JP4260831B2 - 車載用周波数変調レーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、車間距離制御や衝突被害軽減などに役立てるために、自動車に搭載されて周辺車両との車間距離や相対速度などを計測する車載用周波数変調レーダ装置に関するものである。

従来から、時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、所定の窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られたビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、ピーク信号の周波数に基づいて目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置は、よく知られている。

この種の車載用周波数変調レーダ装置としては、たとえば図８のブロック図に示す構成のものが一般的に知られている。
図８において、車載用周波数変調レーダ装置は、ＣＰＵ１、変調電圧生成部２、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３、サーキュレータ４、アンテナ５、ミキサ６、Ａ／Ｄコンバータ７およびＦＦＴ演算部８により構成されている。

変調電圧生成部２は、ＣＰＵ１から変調開始の指示が与えられると、ＶＣＯ３に対して三角波電圧を印加する。
ＶＣＯ３は、三角波電圧にしたがって搬送波を周波数変調し、サーキュレータ４を介して、アンテナ５に送信信号として伝達するとともに、送信信号をミキサ６に入力する。

アンテナ５は、送信信号を電波として目標物体Ｘに向けて放射するとともに、目標物体Ｘにて反射された電波を受信し、受信信号としてサーキュレータ４に伝達する。
サーキュレータ４は、受信信号をミキサ６に入力し、ミキサ６は、受信信号と送信信号とを混合してビート信号を出力する。
Ａ／Ｄコンバータ７は、ビート信号をサンプリングしてＦＦＴ演算部８に入力し、ＦＦＴ演算部８は、サンプリングされたビート信号に対し、所定の窓関数を乗算した後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行う。

図９はビート信号のスペクトラムの一例を示す説明図であり、横軸を周波数［×１／Ｔ］、縦軸を信号強度として、真のピーク信号の周波数をｆ_ｔとした場合を示している。
図９において、横軸の単位［１／Ｔ］内のＴは観測時間であり、丸印で示す各点はビート信号の離散スペクトラムを表し、実線は離散スペクトラムの包絡線（すなわち、窓関数に応じた連続スペクトラム形状）を表している。

ビート信号のスペクトラムが図９に示す状態の場合、ＦＦＴ演算部８は、離散スペクトラムにおけるピーク信号の周波数ｆ_ｎおよび強度ａ_ｎ（ピーク値）を、ビート信号の周波数および強度としてＣＰＵ１に伝達する。
したがって、ＣＰＵ１は、ピーク信号の周波数ｆ_ｎおよび強度ａ_ｎに基づいて、目標物体Ｘの距離や相対速度などを算出し、目標物体情報Ｙとして外部装置（図示せず）に出力する。

このとき、ＦＦＴによる離散スペクトラムの周波数間隔は、周波数分解能１／Ｔ（観測時間Ｔの逆数）で表されるので、離散スペクトラムにおけるピーク信号の周波数ｆ_ｎは、一般的には、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔとの間にずれ量（後述する周波数補正量に相当）δ［１／Ｔ］が生じる。
ここで、高精度に目標物体Ｘを検知するために、周波数分解能１／Ｔを小さい値に設定しようとすると、当然のことながら観測時間Ｔが増加して、処理時間が増加するので好ましくない。

そこで、従来から、上記問題点に対処するためのレーダ装置が提案されている（たとえば、特許文献１参照）。
特許文献１においては、ビート信号の離散スペクトラムに窓関数の周波数スペクトラムをフィッティングさせ、フィッティングさせた窓関数のピークを真のピークとして目標物体Ｘを検知している。または、窓関数に基づいて、あらかじめ離散スペクトラムのピーク信号の周波数ｆ_ｎと真のピーク信号の周波数ｆ_ｔとのずれ量δを、離散スペクトラムの強度の関数として表しておき、ＦＦＴで得られた離散スペクトラムの強度から、ずれ量δを算出している。

特許文献１に記載のレーダ装置において、具体的に、窓関数としてハニング窓を用いた場合、離散スペクトラムにおけるピーク信号の両隣の強度比ΔＰを、図９内の強度ａ_ｎ−１およびａ_ｎ−１を用いて、以下の式で表すものとする。

ΔＰ＝ａ_ｎ＋１／ａ_ｎ−１

このとき、強度比ΔＰの対数ΔＰ_ｄＢは、以下の式（９）で表される。

したがって、ずれ量δは、式（９）の関係を直線近似した以下の式（１０）により算出される。

特開２００３−２４０８４２号公報

従来の車載用周波数変調レーダ装置では、実際には、主に熱雑音に起因する雑音が存在するので、ＦＦＴで得られる離散スペクトラムの信号強度ａ_ｎ−１、ａ_ｎ、ａ_ｎ＋１が理論的に予想される値とは異なる値となり、特許文献１のように算出されるずれ量δの推定値にも誤差を生じるという課題があった。
また、精度を確保するためには、雑音の影響を小さくするような補正方法が要求されているが、これを実現することができないという課題があった。
さらに、ピーク信号の周波数ｆ_ｎの補正において直線近似を用いているので、望ましくない誤差を発生する原因になるという課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、観測時間の増加をともなうビート周波数の周波数分解能の向上を行うことなく、雑音の影響を抑制し、かつ雑音による誤推定を回避することにより、高精度かつ高速にビート周波数を得ることのできる車載用周波数変調レーダ装置を得ることを目的とする。

この発明による車載用周波数変調レーダ装置は、時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハニング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られたビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
ピーク信号の周波数ｆ_ｎに周波数補正量δを加算して、補正後の周波数ｆ_ｎ＋δを算出する周波数補正手段と、補正後の周波数ｆ_ｎ＋δに基づいて目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
周波数補正手段は、
ピーク信号の強度ａ_ｎと、ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、強度ａ_ｎ−１および強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、を用いて、
ピーク信号の強度ａ_ｎと、強度ａ_ｍａｘと、窓関数の性質とに基づいて周波数補正量δを、後述する式（１）により算出するとともに、
強度ａ_ｎ−１が強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ周波数補正量δが正である場合、または、強度ａ_ｎ−１が強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ周波数補正量δが負である場合には、周波数補正量δを、δ＝０に補正設定するものである。

この発明によれば、真のピーク値を離散スペクトラムのピーク値と同一にして、高精度かつ高速にビート周波数を得ることができる。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係る車載用周波数変調レーダ装置によるＦＦＴ演算処理を示すフローチャートである。
なお、この発明の実施の形態１に係る車載用周波数変調レーダ装置の構成は、前述（図８参照）の従来装置と同様であり、ＦＦＴ演算部８におけるピーク信号の周波数ｆ_ｎおよび強度ａ_ｎの算出処理が一部異なるのみである。
また、サンプリングされたビート信号がＦＦＴ演算部８に入力されるまでの動作およびＣＰＵ１の処理動作については、前述と同様なので、ここでは詳述を省略する。

この場合、ＦＦＴ演算部８（図８参照）は、ピーク信号の周波数ｆ_ｎに周波数補正量δを加算して、補正後の周波数ｆ_ｎ＋δを算出する周波数補正手段を備えており、ＣＰＵ１は、補正後の周波数ｆ_ｎ＋δに基づいて目標物体までの距離または相対速度を演算するようになっている。

また、後述するように、ＦＦＴ演算部８内の周波数補正手段は、ピーク信号の強度ａ_ｎと、ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、強度ａ_ｎ−１および強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、を用いて、ピーク信号の強度ａ_ｎと、強度ａ_ｍａｘと、窓関数の性質とに基づいて周波数補正量δを算出する。
また、周波数補正手段は、強度ａ_ｎ−１が強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ周波数補正量δが正である場合、または、強度ａ_ｎ−１が強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ周波数補正量δが負である場合には、周波数補正量δを、δ＝０に補正設定する。

図１において、ＦＦＴ演算部８は、まず、サンプリングされたビート信号を取り込み（ステップＳ９）、以下の式（１１）に示すハニング窓関数Ｗ_ｈａｎ（ｔ）を乗算する（ステップＳ１０）。

続いて、ＦＦＴ演算を実行し（ステップＳ１１）、図９に示すような離散スペクトラムを取得する。なお、言うまでもないが、ＦＦＴ演算により得られる離散スペクトラムは、図９に示す通り、目標物体Ｘからの反射による受信信号がハニング窓の連続スペクトラムを包絡線とする形状に広がる。
また、ＦＦＴ演算部８は、ＦＦＴ演算により得られた離散スペクトラムからピーク信号を探索し、ピーク値として、ピーク信号の周波数ｆ_ｎおよび強度ａ_ｎを得る（ステップＳ１２）。

以上のステップＳ９〜Ｓ１２は、従来のＦＦＴ演算部８による処理と同様であるが、この発明においては、雑音による離散スペクトラムの各信号強度のばらつきを考慮して、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔおよび信号強度を推定するために、以下のように、最低限必要な２個の離散スペクトラム情報を利用する。

雑音による離散スペクトラムの信号強度のばらつきは、信号強度が大きいほど小さくなることから、離散スペクトラムにおけるピーク信号と、このピーク信号に隣接する信号とのうち、強度が小さくない方の信号情報を用いて、真のピーク信号を推定する。
すなわち、雑音による信号強度のばらつきが大きく、真のピーク信号を推定する際に誤差を増加させる原因となり得る隣接信号のうち、強度が小さい方の信号情報は用いないようにする。

したがって、以上の観点に基づき、まず、ピーク信号の両隣の信号を抽出し、両隣の信号について各強度ａ_ｎ−１、ａ_ｎ＋１を取得する（ステップＳ１３）。
すなわち、ピーク信号よりも離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、ピーク信号よりも離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１とを得る。

ここで、ハニング窓関数によるスペクトラムの具体的形状について説明する。
上記式（１１）に示したハニング窓関数Ｗ_ｈａｎ（ｔ）についてフーリエ変換を施し、ＦＦＴ演算における周波数分解能１／Ｔ（＝１ビン）を乗算して、最大値が「１」となるように正規化することにより、周波数ずれ量（周波数補正量）δ［１／Ｔ］における信号強度Ａ_ｈａｎ（δ）として、以下の式（１２）が得られる。

次に、図９を参照しながら、式（１２）に基づいて真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを取得する方法について説明する。
いま、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎ＋δで与えられるものとする。また、一般性を失うことなく、真のピーク信号の強度ａ_ｔは、ａ_ｔ＝１であるとする。

まず、周波数補正量δが正（δ≧０）の場合について考える。
なお、図９から明らかなように、周波数補正量δが０．５を超える（δ＞０．５）場合には、ピーク信号が隣に移ることになるので、ここでは、０≦δ≦０．５の範囲で周波数補正量δを考慮すればよい。

このとき、各信号の強度は、ａ_ｎ−１≦ａ_ｎ＋１の関係にあるので、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔは、各強度ａ_ｎ、ａ_ｎ＋１を用いて算出される。
また、各強度ａ_ｎ、ａ_ｎ＋１は、以下の式（１３）のように算出される。

また、式（１３）から、以下の式（１４）が成立する。

ここで、雑音などの影響により、実際に観測されるスペクトラムの強度２ａ_ｎ＋１、ａ_ｎの関係が「２ａ_ｎ＋１＜ａ_ｎ」となった場合には、式（１４）で算出される周波数補正量δは、実際には負でない（δ≧０）にもかかわらず、負の値（δ＜０）となってしまう。
したがって、式（１４）により、δ＜０と算出された場合には、δ＝０と補正設定することにより、周波数補正精度を向上させる。

次に、真のピーク信号の強度ａ_ｔを推定する方法について説明する。
まず、前述の通り、周波数補正量δにおける信号強度Ａ_ｈａｎ（δ）は、最大値が「１」となるように正規化されているので、以下の式（１５）が成立する。

続いて、式（１５）に、上記式（１４）を代入することにより、以下の式（３）からなる推定式が得られる。

一方、周波数補正量δが負（δ＜０）の場合も、前述と同様に、周波数ｆ_ｎ−１における強度ａ_ｎ−１を、ａ_ｎ−１＝Ａ_ｈａｎ（−１−δ）として算出することにより、以下の式（１６）を導くことができる。

また、雑音などの影響により、式（１６）により、δ＞０と算出された場合には、δ＝０と補正設定する。
さらに、上記式（３）により、真のピーク信号の強度ａ_ｔが算出可能であることも容易に導出することができる。

したがって、以上の観点に基づき、図１には、ステップＳ１３で得られたピーク信号の両隣の強度ａ_ｎ−１、ａ_ｎ＋１を用いて、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔおよび強度ａ_ｔを推定するまでの処理手順（ステップＳ１４〜Ｓ２３）が示されている。
まず、周波数ｆ_ｎ−１における強度ａ_ｎ−１と周波数ｆ_ｎ＋１における強度ａ_ｎ＋１との大小関係を比較し、ａ_ｎ＋１≧ａ_ｎー１であるか否かを判定する（ステップＳ１４）。

ステップＳ１４において、ａ_ｎ＋１≧ａ_ｎ−１（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、両者のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘとしてａ_ｎ＋１を設定し（ステップＳ１５）、以下の式（１）により、周波数補正量δを算出する（ステップＳ１７）。

一方、ステップＳ１４において、ａ_ｎ＋１＜ａ_ｎ−１（すなわち、ＮＯ）と判定されれば、両者のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘとしてａ_ｎ−１を設定し（ステップＳ１６）、上記式（１）により、周波数補正量δを算出する（ステップＳ１８）。

次に、周波数補正量δの算出処理（ステップＳ１７）に続いて、周波数補正量δの符号が負（δ＜０）であるか否かを判定し（ステップＳ１９）、δ＜０（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、周波数補正量δのさらなる補正が必要と見なして、δ＝０に補正設定する（ステップＳ２１）。

同様に、周波数補正量δの算出処理（ステップＳ１８）に続いて、周波数補正量δの符号が正（δ＞０）であるか否かを判定し（ステップＳ２０）、δ＞０（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、周波数補正量δのさらなる補正が必要と見なして、δ＝０に補正設定する（ステップＳ２１）。

一方、ステップＳ１９において、δ≧０（すなわち、ＮＯ）と判定された場合、および、ステップＳ２０において、δ≦０（すなわち、ＮＯ）と判定された場合には、ステップＳ２１を実行せずに、ステップＳ２２に進む。
次に、ステップＳ２１に続いて、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを補正後の周波数ｆ_ｎ＋δとして算出する（ステップＳ２２）。

最後に、ＦＦＴ演算部８は、上記式（３）を用いて、真のピーク信号の強度ａ_ｔを算出し（ステップＳ２３）、ステップＳ２２、Ｓ２３で得られた真のピーク信号の周波数ｆ_ｔおよび強度ａ_ｔを、補正後のＦＦＴ演算結果としてＣＰＵ１に入力する。
以下、ＣＰＵ１における動作については、従来装置と同様なので、ここでは詳述を省略する。

なお、上記実施の形態１では、式（３）を用いて、真のピーク信号の強度ａ_ｔを算出したが、演算を簡略化（すなわち、高速化）するために、以下の式（４）からなる近似式を用いてもよい。

式（４）において、各係数「０．８１」、「０．３５」は、真のピーク信号の強度ａ_ｔとして（ａ_ｎ＋１≧ａ_ｎ−１の場合）、各強度ａ_ｎ、ａ_ｎ＋１の線形結合を仮定して、強度誤差の絶対値が最小となるように設定された値である。
ここで、図２の説明図を参照しながら、式（４）の有効性について説明する。

真のピーク信号の強度ａ_ｔとして強度ａ_ｎをそのまま用いた場合には、前述の式（１３）から明らかなように、周波数補正量δに応じて、図２内の１点鎖線で示すような強度誤差を生じ、最大で、約１．４［ｄＢ］の誤差を持つことになる。
一方、式（４）の近似式から求まる強度ａ_ｔを真のピーク信号の強度とした場合には、図２内の実線で示すような強度誤差に改善され、最悪の場合でも、０．２［ｄＢ］未満の精度を得ることができる。

なお、ここでは、ａ_ｎ＋１≧ａ_ｎ−１（図９参照）の場合を説明したが、ａ_ｎ＋１＜ａ_ｎ−１の場合においても、同様に良好な精度が得られることは言うまでもない。

以上のように、この発明の実施の形態１においては、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔまたは強度ａ_ｔを見出すのに用いる離散スペクトラムについて、雑音の影響を可能な限り低減するために、離散スペクトラムにおけるピーク信号周辺において局所的に最も大きな信号強度のものから２つを用いる。

また、特に、窓関数としてハニング窓を用いる場合には、近似を用いることなく厳密な理論式に基づいて補正を行う。
さらに、ピーク信号の周波数ｆ_ｎを補正した結果、雑音の影響で、離散スペクトラム信号の大小関係と反する補正結果となる場合には、真のピーク値を離散スペクトラムのピーク値と同一に補正設定することにより、誤った補正を防止する。

したがって、この発明の実施の形態１によれば、窓関数の性質に基づき、ピーク信号、およびピーク信号の両隣の信号のうち、強度が小さくない方の信号の強度を用いて周波数補正量δを算出し、また、周波数補正量δの符号に応じて、周波数補正量δをさらに補正するので、雑音の影響を抑制し、かつ雑音による誤推定を回避して、ビート周波数を精度よく求めることができる。

また、ハニング窓を用いたＦＦＴ演算結果に対し、理論計算に基づいた式（１）により周波数補正量δを求めるので、ハニング窓を用いたＦＦＴ演算結果に適し、より精度よくビート周波数を求めることができる。
また、ハニング窓を用いたＦＦＴ演算結果に対し、理論計算に基づいた式（３）により真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めるので、ハニング窓を用いたＦＦＴ演算結果に適し、精度よく真のピーク信号の強度を求めることができる。

また、ハニング窓を用いたＦＦＴ演算結果に対し、式（４）により真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めるので、ハニング窓を用いたＦＦＴ演算結果に適し、高速に真のピーク信号の強度を求めることができる。

実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出するために、周波数補正量δの加算補正を用いたが、強度ａ_ｎ−１、ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、強度ａ_ｍａｘに対応した周波数ｆ_ｍａｘとを用いて、ピーク信号の周波数ｆ_ｎと周波数ｆ_ｍａｘとの線形結合に基づいて、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出してもよい。

以下、図８および図９とともに、図３のフローチャートを参照しながら、この発明の実施の形態２に係る車載用周波数変調レーダ装置について説明する。
この場合、ＦＦＴ演算部８内の周波数補正手段は、ピーク信号の強度ａ_ｎと、ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、ピーク信号の周波数ｆ_ｎと、ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の周波数ｆ_ｎ−１と、ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の周波数ｆ_ｎ＋１と、強度ａ_ｎ−１および強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、強度ａ_ｍａｘに対応した周波数ｆ_ｍａｘと、を用いて、ピーク信号の周波数ｆ_ｎと周波数ｆ_ｍａｘとの線形結合に基づいて、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出する。

また、周波数補正手段は、強度ａ_ｎ−１が強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ真のピーク信号の周波数ｆ_ｔがピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも大きい場合、または、強度ａ_ｎ−１が強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ真のピーク信号の周波数ｆ_ｔがピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも小さい場合には、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎに補正設定する。
さらに、周波数補正手段内で用いられる線形結合の結合係数は、窓関数の性質に基づいて、強度ａ_ｎおよび強度ａ_ｍａｘから定められる。

図３はこの発明の実施の形態２によるＦＦＴ演算部８の処理を示すフローチャートであり、前述（図１参照）と同様の処理（ステップＳ９〜Ｓ１２、Ｓ１４、Ｓ２３）については、前述と同一符号を付して詳述を省略する。
まず、前述と同様に、周波数ずれ量（周波数補正量）δが、０≦δ≦０．５の範囲にある場合を考慮して、この発明の実施の形態２による原理について説明する。
図９に示したように、ｆ_ｎ＋１−ｆ_ｎ＝１［１／Ｔ］であることに注目すると、前述の式（１４）から、以下の式（１７）により真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが求められる。

また、前述の実施の形態１と同様に、雑音などの影響により実際に観測されるスペクトラムの各強度の関係が「２ａ_ｎ＋１＜ａ_ｎ」となった場合には、各強度に対応する各周波数の関係「ｆ_ｔ＜ｆ_ｎ」となるので、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎに補正設定することにより、周波数補正の精度を向上させる。
同様に、δ＜０の場合も、以下の式（７）により真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが求められる。

また、ｆ_ｔ＞ｆ_ｎとなった場合には、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎに補正設定する。
以上の原理に基づく具体的な処理動作は、図３に示されている。
すなわち、図３において、ステップＳ９〜Ｓ１２によりピーク値（ｆ_ｎ、ａ_ｎ）を探索した後、ピーク信号の両隣の信号の周波数ｆ_ｎ−１、ｆ_ｎ＋１、および強度ａ_ｎ−１、ａ_ｎ＋１を抽出する（ステップＳ２４）。

続いて、強度ａ_ｎ−１、ａ_ｎ＋１の大小関係を判定し（ステップＳ１４）、ａ_ｎ＋１≧ａ_ｎ−１（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、強度ａ_ｍａｘとしてａ_ｎ＋１を設定するとともに、強度ａ_ｍａｘに対応した周波数ｆ_ｍａｘとしてｆ_ｎ＋１を設定する（ステップＳ２５）。
また、ピーク信号の周波数ｆ_ｎおよび周波数ｆ_ｍａｘと、ピーク信号の強度ａ_ｎおよび強度ａ_ｍａｘとを用いて、上記式（７）により、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出する（ステップＳ２７）。

一方、ステップＳ１４において、ａ_ｎ＋１＜ａ_ｎ−１（すなわち、ＮＯ）と判定されれば、強度ａ_ｍａｘとしてａ_ｎ−１を設定するとともに、強度ａ_ｍａｘに対応した周波数ｆ_ｍａｘとしてｆ_ｎ−１を設定する（ステップＳ２６）。
また、ピーク信号の周波数ｆ_ｎおよび周波数ｆ_ｍａｘと、ピーク信号の強度ａ_ｎおよび強度ａ_ｍａｘとを用いて、上記式（７）により、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出する（ステップＳ２８）。

次に、ステップＳ２７に続いて、周波数ｆ_ｔ、ｆ_ｎの大小関係を比較して、ｆ_ｔ＜ｆ_ｎであるか否かを判定し（ステップＳ２９）、ｆ_ｔ＜ｆ_ｎ（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔのさらなる補正が必要と見なして、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎに補正設定する（ステップＳ３１）。

同様に、ステップＳ２８に続いて、周波数ｆ_ｔ、ｆ_ｎの大小関係を比較して、ｆ_ｔ＞ｆ_ｎであるか否かを判定し（ステップＳ３０）、ｆ_ｔ＞ｆ_ｎ（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔのさらなる補正が必要と見なして、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎに補正設定する（ステップＳ３１）。

一方、ステップＳ２９において、ｆ_ｔ≧ｆ_ｎ（すなわち、ＮＯ）と判定された場合、および、ステップＳ２０において、ｆ_ｔ≦ｆ_ｎ（すなわち、ＮＯ）と判定された場合には、ステップＳ３１を実行せずに、ステップＳ２３に進む。

最後に、ＦＦＴ演算部８は、前述の式（３）により、真のピーク信号の強度ａ_ｔを算出し（ステップＳ２３）、ステップＳ２７〜Ｓ３１で得られた真のピーク信号の周波数ｆ_ｔと、ステップＳ２３で得られた真のピーク信号の強度ａ_ｔとを、補正後のＦＦＴ演算結果としてＣＰＵ１に入力する。
以下、ＣＰＵ１における動作については、従来装置と同様なので、ここでは詳述を省略する。

このように、ピーク信号の周波数ｆ_ｎと周波数ｆ_ｍａｘとの線形結合に基づいて、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出した場合も、前述と同様に、高精度かつ高速にビート周波数を得ることができる。
なお、前述と同様に、真のピーク信号の強度ａ_ｔの算出に際しては、式（３）または式（４）のいずれを用いてもよい。

以上のように、この発明の実施の形態２によれば、窓関数の性質に基づき、ピーク信号およびピーク信号の両隣の信号のうち、強度が小さくない方の信号の周波数ｆ_ｍａｘおよび強度ａ_ｍａｘを用いて真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出し、また、ピーク信号の周波数ｆ_ｎと真のピーク信号の周波数ｆ_ｔとの大小関係に基づいて、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔをさらに補正するので、雑音の影響を抑制し、かつ雑音による誤推定を回避してビート周波数を精度よく求めることができる。

また、ハニング窓を用いたＦＦＴ演算結果に対し、理論計算に基づいた式（７）により真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを求めるので、ハニング窓を用いたＦＦＴ演算結果に適し、より精度よくビート周波数を求めることができる。
また、ハニング窓を用いたＦＦＴ演算結果に対し、理論計算に基づいた式（３）により真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めるので、ハニング窓を用いたＦＦＴ演算結果に適し、精度よく真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めることができる。

また、ハニング窓を用いたＦＦＴ演算結果に対し、式（４）により真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めるので、ハニング窓を用いたＦＦＴ演算結果に適し、高速に真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めることができる。

実施の形態３．
なお、上記実施の形態１（図１参照）では、ＦＦＴ演算部８によるステップＳ１０においてハニング窓を乗算したが、図４内のステップＳ３２のように、ハミング窓を乗算してもよい。
以下、図８および図９とともに、図４のフローチャートを参照しながら、この発明の実施の形態３に係る車載用周波数変調レーダ装置について説明する。

図４において、前述（図１参照）と同様の処理（ステップＳ９、Ｓ１１〜Ｓ１６、Ｓ１９〜Ｓ２２）については、前述と同一符号を付して詳述を省略する。
まず、ＦＦＴ演算部８は、サンプリングされたビート信号をＡ／Ｄコンバータ７から取り込み（ステップＳ９）、以下の式（１８）に示すハミング窓Ｗ_ｈａｍ（ｔ）を乗算する（ステップＳ３２）。

以下、ＦＦＴ演算の実行処理（ステップＳ１１）から、ピーク信号の両隣の信号の周波数および強度の取得処理（ステップＳ１３）までは、前述と同様なので説明を省略する。

ここで、ハミング窓関数によるスペクトラムの具体的形状について説明する。
上記式（１８）で示したハミング窓関数Ｗ_ｈａｍ（ｔ）についてフーリエ変換を施し、ＦＦＴ演算における周波数分解能１／Ｔを乗算し、最大値が「１」となるように正規化することにより、周波数δ［１／Ｔ］における信号強度Ａ_ｈａｍ（δ）として、以下の式（１９）が得られる。

次に、式（１９）に基づいて、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを得る方法について説明する。
前述の実施の形態１と同様に、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎ＋δとし、０≦δ≦０．５の場合について考える。
まず、各強度ａ_ｎ、ａ_ｎ＋１は、以下の式（２０）のように算出される。

式（２０）から、以下の式（２１）が成立する。

ここで、図５の説明図を参照しながら、式（２１）の有効性について説明する。
図５において、横軸は周波数補正量δ［１／Ｔ］、縦軸は強度比（ａ_ｎ−ａ_ｎ＋１）／（ａ_ｎ＋ａ_ｎ＋１）であり、実線は、式（２１）の関係を示している。
図５から明らかなように、式（２１）の関係は、０≦δ≦０．５の範囲において、ほぼ直線状なので、式（２１）における「δ＝０」および「δ＝０．５」に対応する２点を結ぶ直線（図５内の１点鎖線参照）で近似することができる。
この直線は、以下の式（２２）で表される。

ここで、雑音などの影響により、実際に観測されるスペクトラム強度の関係が「（５０／２１）ａ_ｎ＋１＜ａ_ｎ」となった場合には、式（２２）により算出される周波数補正量δは、実際には負でない（δ≧０）にもかかわらず、負の値（δ＜０）となってしまう。
したがって、式（２２）により、δ＜０と算出された場合には、δ＝０と補正設定することにより、周波数補正の精度を向上させる。

次に、真のピーク信号の強度ａ_ｔを推定する方法について説明する。
まず、前述の通り、周波数補正量δにおける信号強度Ａ_ｈａｍ（δ）は、最大値が「１」となるように正規化されているので、以下の式（２３）が成立する。

式（２３）に、上記式（２２）を代入することにより、以下の式（５）からなる推定式が得られる。

同様に、δ＜０の場合も、強度ａ_ｎ−１を、ａ_ｎ−１＝Ａ_ｈａｍ（−１−δ）として算出し、直線近似を用いることにより、以下の式（２４）を導くことができる。

また、雑音などの影響により、式（２４）において、δ＞０と算出された場合には、δ＝０と補正設定する。
さらに、式（５）の推定式により、真のピーク信号の強度ａ_ｔが算出可能であることも容易に導出することができる。

したがって、以上の観点に基づき、図４には、ステップＳ１３で得られたピーク信号の両隣の強度ａ_ｎ−１、ａ_ｎ＋１を用いて、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔおよび強度ａ_ｔを推定するまでの手順（ステップＳ１４以降）が示されている。
まず、前述と同様に、強度ａ_ｎ−１、ａ_ｎ＋１の大小関係を判定し（ステップＳ１４）、両者の大小関係に応じて、小さくない方の強度ａ_ｍａｘが定められる（ステップＳ１５、Ｓ１６）。

次に、強度ａ_ｍａｘの設定処理（ステップＳ１５、Ｓ１６）に続いて、以下の式（２）により、周波数補正量δを算出する。

また、ステップＳ３３、Ｓ３４に続いて、前述と同様に、周波数補正量δの符号を判定し（ステップＳ１９、Ｓ２０）、周波数補正量δのさらなる補正が必要な場合には、ステップＳ２１において、δ＝０と補正設定する。
次に、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔをｆ_ｎ＋δとして算出した後（ステップＳ２２）、各強度ａ_ｎ、ａ_ｍａｘを用いて、上記式（５）により、真のピーク信号の強度ａ_ｔを算出する（ステップＳ３５）。

以下、ＦＦＴ演算部８は、算出した真のピーク信号の周波数ｆ_ｔおよび強度ａ_ｔを、補正されたＦＦＴ演算結果としてＣＰＵ１に入力する。
ＣＰＵ１以降の動作は、前述と同様なので、ここでは詳述を省略する。

なお、上記実施の形態３では、式（５）を用いて真のピーク信号の強度ａ_ｔを算出したが、演算を簡略化（すなわち、高速化）するために、以下の式（６）からなる近似式を用いてもよい。

式（６）において、各係数「０．８２」、「０．３８」は、真のピーク信号の強度ａ_ｔとして（ａ_ｎ＋１≧ａ_ｎ＋１の場合）、各強度ａ_ｎ、ａ_ｎ＋１の線形結合を仮定して、強度誤差の絶対値が最小となるように設定された値である。
ここで、図６の説明図を参照しながら、式（６）の有効性について説明する。

真のピーク信号の強度として強度ａ_ｎをそのまま用いた場合には、前述の式（２２）から明らかなように、周波数補正量δに応じて、図６内の１点鎖線で示すような強度誤差を生じ、最大で、約１．８［ｄＢ］の誤差を持つことになる。
一方、式（６）の近似式から求まる強度ａ_ｔを真のピーク信号の強度とした場合には、図６内の実線で示すような強度誤差に改善され、最悪の場合でも、０．２［ｄＢ］未満の精度を得ることができる。

なお、ここでは、ａ_ｎ＋１≧ａ_ｎ＋１（図９参照）の場合を説明したが、ａ_ｎ＋１＜ａ_ｎ＋１の場合においても、同様に良好な精度が得られることは言うまでもない。

以上のように、この発明の実施の形態３によれば、ハミング窓を用いたＦＦＴ演算結果に対し、理論計算に基づいた式（２）により周波数補正量δを求めるので、ハミング窓を用いたＦＦＴ演算結果に適し、より精度よくビート周波数を求めることができる。
また、ハミング窓を用いたＦＦＴ演算結果に対し、理論計算に基づいた式（５）により真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めるので、ハミング窓を用いたＦＦＴ演算結果に適し、精度よく真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めることができる。
また、ハミング窓を用いたＦＦＴ演算結果に対し、式（６）により真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めるので、ハミング窓を用いたＦＦＴ演算結果に適し、高速に真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めることができる。

実施の形態４．
また、前述の実施の形態２（図３参照）では、ＦＦＴ演算部８によるステップＳ１０においてハニング窓を乗算したが、図７内のステップＳ３２のように、ハミング窓を乗算してもよい。
以下、図８および図９とともに、図７のフローチャートを参照しながら、この発明の実施の形態４に係る車載用周波数変調レーダ装置について説明する。

図７において、前述（図３、図４参照）と同様の処理（ステップＳ９、Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１４、Ｓ２４〜Ｓ２６、Ｓ２９〜Ｓ３２、Ｓ３５）については、前述と同一符号を付して詳述を省略する。

まず、前述の実施の形態３と同様に、０≦δ≦０．５の範囲を考慮して、この発明の原理について説明する。
いま、ｆ_ｎ＋１−ｆ_ｎ＝１［１／Ｔ］であることに注意すると、前述の式（２２）より、以下の式（２５）が得られる。

また、前述と同様に、雑音などの影響により、実際に観測されるスペクトラムの強度の関係が「（５０／２１）ａ_ｎ＋１＜ａ_ｎ」となった場合には、周波数の関係が「ｆ_ｔ＜ｆ_ｎ」となるので、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎと補正設定することにより、周波数補正の精度を向上させる。

同様に、δ＜０の場合も、以下の式（８）により真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが求められる。

また、ｆ_ｔ＞ｆ_ｎとなった場合には、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎと補正設定する。
以上の原理に基づく具体的な処理動作は、図７に示されている。
すなわち、前述の実施の形態２（図３）の場合と同様に、ピーク信号の両隣の信号の周波数ｆ_ｎ−１、ｆ_ｎ＋１および強度ａ_ｎ−１、ａ_ｎ＋１を抽出し（ステップＳ２４）、強度ａ_ｎ−１、ａ_ｎ＋１の大小関係を判定し（ステップＳ１４）、両者の大小関係に応じて、周波数ｆ_ｍａｘおよび強度ａ_ｍａｘが定められる（ステップＳ２５、Ｓ２６）。

次に、各ステップＳ２５、Ｓ２６に続いて、上記式（８）を用いて、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出する（ステップＳ３６、Ｓ３７）。
以下、前述（図３）と同様に、周波数ｆ_ｔ、ｆ_ｎの大小関係を判定し（ステップＳ２９、Ｓ３０）、真のピーク信号の周波数ｆ_ｔの追加補正が必要な場合には、ステップＳ３１において、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎと補正設定する。

最後に、前述（図４）と同様に、各強度ａ_ｎ、ａ_ｍａｘを用いて、上記式（５）により、真のピーク信号の強度ａ_ｔを算出する（ステップＳ３５）。
以降のＣＰＵ１による処理動作は、前述と同様なので説明を省略する。
なお、前述の実施の形態３と同様に、真のピーク信号の強度ａ_ｔの算出（ステップＳ３５）に際しては、式（５）または式（６）のいずれを用いてもよい。

以上のように、この発明の実施の形態４によれば、ハミング窓を用いたＦＦＴ演算結果に対し、理論計算に基づいた式（５）により真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めるので、ハミング窓を用いたＦＦＴ演算結果に適し、精度よく真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めることができる。
また、ハミング窓を用いたＦＦＴ演算結果に対し、式（６）により真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めるので、ハミング窓を用いたＦＦＴ演算結果に適し、高速に真のピーク信号の強度ａ_ｔを求めることができる。

また、ハミング窓を用いたＦＦＴ演算結果に対し、理論計算に基づいた式（８）により真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを求めるので、ハミング窓を用いたＦＦＴ演算結果に適し、より精度よくビート周波数を求めることができる。

この発明の実施の形態１によるＦＦＴ演算部の動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１によるハニング窓を用いた場合の真のピーク信号の強度誤差を示す説明図である。 この発明の実施の形態２によるＦＦＴ演算部の動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態３によるＦＦＴ演算部の動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態３によるハミング窓を用いた場合の周波数補正量と信号の強度比との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態３によるハミング窓を用いた場合の真のピーク信号の強度誤差を示す説明図である。 この発明の実施の形態４によるＦＦＴ演算部の動作を示すフローチャートである。 従来の車載用周波数変調レーダ装置の概略構成を示すブロック図である。 従来のビート信号のスペクトラム形状を示す説明図である。

符号の説明

１ ＣＰＵ、２ 変調電圧生成部、３ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）、４ サーキュレータ、５ アンテナ、６ ミキサ、７ Ａ／Ｄコンバータ、８ ＦＦＴ演算部、ａ_ｎ ピーク信号の強度、ａ_ｎ−１ 離散的周波数が１つ小さい信号の強度、ａ_ｎ＋１ 離散的周波数が１つ大きい信号の強度、ａ_ｍａｘ 真のピーク信号の強度、ｆ_ｎ ピーク信号の周波数、ｆ_ｎ−１ 離散的周波数が１つ小さい信号の周波数、ｆ_ｎ＋１ 離散的周波数が１つ大きい信号の周波数、 真のピーク信号の周波数、Ｘ 目標物体、Ｙ 目標物体情報、δ 周波数補正量、Ｓ１０ ハニング窓を乗算するステップ、Ｓ２１ 周波数補正量を補正設定するステップ（周波数補正手段）、Ｓ２２、Ｓ２７、Ｓ２８、Ｓ３６、Ｓ３７ 真のピーク信号の周波数を算出するステップ（周波数補正手段）、Ｓ３１ 真のピーク信号の周波数を補正設定するステップ（周波数補正手段）、Ｓ３２ ハニング窓を乗算するステップ。

Claims (12)

1. 時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を前記送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハニング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られた前記ビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
   前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに周波数補正量δを加算して、補正後の周波数ｆ_ｎ＋δを算出する周波数補正手段と、
   前記補正後の周波数ｆ_ｎ＋δに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
   前記周波数補正手段は、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、
   前記強度ａ_ｎ−１および前記強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、を用いて、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、前記強度ａ_ｍａｘと、前記窓関数の性質とに基づいて前記周波数補正量δを、以下の式（１）、
   

   

   により算出するとともに、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ前記周波数補正量δが正である場合、または、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ前記周波数補正量δが負である場合には、
   前記周波数補正量δを、δ＝０に補正設定することを特徴とする車載用周波数変調レーダ装置。
2. 時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を前記送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハミング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られた前記ビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
   前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに周波数補正量δを加算して、補正後の周波数ｆ_ｎ＋δを算出する周波数補正手段と、
   前記補正後の周波数ｆ_ｎ＋δに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
   前記周波数補正手段は、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、
   前記強度ａ_ｎ−１および前記強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、を用いて、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、前記強度ａ_ｍａｘと、前記窓関数の性質とに基づいて前記周波数補正量δを、以下の式（２）、
   

   

   により算出するとともに、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ前記周波数補正量δが正である場合、または、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ前記周波数補正量δが負である場合には、
   前記周波数補正量δを、δ＝０に補正設定することを特徴とする車載用周波数変調レーダ装置。
3. 時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を前記送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハニング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られた前記ビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
   前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに周波数補正量δを加算して、補正後の周波数ｆ_ｎ＋δを算出する周波数補正手段と、
   前記補正後の周波数ｆ_ｎ＋δに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
   前記周波数補正手段は、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、
   前記強度ａ_ｎ−１および前記強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、を用いて、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、前記強度ａ_ｍａｘと、前記窓関数の性質とに基づいて前記周波数補正量δを算出するとともに、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ前記周波数補正量δが正である場合、または、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ前記周波数補正量δが負である場合には、
   前記周波数補正量δを、δ＝０に補正設定し、
   さらに、前記周波数補正手段は、以下の式（３）、
   

   

   により得られる強度ａ _ｔ を、真のピーク信号の強度として用いることを特徴とする車載用周波数変調レーダ装置。
4. 時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を前記送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハニング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られた前記ビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
   前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに周波数補正量δを加算して、補正後の周波数ｆ_ｎ＋δを算出する周波数補正手段と、
   前記補正後の周波数ｆ_ｎ＋δに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
   前記周波数補正手段は、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、
   前記強度ａ_ｎ−１および前記強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、を用いて、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、前記強度ａ_ｍａｘと、前記窓関数の性質とに基づいて前記周波数補正量δを算出するとともに、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ前記周波数補正量δが正である場合、または、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ前記周波数補正量δが負である場合には、
   前記周波数補正量δを、δ＝０に補正設定し、
   さらに、前記周波数補正手段は、以下の式（４）、
   

   

   の近似式により得られる強度ａ _ｔ を、真のピーク信号の強度として用いることを特徴とする車載用周波数変調レーダ装置。
5. 時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を前記送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハミング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られた前記ビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
   前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに周波数補正量δを加算して、補正後の周波数ｆ_ｎ＋δを算出する周波数補正手段と、
   前記補正後の周波数ｆ_ｎ＋δに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
   前記周波数補正手段は、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、
   前記強度ａ_ｎ−１および前記強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、を用いて、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、前記強度ａ_ｍａｘと、前記窓関数の性質とに基づいて前記周波数補正量δを算出するとともに、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ前記周波数補正量δが正である場合、または、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ前記周波数補正量δが負である場合には、
   前記周波数補正量δを、δ＝０に補正設定し、
   さらに、前記周波数補正手段は、以下の式（５）、
   

   

   により得られる強度ａ _ｔ を、真のピーク信号の強度として用いることを特徴とする車載用周波数変調レーダ装置。
6. 時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を前記送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハミング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られた前記ビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
   前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに周波数補正量δを加算して、補正後の周波数ｆ_ｎ＋δを算出する周波数補正手段と、
   前記補正後の周波数ｆ_ｎ＋δに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
   前記周波数補正手段は、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、
   前記強度ａ_ｎ−１および前記強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、を用いて、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、前記強度ａ_ｍａｘと、前記窓関数の性質とに基づいて前記周波数補正量δを算出するとともに、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ前記周波数補正量δが正である場合、または、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ前記周波数補正量δが負である場合には、
   前記周波数補正量δを、δ＝０に補正設定し、
   さらに、前記周波数補正手段は、以下の式（６）、
   

   

   の近似式により得られる強度ａ _ｔ を、真のピーク信号の強度として用いることを特徴とする車載用周波数変調レーダ装置。
7. 時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を前記送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハニング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られた前記ビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
   真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出する周波数補正手段と、
   前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
   前記周波数補正手段は、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、
   前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎと、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の周波数ｆ_ｎ−１と、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の周波数ｆ_ｎ＋１と、
   前記強度ａ_ｎ−１および前記強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、
   前記強度ａ_ｍａｘに対応した周波数ｆ_ｍａｘと、を用いて、
   前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎと前記周波数ｆ_ｍａｘとの線形結合に基づいて、前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを、以下の式（７）、
   

   

   により算出するとともに、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも大きい場合、または、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも小さい場合には、
   前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎに補正設定し、
   前記線形結合の結合係数は、前記窓関数の性質に基づいて、前記強度ａ_ｎおよび前記強度ａ_ｍａｘから定められることを特徴とする車載用周波数変調レーダ装置。
8. 時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を前記送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハミング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られた前記ビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
   真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出する周波数補正手段と、
   前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
   前記周波数補正手段は、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、
   前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎと、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の周波数ｆ_ｎ−１と、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の周波数ｆ_ｎ＋１と、
   前記強度ａ_ｎ−１および前記強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、
   前記強度ａ_ｍａｘに対応した周波数ｆ_ｍａｘと、を用いて、
   前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎと前記周波数ｆ_ｍａｘとの線形結合に基づいて、前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを、以下の式（８）、
   

   

   により算出するとともに、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも大きい場合、または、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも小さい場合には、
   前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎに補正設定し、
   前記線形結合の結合係数は、前記窓関数の性質に基づいて、前記強度ａ_ｎおよび前記強度ａ_ｍａｘから定められることを特徴とする車載用周波数変調レーダ装置。
9. 時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を前記送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハニング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られた前記ビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
   真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出する周波数補正手段と、
   前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
   前記周波数補正手段は、
   前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、
   前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎと、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の周波数ｆ_ｎ−１と、
   前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の周波数ｆ_ｎ＋１と、
   前記強度ａ_ｎ−１および前記強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、
   前記強度ａ_ｍａｘに対応した周波数ｆ_ｍａｘと、を用いて、
   前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎと前記周波数ｆ_ｍａｘとの線形結合に基づいて、前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出するとともに、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも大きい場合、または、
   前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも小さい場合には、
   前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎに補正設定し、
   さらに、前記周波数補正手段は、以下の式（３）、
   

   

   により得られる強度ａ _ｔ を、真のピーク信号の強度として用い、
   前記線形結合の結合係数は、前記窓関数の性質に基づいて、前記強度ａ_ｎおよび前記強度ａ_ｍａｘから定められることを特徴とする車載用周波数変調レーダ装置。
10. 時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を前記送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハニング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られた前記ビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
    真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出する周波数補正手段と、
    前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
    前記周波数補正手段は、
    前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、
    前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、
    前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、
    前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎと、
    前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の周波数ｆ_ｎ−１と、
    前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の周波数ｆ_ｎ＋１と、
    前記強度ａ_ｎ−１および前記強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、
    前記強度ａ_ｍａｘに対応した周波数ｆ_ｍａｘと、を用いて、
    前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎと前記周波数ｆ_ｍａｘとの線形結合に基づいて、前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出するとともに、
    前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも大きい場合、または、
    前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも小さい場合には、
    前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎに補正設定し、
    さらに、前記周波数補正手段は、以下の式（４）、
    

    

    の近似式により得られる強度ａ _ｔ を、真のピーク信号の強度として用い、
    前記線形結合の結合係数は、前記窓関数の性質に基づいて、前記強度ａ_ｎおよび前記強度ａ_ｍａｘから定められることを特徴とする車載用周波数変調レーダ装置。
11. 時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を前記送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハミング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られた前記ビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
    真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出する周波数補正手段と、
    前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
    前記周波数補正手段は、
    前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、
    前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、
    前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、
    前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎと、
    前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の周波数ｆ_ｎ−１と、
    前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の周波数ｆ_ｎ＋１と、
    前記強度ａ_ｎ−１および前記強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、
    前記強度ａ_ｍａｘに対応した周波数ｆ_ｍａｘと、を用いて、
    前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎと前記周波数ｆ_ｍａｘとの線形結合に基づいて、前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出するとともに、
    前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも大きい場合、または、
    前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも小さい場合には、
    前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎに補正設定し、
    さらに、前記周波数補正手段は、以下の式（５）、
    

    

    により得られる強度ａ _ｔ を、真のピーク信号の強度として用い、
    前記線形結合の結合係数は、前記窓関数の性質に基づいて、前記強度ａ_ｎおよび前記強度ａ_ｍａｘから定められることを特徴とする車載用周波数変調レーダ装置。
12. 時間とともに周波数が直線状に上昇または下降するように周波数変調された送信信号を送信し、目標物体にて反射された信号を受信し、受信された受信信号を前記送信信号と混合することで得られるビート信号をサンプリングし、ハミング窓からなる窓関数を用いて離散的周波数解析を行い、得られた前記ビート信号のスペクトラムからピーク信号を抽出し、前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算する車載用周波数変調レーダ装置であって、
    真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出する周波数補正手段と、
    前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔに基づいて前記目標物体までの距離または相対速度を演算するＣＰＵとを備え、
    前記周波数補正手段は、
    前記ピーク信号の強度ａ_ｎと、
    前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の強度ａ_ｎ−１と、
    前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の強度ａ_ｎ＋１と、
    前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎと、
    前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ小さい信号の周波数ｆ_ｎ−１と、
    前記ピーク信号に対して離散的周波数が１つ大きい信号の周波数ｆ_ｎ＋１と、
    前記強度ａ_ｎ−１および前記強度ａ_ｎ＋１のうち小さくない方の強度ａ_ｍａｘと、
    前記強度ａ_ｍａｘに対応した周波数ｆ_ｍａｘと、を用いて、
    前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎと前記周波数ｆ_ｍａｘとの線形結合に基づいて、前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを算出するとともに、
    前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１よりも大きく、かつ前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも大きい場合、または、
    前記強度ａ_ｎ−１が前記強度ａ_ｎ＋１以下であって、かつ前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔが前記ピーク信号の周波数ｆ_ｎよりも小さい場合には、
    前記真のピーク信号の周波数ｆ_ｔを、ｆ_ｔ＝ｆ_ｎに補正設定し、
    さらに、前記周波数補正手段は、以下の式（６）、
    

    

    の近似式により得られる強度ａ _ｔ を、真のピーク信号の強度として用い、
    前記線形結合の結合係数は、前記窓関数の性質に基づいて、前記強度ａ_ｎおよび前記強度ａ_ｍａｘから定められることを特徴とする車載用周波数変調レーダ装置。

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