vorgesehen, um eine Fouriertransformation bezüglich der Schwebungssi gnale durchzuführen. Die Frequenzerfassungseinrichtung (26, Schritt 150) ist der Mehrzahl von Empfangseinrichtungen zum Erfassen von Spitzenfrequenzkomponenten zugeordnet, welche Spitzen bezüglich eines Frequenzspektrums aufweisen, auf der Grundlage eines Analyseergebnisses der Schwebungssi gnale, die von der Analyseeinrichtung erlangt werden, so wohl bei einer Anstiegsabschnittsmodulation, bei welcher die Frequenz des Sendesignals sich erhöht, als auch bei ei ner Abstiegsabschnittsmodulation, bei welcher sich die Fre quenz des Sendesignals verringert. Die Zielerfassungsein richtung (26, Schritt 190) berechnet wenigstens die Entfer nung oder die relative Geschwindigkeit des Ziels unter Ver wendung einer vorbestimmten Gleichung, welche durch einen Parameter definiert ist, der äquivalent zu einer Summe oder Differenz zwischen den Spitzenfrequenzkomponenten ist, wel che durch die Frequenzerfassungseinrichtung bei der jewei ligen Modulation erfaßt werden.

Des weiteren enthält das FMCW-Radarsystem eine Phasen berechnungseinrichtung (26, Schritt 160), eine Phasendiffe renzberechnungseinrichtung (26, Schritte 220, 230) und eine Phasendifferenzvergleichseinrichtung (26, Schritt 240). Insbesondere ist die Phasenberechnungseinrichtung (26, Schritt 160) der Mehrzahl von Empfangseinrichtungen zur Be rechnung der Phasen der Spitzenfrequenzkomponenten zugeord net, welche von der Frequenzerfassungseinrichtung der je weiligen Modulationen auf der Grundlage des Analyseergeb nisses erfaßt werden, welches von der Analyseeinrichtung erlangt wird. Die Phasendifferenzberechnungseinrichtung (26, Schritte 220, 230) berechnet die Phasendifferenzen von Spitzenfrequenzkomponenten zwischen der Mehrzahl von Emp fangseinrichtungen bei den jeweiligen Modulationen auf der Grundlage der Phasen der Spitzenfrequenzkomponenten, welche von der Phasenberechnungseinrichtung berechnet werden. Die Phasendifferenzvergleichseinrichtung (26, Schritt 240) be urteilt eine relative Beziehung zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal, welche bei den jeweiligen Modula tionen bestimmt werden, durch Vergleich der Phasendifferen zen der Spitzenfrequenzkomponenten, welche von der Phasen differenzberechnungseinrichtung berechnet werden. Somit er langt die Zielerfassungseinrichtung die Parameter von Spit zenfrequenzen, welche mit einem positiven oder negativen Vorzeichen entsprechend dem Beurteilungsergebnis der Pha sendifferenzvergleichseinrichtung gegeben werden.

Im folgenden werden die relative Beziehung zwischen der Sendefrequenz und der Empfangsfrequenz ebenso wie die Pha sendifferenzbeziehung zwischen den Spitzenfrequenzkomponen ten erklärt. Wenn f_r die Empfangsfrequenz und f_s die Sende frequenz darstellen, definieren die folgenden Gleichungen (3) bis (6) ein Empfangssignal R1(t) und ein Sendesignal S1(t), welche einem Mischer einer Empfangseinrichtung ein gegeben werden, und ein Empfangssignal R2(t) und ein Sende signal S2(t), welche einem Mischer einer anderen Empfangs einrichtung eingegeben werden.

R1(t) = sin {2 π fr t + a1} (3)

S1(t) = sin {2 π fs t + β1} (4)

R2(t) = sin {2 π fr t + a2} (5)

S2(t) = sin {2 π fs t + β2} (6)

Der Wert (a2-a1) ist variabel in Abhängigkeit des Azi muts eines Ziels, von Empfangsantennen, einer Verdrahtung von den Empfangsantennen zu dem Mischer, usw. Der Wert (β2-β1) ist variabel in Abhängigkeit von der Verdrahtung zu dem Mischer von einem Oszillator des Senders, welcher das Sen designal erzeugt. Jedoch tragen die Empfangsfrequenz fr und die Sendefrequenz fs nicht wesentlich zu diesen Werten bei.

Ein Schwebungssignal (d. h. eine Spitzenfrequenzkompo nente) B1(t) wird durch die folgende Gleichung (7) oder (8) ausgedrückt, während ein Schwebungssignal B2(t) durch die folgende Gleichung (9) oder (10) ausgedrückt wird. Deren Phasendifferenz ΔΦ wird durch die folgende Gleichung (11) ausgedrückt, wenn fr größer als fs ist, und wird durch die folgende Gleichung (12) ausgedrückt, wenn fr kleiner als fs ist.

B1(t) = (1/2) cos {2π (fr-fs) t + a1-β1} (7)

= (1/2) cos {2π (fs-fr) t-a1 + β1} (8)

B2(t) = (1/2) cos {2π (fr-fs) t + a2-β2} (9)

= (1/2) cos {2π (fs-fr) t-a2 + β2} (10)

(i) wenn fr < fs, gilt unter Verwendung der Gleichungen (7) und (9)

ΔΦ = (a2-β2)-(a1-β1) = (a2-a1)-(β2-β1) (11)

(ii) wenn fr < fs, gilt unter Verwendung der Gleichun gen (8) und (10)

ΔΦ = (-a2 + β2)-(-a1 + β1) = -a2 + a1 + β2-β1 = -{(a2-a1)-(β2-β1) (12)

Wie oben dargestellt werden (a2-a2) und (β2-β1) nicht durch die Empfangsfrequenz fr und die Sendefrequenz fs beeinflußt und werden als konstante Werte während einer kurzen Zeitperiode angesehen, wenn sich die Richtung des Ziels nicht wesentlich ändert. Diese Werte ändern sich bei spielsweise nicht während einer Serie von Modulationen be stehend aus einer Anstiegsmodulation und einer Abstiegsmo dulation, welche aufeinanderfolgend durchgeführt werden.

Dementsprechend ist es bezüglich der oben beschriebenen kurzen Zeitperiode zu verstehen, daß das Vorzeichen der Phasendifferenz ΔΦ zwischen den Schwebungssignalen B1(t) und B2(t) umgekehrt wird, wenn die relative Beziehung (d. h. groß oder klein) zwischen der Sendefrequenz fs und der Emp fangsfrequenz fr sich umkehrt.

Wenn die Phasendifferenz ΔΦ zwischen den Schwebungssi gnalen B1(t) und B2(t) bei den Anstiegs- und Abstiegsmodu lationen differenziert ist, wird daher beurteilt, daß die relative Beziehung zwischen der Sendefrequenz fs und der Empfangsfrequenz fr bei den Anstiegs- und Abstiegsmodula tionen umgekehrt ist (d. h. der Zustand von Fig. 9A). Wenn andererseits die Phasendifferenz ΔΦ identisch bei den An stiegs- und Abstiegsmodulationen ist, wird beurteilt, daß die relative Beziehung zwischen der Sendefrequenz f_s und der Empfangsfrequenz bei den Anstiegs- und Abstiegsmodula tionen unverändert ist (d. h. der Zustand von Fig. 9B oder 9C).

Diesbezüglich kann das FMCW-Radarsystem der vorliegen den Erfindung die relative Beziehung (d. h. welche groß oder klein ist) zwischen der Sendefrequenz und der Empfangsfre quenz beurteilen. Somit werden auf der Grundlage der erfaß ten Beziehung Vorzeichen der Spitzenfrequenzen passend ge geben, um einen Parameter äquivalent der Summe oder der Differenz dieser Spitzenfrequenzen zu erlangen. Daher macht es die vorliegende Erfindung möglich, eine hervorragende und verläßliche Zielerfassung zu realisieren, welche zum genauen Berechnen der Entfernung und/oder relativen Ge schwindigkeit des Ziels geeignet ist, unabhängig davon, ob der Wert zwischen der Sendefrequenz und der Empfangsfre quenz groß ist.

Darüber hinaus gestattet die vorliegende Erfindung die Zustände entsprechend Fig. 9B und 9C, die bei der Ziel erfassung vorkommen. Daher besteht keine Notwendigkeit des übermäßigen Erhöhens des Gradienten der Frequenzabweichung des Sendesignals. Dies ist effektiv bei der Fouriertrans formation, da die Abtastgeschwindigkeit bei der A/D-Wand lung der Schwebungssignale nicht erhöht zu werden braucht.

Der Verarbeitungs- oder Berechnungsbetrag bei der Fourier transformation kann angemessen unterdrückt werden. Darüber hinaus kann das Radarsystem mit einer kompakten Größe und unter geringem Aufwand hergestellt werden.

Entsprechend den Merkmalen der bevorzugten Ausführungs formen enthält die Zielerfassungseinrichtung eine Parame terberechnungseinrichtung (26, Schritte 250, 260), eine Entfernungsberechnungseinrichtung (26, Schritte 250, 260), eine Geschwindigkeitsberechnungseinrichtung (26, Schritte 250, 260) und eine Vorzeichenumkehrungseinrichtung (26, Schritte 270, 280).

Insbesondere berechnet die Parameterberechnungseinrich tung (26, Schritte 250, 260) die Parameter durch Zuordnen von positiven und negativen Vorzeichen den Spitzenfrequen zen bei den jeweiligen Modulationen, wenn die Phasendiffe renzen der Spitzenfrequenzkomponenten bei den jeweiligen Modulationen als im wesentlichen gleich beurteilt werden. Des weiteren berechnet die Parameterberechnungseinrichtung (26, Schritte 270, 280) die Parameter durch Zuordnen von positiven Vorzeichen den Spitzenfrequenzen bei den jeweili gen Modulationen, wenn die Phasendifferenzen der Spitzen frequenzkomponenten der jeweiligen Modulationen als zuein ander unterschiedlich beurteilt werden. Die Entfernungsbe rechnungseinrichtung (26, Schritte 250, 260) berechnet die Entfernung zu dem Ziel auf der Grundlage der Summe der Spitzenfrequenzen, welche von der Parameterberechnungsein richtung berechnet werden. Die Geschwindigkeitsberechnungs einrichtung (26, Schritte 250, 260) berechnet die relative Geschwindigkeit des Ziels auf der Grundlage der Differenz zwischen den Spitzenfrequenzen, welche von der Parameterbe rechnungseinrichtung berechnet werden. Die Vorzeichenumkeh rungseinrichtung (26, Schritte 270, 280) kehrt die Vorzei chen des Berechnungsergebnisses der Entfernungsberechnungs einrichtung und der Geschwindigkeitsberechnungseinrichtung um, wenn das Berechnungsergebnis der Entfernungsberech nungseinrichtung negativ ist.

Des weiteren wird bevorzugt, daß das FMCW-Radarsystem des weiteren eine Spitzenpaarbestimmungseinrichtung (26, Schritt 210) zum Bestimmen einer Spitzenfrequenzkomponente während der Anstiegsabschnittsmodulation und einer Spitzen frequenzkomponente während der Abstiegsabschnittsmodulation als Paar von Spitzenfrequenzkomponenten, welche von dersel ben Radarwelle abgeleitet werden, die von demselben Ziel reflektiert worden ist, von einer Mehrzahl von Spitzenfre quenzkomponenten, die von der Frequenzerfassungseinrichtung bei den jeweiligen Modulationen erfaßt werden, wenn die Empfangseinrichtung gleichzeitig von unterschiedlichen Zie len reflektierte Radarwellen empfängt, aufweist. In diesem Fall berechnet die Phasenberechnungseinrichtung (26, Schritte 220, 230) die Phasendifferenz von Spitzenfrequenz komponenten derselben Frequenz zwischen der Mehrzahl von Empfangseinrichtungen bei jeder Modulation. Die Phasendif ferenzvergleichseinrichtung (26, Schritt 240) vergleicht die Phasendifferenz jedes Paars von Spitzenfrequenzkompo nenten, welche von der Spitzenpaarbestimmungseinrichtung bestimmt werden. Des weiteren erlangt die Zielerfassungs einrichtung (26, Schritt 190) die Entfernung und die rela tive Geschwindigkeit jedes Ziels auf der Grundlage jedes Paars von Spitzenfrequenzkomponenten, welche von der Spit zenpaarbestimmungseinrichtung bestimmt werden.

Darüber hinaus wird bevorzugt, daß die Spitzenpaarbe stimmungseinrichtung (26, Schritt 210) die Absolutwerte der Differenzen vergleicht, welche von der Phasenberechnungs einrichtung bei der Anstiegsabschnittsmodulation und bei der Abstiegsabschnittsmodulation berechnet werden, und be stimmt das Paar von Spitzenfrequenzkomponenten, welche den selben Absolutwert bei den Phasendifferenzen besitzen.

Die vorliegende Erfindung wird in der nachfolgenden Be schreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches die Gesamtanordnung eines Radarsystems entsprechend einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 2 zeigt eine Wellenform, welche die Änderung der Frequenz eines Sendesignals entsprechend der ersten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 3 zeigt eine Ansicht, welche in einem RAM gespei cherte Daten entsprechend der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;

Fig. 4 zeigt ein Flußdiagramm, welches die Details der Zielerfassungsverarbeitung entsprechend der ersten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung erklärt;

Fig. 5 zeigt ein Flußdiagramm, welches die Details der Entfernungs/Geschwindigkeits/Azimutberechnungsverarbeitung entsprechend der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erklärt;

Fig. 6A und 6B zeigen Graphen, welche Spektren der Schwebungssignale darstellen, die auf der Grundlage des FFT-Ergebnisses entsprechend der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung berechnet werden;

Fig. 7 zeigt ein Flußdiagramm, welches die Details ei ner paarweisen Verarbeitung entsprechend einer zweiten Aus führungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 8 zeigt ein Flußdiagramm, welches die Details ei ner Entfernungs/Geschwindigkeits/Azimutberechnungsverarbei tung entsprechend einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erklärt;

Fig. 9A, 9B und 9C zeigen Graphen, welche die rela tive Beziehung zwischen der Sendefrequenz und der Empfangs frequenz in einem FMCW-Radar darstellen; und

Fig. 10A und 10B zeigen Graphen, welche die Schwie rigkeit der Zielerfassung des FMCW-Radars erklären.

Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden detailliert im folgenden unter Bezugnahme auf die zugehörigen Figuren erklärt. Identische Teile sind mit den selben Bezugszeichen über die Figuren bezeichnet.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Blockdiagramm, welches die Gesamtanordnung eines Radarsystems entsprechend einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar stellt. Wie in Fig. 1 dargestellt besteht ein Radarsystem 2 der ersten Ausführungsform aus einem Sen der/Empfängerabschnitt 10 und einem Signalverarbeitungab schnitt 20. Der Sender/Empfängerabschnitt 10 enthält einen Sender 12, welcher eine Radarwelle aussendet bzw. emit tiert, die eine vorbestimmte Frequenz aufweist, welche ent sprechend einem Modulationssignal Sm moduliert ist, und ein Paar Empfänger 14 und 16, welche die von dem Sender 12 emittierte und von einem Ziel reflektierte Radarwelle emp fangen. Der Signalverarbeitungsabschnitt führt das Modula tionssignal Sm dem Sender 12 zu und führt die Verarbeitung zur Erfassung des Ziels auf der Grundlage von Zwischenfre quenzschwebungssignalen B1 und B2 durch, welche von den Empfängern 14 und 16 erzeugt werden.

Der Sender 12 arbeitet als Sendeeinrichtung der vorlie genden Erfindung. Die Empfänger 14 und 16 arbeiten als Emp fangseinrichtung der vorliegenden Erfindung.

Entsprechend der ersten Ausführungsform ist das Radar system auf einem Kraftfahrzeug installiert, um ein Ziel zu erfassen, welches sich vor dem Kraftfahrzeug befindet. Der Sender/Empfängerabschnitt 10 ist an der Vorderseite eines Fahrzeugkörpers plaziert, während der Signalverarbeitungs abschnitt 20 an einer vorbestimmten Position in oder nahe einem Insassenabteil angeordnet ist.

Der Sender 12 enthält einen spannungsgesteuerten Oszil lator (VCO) 12b, welcher ein Hochfrequenzsignal im Millime terwellenbereich (miliwaveband) als Sendesignal erzeugt, einen Modulator (MOD) 12a, welcher das Modulationssignal Sm in ein Signal umwandelt, welches einen Einstellpegel für einen spannungsgesteuerten Oszillator 12b aufweist und die ses modulierte Signal dem spannungsgesteuerten Oszillator 12b zusendet, Leistungsverteiler bzw. -aufteiler (COUP) 12c und 12d, welche lokale Signale erzeugen, die den Empfängern 14 und 16 einzuspeisen sind, durch Leistungsaufteilung des von dem spannungsgesteuerten Oszillator 12b erzeugten Sen designals, und eine Sendeantenne 12e, welche eine Radar welle entsprechend dem Sendesignal aussendet.

Der Empfänger 14 enthält eine Empfangsantenne 14a, wel che eine Radarwelle empfängt, einen Mischer (MIX) 14b, wel cher das von der Empfangsantenne 14a empfangende Empfangs signal mit dem von dem Leistungsverteiler 12d eingespeisten lokalen Signal mischt, einen Vorverstärker (AMP) 14c, wel che ein Ausgangssignal des Mischers 14 verstärkt, ein Tief paßfilter (LPF) 14d, welcher unnötig hohe Frequenzkomponen ten aus dem Ausgangssignal des Vorverstärkers 14c entfernt und das Schwebungssignal B1 extrahiert, welches eine Fre quenzdifferenzkomponente zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal darstellt, und einen Nachverstärker (AMP) 14e, welcher die Größe des Schwebungssignals B1 auf einen geforderten Pegel verstärkt.

Ähnlich enthält der Empfänger 16 eine Empfangsantenne 16a, welche eine Radarwelle empfängt, einen Mischer 16b, welcher das von der Empfangsantenne 16a empfangene Emp fangssignal mit dem von dem Leistungsverteiler 12c einge speisten lokalen Signal mischt, einen Vorverstärker 16c, welcher ein Ausgangssignal des Mischers 16b verstärkt, ei nen Tiefpaßfilter 16d, welcher unnötig hohe Frequenzkompo nenten aus dem Ausgangssignal des Vorverstärkers 16c ent fernt und das Schwebungssignal B2 extrahiert, welches eine Frequenzdifferenzkomponente zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal darstellt, und einen Nachverstärker 16e, welcher die Größe des Schwebungssignals B2 auf einen gefor derten Pegel verstärkt. Der Empfänger 14 wird als Empfän gerkanal CH1 bezeichnet, während der Empfänger 16 als Emp fängerkanal CH2 bezeichnet wird.

Demgegenüber enthält der Signalverarbeitungsabschnitt 20 einen Dreieckswellengenerator 22, welcher ein Modula tionssignal Sm einer Dreieckwellenform im Ansprechen auf ein Aktivierungssignal C1 erzeugt, A/D-Wandler 24a und 24b welche die Dämpfungssignale B1 und B2 empfangen, welche von den Empfängern 14 und 16 eingespeist werden und sie in Di gitaldaten D1 und D2 umwandeln, ebenso wie einen Mikrocom puter 26 und eine Verarbeitungseinheit 28. Der Mikrocompu ter 26 besteht im wesentlichen aus einer CPU 26a, einem ROM 26b und einem RAM 26c und sendet Aktivierungssignale C1 und C2 aus, um den Dreieckswellengenerator 22 und die AD-Wand ler 24a, 24b zu betreiben. Des weiteren führt der Mikrocom puter 26 eine Zielerfassungsverarbeitung (wird später be schrieben) zum Erfassen der Entfernung, der relativen Ge schwindigkeit und des Azimuts bezüglich eines Ziels auf der Grundlage der durch die A/D-Wandler 24a und 24b erlangten Digitaldaten D1 und D2 durch. Die Verarbeitungseinheit 28 führt die Berechnung einer schnellen Fouriertransformation (FFT) auf der Grundlage des von dem Mikrocomputer 26 gege benen Befehls durch. Die Verarbeitungseinheit 28 arbeitet als Analyseeinrichtung der vorliegenden Erfindung.

Die A/D-Wandler 24a und 24b arbeiten im Ansprechen auf das Aktivierungssignal C2 und wandeln die analogen Schwe bungssignale B1 und B2 in Digitaldaten D1 und D2 zu vorbe stimmten Zeitintervallen um und schreiben diese Digitalda ten in ein vorgeschriebenes Gebiet des RAM′s 26c. Wenn eine vorbestimmte Anzahl von A/D-Umwandlungen vollständig durch geführt worden sind, setzen die A/D-Wandler 24a und 24b ein (nicht dargestelltes) Beendigungsflag in dem RAM 26c und stoppen ihren Betrieb.

Wenn der Dreieckwellengenerator 22 im Ansprechen auf das Aktivierungssignal C1 aktiviert wird, tritt das Modula tionssignal Sm durch den Modulator 12a in den spannungsge steuerten Oszillator 12b ein. Der spannungsgesteuerte Os zillator 12b erzeugt das Sendessignal, welches im Anspre chen auf das Modulierungssignal Sm moduliert wird. Insbe sondere erhöht sich die Frequenz des Sendesignals propor tional zu dem Anstiegsgradienten der Dreieckswellenform des Modulationssignals Sm (dieser Abschnitt wird als "Anstiegs abschnitt" bezeichnet), während die Frequenz des Sendesi gnals sich proportional zu dem Abstiegsgradienten der Drei eckswellenform des Modulationssignals Sm (dieser Abschnitt wird als "Abstiegsabschnitt" bezeichnet) verringert.

Fig. 2 zeigt eine Ansicht, welche die Modulation des Sendesignals darstellt. Wie in Fig. 2 dargestellt erhöht oder verringert sich die Frequenz des Sendesignals um einen Betrag ΔF während eines Zeitintervalls von 1/fm im Anspre chen auf das Modulationssignal Sm. Die Mitte dieser Fre quenzänderung ist f0. Entsprechend Fig. 2 ist ein Zeitin tervall von 100 ms eine Periode (Zeitintervall für einen Zyklus) der später beschriebenen Zielerfassungsverarbei tung. Das Aktivierungssignal C1 wird während der Zielerfas sungsverarbeitung erzeugt.

Der Sender 12 erzeugt eine Radarwelle entsprechend die sem Sendesignal. Die Radarwelle kehrt nach einer Reflektion an dem Hindernis zu dem Radarsystem 2 zurück und wird von den Empfängern 14 und 16 empfangen. Die Empfänger 14 und 16 mischen die von der Antenne 14a und 16a erlangten Empfangs signale mit dem von dem Sender 12 erlangten Sendesignal, wodurch Schwebungssignale B1 und B2 erzeugt werden. In die sem Fall ist das Empfangssignal bezüglich des Sendesignals um eine Zeit verzögert, welche die Radarwelle benötigt, vom Radarsystem 2 zu dem Ziel sich zu bewegen und von dem Ziel zu dem Radarsystem 2 zurückzukehren. Wenn irgendeine Ge schwindigkeitsdifferenz zwischen dem Radarsystem 2 und dem Ziel vorliegt, wird das Empfangssignal einer Dopplerver schiebung unterworfen.

Wie in Fig. 3 dargestellt werden die Digitaldaten D1, welche von dem A/D-Wandler 24a durch A/D-Umwandlung des Schwebungssignals B1 gebildet werden, aufeinanderfolgend in Datenblöcken DB1 und DB2 des RAM′s 26c gespeichert. Auf dieselbe Weise werden Digitaldaten D2, welche von dem A/D-Wandler 24b durch A/D-Umwandlung des Schwebungssignals B2 erzeugt werden, aufeinanderfolgend in Datenblöcken DB3 und DB4 des RAM′s 26c gespeichert.

In diesem Fall beginnen die A/D-Wandler 24a und 24b ih ren Betrieb im Ansprechen auf die Aktivierung des Dreiecks wellengenerators 22 und führen eine vorbestimmte Anzahl von A/D-Umwandlungen während einer Zeitperiode entsprechend der Erzeugung des Modulationssignals Sm durch. Daher speichern die Datenblöcke DB1 und DB3, welche die erste Hälfte der Daten speichern, die Anstiegsabschnittsdaten entsprechend dem Anstiegsabschnitt des Sendesignals. Die Datenblöcke DB2 und DB4, welche die zweite Hälfte der Daten speichern, speichern die Abstiegsabschnittsdaten entsprechend dem Ab stiegsabschnitt des Sendesignals.

Die in jedem der Datenblöcke DB1 bis DB4 gespeicherten Daten werden von dem Mikrocomputer 26 und der Verarbei tungseinheit 28 verarbeitet, um das Ziel zu erfassen.

Als nächstes wird die Zielerfassungsverarbeitung, wel che von der CPU 26a des Mikrocomputers 26 ausgeführt wird, unter Bezugnahme auf das Flußdiagramm von Fig. 4 darge stellt. Wie vorher beschrieben wird die Zielerfassungsverar beitung dieser Ausführungsform in Zeitintervallen von 100 ms durchgeführt.

Wie in Fig. 4 dargestellt, wird nach dem Beginn dieser Verarbeitung das Aktivierungssignal C1 in einem Schritt 110 zur Aktivierung des Dreieckswellengenerators 22 erzeugt. Danach wird in einem Schritt 120 das Beendigungsflag in dem RAM 26c gelöscht und das Aktivierungssignal C2 erzeugt, um die A/D-Wandler 24a und 24b zu aktivieren.

Mit diesem Verfahren wird das Modulationssignal Sm von dem Dreieckswellengenerator 22 erzeugt. Wenn der Empfänger 12 das Modulationssignal Sm empfängt, sendet er die Radar welle, welche die modulierte Frequenz aufweist. Wenn die Radarwelle von dem Ziel reflektiert wird und von den Emp fängern 14 und 16 empfangen wird, werden die Schwebungssig nale B1 und B2 erzeugt und in Digitaldaten D1 und D2 durch die A/D-Wandler 24a und 24b umgewandelt und danach in den RAM 26c geschrieben.

In dem darauffolgenden Schritt 130 wird das Beendi gungsflag in dem RAM 26c überprüft, um zu beurteilen, ob die A/D-Umwandlung vollständig abgeschlossen ist oder nicht. Wenn das Beendigungsflag nicht gesetzt ist (d. h. wenn die A/D-Umwandlung noch nicht beendet ist), wird der Schritt 130 wiederholt ausgeführt. Wenn das Beendigungsflag gesetzt ist (d. h. wenn die A/D-Umwandlung vollständig been det ist), begibt sich der Steuerungsfluß zu einem Schritt 140.

In dem Schritt 140 werden Datenblöcke DB1 bis DB4 in dem RAM 26c aufeinanderfolgend gewählt, und die Daten jedes Datenblocks DBi (i = 1 bis 4) werden der Verarbeitungsein heit 28 eingegeben, um die schnelle Fouriertransformation durchzuführen. Die der Verarbeitungseinheit 28 eingegebenen Daten werden einer herkömmlichen Fensterverarbeitung unter Verwendung eines Hanningfensters oder eines Dreiecksfen sters oder dergleichen unterworfen, um die Nebenkeule zu unterdrücken, welche bei der Berechnung der schnellen Fou riertransformation auftritt. Die Frequenzspektrumdaten, welche durch diese FFT-Berechnung erlangt werden, sind kom plexe Vektoren in Beziehung zur Frequenz.

In einem Schritt 150 wird eine Spitze jedes Frequenz spektrums auf der Grundlage des Absolutwerts des komplexen Vektors erfaßt, d. h. eine Amplitude der Frequenzkomponente, die durch den komplexen Vektor dargestellt ist. Die Fre quenz entsprechend der erfaßten Spitze ist als Spitzenfre quenz bestimmt. Bezüglich des Verfahrens der Erfassung der Spitze ist es möglich, die momentane Änderung der Amplitude bezüglich der Frequenz zu erlangen und eine bestimmte Fre quenz herauszufinden, bevor und nachdem das Vorzeichen der momentanen Änderung invertiert wird.

In einem Schritt 160 wird die Phase der Spitzenfre quenzkomponente berechnet, welche in dem Schritt 150 be stimmt wird. Die Phase ist identisch zu dem Winkel, welcher zwischen dem komplexen Vektor und der realen Achse gebildet wird; daher kann sie leicht aus dem komplexen Vektor er langt werden.

In dem nächsten Schritt 170 wird überprüft, ob irgend ein Datenblock Dbi vorliegt, welcher noch nicht verarbeitet worden ist. Wenn irgendein nichtverarbeiteter Datenblock Dbi vorhanden ist, kehrt der Steuerfluß zu dem Schritt 140 zurück und führt die Verarbeitung der Schritte 140 bis 160 bezüglich des nichtverarbeiteten Datenblocks Dbi durch. Wenn andererseits alle Datenblöcke vollständig verarbeitet worden sind, begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt 180.

Fig. 6A und 6B zeigen das Amplituden- (d. h. das Lei stungs-) und das Phasenspektrum jeder Frequenzkomponente auf der Grundlage des komplexen Vektors, welcher als Ergeb nis der Berechnung in dem Schritt 140 in jedem Datenblock DB1 bis DB4 erlangt wird, d. h. bei jeden Daten der Anstiegsabschnittsdaten und der Abstiegsabschnittsdaten der Empfängerkanäle CH1 und CH2. Bei dieser Ausführungsform wird angenommen, daß zwei Hindernisse vorhanden sind. Daher werden zwei Spitzenfrequenzkomponenten in dem Frequenzspek trum jedes Datenblocks Dbi (i = 1 bis 4) erfaßt.

Durch Ausführen der oben beschriebenen Schritte 150 und 160 werden als Ergebnis Spitzenfrequenzen f1u(1) und f1u(2) an dem Anstiegsabschnitt und Spitzenfrequenzen f1d(1) f1d(2) an dem Abstiegsabschnitt des Empfängerkanals DH1 ebenso wie Spitzenfrequenzen f2u(1) und f2u(2) an dem An stiegsabschnitt und Spitzenfrequenzen f2d(1) und f2d(2) an dem Abstiegsabschnitt des Empfängerkanals CH2 erlangt. Des weiteren werden Phasen Φ1u(1), Φ1u(2), Φ1d(1), Φ1d(2), Φ2u(1), Φ2u(2), Φ2d(1) und Φ2d(2) entsprechend den Spitzen frequenzen f1u(1), f1u(2), f1d(1), f1d(2), f2u(1), f2u(2), f2d(1) bzw. f2d(2) erlangt.

Zwischen den Empfängerkanälen CH1 und CH2 sind einige Spitzenfrequenzkomponenten im wesentlichen zueinander iden tisch in den Anstiegs- und Abstiegsabschnitten (d. h. f1u(1) = f2u(1), f1u(2) = f2u(2), f1d(1) = f2d(1), f1d(2) = f2d(2)). Die entsprechenden Spitzenfrequenzkomponenten näm lich fu(i) und fd(j) gründen sich auf die von demselben Ziel reflektierte Radarwelle.

In dem nächsten Schritt 180 wird in jedem der Anstiegs- und Abstiegsabschnitte eine Paarverarbeitung ausgeführt, um ein Paar von Spitzenfrequenzkomponenten zu bestimmen, wel che von der von demselben Ziel reflektierten Radarwelle ab geleitet sind und dieselbe Leistung besitzen, durch Ver gleich der Amplituden der Spitzenfrequenzkomponenten.

Entsprechend Fig. 6A und 6B sind die Spitzenfrequen zen fu(1) und fd(2) als ein Paar bestimmt, während die Spitzenfrequenzen fu(2) und fd(1) als ein anderes Paar durch die Paarverarbeitung bestimmt sind.

In dem nächsten Schritt 190 wird die Entfer nungs/Geschwindigkeits/Azimutberechnungsverarbeitung unter Verwendung der im dem Schritt 180 gepaarten Spitzenfrequen zen ausgeführt, um die Entfernung, die relative Geschwin digkeit und den Azimut des Ziels zu berechnen. Danach ist das Hauptprogramm beendet.

Fig. 5 stellt Details der Entfer nungs/Geschwindigkeits/Azimutberechnungsverarbeitung dar. Zuerst wird in einem Schritt 210 aus den gepaarten Spitzen frequenzkomponenten ein Paar gewählt. Als nächstes wird in einem Schritt 220 die Phasendifferenz ΔΦu(i) in dem An stiegsabschnitt zwischen den Empfängerkanälen CH1 und CH2 unter Verwendung der folgenden Gleichung (13) berechnet. Dann wird in einem Schritt 230 die Phasendifferenz ΔΦd(j) in dem Abstiegsabschnitt zwischen den Empfängerkanälen CH1 und CH2 unter Verwendung der folgenden Gleichung (14) be rechnet.

ΔΦu(i) = Φ1u(i)-4)2u(i) (13)

ΔΦd(j) = Φ1d(j)-Φ2d(j) (14)

In einem nächsten Schritt 240 wird überprüft, ob die Phasendifferenzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j) dasselbe Vorzeichen be sitzen. Wenn die Phasendifferenzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j) wech selseitig unterschiedliche Vorzeichen besitzen ("NEIN" im Schritt 240), begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt 250. In dem Schritt 250 werden beide Vorzeichen der Spit zenfrequenz fu(i) (= f1u(i) = f2u(i)) und der Spitzenfre quenz fd(j) (=f1d(j) = f2d(j)) als positiv angesehen. Da nach werden die Entfernung D und die relative Geschwindig keit V zu dem Ziel unter Verwendung der Gleichungen (1) und (2) berechnet.

Wenn andererseits die Phasendifferenzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j) wechselseitig identische Vorzeichen besitzen ("JA" in dem Schritt 240), begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt 260. In dem Schritt 260 wird das Vorzeichen der An stiegsabschnittsspitzenfrequenz fu(i) als positiv angese hen, während das Vorzeichen der Abstiegsabschnittspitzen frequenz fd(j) als negativ angesehen wird. Danach werden die Entfernung D und die relative Geschwindigkeit V zu dem Ziel unter Verwendung der modifizierten Gleichungen (1′) und (2′) berechnet.

D = {C/(8 ΔF fm)} (|fu| + (-|fd|)) (1′)

V = {C/(4 f0)} (|fu| - (-|fd|)) (2′)

In einem nächsten Schritt 270 wird überprüft, ob die in dem Schritt 260 berechnete Entfernung positiv ist oder nicht. Wenn die berechnete Entfernung D positiv ist, begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt 290. Wenn die berech nete Entfernung D nicht positiv ist, begibt sich der Steu erfluß zu einem Schritt 280. In dem Schritt 280 werden die in dem Schritt 260 berechneten Vorzeichen der Entfernung D und der relativen Geschwindigkeit V umgekehrt. Danach be gibt sich der Steuerfluß zu dem Schritt 290.

In dem Schritt 290 wird ein Azimut θ des Ziels entspre chend jeder Spitzenfrequenzkomponente auf der Grundlage der in dem Schritt 220 berechneten Phasendifferenz ΔΦu(i) unter Verwendung der folgenden Gleichung (15) berechnet.

θ = ΔΦu(i) λ/(2π W) (15)

wobei W die Entfernung zwischen den Empfängern 14 und 16 darstellt und λ die Wellenlänge der Radarwelle dar stellt. In der Gleichung (15) kann ΔΦu(i) durch die Ab stiegsabschnittsphasendifferenz ΔΦd(j), welche in dem Schritt 230 berechnet wird, ersetzt werden.

In einem nächsten Schritt 300 wird überprüft, ob die Entfernung D, die relative Geschwindigkeit V und das Azimut für alle der Spitzenfrequenzkomponenten, die in dem Paar verfahren des Schrittes 180 gepaart sind, berechnet werden. Wenn alle Paare noch nicht beendet worden sind, kehrt der Steuerfluß zu dem Schritt 210 zurück, um die Entfernung D, die relative Geschwindigkeit V und das Azimut θ für jedes der nicht berechneten Paare von Spitzenfrequenzkomponenten zu berechnen. Wenn alle Paare der Spitzenfrequenzkomponen ten hinreichend verarbeitet worden sind, wird das Programm beendet.

Entsprechend Fig. 6 sind die Phasendifferenzen ΔΦu(1) = Φ1u(1)-Φ2u(1) und ΔΦd(2) = Φ1d(2)-Φ2d(2) aus dem Paar von Schwebungsfrequenzen fu(1) und fd(2) abgeleitet. In diesem Fall besitzen beide Phasendifferenzen ΔΦu(1) und ΔΦd(2) ne gative Vorzeichen. Daher wird beurteilt, daß die relative Beziehung zwischen der Sendefrequenz und der Empfangsfre quenz der Situation von Fig. 9B oder Fig. 9C entspricht. Somit kann die Entfernung D und die relative Geschwindig keit V unter Verwendung der Gleichungen (1′) und (2′) kor rekt berechnet werden.

Wie oben entsprechend dem Beispiel der verwandten Tech nik beschrieben werden die Entfernung D und die relative Geschwindigkeit V aus Gleichungen (1) und (2) fehlerhaft zu D = 28,4 [m] und V = -17,6 [km/h] berechnet. Demgegenüber wird entsprechend der Ausführungsform der vorliegenden Er findung die relative Beziehung zwischen der Sendefrequenz und der Empfangsfrequenz auf der Grundlage der Vorzeichen der Phasendifferenzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j), welche in den An stiegs- und Abstiegsabschnitten berechnet werden, richtig beurteilt. In dem obigen Fall werden die Vorzeichen der Phasendifferenzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j) als identisch erfaßt. Die Entfernung D und die relative Geschwindigkeit V werden aus den Gleichungen (1′) und (2′) berechnet, welche den Ab stiegsabschnittsschwebungsfrequenzen negative Vorzeichen geben. Als Ergebnis der Berechnung ergibt sich D = -5 [m] und V = 100 [km/h]. Die Vorzeichen der Berechnungswerte sind in diesem Fall umgekehrt, da die Entfernung D einen positiven Wert besitzen muß. Als Ergebnis wird das endgül tige Ergebnis mit D = 5 [m] und V = -100 [km/h] erlangt. Somit ist das richtige Ergebnis abgeleitet.

Die derart berechnete Entfernung D, die relative Ge schwindigkeit V und das Azimut θ zu dem Ziel werden in ei nem unabhängig ausgeführten Beurteilungsverfahren zur Beur teilung des Vorkommens einer Gefahr verwendet. Wenn eine Gefahr besteht, wird ein (nicht dargestellter) Alarm akti viert, um den Fahrer auf die Gefahr aufmerksam zu machen.

Bei der oben beschriebenen Ausführungsform arbeitet die CPU 26 als Frequenzerfassungseinrichtung der vorliegenden Erfindung bei der Durchführung der Verarbeitung des Schrit tes 150, als Phasenberechnungseinrichtung bei der Durchfüh rung der Verarbeitung des Schrittes 160, als Phasendiffe renzberechnungseinrichtung bei der Durchführung der Verar beitung der Schritte 220 und 230, als Phasendifferenzver gleichseinrichtung bei der Durchführung der Verarbeitung des Schrittes 240, als Parameterberechnungseinrichtung, Entfernungsberechnungseinrichtung und Geschwindigkeitsbe rechnungseinrichtung bei der Durchführung der Verarbeitung der Schritte 250 und 260, als Vorzeichenumkehreinrichtung bei der Durchführung der Verarbeitung der Schritte 270 und 280.

Wie in der obigen Beschreibung dargelegt erlangt das Radarsystem 2 der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung Phasendifferenzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j) zwischen den Empfängerkanälen CH1 und CH2 in den Anstiegs- und Abstiegs abschnitten bezüglich der Spitzenfrequenzkomponenten, wel che aus der von demselben Ziel reflektierten Radarwelle ab geleitet sind, beurteilt die relative Beziehung zwischen der Sendefrequenz und der Empfangsfrequenz durch Vergleich der Vorzeichen dieser Phasendifferenzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j), ordnet der Schwebungsfrequenz, welche als Absolutwert der Differenz zwischen der Sendefrequenz und der Empfangsfre quenz erfaßt wird, ein Vorzeichen zu und berechnet die Ent fernung D, die relative Geschwindigkeit V und das Azimut θ des Ziels auf der Grundlage der Schwebungsfrequenz, welcher auf diese Weise das Vorzeichen zugeordnet ist.

Sogar wenn die relative Beziehung zwischen dem Sendesig nal und dem Empfangssignal unterschiedlich bezüglich der Voraussetzung zur Definition der Gleichungen (1) und (2) dahingehend ist, daß die Sendefrequenz größer als die Emp fangsfrequenz in dem Anstiegsabschnitt ist, während die Sendefrequenz kleiner als die Empfangsfrequenz in dem Ab stiegsabschnitt ist, kann dementsprechend das Radarsystem 2 der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Entfernung D, die relative Geschwindigkeit V und das Azimut θ des Ziels genau berechnen. Somit wird es möglich, ein verläßliches Radarsystem zum Erfassen eines Ziels ohne eine fehlerhafte Erfassung zu realisieren.

Wenn entsprechend der oben beschriebenen ersten Ausfüh rungsform die Vorzeichen der Phasendifferenzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j) identisch sind, wird ein positives Vorzeichen der An stiegsabschnittsschwebungsfrequenz fu(i) und ein negatives Vorzeichen der Abstiegsabschnittsschwebungsfrequenz fd(j) in dem Schritt 260 zugeordnet. Es versteht sich, daß es möglich ist, ein negatives Vorzeichen der Anstiegsab schnittsschwebungsfrequenz fu(i) und ein positives Vorzei chen der Abstiegsabschnittsschwebungsfrequenz fd(j) zu ge ben.

Alternativ ist es ebenfalls möglich, die oben beschrie benen zwei Arten von Kombinationen von Vorzeichen zu ge statten, so daß zwei Arten von Kombinationen der Entfernung D und der relativen Geschwindigkeit V unter Verwendung der folgenden Gleichungen (1′′) und (2′′) zusätzlich zu den oben beschriebenen Gleichungen (1′) und (2′) erlangt werden, und danach eine Kombination gewählt wird, bei welcher die Ent fernung D einen positiven Wert besitzt.

D = {C/(8 ΔF fm)} ((-|-f_u|) + |f_d|) (1′′)

V = {C/(4 f0)} ((-|f_u|)-|f_d|) (2′′)

Im folgenden wird eine zweite Ausführungsform der vor liegenden Erfindung beschrieben.

Die zweite Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform bezüglich der Paarverarbeitung der Zielerfassungsverarbeitung (Schritt 180) und bezüglich der Entfernungs/Geschwindigkeits/Azimutberechnungsverarbeitung (Schritt 190). Die andere Anordnung und Verarbeitung sind identisch zu denjenigen der ersten Ausführungsform. Daher wird die Paarverarbeitung und die Entfer nungs/Geschwindigkeits/Azimutberechnungsverarbeitung der zweiten Ausführungsform im folgenden detailliert beschrie ben.

Fig. 7 zeigt ein Flußdiagramm, welches die Details der Paarverarbeitung entsprechend der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.

Wie in Fig. 7 dargestellt wird auf die Aktivierung die ses Programms in einem Schritt 310 die Phasendifferenz ΔΦu(i) in dem Anstiegsabschnitt zwischen den Empfängerkanälen CH1 und CH2 unter Verwendung der folgenden Gleichung (16) als Phasendifferenz zwischen Spitzenfrequenzkomponenten mit identischer Spitzenfrequenz, d. h. Spitzenfrequenzkomponen ten, welche aus der von demselben Ziel reflektierten Radar welle abgeleitet sind, berechnet. Danach wird in einem Schritt 320 die Phasendifferenz ΔΦd(j) in dem Abstiegsab schnitt zwischen den Empfängerkanälen CH1 und CH2 unter Verwendung der folgenden Gleichung (17) als Phasendifferenz zwischen Spitzenfrequenzkomponenten mit identischer Spit zenfrequenz berechnet.

ΔΦu(i) = Φ1u(i)-Φ2u(i) (16)

ΔΦd(j) = Φ1d(j)-Φ2d(j) (17)

wobei i, j = 1 bis Np gilt und Np die Anzahl von in dem Schritt 150 erfaßten Spitzenfrequenzkomponenten ist.

In einem nächsten Schritt 330 wird eine Spitzenfre quenzkomponent sowohl aus dem Anstiegsabschnitt als auch dem Abstiegsabschnitt gewählt. Danach wird unter Verwendung von Absolutwerten der in den Schritten 310 und 320 berech neten Phasendifferenzen ein Absolutwert der Differenz zwi schen den Absolutwerten der Phasendifferenzen als ||ΔΦu(i)-|ΔΦd(j)|| erlangt. Es wird überprüft, ob ||ΔΦu(i)|-|ΔΦd(j)|| kleiner als ein vorbestimmter Wert ε ist. Wenn ||ΔΦu(i)|-|ΔΦd(j)|| kleiner als ε ist, wird beurteilt, daß |ΔΦu(i)| im wesentlichen gleich |ΔΦd(j)| ist. Danach begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt 340. Wenn demgegenüber ||ΔΦu(i)|-|ΔΦd(j)|| nicht kleiner als ε, wird beurteilt, daß |ΔΦu(i)| nicht gleich |ΔΦd(j)| ist. Danach begibt sich der Steuer fluß zu einem Schritt 350.

In dem Schritt 340, werden die Spitzenfrequenzkomponen ten, welche dahingehend identifiziert worden sind, daß sie dieselben Absolutwerte |ΔΦu(i)|, |ΔΦd(j)| besitzen, als Paar bezeichnet. Dieses Paarergebnis wird in einem vorbestimmten Bereich des RAM′s 26c zusammen mit den Phasendifferenzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j) gespeichert. Danach begibt sich der Steuer fluß zu dem Schritt 350.

In dem Schritt 350 wird beurteilt, ob die Paarbil dungsoperation bezüglich aller Spitzenfrequenzkomponenten hinreichend abgeschlossen worden ist. Wenn es nicht gepaar te Spitzenfrequenzkomponenten gibt, kehrt der Steuerfluß zu dem Schritt 330 zurück, um die Verarbeitung der Schritte 330 bis 350 zu wiederholen. Wenn im Schritt 350 die gesamte Paarbildungsoperation vollständig abgeschlossen ist, wird das Programm beendet.

Fig. 8 zeigt ein Flußdiagramm, welches die Details der Entfernungs/Geschwindigkeits/Azimutberechnungsverarbeitung entsprechend der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erklärt.

Wie in Fig. 8 dargestellt wird in einem Schritt 410 ein Paar aus den gepaarten Spitzenfrequenzkomponenten gewählt, welche in der oben beschriebenen Paarverarbeitung erlangt werden. Als nächstes werden in einem Schritt 420 Phasendif ferenzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j) des gewählten Paars von Spitzen frequenzkomponenten in den Anstiegs- und Abstiegsabschnit ten aus dem RAM 26c gelesen. Es wird überprüft, ob diese Phasendifferenzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j) dasselbe Vorzeichen be sitzen. Wenn die Phasendifferenzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j) wech selseitig unterschiedliche Vorzeichen besitzen ("NEIN" im Schritt 420), begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt 430. In dem Schritt 430 werden beide Vorzeichen der Spit zenfrequenz fu(i) (=f1u(i)=f2u(i)) und der Spitzenfrequenz fd(j) (=f1d(j)=f2d(j)) als positiv angesehen. Danach werden die Entfernung D und die relative Geschwindigkeit V zu dem Ziel unter Verwendung der Gleichungen (1) und (2) berech net.

Wenn andererseits die Phasendifferenzen Δ(Φ)u(i) und ΔΦd(j) wechselseitig identische Vorzeichen ("JA" in dem Schritt 420) besitzen, begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt 440. In dem Schritt 440 wird das Vorzeichen der An stiegsabschnittsspitzenfrequenz fu(i) als positiv angese hen, während das Vorzeichen der Abstiegsabschnittsspitzen frequenz fd(j) als negativ angesehen wird. Danach werden die Entfernung D und die relative Geschwindigkeit V zu dem Ziel unter Verwendung der folgenden modifizierten Gleichun gen (1′) und (2′) berechnet.

In einem nächsten Schritt 450 wird überprüft, ob die in dem Schritt 440 berechnete Entfernung D postiv ist oder nicht. Wenn die berechnete Entfernung positiv ist, begibt sich der Steuerfluß zu einem Schritt 470. Wenn die berech nete Entfernung D nicht positiv ist, begibt sich der Steu erfluß zu einem Schritt 460. In dem Schritt 460 werden die Vorzeichen der in dem Schritt 440 berechneten Entfernung D und der relativen Geschwindigkeit V umgekehrt. Danach be gibt sich der Steuerfluß zu dem Schritt 470.

In dem Schritt 470 wird das Azimut θ des Ziels entspre chend jeder Spitzenfrequenzkomponente auf der Grundlage der in dem Schritt 420 verwendeten Phasendifferenz ΔΦu(i) oder ΔΦd(j) berechnet.

In einem nächsten Schritt 480 wird beurteilt, ob die Entfernung D, die relative Geschwindigkeit V und das Azimut 9 für alle in der Paarverarbeitung gepaarten Spitzenfre quenzkomponenten berechnet sind. Wenn noch nicht alle Paare abgeschlossen sind, kehrt der Steuerfluß zu dem Schritt 410 zurück, um die Entfernung D, die relative Geschwindigkeit V und das Azimut θ für jedes der nicht berechneten Paare der Spitzenfrequenzkomponenten zu berechnen. Wenn alle Paare der Spitzenfrequenzkomponenten hinreichend verarbeitet wor den sind, wird danach das Programm beendet.

Wie in der obigen Beschreibung dargestellt, führt das FMCW-Radarsystem dieser Ausführungsform bei der Paarverar beitung die Beurteilung der Paare auf der Grundlage des Ab solutwerts der Phasendifferenzen der Spitzenfrequenzkompo nenten durch und speichert die Phasendifferenzen der bei dieser Verarbeitung berechneten Spitzenfrequenzkomponenten und verwendet in dem Entfer nungs/Geschwindikgeits/Azimutberechnungsschritt die gespei cherten Daten, um die Entfernung D, die relative Geschwin digkeit V und das Azimut θ ohne Berechnung der Phasendiffe renzen der Spitzenfrequenzkomponenten zu berechnen. Daher kann die Effizienz und die Geschwindigkeit der Berechnungen verbessert werden.

Obenstehend wurde ein FMCW-Radarsystem zur Erfassung der Entfernung, der relativen Geschwindigkeit und des Azi muts eines Ziels offenbart. Schwebungssignale der jeweili gen Empfängerkanäle CH1 und CH2, welche durch Mischen der Empfangssignale mit einem Sendesignal erzeugt werden, wer den einer Fouriertransformation unterworfen, um die Fre quenz und die Phase von Spitzenfrequenzkomponenten sowohl bei einem Anstiegsabschnitt, bei welchem die Frequenz der Übertragung ansteigt, als auch bei einem Abstiegsabschnitt zu erfassen, bei welchem die Frequenz der Übertragung sich verringert. Auf der Grundlage der von demselben Ziel abge leiteten Spitzenfrequenzkomponenten werden die Phasendiffe renzen ΔΦu(i) und ΔΦd(j) zwischen den Empfängerkanälen CH1 und CH2 in den Anstiegs- und Abstiegsabschnitten bestimmt. Die relative Beziehung zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal wird auf der Grundlage der Vorzeichen der Phasendifferenzen beurteilt. Jeweiligen Spitzenfrequenzen fu(i) und fd(j), welche als Absolutwerte der Frequenzdif ferenzen zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal erfaßt werden, werden entsprechend dem Beurteilungsergebnis Vorzeichen zugewiesen. Danach werden die Entfernung D und die relative Geschwindigkeit V des Ziels berechnet.

Claims

1. FMCW-Radarsystem mit:
einer Sendeeinrichtung (12) zum Erzeugen eines Sende signals mit einer modulierten Frequenz, die entsprechend einem Dreieckswellenmodulationssignal variabel ist, und zum Aussenden einer Radarwelle, welche das Sendesignal trägt;
einer Mehrzahl von Empfangseinrichtungen (14, 16) zum Empfang der von einem Ziel reflektierten Radarwelle, zum Erzeugen von Empfangssignalen und zum Erzeugen von Schwe bungssignalen durch Mischen der Empfangssignale mit dem Sendesignal;
einer Analyseeinrichtung (28), welche für die Mehrzahl von Empfangseinrichtungen zur Ausführung einer Fourier transformation der Schwebungssignale vorgesehen ist;
einer Frequenzerfassungseinrichtung (26, Schritt 150), welche den in der Mehrzahl vorkommenden Empfangseinrichtun gen zugeordnet ist, zum Erfassen von Spitzenfrequenzkompo nenten, welche Spitzen eines Frequenzspektrums aufweisen, auf der Grundlage eines Analyseergebnisses der von der Ana lyseeinrichtung erlangten Schwebungssignale sowohl bei ei ner Anstiegsabschnittsmodulation, bei welcher die Frequenz des Sendesignals ansteigt, als auch bei einer Abstiegsmodu lation, bei welcher die Frequenz des Sendesignals sich ver ringert; und
einer Zielerfassungseinrichtung (26, Schritt 190) zum Berechnen wenigstens der Entfernung oder der relativen Ge schwindigkeit des Ziels unter Verwendung einer vorbestimm ten Gleichung, welche durch einen Parameter definiert ist, der äquivalent einer Summe oder einer Differenz zwischen den von der Frequenzerfassungseinrichtung erfaßten Spitzen frequenzkomponenten bei der jeweiligen Modulation ist,
gekennzeichnet durch
eine Phasenberechnungseinrichtung (26, Schritt 160), welche den in der Mehrzahl vorkommenden Empfangseinrichtun gen zugeordnet ist, zum Berechnen der Phasen der von der Frequenzerfassungseinrichtung erfaßten Spitzenfrequenzkom ponenten bei der jeweiligen Modulationen auf der Grundlage des von der Analyseeinrichtung erlangten Analyseergebnis ses;
eine Phasendifferenzberechnungseinrichtung (26, Schritte 220, 230) zum Berechnen der Phasendifferenzen der Spitzenfrequenzkomponenten zwischen den in der Mehrzahl vorkommenden Empfangseinrichtungen bei den jeweiligen Modu lationen auf der Grundlage der Phasen der von der Phasenbe rechnungseinrichtung berechneten Spitzenfrequenzkomponen ten;
eine Phasendifferenzvergleichseinrichtung (26, Schritt 240) zum Beurteilen einer relativen Beziehung zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal, welche bei den jeweili gen Modulationen bestimmt sind, durch Vergleich der Phasen differenzen der von der Phasendifferenzberechnungsein richtung berechneten Spitzenfrequenzkomponenten; und
eine Zielerfassungseinrichtung, welche die Parameter von den Spitzenfrequenzen erlangt, denen ein positives oder negatives Vorzeichen zugeordnet sind, entsprechend dem Be urteilungsergebnis der Phasendifferenzvergleichseinrich tung.

2. FMCW-Radarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß die Zielerfassungseinrichtung folgende Komponenten aufweist:
eine Parameterberechnungseinrichtung (26, Schritte 250, 260) zum Berechnen der Parameter durch Zuweisen von positi ven und negativen Vorzeichen den Spitzenfrequenzen bei den jeweiligen Modulationen, wenn die Phasendifferenzen der Spitzenfrequenzkomponenten bei den jeweiligen Modulationen als im wesentlichen gleich beurteilt werden, während die Parameter durch Zuweisen von positiven Vorzeichen den Spit zenfrequenzen bei den jeweiligen Modulationen berechnet werden, wenn die Phasendifferenzen der Spitzenfrequenzkom ponenten bei den jeweiligen Modulationen als zueinander un terschiedlich beurteilt werden;
eine Entfernungsberechnungseinrichtung (26, Schritte 250, 260) zum Berechnen der Entfernung zu dem Ziel auf der Grundlage der Summe der von der Parameterberechnungsein richtung berechneten Spitzenfrequenzen;
einer Geschwindigkeitsberechnungseinrichtung (26, Schritte 250, 260) zum Berechnen der relativen Geschwindig keit des Ziels auf der Grundlage der Differenz zwischen den von der Parameterberechnungseinrichtung berechneten Spit zenfrequenzen; und
eine Vorzeichenumkehrungseinrichtung (26, Schritte 270, 280) zum Umkehren der Vorzeichen des Berechnungsergebnisses der Entfernungsberechnungseinrichtung und der Geschwindig keitsberechnungseinrichtung, wenn das Berechnungsergebnis der Entfernungsberechnungseinrichtung negativ ist.

3. FMCW-Radarsystem nach Anspruch 1 oder 2, des weiteren gekennzeichnet durch
eine Spitzenpaarbestimmungseinrichtung (26, Schritt 210) zum Bestimmen einer Spitzenfrequenzkomponente während der Anstiegsabschnittsmodulation und einer Spitzenfrequenz komponente während der Abstiegsabschnittsmodulation als Paar von Spitzenfrequenzkomponenten, die aus derselben Ra darwelle, welche von demselben Ziel reflektiert worden ist, abgeleitet worden sind, aus einer Mehrzahl von Spitzenfre quenzkomponenten, welche durch die Frequenzerfassungsein richtung bei den jeweiligen Modulationen erfaßt worden sind, wenn die Empfangseinrichtung gleichzeitig Radarwellen empfängt, welche von unterschiedlichen Zielen reflektiert worden sind, wobei
die Phasendifferenzberechnungseinrichtung (26, Schritte 220, 230) die Phasendifferenzen der Spitzenfrequenzkompo nenten derselben Frequenz zwischen den in der Mehrzahl vor kommenden Empfangseinrichtungen bei jeder Modulation be rechnet,
die Phasendifferenzberechnungseinrichtung (26, Schritt 240) die Phasendifferenz jedes Paars der von der Spitzen paarbestimmungseinrichtung bestimmten Spitzenfrequenzkompo nenten vergleicht, und
die Zielerfassungseinrichtung (26, Schritt 190) die Entfernung und die relative Geschwindigkeit jedes Ziels auf der Grundlage von jedem Paar der Spitzenfrequenzkomponenten erlangt, welche von der Spitzenpaarbestimmungseinrichtung bestimmt worden sind.

4. FMCW-Radarsystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeich net, daß die Spitzenpaarbestimmungseinrichtung die Absolut werte der von der Phasendifferenzberechnungseinrichtung be rechneten Phasendifferenzen bei der Anstiegsabschnittsmodu lation und der Abstiegsabschnittsmodulation vergleicht und die Spitzenfrequenzkomponenten mit demselben Absolutwert der Phasendifferenzen als das Paar der Spitzenfrequenzkom ponenten bestimmt.